JPS6345154B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜発明の目的＞ この発明は、検波されたビデオ信号がデジタル
回路によつて処理されるテレビジヨン受像機に関
するものであり、さらに詳しく言えば復調された
カラー信号の濾波を行なうデジタル・カラー信号
復調器に関するものである。

＜発明の背景＞ 帯域幅、動作速度、複雑さ等に関する理由か
ら、テレビジヨン信号処理回路は通常アナログ形
式で構成されている。しかしながら、最近ではア
ナログ―デジタル変換速度の向上、大規模集積回
路技術の進歩によつてデジタル技術を使用したテ
レビジヨン回路の実現が可能になつた。必要な帯
域幅の関係から、テレビジヨンの中間周波回路は
今でもアナログ形式の構造に制限されているが、
ベースバンドのビデオ信号の処理にはデジタル技
術を使用することができる。

デジタル・ベースバンド受像機では、検波され
たビデオ信号はアナログ―デジタル変換器によつ
てデジタル信号に変換される。このアナログ―デ
ジタル変換器は、ビデオ信号帯域に対するナイキ
ストサンプリング率よりも高いか等しい率（例え
ば、4.2MHzのNTSCビデオ信号の場合は少なく
とも8.4MHzの周波数でサンプルしなければなら
ない）でビデオ信号をサンプルする。ナイキスト
のサンプリング率あるいはそれ以上でアナログ信
号をサンプリングすると、サンプリング処理によ
る情報の損失を防止することができる。デジタル
化されたビデオ信号は、デジタルくし型フイルタ
のようなデジタル・フイルタによつてルミナンス
成分とクロミナンス成分とに分離される。ルミナ
ンス成分とクロミナンス成分は各別のデジタル信
号路において処理され、アナログ形式に復元さ
れ、マトリツクスで再合成されて赤（Ｒ）、緑
（Ｇ）、青（Ｂ）の各信号が生成されて受像機の映
像管に供給される。

合成ビデオ信号のクロミナンス成分は、直角振
幅変調された副搬送波抑圧信号からなつている。
２つの色を表わす信号（例えばNTSCビデオ信号
ではＩ信号とＱ信号）は、副搬送波の90゜位相の
異なる成分を振幅変調する。NTSCビデオ信号で
は、副搬送波の周波数は3.58MHzである。位相
の基準となる信号も合成ビデオ信号中で伝送さ
れ、それは所定の位相（例えば、NTSCビデオ信
号では−（Ｂ―Ｙ））である）を持つた副搬送波の
バーストである。従つて、クロミナンス成分から
Ｒ、Ｇ、Ｂ信号をひき出すためには、その成分は
復調され濾波されねばならない。

クロミナンス・チヤンネルでは、デジタル・カ
ラー信号は一般には復調に先立つて増幅され、帯
域通過濾波あるいはピーキングされる。次いで、
このカラー信号はカラー副搬送波信号の選択され
た位相角で復調され、ＩおよびＱカラー混合信号
あるいはＲ―ＹおよびＢ―Ｙカラー混合（色差）
信号のいずれかが生成される。復調されたカラー
混合信号は濾波されて、信号から高周波ノイズが
除去される。ＩおよびＱ信号の場合は、Ｉ信号は
1.5MHzの帯域幅を持ち、Ｑ信号は0.5MHzの帯
域幅を持つている。色差信号の帯域幅は共に
0.5MHzである。色差信号は合成されてＧ―Ｙ色
差信号が生成され、３つの色差信号はすべてアナ
ログ形式に変換され、サンプリング周波数成分を
除去するために濾波され、ルミナンス信号Ｙとマ
トリツクスされてＲ，Ｇ，Ｂ信号が生成される。
濾波されたＩおよびＱ信号の場合は、これらの信
号はアナログ形式に変換され、サンプリング周波
数成分を除去するために濾波され、Ｙ信号とマト
リツクスされてＲ，Ｇ，Ｂ信号が生成される。

＜発明の概説＞ この発明の原理によれば、デジタル情報を持つ
た信号を復調し濾波するための装置が設けられて
いる。この装置は、復調され、濾波されるべき情
報を持つたデジタル信号源、および情報を持つた
信号と所定の位相関係にある基準信号源を含む装
置中に設けられる。この装置は、基準信号に応答
して基準信号と所定の位相関係を持つたクロツク
信号を発生するための手段を含んでいる。この装
置はまたデジタル信号およびクロツク信号に応答
する入力を有し、出力に復調され濾波された情報
の信号を発生するデジタル・フイルタを含んでい
る。

この発明の一実施例では、テレビジヨン受像機
中でカラー混合信号を復調し、濾波するデジタル
有限インパルス応答（FIR）フイルタ装置が設け
られている。このようなフイルタは入力タツプに
重みの付けられた構成、出力タツプに重みの付け
られた構成のいずれかとすることができる。この
発明のこの実施例では、出力タツプに重みの付け
られたFIRが設けられており、このFIRにおいて
分離されたデジタル・クロミナンス信号のサンプ
ルが第１および第２のレジスタにクロツクによつ
て導かれ、それによつて第１のレジスタは第１の
カラー混合信号を含み、第２のレジスタが第２の
カラー混合信号を含むようにする。出力タツプは
第１および第２のレジスタの段の各１つの出力と
重み付け関数回路との間に接続される。各レジス
タに関連する重み付け関数回路は加算器の各梯子
回路網に結合されており、梯子回路網は、出力段
加算器において各カラー混合信号に対して適正な
低域応答特性が現われるように重み付けされた信
号サンプルを合成する。２個のデジタル・レジス
タが各インパルス応答特性に従つて丁度良い時間
関係をもつて配列され、適正な時間関係で濾波さ
れたカラー混合信号を生成する。

サンプルをレジスタに送り込むクロツク信号は
所定の時間関係をもつている。この発明の別の特
徴に従えば、クロツク信号はカラー・バースト信
号と位相の合つた信号を発生する位相ロツクされ
たループ信号から取出される。位相ロツクされた
ループ信号は色相（tint）制御回路によつて可制
御的に位相シフトされ、次いで所望の公称復調角
をもつた信号と一致するように所定の遅延によつ
て位相シフトされる。位相シフトされた信号は副
搬送波信号の何倍かに周波数逓倍され、それによ
つてアナログ―デジタル変換器用のサンプリング
信号が生成される。逓倍副搬送波信号は、位相シ
フトされた信号の１サイクルと同じ期間に多くの
サイクルを持つている。逓倍副搬送波周波数の信
号の何サイクルかは、２個のカラー混合信号レジ
スタ用のクロツク信号として使用されるカラー副
搬送波周波数でデジタル・フイルタ回路にゲート
によつて導かれる。

＜実施例の説明＞ 以下、図を参照しつゝこの発明を詳細に説明す
る。

第１図において、テレビジヨン信号はアンテナ
１０によつて受信され、チユーナ１２、中間周波
回路１４、ビデオ検波器１６によつて順次処理さ
れる。これらは通常の形式で構成されたものであ
る。検波器１６の出力に現われる検波されたビデ
オ信号はアナログ―デジタル（Ａ―Ｄ）変換器２
０の入力に供給される。Ａ―Ｄ変換器２０はカラ
ー副搬送波周波数の４倍に等しいサンプリング率
（4f_sc）でビデオ信号をサンプルし、このサンプ
リング率でビデオ信号のデジタル・サンプルを生
成する。各デジタル・サンプルすなわちワードは
例えば並列に発生された８ビツトからなる。８ビ
ツト方式では、アナログ・ビデオ信号は２５６の
各レベルのいずれか１つのレベルに量子化され
る。Ａ―Ｄ変換器２０用の4f_scのサンプリング・
クロツクはクロツク発生器２２によつて発生され
る。このクロツク発生器はビデオ検波器１６によ
つて発生されたアナログ・ビデオ信号のカラー・
バースト信号と位相および周波数の同期した信号
を発生する。

Ａ―Ｄ変換器２０によつて生成されたデジタル
化されたビデオ信号はデジタルくし型フイルタ２
４の入力に供給される。このデジタルくし型フイ
ルタはジヨン ピー ロシ（John P.Rossi）の
論文「Digital Television Image
Enhancement」、84 SMPTE、545―51（1974）
中に示されているように構成される。くし型フイ
ルタ２４はルミナンス信号処理回路２６に供給さ
れる分離されたルミナンス信号Ｙを発生する。ル
ミナンス信号処理回路２６は視聴者の調整による
コントラスト制御信号に応答し、処理されたルミ
ナンス信号を発生する。このルミナンス信号はデ
ジタル―アナログ（Ｄ―Ａ）変換器２８の入力に
供給される。こゝではアナログ形式となつたルミ
ナンス信号は低域通過フイルタ３０で濾波されて
サンプリング周波数成分が除去され、処理された
ルミナンス信号Y′はマトリツクス回路６０の１
つの入力に供給される。

くし型フイルタ２４はまたクロマ増幅器３２の
入力に供給される分離されたクロミナンス信号Ｃ
を発生する。クロマ増幅器３２は視聴者が調整す
るカラー飽和制御信号に応答してクロミナンス信
号を増幅し、増幅されたクロミナンス信号をデジ
タル・クロマ・ピーキング回路３４の入力に供給
する。クロマ・ピーキング回路３４は、中間周波
回路１４の応答特性を補償するために、この点に
おけるクロミナンス信号が呈する応答特性を修正
するデジタル・フイルタである。一般に中間周波
回路は低い周波数のカラー副搬送波周波数をIF
通過帯域のスロープの部分に位置させ、そのため
カラー側帯波はオクターブ当り6dbの減衰（ロー
ルオフ）特性を示す。クロマ・ピーキング回路３
４はこの減衰特性を補償して、クロミナンス信号
が本質的に平坦な振幅対周波数応答性を示すよう
にする。もし中間周波回路１４がカラー信号に対
して本質的に平坦な振幅対周波数応答性を持つよ
うに設計されておれば、クロマ・ピーキング回路
３４をカラー副搬送波周波数を中心として配置さ
れた応答特性を持つたクロマ帯域通過フイルタと
置き換えることができる。

ピーキング作用を受けた、あるいは帯域通過ク
ロミナンス信号はＩ―Ｑ復調器４０の入力に供給
される。Ｉ―Ｑ復調器４０はクロミナンス信号を
復調して帯域通過Ｉ信号成分とＱ信号成分とを生
成する。復調されたＩ信号はＩ有限インパルス応
答フイルタ（Ｉ―FIRフイルタ）４２の入力に供
給され、復調されたＱ信号はＱ―FIRフイルタ４
４の入力に供給される。Ｉ―FIRフイルタは0Hz
から約1.5MHzにわたる帯域通過特性を有し、Ｑ
―FIRフイルタは0Hzから0.5MHzにわたる帯域
通過特性を有する。ＩおよびＱの各FIRフイルタ
は、前段の処理回路が広帯域故にカラー信号中に
含まれている高周波ノイズを除去する作用を有す
るものである。

濾波されたＩおよびＱ信号はＡ―Ｄ変換器４６
および４８によつてそれぞれアナログ信号に変換
され、次いでこのアナログ信号は低域通過フイル
タ５０および５２によつて濾波されてサンプリン
グ周波数成分が除去される。得られたI′および
Q′信号はマトリツクス回路６０に供給されてＹ
信号とマトリツクスされ、Ｒ，Ｇ，Ｂ出力信号が
生成される。マトリツクス回路は例えば抵抗性信
号合成マトリツクスからなる。

第１図のクロツク発生器２２が第２図に詳細に
示されている。ビデオ検波器１６は検波されたビ
デオ信号を同期信号分離器２００およびクロマ帯
域通過フイルタ２０２に供給する。分離された同
期パルスおよびクロミナンス周波数をもつた信号
はゲート回路２０４の入力に供給される。ゲート
回路２０４はクロマ帯域通過フイルタ２０２から
供給されたカラー・バースト信号を位相検波器２
１２に通過させる。位相検波器２１２はフイルタ
２１４と電圧制御発振器２１６とによつて位相ロ
ツクド・ループの形で接続されており、カラー・
バースト信号と位相の一致したカラー副搬送波周
波数の基準信号を発生する。

カラー基準信号は色相制御回路２２０に供給さ
れる。この色相制御回路２２０は視聴者の制御す
る色相制御手段２２２の設定に従つて基準信号の
位相をシフトすることができる。色相調整された
基準信号は、キヤパシタ２２６と比較器２２８と
を含むスクエアリング（２乗）回路２２４に供給
される。キヤパシタ２２６は基準電圧レベル（ア
ース・レベル）を中心として振動する基準信号を
比較器２２８の一方の入力に交流結合する。比較
器２２８の他方の入力はアースに結合されている
ので、比較器２２８は基準信号の２乗波のレプリ
カを生成することになる。

スクエアリング回路２２４の出力は遅延素子２
３０の入力および制御論理回路２５０の入力に結
合されている。遅延素子２３０は基準信号の位相
を、Ｉ軸およびＱ軸を中心とするカラー信号の復
調のために57゜だけシフトする。位相のシフトさ
れた基準信号は位相ロツクド・ループ２４０の位
相検波器２４２の入力に供給される。位相ロツク
ド・ループ２４０はさらにフイルタ２４４、電圧
制御発振器２４６、および分周器２４８を備えて
いる。かくして電圧制御発振器２４６は、位相検
波器２４２に供給された基準信号の位相と一致し
た位相をもつた基準信号周波数の４倍の周波数
（4f_sc）のサンプリング信号を発生する。NTSC
方式では基準信号の周波数は3.58MHzであるか
ら、サンプリング信号4f_scの周波数は14.32MHz
である。サンプリング信号4f_scは第１図に示すよ
うにＡ―Ｄ変換器２０に供給され、また第２図に
示すようにアンド・ゲート２５２および２５４の
入力に供給される。制御論理回路２５０からの出
力はまたアンド・ゲート２５２および２５４の入
力に供給され、サンプリング信号パルスの選択さ
れたものをＩおよびＱのFIR４２，４４に伝送す
る。

制御論理回路２５０と、それとアンド・ゲート
２５２，２５４との接続関係が第３図に詳しく示
されている。Ｄ型フリツプフロツプ２５６のＤ
（データ）入力は論理“１”電圧源に結合され、
Ｃ（クロツク）入力はスクエアリング回路２２４
によつて発生される２乗波である3.58MHz基準
信号を受信するように結合されている。フリツ
プ・フロツプ２５６のＱ出力はアンド・ゲート２
５２の入力に結合されている。

アンド・ゲート２５２の出力はJKフリツプ・
フロツプ２５８のクロツク入力に結合されてい
る。フリツプ・フロツプ２５８のＪ入力は論理
“１”電圧源に結合され、そのＫ入力は論理“０”
電圧源に結合されている。フリツプ・フロツプ２
５８のＱ出力はアンド・ゲート２５４の入力に結
合され、フリツプ・フロツプ２５８の出力はＤ
型フリツプ・フロツプ２５６のリセツトＲ入力に
結合されている。

アンド・ゲート２５４の出力は第２のJKフリ
ツプ・フロツプ２５９のクロツク入力に結合され
ている。フリツプ・フロツプ２５９のＪ入力は論
理“１”電圧源に結合され、そのＫ入力は論理
“０”電圧源に結合されている。フリツプ・フロ
ツプ２５９の出力はJKフリツプ・フロツプ２
５８，２５９の各リセツトＲ入力に結合されてい
る。

第２図および第３図に示すクロツク発生回路の
動作を第５図の位相図および第６図の波形を参照
しつゝ説明する。位相ロツクド・ループ２１０
は、第６図ａの波形２６０によつて表わされるカ
ラー・バースト信号と位相および周波数のロツク
された基準信号fscを発生する。第５図は、バー
スト・ロツクド基準信号fscに関して0゜乃至180゜に
あるクロミナンス信号を復調することによつて色
差信号―（Ｂ―Ｙ）および（Ｂ―Ｙ）が生成され
ることを示している。Ｒ―Ｙと−（Ｒ―Ｙ）の色
差信号は基準信号fscの位相に関して＋90゜と−90゜
のクロミナンス信号を復調することによつて再生
される。基準信号fscの位相が遅延素子２３０に
よつて57゜だけシフトされているときは、この位
相シフトされた基準信号に関して0゜および180゜に
あるクロミナンス信号を復調することによつてＩ
および−Ｉのカラー混合信号が再生される。同様
にＱおよび−Ｑカラー混合信号は位相シフトされ
た基準信号に対して＋90゜と−90゜にあるクロミナ
ンス信号を復調することにつて再生される。これ
らの復調位相角は第６図ａのバースト・ロツクド
基準信号fsc上に示されている。

この例の説明の目的で、色相制御手段２２は、
基準信号fscが色相制御回路２２０中で位相シフ
トを受けないように設定されているものと仮定す
る。fsc基準信号はスクエアリング回路２２４に
よつて２乗され、第６図ｄに示され、第２図中に
ｄで示された波形２６６が生成される。２乗波基
準信号２６６は遅延素子２３０に供給され、遅延
素子２３０は第６図ｅに示され第２図中にｅで示
される位相シフトされた２乗波２６８を生成す
る。位相ロツクド・ループ２４０は第６図ｃに示
されたような14.32MHzのサンプリング信号を発
生する。これは第２図中ではｃによつて示されて
いる。基準信号は遅延素子２３０によつてＩ軸に
位相シフトされているので、4fscサンプリング信
号のパルスは、第６図ａの波形２６０を基準とし
て第６図ｃに示すように、Ｉ、Ｑ、−Ｉおよび−
Ｑをサンプルするように配列されている。もし色
差信号を復調することを希望する場合は、第２図
の回路から遅延素子２３０を取除き、4fscサンプ
リング信号の位相を、第６図ｂに示すように−
（Ｂ―Ｙ）、Ｒ―Ｙ、Ｂ―Ｙ、および−（Ｒ―Ｙ）
を再生するための位相とすればよい。

第６図ｄのfsc基準信号２６６は第３図のＤ型
フリツプ・フロツプ２５６のＣ入力に供給され、
このフリツプ・フロツプ２５６を第６図ｆのパル
ス２７０によつて示すように波形２６６の立上り
端の発生時にセツトさせる。波形２６４のＩパル
スが発生すると、アンド・ゲート２５２の両方の
入力が付勢され、このアンド・ゲートはパルス２
７０の斜線で示したようにＩパルスの持続期間
中、出力パルスを発生する。Ｉパルスの終了時に
Ｉクロツク・パルスは終了し、フリツプ・フロツ
プ２５８をクロツクしてセツト状態にする。フリ
ツプ・フロツプ２５８がセツトされるとそのＱ出
力は第６図ｇのパルス２７２によつて示すように
高レベルになる。同様にフリツプ・フロツプ２５
８の出力は低レベルになり、第６図ｆのパルス
２７０の終了によつて表わされるようにフリツ
プ・フロツプ２５６をリセツトする。波形２６４
のＱパルスが発生するとアンド・ゲート２５４の
両方の入力が付勢され、このアンド・ゲート２５
４はＱパルスの持続期間中、パルス２７２の斜線
で示すようにＱクロツク・パルスを発生する。波
形２６４のＱパルスが終了すると、Ｑクロツク・
パルスは低レベルになり、フリツプ・フロツプ２
５９をセツトし、第６図ｈのパルス２７４によつ
て示すようにその出力を低レベルにする。フリ
ツプ・フロツプ２５９の低レベルに向う出力は
第６図ｇのパルス２７２、第６図ｈのパルス２７
４の終了によつて示すようにフリツプ・フロツプ
２５８，２５９をリセツトする。従つて、アン
ド・ゲート２５２および２５４は、基準信号fsc
の周波数をもち、第１図の回路のデジタル・クロ
ミナンス信号からＩおよびＱ信号を再生するのに
適した時点でパルスを発生する。クロツク発生回
路は、「デジタル・カラー・テレビジヨン信号受
像機用クロツク発生器（CLOCK
GENERATOR FOR Ａ DIGITAL COLOR
TELEVISION SIGNAL RECEIVER）」という
名称の米国特許出願第298270号（特願昭57−
149829号、特開昭58−46784号に対応）明細書中
に詳しく述べられている。

第１図のＩ―Ｑ復調器４０、Ｉ―FIRフイルタ
４２、およびＱ―FIRフイルタ４４は第４図、７
図、８図に示すようにこの発明の原理に従つて構
成される。第４図を参照すると、デジタル・クロ
マ・ピーキング回路３４によつて生成された８ビ
ツト・クロミナンス信号は、８ビツト語をシフト
することのできる２個のシフト・レジスタ４２０
および４４０に並列に供給される。残りの図面に
おいて、幅の広い条片状の接続線は多数の並列デ
ジタル情報線を示す。

クロミナンス信号の８ビツト語は、Ｉクロツク
によつてＩレジスタ４２０の第１段τ_I1に導入さ
れ、このＩクロツクはまた語をレジスタ４２０を
通して最終段τ_I9にシフトする。新しいデータ語
は第６図ｃの各Ｉパルス期間中、第１段τ_I1に供
給される。このＩパルスは第６図ａのカラー・バ
ースト信号に対して57゜の位相角で発生する。従
つて、Ｉデータ語は3.58MHzの周波数でレジス
タを通つてクロツクされる。

シフト・レジスタ段τ_I1乃至τ_I9には、４２２で
示すように重み付け関数回路に８ビツト出力語を
供給するようにタツプが設けられている。各重み
付け関数回路は、第４図の各ブロツクで示される
重み付け係数によつてタツプから取出されたシフ
ト・レジスタの信号を何倍かにする。重み付けさ
れた中間タツプから取出された信号は加算回路４
２４に供給される。加算回路４２４は重み付けさ
れた信号を組合わせて濾波されたＩ信号を生成す
る。濾波されたＩ信号は信号平均化回路４２６の
入力に供給される。信号平均化回路については後
述する。信号平均化回路は供給された信号の信号
対雑音比を改善し、その出力はＩ信号をアナログ
形式に復元するＤ―Ａ変換器４６の入力に結合さ
れている。

同様にＱ信号のサンプルは、Ｑクロツクによつ
て3.58MHzでＱレジスタ４４０に導入され且つ
これを通つて伝送される。このレジスタの段τ_Q1、
τ_Q2は、タツプ段τ_Q3乃至τ_Q7の前に遅延を与えるも
のである。段τ_Q3乃至τ_Q7からの出力信号は４４２
で示す重み付け関数回路に供給され、重み付けさ
れた中間タツプからの信号は加算回路網４４４で
合成される。加算回路網４４４の出力の濾波され
たＱ信号は第２の信号平均化回路４４６に供給さ
れる。その出力はＤ―Ａ変換器４８の入力に供給
されて、濾波されたＱ信号はアナログ信号に変換
される。

第４図のデジタルＩおよびＱ信号は、Ｉおよび
Ｑクロツクにより、レジスタ４２０，４４０のク
ロツキングでそれぞれＩ，Ｑの復調を行なう。各
クロツクはＩ信号サンプルをＩレジスタ４２０に
シフトし、Ｑ信号サンプルをＱレジスタ４４０に
シフトする。レジスタは共に3.58MHzの周波数
でクロツクされるので、２個のフイルタは等しい
群遅延を与え、復調された信号の位相を適性化す
る。また重み付け関数の値は２個のフイルタの中
央タツプを中心として対称であるので、フイルタ
は直線的位相特性を示す。Ｉ―FIRフイルタ４２
はＩ信号通過帯域の1.5MHzよりも高い周波数の
部分を減衰し、カラー混合信号から白ノイズのよ
うな高い周波数のノイズを除去する。同様にＱ―
FIRフイルタ４４はＱ信号の0.5MHzよりも高い
周波数のノイズを除去する。図示の実施例では、
Ｉ―FIRフイルタは９個の重み付け関数回路４２
２を有し、Ｑ―FIRフイルタは５個の重み付け関
数回路４４２を有している。図示の重み付け関数
回路の数は、回路の数が必要以上に多くなること
なく２の逆乗（２のべき乗の逆数）を使用したＩ
およびＱフイルタに対して好ましい応答特性を与
えることができることが判つた。重み付け関数回
路の数が少なくなれば応答特性は不満足なものと
なり、重み付け関数回路の数が多くなれば性能の
点で充分な改善をすることができないことが判つ
た。

さらに復調されたＩ信号とＱ信号との間の適正
な位相関係は、そのインパルス応答特性に従つて
FIRフイルタを時間合せして配列することにより
維持される。２個のFIRフイルタのインパルス応
答特性は、それらの中央タツプ、すなわちＩフイ
ルタ４２については段τ_I5のタツプ、Ｑフイルタ
４４については段τ_Q5のタツプを中心として対称
になつている。これらのタツプを時間的に合わせ
るために、段τ_Q1およびτ_Q2は、タツプ付きのＱフ
イルタ段τ_Q3乃至τ_Q7の前に結合されている。

Ｄ―Ａ変換器４６および４８によつて生成され
るアナログＩおよびＱ信号の実質的に等しい群遅
延は、実質的に等しい応答特性を持つ低域通過フ
イルタ５０および５２を構成することによつて維
持される。これらのフイルタはＩおよびＱ信号か
らクロツク周波数の信号を除去するために使用さ
れ、従つて3.58MHzのＩおよびＱクロツク信号
の周波数をもつた信号を減衰させる必要がある。
さらにクロツク周波数の第１低調波周波数の成分
を減衰させることが望ましい。従つて、フイルタ
５０および５２は各々1.5乃至1.6MHzの近傍に
3dB点を持つように設計される。

第４図のＱ―FIRフイルタの重み付け関数回路
４４２および加算回路４４４が第７図にさらに詳
細に示されている。重み付け関数回路および加算
回路網はシフトおよび別の加算ツリー配列に構成
されている。シフト・レジスタ４４０からの８ビ
ツト線は、最上位ビツト（MSB）から最下位ビ
ツト（LSB）へ向けて2⁷…2⁰として示されてい
る。第４図の回路の重み付け関数の値はすべて２
の逆乗、すなわち２のべき乗の逆数の倍数になつ
ている。従つて、例えば８／64の重みはシフト・
レジスタからの８ビツト語を右へ３段シフトする
ことによつて与えられ、2⁷入力ビツトは2⁴の出力
ビツト位置に、2⁶入力ビツトは2³出力ビツト位
置、以下同様な関係で生成される。さらに、シフ
ト・レジスタはこのシフトを行なうためには必要
でない。実際には、τ_Q3の出力の2⁷ビツトを加算
器４７０の2⁴ビツト入力に、2⁶ビツトを加算器の
2³ビツト入力に、以下同様の関係で供給されるこ
とにより第７図の回路構成で同様な効果が得られ
る。第７図の重み付け関数回路はこの結合を意味
しており、重み付け関数回路４６１，４６２およ
び４６３は段τ_Q4、τ_Q6、およびτ_Q7の出力を加算器
４７０および４７２の入力に結合している。

同様に重み付け関数回路４６４，４６５は段
τ_Q4およびτ_Q6からの信号を、これらの信号を右へ
２段シフトして加算器４７４の入力に結合するこ
とによつて16／64で割つている。重み付け関数回
路４６６は段τ_Q5からの信号を、この信号を右へ
１段シフトして加算器４７８に結合することによ
つて32／64で割つている。

加算器４７０，４７２，４７４および４７８
は、LSBが2^-1の値を持つように率の定められた
重み付けられた語を受信する。より低い桁のビツ
トは使用されない。段τ_Q4およびτ_Q6からの信号は
24／64に重み付けされていることが第４図に示さ
れている。この重みは、回路４６１，４６４，４
６２および４６５によつて段τ_Q4、τ_Q6の出力を
８／64、16／64で割ることによつて設定される。
加算ツリー中でこれら２つの重み付けされた信号
を加算することによつて最終出力に24／64に重み
付けされた信号成分が発生される。

加算ツリー中では、加算器４７０および４７２
の出力は加算器４７６の入力に結合され、加算器
４７６の出力は加算器４８０の入力に結合されて
いる。加算器４７４の出力は加算器４７８の第２
の入力に結合され、加算器４７８の出力は加算器
４８０の第２の入力に結合されている。10ビツト
のＱ信号（2⁸…2^-1）は、８ビツト・データ語を
受信するように構成された信号平均化回路４６６
で使用される。Ｑ―FIRフイルタが第４図および
第７図に示されているように構成されているとき
は、第１０図に示すような応答特性を示す。第１
０図の応答特性にはノイズを含む約1.25MHz乃
至1.6MHzの間に第２の応答性のあることが判
る。しかしこの第２の応答性は０乃至0.5MHzの
帯域幅中のＱ信号に比して少なくとも30dB減衰
されている。このノイズは信号平均化回路４４６
によつてさらに減衰される。

第４図のＩ―FIRフイルタの重み付け関数回路
４２２および加算回路網４２４は第８図にさらに
詳細に示されている。第７図の回路構成と同様
に、使用される重み付け関数はすべて２の逆乗の
倍数であり、信号の重み付け用としてシフトおよ
び加算技術を使用することができる。信号の重み
付けはシフト・レジスタ４２０からのデータ語の
選定された最上位ビツトを加算ツリー回路の加算
器の第１段に供給することによつて与えられる。
この場合、LSBは2^-1の値である。

第８図において、段τ_I1およびτ_I2からのデータ
語は、重み付け関数ブロツク５０２および５０４
によつて示されるように、加算器５４０の入力に
これらの語の３個の最上位ビツトを供給すること
によつて１／64に重み付けされる。ブロツク５０
６および５０８は段τ_I8およびτ_I9からのデータ語
に同じ重みが与えられることを示している。これ
らのデータ語は加算器５４１の入力に供給され
る。同様にブロツク５１８および５２０によつて
示されるように段τ_I3およびτ_I7からのデータ語は
１／64に重み付けされ、加算器５４４の入力に供
給される。

段τ_I2およびτ_I8からのデータ語は、これらの語
の４個の最上位ビツトを加算器５４２の入力に供
給することによつて２／64に重み付けされる。段
τ_I4およびτ_I6からのデータ語もまた２／64に重み
付けされ、加算器５４５の入力に供給される。

段τ_I3およびτ_I7からのデータ語は、これらの段
からの６個の最上位ビツトを加算器５４３の入力
に供給することによつて８／64に重み付けされ
る。段τ_I4およびτ_I6からのデータ語は、これらの
段からの語の７個の最上位ビツトを加算器５４６
の入力に供給することによつて16／64に重み付け
される。最後に段τ_I5からのデータ語は８個およ
び７個の最上位ビツトをそれぞれ加算器５４７の
入力に供給することによつて32／64、16／64に重
み付けされる。加算器５４７は次いで48／64に重
み付けされた段τ_I5のデータ語を発生し、このデ
ータ語はこの段の語に対する所望の重みとされて
いる。

加算器５４０および５４１の出力は加算器５５
０の入力に結合され、その出力は加算器５６２の
入力に結合されている。加算器５４２の出力は加
算器５５２の入力に結合されている。加算器５４
４および５４５の出力は加算器５５４の入力に結
合されている。加算器５４６および５４７の出力
は加算器５５６の入力に結合され、その出力は加
算器５６４の入力に結合されている。

第４図において、段τ_I3およびτ_I7からのデータ
語は−９／64に重み付けされている。このマイナ
ス符号は、これらの段からの重み付けされたデー
タを第８図の他のデータ語と減算的に合成するこ
とによつて発生される。通常の算術計算と同様に
デジタル語は、負のデジタル語を加算的に合成す
ることによつて減算的に合成される。デジタル語
は２での補数化と呼ばれる操作によつて否定され
る。デジタル語の２での補数化を行なうために
は、そのデジタル語のビツトが反転され、その結
果に２進値“１”が加算される。これらの２つの
タツプからの語は加算器５４３の出力において
８／64に重み付けされる。これらの語は加算器５
４２からの重み付けされたデータと加算器５５２
で合成される。加算器５４３の出力データは、先
づ最初に反転回路５３４においてデータのすべて
のビツトを反転することによつて減算のための２
での補数とされ、次いで加算器５５２の入力にお
いてキヤリイに論理“１”を加えることによつて
反転されたデータに１を加える。−８／64に重み
付けされた２つの項を含む加算器５５２の出力は
加算器５６４の第２の入力に結合される。

同様に加算器５５４によつて生成された出力デ
ータは、反転回路５３６においてすべてのビツト
を反転し、反転されたデータを論理“１”のキヤ
リイと共に加算器５６２の第２の入力に供給する
ことによつて加算器ツリー中のデータの残りのも
のと減算的に合成される。加算器５６２および５
６４の出力は加算器５６０の入力に結合され、加
算器５６０は濾波されたＩ信号を発生する。加算
器５６０において、段τ_I3およびτ_I7から加算器５
６４によつて結合された−８／64の重みの値をも
つた中間タツプからの信号は、同じ段から加算器
５６２によつて結合された−１／64の値の重みを
もつたタツプからの信号と合成され、最終出力に
おいて段τ_I3およびτ_I7からのデータの−９／64の
所望の値の重みをもつた信号が生成される。同様
に最終段加算器５６０は、段τ_I4およびτ_I6からの
−２／64の値の重みをもつた信号と、それらの段
からの16／64の値の重みをもつた信号とを合成し
て、最終出力として段τ_I4およびτ_I6からのデータ
の所望の値の重み14／64をもつた項が生成され
る。Ｉフイルタの周波数応答特性が第１１図に示
されている。

ＩおよびＱクロツクが新しいデータ列をシフ
ト・レジスタ４２０および４４０のチツプ付き段
にシフトする時点と、安定した出力信号が加算器
４８０（第７図）および５６０（第８図）の出力
に発生する時点との間で安定するためには、Ｉ―
FIRフイルタおよびＱ―FIRフイルタにある時間
を必要とすることが判明した。この安定化のため
の時間は、加算ツリー中のレベルすなわち段数お
よび加算器の伝播遅延時間の関数となる。さら
に、シフト・レジスタからフイルタの出力に至る
種々の信号路は色々な遅延時間をもつている。例
えば第７図のＱフイルタの重み付け関数回路およ
び加算梯子回路において、τ_Q5からのデータ語は
それに関する２個の加算器４７８および４８０の
みを通過してそのフイルタ出力に達する。これに
対して他のすべての信号は３個の加算器を通過す
る。タツプから取出された信号がその出力に達す
るまでに要する時間中、フイルタの出力信号は不
安定で、フイルタが安定するとき出力にリプルが
発生することがある。このリプルが出力信号を乱
すのを防止するために、フイルタの出力に信号平
均化回路４２６および４４６（第４図）が用いら
れており、安定化時間中、出力信号をラツチし、
連続した信号を平均化してＩおよびＱ信号の信号
対雑音比を3dB改善する。

信号平均化回路４４６は第９図に詳細に示され
ている。信号平均化回路４２６は同じように構成
されている。第９図において、Ｑ―FIRフイルタ
の最終加算器４８０の出力は８ビツト・ラツチ回
路すなわち蓄積レジスタ６００の入力に結合され
ている。８ビツト・ラツチ回路６００の出力は第
２の８ビツト・ラツチ回路６０２の入力および加
算器６０４に結合されている。ラツチ回路６０２
の出力は加算器６０４の第２の入力に結合されて
いる。ラツチ回路６００および６０２はフイル
タ・クロツク、この場合はＱクロツクによつてク
ロツクされる。

動作について説明すると、Ｑデータ語をシフト
レジスタ４４０を通じてシフトするＱクロツク変
移はまた濾波されたＱ信号をラツチ回路６００に
ラツチさせる。新しいシフト・レジスタのデータ
は加算ツリーを通過し始める。しかしその出力
は、ラツチ回路が先に濾波されたＱ信号の値を蓄
積しているので今では隔離されている。ラツチ回
路６００はこのＱ信号を蓄積しつゝあるので、ラ
ツチ回路６００に先に蓄積されたＱ信号はラツチ
回路６０２に同時にラツチされる。２個のラツチ
回路は連続するＱ信号の値を保持しており、この
Ｑ信号は加速器６００に供給される。２個のラツ
チ回路は８ビツト語（2⁸…2¹）を加算器６０４に
供給し、この加算器は２個の語を加算して９ビツ
トの加算された語を生成する。加算された語（2⁹
…2²）のうちの８個の最上位ビツトのみがＤ―Ａ
変換器に送り込まれてラツチされたＱ信号の語を
実効的に平均化する。この信号平均化によつて信
号対雑音比が3dB改善される。

信号平均化回路を使用することによつて、Ｑフ
イルタ加算ツリーは、3.58MHzのＱクロツクの
ほとんど１サイクル全体を使つて安定化し、その
後その出力が再度サンプルされ、ラツチ回路６０
０内にラツチされる。このかなりの安定化期間に
よつて加算ツリーとして比較的低速の論理を使用
することができる。さらにシフト・レジスタおよ
び信号平均化回路の両方をクロツクするために、
単一のクロツク信号、すなわちＱクロツクを必要
とするにすぎない。信号平均化回路については、
「信号対雑音比増強デジタル・ビデオ信号処理フ
イルタ（DIGITAL VIDEO SIGNAL
PROCESSING FILTERS WITH SIGNAL―
TO―NOISE ENHANCEMENT）」という名称
の米国特許出願第298255号（特願昭57−151643
号、特開昭59−45795号に対応）明細書中に詳し
く説明されている。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の原理に従つて構成されたデ
ジタル・ベースバンド処理回路を含むテレビジヨ
ン受像機の一部をブロツク図の形で示す図、第２
図はこの発明の原理に従つて構成された第１図の
テレビジヨン受像機において使用するのに適した
クロツク発生器を、一部をブロツク図の形で、他
の一部を概略回路図の形で示した図、第３図は第
２図のクロツク発生器において使用するのに適し
たＩおよびＱ論理回路を概略回路図の形で示す
図、第４図はこの発明の原理に従つて構成された
デジタル・カラー信号復調器およびフイルタをブ
ロツク図の形で示した図、第５図はカラー復調器
の位相関係を示す図、第６図は第２図乃至第４図
の回路の動作を説明するための波形を示す図、第
７図は第４図のＱフイルタの重み付け関数および
加算梯子回路網をブロツク図の形で示す図、第８
図は第４図のＩフイルタの重み付け関数および加
算回路網をブロツク図の形で示す図、第９図は第
４図の信号平均化回路の更に詳細な構成をブロツ
ク図の形で示した図、第１０図は第４図のＱフイ
ルタの振幅対周波数応答特性を示す図、第１１図
は第４図のＩフイルタの振幅対周波数応答特性を
示す図である。 １６…ビデオ検波器（基準信号源）、２０…Ａ
―Ｄ変換器、デジタル・クロミナンス信号源、２
４…デジタルくし形フイルタ、デジタル・クロミ
ナンス信号源、３２…クロマ増幅器、デジタル・
クロミナンス信号源、３４…デジタル・クロマ・
ピーキング回路、デジタル・クロミナンス信号
源、２４６…電圧制御発振器、第１のクロツク信
号発生器、第１のクロツク信号発生器、２５０…
制御論理回路、第１のクロツク信号発生器、２５
２…アンド回路、第１のクロツク信号発生器、２
４６…電圧制御発振器、第２のクロツク信号発生
器、２５０…制御論理回路、第２のクロツク信号
発生器、２５４…アンド回路、第２のクロツク信
号発生器、４２０…シフト・レジスタ、第１のデ
ジタル濾波器、４２２…重み付け回路、第１のデ
ジタル濾波器、４２４…加算回路、第１のデジタ
ル濾波器、４４０…シフト・レジスタ、第２のデ
ジタル濾波器、４４２…重み付け回路、第２のデ
ジタル濾波器、４４４…加算回路、第２のデジタ
ル濾波器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ カラー基準信号源と、デジタル・クロミナン
   ス信号源とを含むカラー・テレビジヨン受像機に
   おいて使用される濾波回路を具備したカラー・テ
   レビジヨン信号復調器であつて、該カラー・テレ
   ビジヨン信号復調器は、 上記カラー基準信号に関して第１の位相関係を
   もつた第１のクロツク信号を発生する第１のクロ
   ツク信号発生器と、 上記カラー基準信号に関して第２の位相関係を
   もつた第２のクロツク信号を発生する第２のクロ
   ツク信号発生器と、 上記デジタル・クロミナンス信号および上記第
   １のクロツク信号に応答する入力と、第１の復調
   され且つ濾波されたカラー混合信号が発生される
   出力とを有する第１のデジタル濾波器であつて、
   上記デジタル・クロミナンス信号のサンプルが上
   記第１のクロツク信号に応答してシフトされる第
   １のタツプ付きシフト・レジスタと、該第１のシ
   フト・レジスタの各タツプに結合されていて上記
   タツプ上の信号に重みを付けるための第１の重み
   付け手段と、上記第１の重み付け手段によつて生
   成された重みの付けられた各タツプ信号を合成し
   て上記第１の復調され且つ濾波されたカラー混合
   信号を発生する出力を具えた第１の信号合成器と
   を含む上記第１のデジタル濾波器と、 上記デジタル・クロミナンス信号および上記第
   ２のクロツク信号に応答する入力と、第２の復調
   され且つ濾波されたカラー混合信号が発生される
   出力とを有する第２のデジタル濾波器であつて、
   上記デジタル・クロミナンス信号のサンプルが上
   記第２のクロツク信号に応答してシフトされる第
   ２のタツプ付きシフト・レジスタと、該第２のシ
   フト・レジスタの各タツプに結合されていて上記
   タツプ上の信号に重みを付けるための第２の重み
   付け手段と、上記第２の重み付け手段によつて生
   成された重みの付けられた各タツプ信号を合成し
   て上記第２の復調され且つ濾波されたカラー混合
   信号が発生される出力を具えた第２の信号合成器
   とを含む上記第２のデジタル濾波器と、 からなるデジタル・カラー・テレビジヨン信号復
   調器。