JPH05506345A - 高品質オーディオ用符号器・復号器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

高品質オーディオ用符号器・復号器 筐」Ｌ丸！ 本発明は、概して、音楽又は青富信号のようなオーディオ信号に対応する情報の 高品質低ビット伝送速賓ディジタル変換符号化及び復号に関する。更に詳しく言 うと、本発明は、符号化及び復号における信号の分析・合成に関する。本発明に よって、変換符号器における時間分解能と周波数分解能との間の取引きを、オー ディオのセグメントの各々に関して変換ブロック長を適応的に選択することによ って適正化する。か、或いは、符号化利得を、変換を適応的に選択するか、若し くは分析ウィンドウ、分析−合成ウィントウを適応的に選択することによって適 正化することができる。 本発明は、総ての個別直交変換に適用する。変換の直交性によって、正確な信号 の再構築を前方・逆変換ベアにより達成できることが保証される。したがって、 直交変換に関して、本発明によって、ブロック長の適応的な選択、変換の適応的 な選択が情報の損失なしに可能となる。すなわち、量子化誤りがない時に、原信 号が本発明の復号器部分によって正確に復元され得る。 しかし、本発明の好ましい実施例では非直交変換が用いられる。本発明のこの好 亥しい実施例においては、変換符号器によって、係数の量子化誤りと臨界的な標 本化とがない時に完全なエイリアス消去の変換時性を維持しつつ、変換、分析・ 合成ウィンドウ、ブロック長がｉ６序 信号処理の分野に関わる入違の間では、信号を表現するのに必要な情報の量を信 号品質の感知可１１！な損失なしに低減する二七について大きな関心が寄什られ ている。 情報の要件を低域することにより、信号によってより低い情報容量要件が通信チ ャンネル及び記憶媒体に謂せられる。ディジタル符号化技法に関；−で、情報の 要件が最少になることは最少の２４ビツトの要件が最少になることと間ｓ−ｒあ る。 パルス符号変調（ＰＣＭ）のような技法で符号化されるディジタル信号に関する ビット要件は、ディジダル化された信号サンプルの数と、各ディジタル化信号サ ンプルを表現するのに用いられるビットの数とに比例する。 信号の所与のセグメントに対するサンプルの数は、サンプリング・レートによっ て決定される。 最小のサンプリング・レートは、ナイキスト理論によって指定されろ。ナイキス ト理論では、信号を、サンプル間の期間が信号の最高鳩波数成分の周期の部分よ りも長くない時に、個別のサンプルから正画に復元できると考える。サンプリン グ・レートがこのナイキスト・レート以下である時には、高い周波数成分は低い Ｒ波数成分として誤って表現される。この低いｌ！１波数成分は、真正の成分に 対する「エイリアス　（”ａｌｉａｓ−）Ｊである。 各デＩジタル化宿号サンプルを表現するのに用いられるビットの数によって、符 号化された信号サンプルによる信号表現の１１１度が決定される。一般的に、ビ ット伝送速賓が低いことは冬サンプルを表現するのにより少ないビット数しか利 用できない二七を意味する。したがって、ビット伝送速膚が低い二七は、量子化 の不正確さが増ｊ２１、かつ量子化誤りがより大きくなることを意味する。多く の用途において、量子化誤りは量子化雑音として顕現し、もし量子化誤りが十分 の大きさであれば、量子化雑音によって符号化信号の木質的な品質が低下する。 臨界帯域と音響心理的隠蔽 人間による聴取のために意図されるオーディオ信号の符号化のための成る種の先 行技法では、＊Ｗ心理的効果を利用することによって、あらゆる聴取可能な低下 を生じさせることなしに情報要件を低減することを試みる。 人間の瓦は、可変の中心ｙＩＩ嫂数を育する極めて非対蒙に調整されたフィルタ の特性と類似する周波数分析特性を示す。異なった音を検出する入間の豆の能力 は、これらの音の間のｆＲ＃数の差が増すにつれてほぼ増大するが、耳の分解能 は、上で言及したフィルタの帯域幅よりも狭い周波数差に対して実質的に一定に 留まる。したがって、人間の耳の周波数分解能は、オーディオのスペクトル全体 にわたってこれらのフィルタの帯域幅に従って変化する。かかる聴感上のフィル タの有効帯域幅を臨界帯域と呼ぶ、臨界帯域内の優勢な信号によって臨界帯域内 の周波数のあらゆる他の信号の隠蔽される可能性は、臨界帯域外の他の信号のＩ ！ｌ蔽される可能性よりも高い。優勢な信号によって、ｌ１ｍ蔽信号七間時に同 時に生じる信号のみならず、５１蔽信号の前又は後に生じる信号さえも隠蔽され 得る。臨界帯域内のこの府・後の隠ｆ効要は、隠蔽信号の大きさに依存するが、 前隠蔽効果は後隠蔽効果よりも這かに期間が短い。これについては、サン・フラ ンシスコのマグロウ・ヒル社１９８８年出版のＫ・ブレア・ベンソン編、「オー ディオ・エンジニアリング・ハンドブック」の１，４０ページから１．４２ペー ジまでと、４．８ページから４．１０ページまでｃ組■ＬムＬ−ｎｅａｒ＋ｎ　 Ｒａｎｄｂｎｎｋ、Ｋ、Ｒｌａｉｒ　Ｒｅｎ＊ｎｎ　ａｄ−１１ｃＧｒａｗ−Ｒ ｊｌｌ、Ｓａｎ　Ｆｒａｎｅｆｅｎ、　１９８８．　ｆｌａｇｅｓ　１．４０− １．４２　ａｎｄ４、８−４．１０）とを概観して欲しい。 有効信号帯域幅を耳の臨界帯域と近似の帯域幅を持つ周波数帯域幅に分割する信 号記録及び伝送の技法では、広帯域技法よりも一層巧みに音響心理的効果を利用 することができる。音響心理的隠蔽効果を利用する技法では、ＰＣＭ符号化で必 要なビット伝送速度よりも低いビット伝送速度を用いて、原人力信号と区別でき ない信号を符号化、再生することができる。 臨界帯域技法は、信号帯域幅をｌｌＩ波数帯域に分割し、信号を各周波数帯域中 で処理し、原信号の複榎を各周波数帯域中の処理された信号から再構築する二七 から成る。 かかる２つの技法は、サブバンド符号化及び変換符号化である。サブバンド及び 変換符号器では、結果としての符号化の本正確さく雑音）が近傍のスペクトル成 分によって符号化信号の木質的な品質を低下させることなく音響心理的に隠蔽さ れる特定のｌｌｌ５数帯域中で、伝送された情報の要件を低減することができる 。 サブバンド符号化は、ディジタル帯域通過フィルタのバンクによって実現するこ とが〒きる。変換符号化は、ディジタル帯域通過フィルタのバンクを実現する幾 つかの時間領域対周波数領域個別変換の何れによっても実現することができる。 以下の論考は、とりわけ、変換符号器に関する。したがって、ここでの「サブバ ンド」という術語は、サブバンド符号器で実現されるものであれ、変換符号器で 実現されるものであれ、全信号帯域幅の選択された部分を指示すべく用いられる 。変換符号器で実現されるサブバンドは、１つ又はそれ以上の隣接の変換係数の ＩＩｌによって決定されるので、サブバンドの帯域幅は変換係数の帯域幅の倍数 となる。変換係数の帯域幅は、入力信号のサンプリング・レートに比例し、入力 信号を表現すべく変換によって生成される係数の数に逆比例する。 音響心理的隠蔽は、もし可聴スペクトル全体にわたるサブバンド帯域幅がスペク トルの同一部分における人間の豆の臨界帯域幅の約半分であれば、変換符号器に よって更に容易に連成する二七ができる。これは、人間の且の臨界帯域にはＨ＠ 上の―ｌ激に適応する可変の中心構凌数が具えられるのに対して、サブバンド及 び変換符号器には聡型的に固定の中心周波数が具えられることに起因する。音響 心理的＃蔽効界の使用を最適化するためには、優勢な信号が存在することから生 じるあらゆるひずみの人工物も、優勢な信号を含むサブバンドに隈定されなけれ ばならない。もしサブバンドの帯域幅が臨界帯域のほぼ半分若しくは半分よりも 狭ければ、かつ、フィルタの選択度が十分に高ければ、不要なひずみの産物につ いての効果的なＲ蔽が、凋Ｓ数がサブバンドの通過帯域−の締の近傍にある信号 に関してさえも生じる可能性がある。 もしサブバンドの帯域幅が臨界帯域の半分よりも広ければ、優勢な信号によって 瓦の臨界帯域が符号器のサブバンドからずらされて、耳の臨界帯域幅の外側にあ る不要なひずみの産物の幾分かが隠蔽されなくなる可能性がある。この効果は、 ■の臨界帯域がより狭くなる低い周波数で最も許容１７難い。 優勢な信号によって耳の臨界帯域が符号器のサブバンドからずらされることによ って同一の符号器中の他の信号がｒｍ蔽されない」ＦＩＩＩＩＩＫは、耳の臨界 帯域が狭くなる低いＷ４液数において一般的に一層高い。変換符号器においては 、有り得る最も狭いサブバンドは１つの変換係数であるので、も１−変換係数の 帯域−が耳の最も狭い臨界帯域の半分を超えなければ、音響心理的隠蔽は一層容 易に達成され得る。変換係数の帯域幅は、変換の長さを増やす二七によって低減 することができる。変換の長さを増やすことでの１つの短所は、変換を計算し、 より狭いサブバンドのより大きな数を符号化するための処理の複雑さが増すこと である。その他の短所については、以下で論考する。 勿論、音響心理的隠蔽は、もしこれらのサブバンドの中心周波数を、瓦の臨界帯 域の移動と殆ど同じやり方で、優勢な信号成分に追随して移動させることができ れば、より広いサブバンドを用いて連成することができる。 変換符号器の音響心理的隠蔽を利用する能力はまた、変換によって実現されるフ 、イルタ・バンクの選択度にも依存する。当明細書で用いるフィルタの「選択度 」きいう術語は、サブバンドの帯域通過フィルタの２つの特性を指示する。その 箪１は、フィルタの通過帯域と阻止帯域との間の区域（傳移帯域の幅）の帯域幅 である。その第２は、阻止帯域中での減衰レベルである。したがって、フィルタ の選択度によって、倦移帯域内のフィルタの応答特性曲線の鋭さく傅移帯域のロ ールオフの鋭さ）と、阻止帯域中での減衰のレベル（阻止帯域排除の深さ）七が 指示される。 フィルタの選択度は、以下で論考する３つの因子、すなわち、ブロック長、ウィ ンドウ重み付は関数、及び変換を含む多数の要素によって直接影響を受ける。非 常に一般的な意味で、ブロック長は符号器の時間上及び同波数上の分解能に影響 を与え、ウィンドウ及び変換は符号化利得に影響を与える。 ブロック長 符号化されるべき入力信号は、サブバンドの一波の前に、標本化され、「信号サ ンプル・ブロック」にセグメント化される。信号サンプル・ブロック中のサンプ ルの数が信号サンプル−ブロック長である。 変換フィルタ・バンクによって生成される係数の数（変換長）が信号サンプル・ ブロック長と等しいのが普通であるが、これは必ずしも必要ではない。例えば、 本発明の１つの好ましい実施例で用いられる重複ブロック変換（以下で更に詳し く論、考する）は、当技術分野では、時には、信号サンプル会ブロックを２Ｎの サンプルで変換する長さ　Ｎの変換として記述される。しかし、この変換をまた 、Ｎ個の特異係数のみを生成する長さ　２Ｎの変換として記述することもできる 。ここで論考する総ての変換は信号サンプル・ブロック長に等しい長さを有する と考え得るので、ここでは一般にこれらの２つの長さが互いに同義であるとして 用いられる。 信号サンプル・ブロック長は、変換符号器の時間上及び周波数上の分解能に影響 を与える。より短いブロック長を用いる変換符号器は、より貧弱な周波数上の分 解能を有する。何故ならば、個別変換係数の帯域幅がより広く、フィルタの選択 度がより低い（すなわち、＃ｌ寝帯域のロールオフが少く、阻止帯域排除のレベ ルが少ない）からである。このフィルタ性能の低下によって、崖−のスペクトル 成分のエネルギーが近隣の変換係数に拡散される。このスペクトル成分のエネル ギーの不要な拡散は、「サイドローブ漏洩（：”ｇｊｄｅｌｏｂｅ　ｌｅａｋａ ｇｅ′″）」と呼ばれるフィルタ性能の低下の結果である。 より長いブロック長を用いる変換符号器は、より貧弱な時間上の分解能を有する 。何故ならば、量子化誤りによって、変換符号器・復号器系では信号サンプル・ ブロックの全長を横切る積大化信号のｌｌｌ波数成分が「損なわれる（’ｓ瑚ｅ ａｒ’）　Ｊからである。逆変換から復元される信号中のひずみの人工物は、信 号サンプル・ブロック長よりも着かに短い時間期間の間に生じる信号振幅の大き な変化に関して最も聴取可能上なる。当明細書では、かかる振幅変化を「過渡的 現象（”ｔｒａｎｓｉｅｎｔｓ”）」と呼ぶ。 かかるひずみは、それ自体で、過渡的現象前、及び後のリンギング（ｒｉｎｇｉ ｎｇ）　として顕現する。 かくして、固定ブロック長の変換符号器では、時間上の分解能に対して周波数上 の分解能を非分析的に取り引きする妥協的なブロック長を用いなければならない 。短いブロック長ではサブバンドのフィルタ選択度が低下して、サブバンド・フ ィルタの名目上の帯域幅が低い閾嫂数若しくは総ての周波数で瓦の臨界帯域を超 えることになる。サブバンド・フィルタの名目上の帯域幅がた七え耳の臨界帯域 よりも狭くとも、傳移帯域が廓かり、阻止帯域Ｉａ＃が貧弱になって顕現するフ ィルタ特性の低下によって、顕著な信号人工物は瓦の臨界帯域幅の外側で生じる ことになる。他方、ブロック長を長くするとフィルタの選択度は改善されるが、 時間上の分解能が低下し１、これによって、聴取可能な信号ひずみが瓦の音響心 理的隠蔽の時間上の期間の外ｇＩ４′？″生じる。 時間上の分解能に対して周波数上の分解能を取り引きする際に遭遇する問題につ いては、クラエ　ｆｊｒａｈ／りによる符号器設計の展開によって説明されてい る。１９８５年１１月、マンハイムでの音声放送に関するＮＴＧ　Ｅ−ティング におけるクラエによる講義、［高品買ディジタル・オーディオ信号のソース符号 化の新１−い方法」（Ｋｒａｈｐ、　、　ｆｎ　”Ｎｅｗ　５ｏｕｒｃ＠　Ｃｎ ｄ＋ｎｇ　１ｌｅｔｈｎｄ　ｆｎｒ旧ｇｈＱｕａ目ｔｙ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ａｕ ｄｊｎ　Ｓｉｇｎａｌｓ’、　Ｌｅｃｔｕｒｅ、　ＮＴＧ菖ｅｅｔｉｎｇ　ｎｎ 　５ｎｕｎｄ　ＲｒｎａｄｃａＳｔｊｎｇ、１ａｎｎｈｅｉ＊、Ｎｎｖｅ＊−ｂ ｅｒ、　１９８９）により、音響心理的隠蔽効果を成功裡に利用するのに十分な フィルタの選択度のために１０２４のブロック長を要する適応的変換符号器が開 示された。サンプル・ブロック中の過渡現蒙前ひずみは約２０ｎｓの長さである が、これは過渡現象によってＩＩＩ蔽され得ない。 過渡的現象前の＠蔽を改善するために、クラエはその後引＃　Ｍ　ＬＩ　Ｔ、特 許＝ｐ、ｐ　ｏ　２５１　０２８号において、過渡的現象の検出を改善すべく信 号入力を高域通過−渡し、信号サンプル着ブロック中の信号サンプルを過渡的現 象の前に押し上げる符号化方法を教示している。 過渡的現象前理の使われ方は副次的情報として受信機・復号器に受け渡され、受 信機・復号器では、信号サンプル・ブロック中の復元された信号サンプルを過渡 的現象の前に対応する量だけＭ衰させる。 この方法には幾つかの問題がある。その１１は、過渡的現象前の信号入力の押し 上げによってサンプル・ブロックのスペクトル上の形状が歪まされることよりこ のスペクトル上の形状に基づいて行われる符号化決定が歪まされることである。 これによって、音響心理的効果を利用する能力に不都合な影響が与えられる。更 に、適応ビット割当てを用いる符号器では、過渡的現象前の信号サンプルの押し 上げによって過渡的現象の量子化誤りを増加させる傾向となる。この量子化誤り の増加は、過渡的現象のスペクトル成分以外のスペクトル成分の押し上げ増幅が 行われることから生じる。音響心理的の原理に基づく適応ビット割当てでは、増 幅されたスペクトル成分に対して、この増幅がなければ押し上げのないスペクト ル成分に割り当てられたであろうビットを割り当てる。 これによって、過渡的現象のスペクトル成分を符号化するのに利用可能なビット の数が減るので、過渡的現象の量子化雑音を増加する。 問題の第２は、過渡的現象前の信号入力の押し上げ・減衰過程では、過渡的現象 によって生じる量子化誤りの音響心理的隠蔽が全く与えられないことである。過 渡的現象によって、適応ビット割当てを用いる復号器での量子化誤りが増加する 可能性がある。何故ならば、過渡的現象がなければ他のスペクトル成分を量子化 するのに使用可能であったであろうビットを、その代わりに過渡的現象の状態の スペクトル成分に対して割り当てるである。 この量子化雑音の増加は、耳の過渡的現象前の隠蔽期間の外側で聴取可能となり 得る。何故ならば、信号入力の押し上げ・減衰過程では、ブロック長が過渡的現 象の前に短縮されないからである。 問題の第３は、過渡的現象前の信号入力の押し上げによって増幅される大振幅の 信号サンプルがこれらを表現する符号器の能力を超える（符号器のダイナミック ・レンジを超える）可能性があることである。もし増幅された成分を取り扱うべ く符号器のダイナミック・レンジを増大させると、信号を符号化するのに必要な ビットの数もまた増加する。この状態は、これらの大振幅の信号が低い周波数の スペクトル成分であると特に可能性が高い。 これらの信号の周波数が低い故に、これらの大振幅の信号は、高域通過フィルタ によって阻止され、過渡的現象検出過程に伝達されない。特許第Ｆ、Ｐ　Ｏ２５ １０２８号では、周波数選択的な信号の押し上げ、すなわち、過渡的現象を作り 出すスペクトル成分のみを押し上げることを示唆しているが、しかし、これによ って、変換を行うのに必要な段階に加えて更に追加的な濾波を処理する段階が必 要になる。何故ならば、過渡的現象前の信号の押し上げは、時間領域中で変換− 波の前に生じるから最後の問題は、特許ｉ１［Ｐ　Ｏ２５１０２８号では過渡的 現象後の処理についての準備が全くなく、そのため、過渡的現象後の歪みは、信 号サンプル・ブロックが耳の過渡的現象後の期間よりも短くない限り、隠蔽され 得ない二七である。これは多くの符号化系では通常問題ではないが、これによっ て符号器の最大ブロック長に不必要な制約が課せられる。 フレケンツ誌１９８９年第４３巻第９号の２５？Ｃ−ジから２５６ページまでの エトラによる論文、１１ブロツク変換及び適応ウィンドウ関数によるオーディオ 信号の符号化Ｊ　（Ｆ、ｄｌｅｒ、　’Ｃｏｄｉｎｇ　Ｏｆ　Ａｕｄｉｏ　Ｓｆ ｇｎａｌ＋ｗｉｔｈ　Ｏｖｅｒｌａｐｐｉｎｇ　Ｒｌｎｃｋ　ｊｒａｎｓｆｎｒ ｗ　ａｎｄ　Ａｄａｐｔｉｖｌｌ！Ｈｎｄｏｗ　Ｆｕｎｃｔｉｎｎｓ’、　Ｆｒ ｅｑｕｅｎｙ、　ｖａｌ　４３．　ｎｏ、　９．１９８９゜ｐｐ、　２５２−５ ６）では、重複ブロック変換にために変換長を適応的に選択できる方法が開示さ れている。 この方法には幾つかの問題がある。その第１は、分析・合成ウィンドウ参ベアの 設計に、フィルタの選択度を著しく低下させるウィンドウが必要であるという、 強い制約を受けることである。この問題については、以下で更に詳しく論考する 。 第２の問題は、この方法を用いる実時間系では非常に速い演算装置が必要となる ことである。何故ならば、分析及び合成の濾波によって大量の非常に高い信号処 理要件が課せられるからである。分析濾波の間、成る櫂の信号サンプルには、平 均的な信号サンプル当たり２回の変換よりも５０％も多い、３回もの変換を行わ なければならない。 第３の問題は、この方法では、ブロック中の過渡的現象の発生の時刻を確定せず 、過渡的現象が発生したかどうかのみを確定することである。したかって、この 方法では、短いブロック長への引き下げの移行を遅らせることが過渡的現象の直 前までできず、過渡的現象が静才った直後に全長ブロック長へ復帰するこさがで きない。この方法では、信号が必要とするよりも速くフィルタの選択度を低下さ せるか、或いは、信号が必要とするよりも長い間フィルタの選択度を低下させる か、若しくは、その両方が育り得る。 第４の問題は、エトラの方法では、短いブロック長への移行が不必要に行われる ことがあることである。何故ならば、過渡的現象の状１を誤って検出するこ々が あるからである。無音及び低いレベルの推移の間、音楽信号又は低いレベルの雑 音での変化ではエトラの条件にしばしば合致するが、かかる推移では鍼灸に、又 は全く、過渡的現象前の時間上のひずみを隠蔽すべき短いブロック長を必要とし ない。 １［５の問題は、この方法では、過渡的現象前及び過渡的現象後の要件の区別を １７ないことである。耳の過渡的現象後の期間は過渡的現象前の期間よりも遥か に長く、したがって、より短いブロック長への移行をトリガするのに用いられる 条件と、このより短いブロックの長さとを、影響を受けた信号サンプルが移行を トリガした過渡的現象に先行するか後続するかに拠って、変更できることは周知 である。二ドラの方法で用いられる単一の組の条件は、過渡的現象の後のより短 いブロックへの不必要な移行を要求することが有り得るか、或いは、過渡的現象 前に必要な移行を潜在的に要求し損なうことが有り得るかの、若しくはこれらの 両方が有り得ることの妥協でなければならない。同様に、単一の短いブロックは 妥協でなければならない。短か過ぎてフィルタの選択度の不必要な低下を招くか 、或いは、長過ぎれて時間上のひずみの隠蔽を保証し損なうか、若しくはこれら の両方の可能性がある。 第６の問題は、エトラは、全長ブロック長からか、若しくは短いブロック長（１ ／４ブロツク長が開示されている）からの何れかの２つのブロック長からのみ選 択する方法を教示していることである。もし短いブロック長で総ての時間上のひ ずみを隠蔽すべく設計されていれば、柵やかな水虜の過渡的現象に対しては必要 以上にフィルタの選択度を低下させる。さもなければ、短いブロック長は、最も 必要な時間上のひずみの隠蔽を保証するには十分に短くないことになる。 ウィンドウ重み付は関数 個別変換では周波数係数の完全に正確な組は生成されない。何故ならば、個別変 換は有限長の信号のセグメント、すなわち信号サンプル・ブロックのみで動作す るからである。帯密に言うと、個別変換によって、無限の信号サンプル・ブロッ ク長を要する真正の周波数領域表現ではなくて人力の時間領域信号の時間・周波 数領域表現が生成される。しかし、ここでは論考の都合から、個別変換の出力を 周波数領域表現として指示することにする。 実際には、個別変換では、標本化された信号は期間が信号サンプル・ブロック長 の約数である周波数成分を有すると仮定する。このことは、有隈長の信号が周期 性であると仮定することに等しい。この仮定は、勿論、真ではない。この仮定さ れた周期性によって信号サンプル・ブロックの締に不連続性が作り出され、これ によって変換にみせかけのスペクトル成分が作り出される。 この効果を最少化する１つの技法は、不連続性を、変換の軒に信号サンプル拳ブ ロックの縁に近いサンプルが０に、若しくは０に近付くように信号サンプルを重 み付けすることによって、低減することである。信号サンプル・ブロックの中央 にあるサンプルは、一般的に変更しないます、すなわち係数１で重み付けされて 、受は渡される。この重み付は関数は「分析ウィンドウ」と呼ばれる。このウィ ンドウの形状は、フィルタの選択度に直接影響する。 ここで用いているように、「分析ウィンドウ」という術語は、前方変換の前に行 われるウィンドウ処理の関数のみを指す。Ｑｌ下で論考する正うに、本発明の１ つの好ましい実施例中で用いられている分析ウィンドウの設計は、合成ウィンド ウの設計によって伺書されることが有り得る。。したがって、当技術分野で「分 析ウィンドウ」という術語で一役に用いられている分析ウィンドウの設計と特性 は、本発明中で実現されている分析ウィンドウとは異なる。 この分析ウィンドウは時間領域関数である。このウィンドウの効果に対して何等 の補償も与えられなければ、復元、又は「合成コされた信号は分析ウィンドウの 形状によって歪まされる。重複加算とし、て知られている１つの補償技法は当技 術分野では周知である。この技法では、符号器で入力信号サンプルの重複ブロッ クを変換することが必要である。分析ウイ、ンドウを、２つの隣接ウィンドウが 重複部分を横切って合計して単位１になるように注意深く設計することによって 、ウィンドウの効果は正確に補償される。 ウィンドウの形状は、フィルタの選択度に著しく影響する。これについては、ｒ ＥＩ’：Ｅ会誌１９７８年１月第６６巻５１ページから８３ページまでのハリス による論文、「個別フーリエ変換での高調波分析のためのウィンドウの用い方に ついてＪ　（Ｊａｒｒｉｇ、　”Ｏｎ　ｔｈｅ　Ｕｓｅ　ｏｆ曹ｊｎｄｎｖｓ　 ｆｎｒ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　ＡｎａｌｙＩＩｊｇ　ｗｉｔｈ　ｔｈｅ　Ｄｉｓｃ ｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｖ’、Ｐｒｎｃ、ＴＶＰ、Ｐ、、　 ｙｎｌ、　６６、　Ｊａｎ−ｕａｒｙ、　１９７８．　ｐｐ、　５ｌ−８３）を 概観１−１て欲しい。一般的な焼目りとして、「綾やかな」形状のウィンドウと より大きな重複期間とによって、正弦波傾斜矩形型ウィンドウよりも高い選択度 が得られる。例えば、カイザー・ベッセルのウィンドウでは、一般的に正位波＃ 斜型矩形ウィンドウよりも高い選択量が得られる。 個別フーリエ変換（Ｄ　Ｆ　Ｔ）のような成る種の形式の変換と共に用いられる 時、重複・加算では信号を表現するのに必要なビットの数が増加する。何故なら ば、重複期間中の信号の一部は、重複・加算された２つの信号サンプル・ブロッ クの各々について１回ずつの２回、変換され、伝送されなければならないからで ある。１′複・加算を伴うかかる変換を用いる系に関する信号の分析・合成は、 厳密には標本化されていない。「Ｍ密に標本化された」という術語によって、受 は取る入力信号サンプルの数と同じ数の周波数係数を成る時間の周期にわたって 生成する信号の分析・合成が指示される。したがって、厳密に標本化されない系 に関しては、符号化信号情卸要件を最少化するために、できるだけ少ない重複期 間を有するウィンドウを設計することが望ましい。 以下で論考する、ジシンソンとプラッドリー　（Ｊｎ−ｈｎｓｒ＋ｎ　ｓｎｄ　 Ｒｒａｄｌｅｙ）　によって開示された変換を含む幾つかの変換では亥た、逆変 換から合成される出力がウィンドウ処理される二さも必要がある。合成ウィンド ウは、各合成信号ブロックを整形するのに用いられる。したがって、合成信号は 、分析及び合成ウィンドウの両方によって重み付けられていることになる。この ２段階の重み付けは、分析及び合成ウィンドウのサンプルごとの積に形状が等し いウィンドウによって原信号を１回重み付けることと、数学的には類似である。 したがって、ウィンドウ処理ひずみを補償すべくを複・加算を利用するためには 、両方のウィンドウは、２つの積がｔ複・加算期間を横切って嵐一体に合算され るように設計されなければならない。 ウィンドウの適正さを評価するのに用いることのできる単一の条件はないが、ウ ィンドウは一般的に、ウィンドウと共に用いられるフィルタの選択度が「良好」 と見られるならば、「良好」とみなされる。したがって、良く設計された分析ウ ィンドウ（分析ウィンドウのみを用いる変換のための）又は分析・合成ウィンド ウ・ペア（分析ウィンドウ及び合成ウィンドウの両方を用いる変換のための）に よって、サイドローブ漏洩は低減され得る。 上で手短に言及したように、エトラ−の方法では、ウィンドウの設計に不都合な 制約が課せられるので、適正なフィルタの選択度が保存され難い。エトラ−は、 矩形ウィンドウの変形であるウィンドウの使用を教示しているが、カイザー−ベ ッセル・ウィンドウ　（Ｋａ＋＊ｅｒ−Ｂｅ＊ｌ１ｅｌ　Ｗｉｎｄｏｗ）　のよ うな最大重複を有するより良いウィンドウの使用については教示していない。更 に、エトラ−の方法では、もし過渡的現象が後続の重複されたブロック中の成る 場所に生じても、過渡的現象前ひずみが先行のブロックへ伝播するを十分に回避 すべくウィンドウを適応させることはできない。 変換 変換符号器は幾つかの時間領域対間波数領域変換のどれででも実現することがで きるが、成る種の変換では、オーディオ信号、とりわけ広帯域の音楽信号の高品 質低ビツト伝送速度符号化に関して他の変換よりもより良い性能を発揮する。 変換符号化性能の１つの尺度は、ＰＣＭ符号化で達成される水１を凌駕する「符 号化利得」、又は変換符号化の信号対雑音比（ＳＮＲ）の向上である。符号化利 得は、変換係数変数の算術的平均値に対する幾何学的平均値の比率に等しい。こ れについ、では、Ｉ　Ｅ＋’：Ｅ音響、音声及び信号処理学会誌１９７７年８月 ＡＳＳＰ−２５号の２９９ページから３０９ページまでのゼリンスキとノルによ る論文、「音声信号の適応的変換符号化Ｊ　（７，ｅ目的−５ｋｉ　ａｎｄ　Ｎ ｎｌ＋、”Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　Ｃｎｄｆｎｇ　ｏｆ　５ｐ ｅ−ｅｃｈ　Ｓ＋ｇｎａビ、Ｔｌ！Ｅ！　Ｔｒａｎｓ、　Ａｅｏｕｓｔ、、　Ｓ 　ｅｅｅｈ、　ａｎｄＳｉ　ｎａｌ　Ｐｒｏｃ、　、＾５ＳＰ−２５，Ａｕｇｕ ｓｔ、　１９７７、　ｐ９．２９９−３０９）を参照のこと。所与の信号サンプ ル・ブロックに対して異なる変換の符号化利得は変化するが、一般的に、総ての 信号サンプル・ブロックに対して最大の符号化利得を与える、信号に独立の変換 は１つもない。例えば、個別余弦変換（Ｄｊｇｃｒｅｔｅ　Ｃｏ５１ｎｅ丁ｒｎ ｎｇｆｏｒ■）　（ＤＣＴ）では一般的に、安定状態の信号、すなわち優勢な低 い周波数のスペクトル成分を有する信号に対して個別フーリエ変換（ＤＦＴ）よ りも大きな符号化利得が得られる。 他方、ＤＦＴでは一般的に、過渡的現象又は優勢な高い周波数のスペクトル成分 を有する信号に対してＤＣＴよりも大きな符号化利得が得られる。これについて は、二ニー・シャーシー州イングルウッド・クリフスのプレンティス・ホール社 １９８４年出版のジエイヤントとノルによる著書、「波形のディジタル符号化Ｊ の５５４ページから５５６ページまで　（Ｊａｙａｎｔ　ａｎｄ　Ｉｔｏｌｌ、 ｒＬｊＪｉ−ｔａｌ　Ｃｏｄｉｎ　ｏｆ　Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ、ｌ！ｎｇｌｅｗ ｏｏｄ　Ｃ１１ｆｆｓ、ＮＪ：Ｐｒｅｎｔｉｃｅ４ａｌｌ、　Ｔｎｃ、、　１９ ８４．　ｐｐ、　５５４−５６）　を参照のこと。 変換符号化性能のもう１つの尺度は、周波数領域エイリアス及び時σ領域エイリ アスの回避又は消去である。 有限長のディジタル変換は完全な帯域通過フィルタではない。通過帯域と阻止帯 域との間の′推移は無限に鋭くはなく、阻止帯域中での信号の減衰は無限に大き くはない。 その結果、たとえ通過帯域で濾波された入力信号が通過帯域遮断周波数で指定さ れるナイキスト・レートで標本化されたとしても、フィルタを通過できるフィル タの名目遮断周波数よりも上の周波数は、減衰されてはいるものの、エイリアス を伴う。 前方及び逆変換では原理的に周波数領域エイリアス消去が与えられるものの、量 子化誤りによって逆変換で周波数領域エイリアスを完全に消去するこきが妨げら れる。 残存の周波数領域エイリアスひずみは、このひずみが音響心理的に隠蔽されない 限り、聴取可能なものとなる。 しかし、短い信号サンプル・ブロックでは、音響心理的隠蔽を達成することはよ り困難である場合が多い。上で論考したように、より短い信号サンプル・ブロッ クではフィルタの選択度が低下し、成る種の変換係数は、とりわけ耳の臨界帯域 が一層高い分解能を有する低い周波数で、聴感上の臨界帯域よりも広い帯域幅を 持つことになる。その結果、周波数領域エイリアスひずみは隠蔽されないことに なる。 より長いウィンドウでは、より長いブロック長と同様にフィルタの選択度が改善 されることによって、周波数領域エイリアスが低減され、音響心理的隠蔽が改善 される。しかし、ウィンドウ長が符号器系の１０分の１因子を超えて増加するに つれて、時間領域エイリアスが生じる。 周波数領域エイリアス及び時間領域エイリアスを消去することのできる重複・加 算ブロック変換が、化オランダのエルセフイア・サイエンス出版社１９８７年出 版の音声通信第６巻の２９９ページから３０８ページまでのジランソンとブラッ ドレーによる論文、ｒ時間領域エイリアス消去と関連する適応的変換符号化Ｊ　 （Ｊｏｈｎｓｏｎａｎｄ　Ｂｒａｄｌｅｙ、’Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｔｒａｎｓｆ ｏｒｖ　Ｃｏｄｉｎｇ　Ｔｎｅｏｒ−ｐｏｒａｔｉｎｇ　Ｔｉｍｅ　Ｄｏ＋ｗａ ｉｎ＾Ｉｉａｓｆｎｇ　Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ”。 Ｓ　ｅｅｃｈ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、　ｔｏｌ、　６．　Ｎｏｒｔｈ 　Ｈｏ１ｌａｎｄ：！Ｉｇｅｖｉｅｒ　５ｃｉｅｎｃｅ　Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ 、　１９８７．　Ｉ）ｐ、　２９９−３０８）中に開示されている。ジランソン とプラブドレーの変換を用いる分析・合成系は厳密に標本化される。エトラ−は 、上で論考した彼の適応的技法中でこの変換を利用している。この変換は本発明 の１つの好ましい実施例においても用いられている。 ジヲンソンとブラブドレーは、この変換を用いる変換符号器でどのようにして異 なるブロック長、分析・合成ウィンドウを適応的に選択するのか、また、かかる 用い方でどのようにしてエイリアス消去と厳密な標本化との変換の特性が保存さ れるのかについては開示していない。 ジヲンソンとプラッドレーはまた、どのようにして異なる変換を適応的に選択す るのかについても教示していな発明の開示 本発明の目的は、オーディオ情報、とりわけ広帯域の音楽を、変換の時間上の分 解能と周波数上の分解能との間の取り引きを上で論考した問題及び制約を招くこ きなく適応的に適正化する信号の分析・合成によって、ディジタル変換処理する ための符号器・復号器を提供することである。この目的は、請求項１による符号 器と、請求項２及び３による復号器とで達成される。 本発明の更なる目的は、オーディオ情報、とりわけ広帯域の音楽を、変換符号器 の利得を適応的に適正化し、成る種の重複するブロック変換に関して、上で論考 した問題及び制約を招くことなく、時間領域エイリアス消去及び厳密な標本化を 維持する信号の分析・合成によって、ディジタル変換処理するための符号器・復 号器を提供することである。この目的は、請求項１による符号器と、請求項２及 び３による復号器とで達成される。 追加的な特徴は、以下のような残りの請求項による本発明の特定の実施例によっ て達成される。すなわち、適正な分析ウィンドウ関数、若しくは適正な分析・合 成ウィンドウ・ベアＲ数の適応的な遺灰が行われることと、 広帯域のオーディオ信号の高品質の伝送、又は記憶及び再生が行われ、再生の品 質が、例えば放送用オーディオ系統に適することと、 コンパクト・ディスクで得られる程度に良好な品質の再生が行われることと、 符号化信号を伝送するのに少ない容量のチャンネルしか要しないディジタル処理 系で実現される、符号器・復号器を提供することと、 符号化信号を記憶するのに少量の空間しか要しないディジタル処理系で実現され る、符号器・復号器を提供する ことである 本発明の上記の目的、及び更に別の目的の詳細については、当明細書全体、とり わけ、以下の発明を実施するための望ましい形態の節で説明する。本発明は、音 楽又は音声のようなオーディオ信号の高品質の符号化及び復号に関するが、１つ の好ましい実施例は、とりわけ広帯域の音楽信号の符号化及び復号に関するもの であることが分かるであろう。 １つの好ましい実施例中の本発明の教示により、符号器では広帯域のオーディオ 信号のディジタル符号化が行われれる。広帯域オーディオ信号は、標本化、量子 化され、長さ　にサンプルの時間領域信号サンプル・ブロックにグループ化され る。信号分析装置によって現状の信号サンプル・ブロックが評価されて、符号化 性能を最適化するための適切な変換、ブロック長、及び分析ウィンドウ関数が確 定される。この好ましい実施例において、信号分析装置は、聴取可能な時間上の ひずみを回避するためにより短いブロック長を符号器で用いる必要のある何等か の信号の過渡的現象が存在するか否かを確定する過渡的現象信号検出装置である 。かかる過渡的現象を伴うサンプル・ブロックは、十分な変換周波数選択度を維 持しながら、なおかつ過渡的現象によって生じる符号化ひずみの音響心理的隠蔽 が保証されるように、適正な長さのサンプル・サブブロックに分割される。各サ ンプル赤ブロックは、それが正常な長さのものであろうと低減された長さのもの であろうと、過渡的現象検出ｌＩ置の出力に従って選ばれる分析ウィンドウ関数 によって重み付けられる。そこで、周波数領域変換係数が、分析ウィンドウ関数 によって重み付けられた時間領域サンプル・ブロックに応答して、過渡的現象検 出装置の出力に従って選択されろ層別前方変換によって生成される。符号器で眉 いられる信号サンプル・ブロック長、分析ウィンドウ関数、及び前方変換を確定 するのに必要な情報は、復号器に受け渡される。 代替的な実施例中の本発明の教示により、信号分析装置によって、過渡的現象の 存在に加えて、或いは過渡的現象の存在に代えて他の入力信号を確立することが できる。代替的な実施例では、信号分析装置によって、少なくとも変換、ブロッ ク長、及び分析ウィンドウ関数の１つが、入力信号の分析の結果に応答して確定 される。 これもまた１つの好ましい実施例中の本発明の教示により、復号器によって、本 発明の符号器で符号化されるディジタル符号化された広帯域オーディオ信号の高 品質の再生が行われる。復号器によって、符号化された信号から、符号器で用い られる信号サンプル・ブロック長、分析ウィンドウ関数、及び前方変換を確定す る情報が抽出される。この情報は、逆変換の長さを設定し、合成ウィンドウ関数 の選び方を伝達し、個別逆変換を選択するために用いられる。時間領域信号サン プル・ブロックは、周波数領域変換係数に応答して、周波数領域変換係数を生成 した符号器中で用いられる個別変換とは逆の特性を有する個別変換によって生成 される。時間領域信号サンプル拳ブロックは、分析ウィンドウによって重み付け られる。符号器の分析ウィンドウ、及び復号器の合成ウィンドウは、合成のウィ ンドウ関数が２つの隣接する重複されたサンプル・ブロックに関して合計して単 位１になるように整形される。隣接サンプル・ブロックは、重複、加算されるこ とによって、ウィンドウの重み付けの重み付は効果が消去され、その後高品質の アナログ出力に転換される時間領域信号のディジタル化された表現が復元される 。 代替的な実施例中の本発明の教示により、復号器によって、符号化された信号か ら、符号器で用いられる信号サンプル・ブロック長、分析ウィンドウ関数、及び 前方変換を確定する情報が抽出される。この抽出された情報は、それぞれ、逆変 換の長さを設定し、合成ウィンドウ関数の選び方を伝達し、個別逆変換を選択す るために用いられる。留別変換を必要とする個別変換を用いる本発明の実施例に おいて、時間領域信号サンプル・ブロックは、合成ウィンドウによって璽み付け られる。符号器の分析ウィンドウ、及びもし用いられているとすれば復号器の合 成ウィンドウは、合成のウィンドウ関数が２つの隣接する重複されたサンプル・ ブロックに関して合計して単位１になるように整形される。 本発明の教示により、１つの特定の実施例において、過渡的現象検出装置によっ て、過渡的現象信号により作り出されるひずみの人工物の音響心理的隠蔽を保証 するのにより短いブロック長が必要である時に、本発明で通常用いられる最大の ブロック長よりも短い信号サンプル・ブロック長が適応的に選択される。符号化 された信号サンプルは高域フィルタを通して受け渡され、サブブロツクにグルー プ化される。各サブブロック中の先頭値の振幅は、先行するサブブロックの先頭 値の振幅と比較される。もし隣接するサブブロックの先頭値の振幅間の変化が特 定のしきい値を超えていなければ、符号器では最大の信号サンプル・ブロック長 が用いられる。もし隣接するサブブロック間の振幅の変化が特定のしきい値を超 えているならば、短いブロック長が選択される。 １つの特定の実施例において、信号サンプル・ブロックにの信号内容と過渡的現 象検出装置によって選択されるブロック長とに関して遍切な分析ウィンドウ関数 が、各信号サンプル・ブロックに関して選ばれる。上で論考したように、分析ウ ィンドウ関数によって、個別変換の総合的性能を改善するために、信号サンプル ・ブロック内のサンプルが賃み付けられる。本発明の１つの符号器の実施例にお いては、分析ウィンドウは、長さの異なる同じ等級又は形式のウィンドウからの 複数のウィンドウ関数から選ばれる。 本発明ではまた、ウィンドウ関数の形式を適応的に選択するか、或いは、ブロッ ク長又は入力信号の特性によってウィンドウ関数のパラメータを適応的に変化さ せることができる。 例えば、本発明の１つの実施例では、各信号サンプル・ブロックに関してカイザ ー・ベッセル・ウィンドウ関数の「アルファ」パラメータを適応的に選択して、 過渡的現象を有する信号サンプル・ブロックに関して深い過渡的現象推移帯域ロ ールオフの犠牲の下に大きな阻止帯域排除を与える。このカイザー・ベッセル・ ウィンドウ関数については以下で更に詳細に論考する。本発明の１つの実施例で はまた、ウィンドウの形式を適応的に選択して、カイザー−ベッセル、又はドル ブーチェビシェフ（Ｄｏ　Ｉ　ｐｈ−Ｃｈｅｂｙｃｈｅｖ）ウィンドウのような 関数を適応的に選択する。しかし、このウィンドウ関数の選び方によって重複・ 加算特性のような制約は如何なる形でも冒されることはない。 本発明の符号器の特定の実施例において、個別変換の長さは、過渡的現象信号検 出装置によって選択される信号サンプル・ブロックの長さと等しい。 本発明では、あらゆる直交時間領域対周波数領域変換をも用いることができる。 しかし、本発明の１つの好ましい実施例では、改変個別余弦変換（ＯＣＴ）及び 改変個別正弦変換（ＤＳＴ）の交互適用と等しい非直交個別変換を用いる。もう １つの実施例では、非直交個別変換は単一の改変個別余弦変換（Ｄ　ＣＴ）によ って実行される。 本発明ではまた、ブロック長又は入力信号の特性によって変換を適応的に選択す ることができる。 例えば、本発明の１つの実施例では、最大の符号化利得を産み出す変換を１組の 直交変換の中から適応的に選択することができる。本発明の１つの実施例では、 在来のＯＣＴを用い、過渡的現象を宵する信号サンプル・ブロックに対しては個 別フーリエ変換（Ｄ　Ｆ　Ｔ）を選択することもできる。当技術分野では、低い 周波数成分の符号化精度が、殆どの音楽信号の所与の本質的な品質を達成するの に著しく寄与することは周知である。在来のＤＣＴは、低い周波数の信号に対し て優れた符号化利得を具えている。他方、高い周波数成分の符号化精度は過渡的 現象信号に関する本質的な品質の所与の水準を達成するのに極めて重要である。 ＤＦＴは、高い周波数の信号に対して優れた符号化利得を具えている。したがっ て、本発明の１つの実施例では、各信号サンプル・ブロックに対して最も良（適 合する変換を適応的に選択することができる。 本発明の符号器及び復号器の好ましい実施例では、サンプリング・レートは４４ ．１ｋＦ（ｚである。このサンプリング−レートは厳格なものではないが、４４ ．１ｋＨ２は適切なサンプリング・レートであり、好都合でもある。何故ならば 、これはまた、コンパクト・ディスクのサンプリング・レートでもあるからであ る。代替的な１つの実施例では、４８ｋＨｚのサンプリング・レートを用いる。 ４４゜１　ｋ）Ｉｚのサンプリング・レートを用いる１つの好ましい実施例では 、本発明の名目上の周波数応答特性は２３ｋ）ｆｚまで伸びており、時間領域サ ンプル・ブロックは１０２４サンプルの最大長を有する。 ５１２．２５６、若しくは１２８サンプルの短いサンプル長を適応的に選択する こ七ができる。文書第Ｗ０９０１０９０２２号（１９９０年８月９日公示）中に 叙述されている符号化技法のような符号化技法を用いる本発明の１つの好ましい 実施例では、ＩＩＩ業用枚用放送用途する本質的な品質の水準での音楽の符号化 を、９６ｋｂｓ（誤り訂正符号のような余分な情報を含む）以下のシリアルのビ ット伝送速度を用いて達成することができる。 異なる信号品質水準を産み出すその他のビット伝送速度を、゛本発明の範囲を逸 脱することなく用いることができる。 本発明とその好ましい実施例についての種々の特徴については、以下の発明を実 施するための望ましい形態の節、及び添付の図面の中で更に詳細に説明する。 図面の簡単な説明 図１８及び図１ｂは、本発明の１つの好ましい実施例の基本的な構造を示す機能 概略図である。 閃２３から図２Ｃまでは、本発明の１つの実施例に関するハードウェアの構造を 示す概略図である。 図３８及び図３ｂは、本発明の２チヤンネルの実施例の演算装置のシリアル通信 インターフェイスをより詳細に示す概略図である。 図４８から図４０までは、重複、ウィンドウ処理された一連の時間領域信号サン プル・ブロックにグループ化されている時間領域信号を示す仮！！！図である。 図５３から図５ｄまでは、Ｅ−ＴＤＡＣ変換により作り出される時間領域エイリ アスを示す仮想図である。 図６８から図６ｇまでは、Ｅ−ＴＤＡＣ変換信号合成の間の重複・加算による時 間領域エイリアスひずみの消去を示す仮想図である。 図７８は、単一チャンネル系でフレームを構成する１組の信号サンプル・ブロッ クを示す仮想図である。 図７ｂは、２チヤンネル系でフレームを構成する１１１１の信号サンプル・ブロ ックを示す仮想図である。 図８８は、過渡的現象を伴うアナログの音楽信号セグメントの表現を示す図であ る。 図８ｂは、５１２サンプルの固定の信号サンプル・ブロック長を用いる符号器・ 復号器を通して、１つの信号サンプル・ブロックから復元される、合成された音 楽信号セグメントの表現を示す図である。 １１！７８ｃは、５１２サンプルの最大信号サンプル・ブロック長を伴う固定フ レーム調整技法を用いる本発明の１つの実施例によって復元される、合成された 音楽信号セグメントの表現を示す図である。 図９は、本発明の１つの実施例の過渡的現象検出器内で用いられる高域通過−波 器を実現する回帰型濾波器の回路図である。 図１０は、信号サンプル・ブロックの半分を短い長さのサブブロックの階層にセ グメント化する過渡的現象検出器の１つの実施例の方法の仮想図である。 図１１は、階層化サブフレーム内の各サブブロック中の振幅先頭値を識別する過 渡的現象検出器の１つの実施例の方法の仮想図である。 図１２は、過渡的現象検出器の１つの実施例の比較器によって構築されるノード を示す二進法ツリー表現の仮想図である。 図１３は、本発明の１つの実施例で用いられる過渡的現象検出器の比較器部の部 分に関する論理を示す流れ図である。 図１４は、本発明の１つの実施例で用いられる過渡的現象検出器の比較器部によ る二進法ツリーの改変過程の仮想図である。 図１５は、示されている二進法ツリーに従って過渡的現象検出器によって選択さ れるサブブロック長の仮想図である。 図１６は、本発明の実施鍔で用いられる過渡的現象検出器によって選択されるサ ブブロック長期間と重ね合わされる音楽波形の図である。 図１７は、時間領域信号サンプル・ブロックを示す仮想図である。 図１８は、ブロック内の信号が周期的であるという仮定してのｌ１５ＪＩＪ変換 によって生じるサンプル・ブロックの糠での不連続性を示す、時間領域信号サン プル・ブロックの更なる仮想図である。 図１９ａは、結果としての関数Ｙ（ｔ）を得るための関数Ｘ（ｔ）の関数Ｗ（ｔ ）による重み付けを示す機能概略図である。 図１９ｂから図１９ｄまでは、分析ウィンドウによる時間領域信号の重み付けを 示す更なる仮想図である。 図２０は、本発明の１つの好ましい実施例での使用に適する分析・合成ウィンド ウの一族の図である。 図２１ａから図２１ｃまでは、固定フレーム配列技法を示す信号サンプル・ブロ ックの行列の仮Ｐｉ図である。 ｌｍ２２ａは、完全対象形の分析専用ウィンドウを用いるフィルタ・バンクの推 移帯域ロールオフ及び阻止帯域排除を、かかるウィンドウの前半部のみを用いる フィルタ・バンクの推移帯域ロールオフ及び阻止帯域排除と比較する図である。 図２２ｂは、完全対象形の分析専用ウィンドウを用いるフィルタ・バンクの推移 帯域ロールオフ及び阻止帯域排除を、非対象形の分析専用ウィンドウを用いるフ ィルタ・バンクの推移帯域ロールオフ及び阻止帯域排除と比較する図である。 図２３ａは、在来型の位相項を用いるＥ−ＴＤＡＣ変換によって作り出される時 間領域エイリアス成分信号の時間逆転区域を示す仮想図である。 図２３ｂは、固定フレーム配列技法に必要な位相項を用いるＥ−ＴＤＡＣ変換に よって作り出される時間領域エイリアス成分信号の時間逆転区域を示す仮想図で ある。 図２３ｃは、信号サンプル・サブブロック中の時間領域エイリアスを消去するの に必要な位相項を用いるＥ−ＴＤＡＣ変換によって作り出される時間領域エイリ アス成分信号の時間逆転区域を示す仮！！図である。 図２４は、ブリッジ変換の仮想図であって、時間領域エイリアス成分信号の時間 逆転区域を示す図である。 図２５は、増強型固定フレーム配列技法を示す、信号サンプル・ブロックの行列 の仮想図である。 図２６８から図２６ｆまでは、本発明の増強型固定フレーム配列技法の実施鍔で 必要なフレーム１１郵に関する論理を示す流れ図である。 図２７は、動的フレーム配列技法を示す、可変長の信号サンプル−ブロックの行 列の仮想図である。 図２８は、隣接のウィンドウ処理されたブロックの重複・加算特性を示す仮想図 である。 ＷＪ　２９　ａから図２９ｓまでは、重複、ウィンドウ処理された一連の時間領 域信号サンプル・ブロック、とりわけ０−ＴＤＡＣ変換のために実現される時間 領域信号を示す仮想図である。 うて作り出される時間領域エイリアスひずみを示す仮想図である。 図３１ｍから図３１ｇまでは、０−ＴＤＡＣ変換の信号合成の間での重複・加算 による時間領域エイリアスの消去を示す仮想図である。 図３２は、時間領域エイリアスを固定フレーム配列技法によって消去するのに必 要な０−ＴＤＡＣ変換の位相項を示す仮想図である。 図３３ａから図３３ｂまでは、Ｅ−ＴＤＡＣ変換及び０−ＴＤＡＣ変換に関する 変換係数の帯域幅の仮想図で表Ｔは、過渡的現象検出器の１つの実施例の第１部 分の中で用いられる２ｋＨｚ高域通過フィルタの係数を示す。 表■は、過渡的現象検出器の１つの実施例の第１部分の中で用いられる４ｋＨｚ 高域通過フィルタの係数を示す。 表■は、過渡的現象の立ち上がり及び立ち下がり状態の両方を構成するのに必要 な信号振幅の変化の量を確定するために過渡的現象検出器の１つの実施例の第４ 部分の中で用いられる、１組の好ましい単一の立上がり・遅延しきい値を示す。 表■は、過渡的現象の立ち上がり及び立ち下がり状態の両方を構成するのに必要 な信号振幅の変化の量に関する別個のしきい値を確定するために過渡的現象検出 器の１つの実施例の第４部分の中で用いられる、１組の好ましい別個の立上がり 及び遅延しきい値を示す。 発明を実施するための望ましい形態 ｒ、本発明の実施例のハードウェアの実現図１及び図２には、本発明の好ましい 実施例の基本的な構造が示されている。図１に示されるエンコーダの好ましい実 施例は、時間領域入力信号１０２と、入力信号を低域通過濾波する低域通過フィ ルタ１０４と、低域通過濾波された入力信号を標本化する信号標本化及び量子化 装置１０６と、入力信号サンプルを緩衝する信号サンプル緩衝装置１０８と、信 号サンプル・ブロックを構成する入力信号サンプルの数を選択することによって 信号サンプル・ブロック長を選択する過渡的現象検出装置１１０と、ディジタル 化された時間領域信号ブロックを分析ウィンドウ関数によって重み付ける分析ウ ィンドウ１１２と、標本化及び量子化された信号を周波数係数に変換するディジ タル・フィルタ・バンク１１６と、分析ウィンドウとフィルタ・バンクとを選択 された信号サンプル・ブロック長に従って＠御するフレーム＃鐸装置１１４と、 変換係数を本質的信号品質及び音響心理的効果の所望の水準に従って符号化する 量子化装置１１８と、符号化された周波数係数及び選択された信号サンプル・ブ ロック長を伝送又は記憶のためにビット・ストリームに組み立てる會式化装置１ ２０とから成る。図１には伝送通路１２２が示されているが、これによって符号 化信号を後で使用するために記憶できることを理解して置くべきである。 図１ｂに示す復号器の好ましい実施例は、符号化ビット・ストリーム信号人力１ ３２と、符号化周波数係数及び信号サンプル・ブロック長の各々を組み立て済み ビット・ストリームから抽出する嘗式解除装置１１３４と、各符号化係数を線形 比値変換係数に転換する線形化装置１１３６と、逆フィルタ・バンク及び合成ウ ィンドウを抽出済み信号サンプル・ブロック長に従って選択するフレーム＠御装 置１４０と、変換係数を時間領域信号ブロックに変換する逆ディジタル・フィル タ・バンク１３８．４：、各合成済み時間領域信号ブロックを選択済み合成ウィ ンドウ関数に重み付ける合成ウィンドウ１４２と、時間領域信号のディジタル化 表現を復元する信号ブロック重複・加算器１４４と、アナログ信号発生器１４６ と、低域通過フィルタ１４８と、アナログ信号出力１５０とから成る。 ＾、演算ハードウェア 本発明の好ましい実施例の基本的な構造は、図２８から図２ｅまでと、図３８か ら図３５までに示されている。 ４４．１ｋＨｚ又は４８ｋＨｚのサンプリング・レートを用いる本発明の単一チ ヤンネル版の好ましい実施例の実際的な実施例では、入力時間領域信号を量子化 するために１６ビツトのアナログ対ディジタル転換器（Ａ　Ｄ　Ｃ）を使用する 。後続の計算において用いられる２４ビツトのワードの１６最有意ビツトを形成 すべく１６ビツト量子化済みサンプルの各々が用いられる。必要な計算を行い、 符号化及び復号過程を制御するために、モトローラ（璽ｏｔｏｒｏｌａ）　社の ＤＳＰ５６００１型２４ビット・ディジタル信号演算装置が用いられる。静的等 速呼出記憶装＠（ＲＡＭ）によってＤＳＰのためのプログラム及びデータ・メモ リが与えられる。符号化ディジタル信号からアナログ信号を発生すべく６ビツト のディジタル対アナログ転換器（ＤＡＣ）が用いられる。 図２８に示される符号器のハードウェアは、アナログ信号人力２００と、低域通 過フィルタ（ＬＰＦ）２０ＯＡと、ＡＤＣ２０１と、ＤＳＰ２０２き、消去プロ グラム可能読取り専用メモリ（ＥＰＲＯＭ）２０４と、符号化信号出力２０６と から成る。ＬＰＦ２０ＯＡによって、入力信号が帯域制限されることが保証され る。ＤＳＰ２０２によって、入力信号が１６ビツト・ワードのシリアル・ストリ ームに標本化、量子化される。ＤＳＰ２０２によって、ディジタル化サンプルの ストリームが受け取られて緩衝され、入力信号が分析され、信号サンプル・ブロ ック長が選択され、サンプルがブロックにグループ化され、ブロックが分析ウィ ンドウ関数で重み付けらベブロックを周波数領域に変換するのに必要な計算が行 われ、変換係数が符号化され、符号化係数及びあらゆる副次的情報がデータ・ス トリームに書式化され、符号化信号がシリアル・データ通路２０６を通して伝送 される。 Ｄ　Ｓ　Ｐ、のためのプログラム化及びデータ作業区域は、静的ＲＡＭ２０３中 に記憶される。ＤＳＰは、高速プログラム・メモリを必要とするが、これはＲＡ Ｍ中では、プログラマブルＲＯＭ中に高速プログラム・メモリを入れるよりも安 〈実施できる。その結果、ＥＰＲＯＭ２０４によって、プログラム化及び静的デ ータが、符号器の電源が最初に起動される時にＤＳＰによりＲＡＭ２０３中に使 用可能な形式に展開される、圧縮された書式で記憶される。 図２ｂ及び図２０には、２つのＤＳＰインターフェイスについての詳細が示され ている。図２ｂには、ＤｓＰ２０２、＾ＤＣ２０１、及びシリアル・データ通路 ２０６のためのシリアル通信インターフェイスが示されている。タイミング発生 器２０２Ａによって、符号器のための受信クロック、ワード同期、及び伝送りロ ック信号が発生される。線路ＳＣＯによって、ディジタル化入力信号サンプルの シリアルΦビット・ストリームが線路ＳＲＤに沿ってＡＤＣ２０１からＤ　Ｓ　 Ｐ　２０２　＋、：　りＯッ’ｊ　同期される。線路Ｓ０１によって、各１６ビ ツト・ワードの開始点を標識付けるＡＤＣ及びＤＳＰに対するワード同期信号が 与えられる。線路ＳＣＫによって、符号化信号のシリアル・ビット・ストリーム が線路ＳＴＤに沿ってＤＳＰからシリアル・データ通路２０６へクロック同期さ れる。 図２０には、メモリーアドレス用インターフェイスが示されている。モトローラ 社のＤＳＰ５６００１型のためのメモリは、プログラムＲＯＭ１プログラムＲＡ Ｍ。 Ｘ及びＹデータの４つのセグメントに分割される。線路ＰＳが低電位の時にはプ ログラムＲＡＭ２０３及びＥＰＲＯＭ２　Ｑ　４のみが選択されるが、これらは 別々のアドレス空間に位置付けられる。転換器２０５Ｃによって、ＤＳＰ２０２ がアドレスＩＩａ賂＾１５の状履に従ってＲＡＭ又はＥＦＲＯＭの何れかを選択 することが可能になる。 ＤＳＰ２０２によってＡ１５が高電位に設定される時には、転換器２０５　Ｃニ ＪニッチＤ　Ｓ　Ｐ　２０２　及ヒＥＰ　Ｒ０Ｍ２０４のチップ選択（Ｃ８）ｇ 路が低電位に設定される。線路Ｃ８及びＰｓが低電位の時にはＥＰＲＯＭ２０４ が選択される。ＤＳＰ２０２によってＡ１５が低電位に設定される時には、転換 器２０５ＣによってＲＡＭ２０３及びＥＰＲＯＭ２０４のｃｓ線路が高電位に設 定される。線路Ｃ８が高電位、線路Ｐｓが低電位の時には、プログラムＲＡＭ２ ０３がＪ択される。 ＤＳＰによって線路ＤＳが低電位、線路ｘｙが高電位にされる時には何時でも、 ＲＡＭ２０３のＸデーターバンクが選択される。ＤＳＰによって線路ＸＹが低電 位、線路Ｃ８が高電位にされる時には何時ても、ＲＡＭ２０３のＹデータ・パン クが選択される。 図２ｄに示される復号器のハードウェアの構成は、復号シリアル信号入力線路２ ０７、ＤＳＰ２０ｇ、静的ＲＡＭ２０９、ＥＰＲＯＭ２１０．ＤＡＣ２１２、Ｌ ＰＦ２１３Ａ、及びアナログ信号出力２１３とから成る。ＤＳＰ２０８によって 、符号化信号が受け取られ、緩衝され、符号化変換係数及びあらゆる副次的情報 に書式解除され、非符号化変換係数が復元され、変換係数を時間領域に変換する のに必要な計算が行われ、合成ウィンドウ１１１１数で重み付けられ（符号器・ 復号器中で用いられる個別変換が合成ウィンドウの使用を必要としないならば、 合成ウィンドウ処理を行う必要はない）、ブロックをディジタル・サンプルの時 間領域順序に重複・加算し、ディジタル拳サンプルをシリアル壷ビット・ストリ ームでＤＡＣ２１２に伝送される。ＤＳＰのためのプログラム化及びデータ作業 区域は、静的ＲＡＭ２０９中に記憶される。ＥＰＲＯＭ２１０によって、プログ ラム化及び静的データが、復号器の電源が最初に起動される時にＤＳＰによりＲ ＡＭ２０９中に使用可能な形式に展開される、圧縮された書式で記憶される。Ｄ ＡＣ２１２によって、ＤＳＰから受け取られるシリアル・データ・ストリームに 対応するアナログ信号が発生される。ＬＰＦ２１３Ａによって、アナログ信号出 力２１３が符号化・復号過程によって作り出されるあらゆる高い周波数のスプリ アス成分から免れることが保証される。 図２ｅには、ＤＳＰ２０８のためのシリアル通信インターフェイスと、シリアル 信号入力線路２０７と、ＤＡＣ２１２とが示されている。タイミング発生器２０ ８Ａによって、符号化シリアル・ビット入力信号からタイミング基準を抽出すべ く用いられる位相同期回路を用いながら、復号器のための受信クロック、ワード 同期、及び伝送りロック信号が発生される。線路ＳＣＯによって、符号化シリア ル・ビット信号が線路ＳＲＤに沿ってＤＳＰ２０８にクロック同期される。線路 ＳＣＫによって、復号ディジタル化信号サンプルのシリアル参ビット・ス１−Ｉ Ｊ−ムカｌｉ路５ＴＤＩ：沿ってＤＳＰ２ｏ８からＤＡｃ２１２ヘクロック同期 される。線路ＳＣ２によって、各１６ビツト・ワードの開始点を標識付けるＡＤ Ｃ及びＤＳＰに対するワード同期信号が与えられる。ＤＳＰ２０８とメモリ・ア ドレス・バスとの間のインターフェイスは、上で符号器に関して叙述したのと同 じ方法で実現される。これについては図２０を参照のこと。 ２チヤンネルの符号器の実施例では、図３ａのように接続されるＬＰＦ２００Ａ 及び２００Ｂと、ＡＤＣ２０１Ａ及び２０１Ｂとが必要である。ＤＳＰ及びＡＤ Ｃ成分の間のインターフェイスは、１チャンネル符号器に関して上述したのと同 じ方法で動作する。タイミング発生器２０２Ａによって、多重化装置２０２Ｂを 制御し、２つのＡＤＣの何れがディジタル化データを現在送り出しているかをＤ ＳＰに指示すべく、追加的な信号がＤＳＰの線路ＳＣ２に対してワード同期信号 の半分の速度で与えられる。 ２チヤンネルの復号器の実施例では、図３ｂのように接続されるＤＡＣ２１２＾ 及び２１２ＢとＬＰＦ２１３Ａ及び２１３Ｂとが必要である。ＤＳＰ及びＤＡＣ 成分の間のインターフェイスは、１チャンネル復号器に関して上述したのと同じ 方法で動作する。タイミング発生器２０８Ａによって、多重化装置２０８Ｂを制 御し、２つのＤＡＣの何れが現在ディジタル化データを送り出しているかをＤＳ Ｐに指示すべく、追加的な信号がＤＳＰの−路ＳＣＩに対してワード同期信号の 半分の速度で与；ウィンドウ処理若しくは高速フーリエ変換（ＦａｓｔＦｏｕｒ ｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）　（Ｆ　Ｆ　Ｔ　）のような成る種の関賽を実行 するために特別なハードウェアを用いることが７きる。符号器・復号器の全体を 特別仕様の集積回路で部属することができる。当業者にとってはこれ以外の実脚 鍔が可能であることは明白であろう。 Ｂ、入力信号標本化及び緩衝 本発明の好ましい実施例において、信号標本化及び量子化装置は、図１８に示さ れているが、人力信号を右側に８桁が付は加えられて２４ビット整数表現になる １６ビツトに量子化するアナログ対ディジタル転換器である。 後続の変換計算の総ては、２４ビツト整数計算で行われる。アナログ入力信号は 、図１ａ中で箱１０４によって示されるＬＰＦによって帯域幅の制限を受ける。 本発明の好ましい実施例において、このフィルタの通常の遮断周波数は２０ｋＨ ｚである。 他の品質に加えて少なくともコンパクト・ディスク（ＣＤ）の品質を有する音楽 信号は、２０ｋＨｚの帯域幅を具える。ナイキスト理論から、２０ｋＦ（ｚの帯 域幅の信号は４０ｋＨｚよりも低くない周波数で標本化されなければならない。 本発明の好ましい実施例に関しては４４．１ｋＨｚのサンプリング・レートが選 ばれている。 何故ならば、このレートはＣＤ用途で用いられており、え　これを選択すること によって本発明をかかる用途に使用するのに必要な手段が単純化されるからであ る。 職業用のオーディオ用途で一般的な４８ｋＨｚのよう数　なその他のサンプリン グ・レートを用いることができる。 で　もし代替的なレートを用いるのであれば、隣接する変換実　係数間の周波数 分離は変更され、所望の帯域幅を表現す晦　るのに必要な係数の数は変わる。サ ンプリング・レートが本発明の好ましい実施例に対して影響する事柄については 総て、当業者にとっては明白であろう。 Ｉ　発明を実施するための望ましい形態ＩＩ　Ａ、分析フィルタ・バンクと前方 変換５　実施例の詳細は、図１ａ中の箱１１６によって表現されるディジタル・ フィルタ・バンク関数を行うのに用いｔ　られる留別変換の選択によって影響さ れる。このフィルタ・バンクを実現するには幾つかの変換の何れを用いて９　も 良い。本発明の実施例で用いられている変換の技法は、ｌｒ　Ｔ　ＥＥＥ音響、 音声、信号処理学会誌、１９８６年、ＡＳＳＰ−３４巻、１１５３ページから１ １６１ページまでのプリンセンとブラッドレイによる論文、［時間領域

【　エイ リアス消去に基づく分析・合成フィルタ・バンクの１　設計Ｊ　（Ｐｒｉｎｃｅ ｎ　ａｎｄ　Ｂｒａｄｌｅｙ、　’＾ｎａｌｙｓｉｓ／５ｙｎｔｈｅｓｉｓＦｉ ｔｅｒ　Ｂａｎｋ　Ｄｅｓｉｇｎ　Ｂａ５ｅｄ　ｏｎ　Ｔｉｍｅ　Ｄｏｍａｉｎ ＾ｌｆａａｆｎｇＣａｎｃｅｌｌａｔｆｏｎ’、ＴＩＶＩ　Ｔｒａｎｓ、　ｏｎ 　Ａｅｏｕｓｔ、、　Ｓ　ｅｅｃｈ。 標本化単−何波帯分析・合成系（ｅｖｅｎｌｙ−ｓｔａｃｋｅｄ　ｃｒｆ−ｔｆ ｃａｌｌｙ　ｓａｍｐｌｅｄ　ｓｉｎｇｌｅ−ｓｉｄｅｂａｎｄ　ａｎａｌｙｇ ｊａ−ｓｙｎｔｈｅ−ｇｆｇ　ｓｙｓｔｅｍ）の時間領域等価である。この変換 を、当明細書では、偶数積み重ね時間領域エイリアス消去（［！ｖｅｎｌｙ−８ ｔａｃｋｅｄ　Ｔｉｍｅ−Ｄｏｍａｉｎ　Ａｌｉａｓｉｎｇ　Ｃａｎｃｅ目ａ− ｔｆｏｎ）　（Ｅ　−Ｔ　Ｄ　Ａ　Ｃ）と呼ぶ。ＴＤＡＣ変換の代替的による論 文、「時間領域エイリアス消去に基づくフィルタ・バンクの設計を用いる側波帯 ・変換符号化ｊＣＰｒｉｎｃｅｎ、Ｊｏｈｎｓｏｎ、　ａｎｄ　Ｂｒａｄｌｅｙ 、　’５ｕｂｂａｎｄ／Ｔｒｉｎｇ−ｆｏｒｍ　Ｃｏｄｉｎｇ　ｔｌｉｊｎｇ　 Ｆｉｌｔｅｒ　Ｂａｎｋ　Ｄｅｓｉｇｎｓ　Ｂａｇｅｄ　ｏｎＴｉｍｅ　Ｄｏｍ ａｉｎ　Ａｌｉａｓｉｎｇ　Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ′″、ｒｃＡｓｓＰ本化 単一側波帯分析・合成系（ｏｄｄｌｙ−ｓｔａｃｋｅｄ　ｃｒｉｔｉ−ｃａｌｌ ｙ　ｓａｍｐｌｅｄ　ｓｉｎｇｌｅ−ｓｉｄｅｂｉｎｄ　ａｎａｌｙｇｆｓ−ｇ ｙｎｔｈｅｓｉｓｓｙｓｔｅｍ）の時間領域等価である。当明細書では、この変 ＤＡＣ）と呼ぶ。 高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって実施される０−ＴＤＡＣ変換及び個別フー リエ変換（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕ−ｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｖ）　（Ｄ 　Ｆ　Ｔ　）のような変換を用いる本発明の実施例については、Ｅ−ＴＤＡＣに ついて十分述べた後に論考する。 Ｅ−ＴＤＡＣＩは、改変された個別余弦変換（ｍｏｄｉ−ｆｉｅｄ　Ｄｉｓｃｒ ｅｔｅ　Ｃｏ５１ｎｅ　丁ｒａｎｓｆｏｒ＋ｓ）　（ＯＣＴ　）を改変さ関数を 用いる。ＤＣＴは以下の１式、ＤＳＴは以下の２１式に示すとおりである。すな わち、 ０≦ｋ＜Ｈに関して　（１） ０≦ｋ＜Ｎ　ｗ＠Ｌ、て　（２） ｋ−周波数係数数 ｎ−人力信号数 ＮＩＩ　信号サンプル・ブロック長 膳−Ｅ−ＴＤＡＣの位相項 ｘ（ｎ）１１サンプルｎにおける人力信号ｘ（ｔ）の量子化値Ｃ（ｋ）−ＤＣＴ 係Ｗｔｋ Ｓ（ｋ）Ｉ−ＤＳＴ係数に である。 Ｅ−ＴＤＡＣでは、各信号サンプル・ブロックに対して２組のスペクトル成分又 は変換ブロックの１つを交互に作り出す。この変換ブロックは、以下の形式であ る。 すなわち、 ｉ＝信号サンプル数 Ｃ（ｋ）−ＤＣＴ係数（式１参照） ３（ｋ）−ＤＳＴ係数（式２参照） である。 プリンセンとブラッドレイは、適正な位＃Ｊ成分膳（式２参照）と注意深く設計 された１組の分析ウィンドウを′用いて、Ｅ−ＴＤＡＣでは人力信号を、以下の 形式の交互順の固定長の余弦及び正弦変換ブロックから正確に復元できることを 示している。すなわち、（Ｃ（ｋ））　、　（Ｃ（ｋ））　、　（Ｃ（ｋ））　 、　（Ｃ（ｋ））　、、、、　（５）ここで、各変換ブロックによって１つの時 間領域サンプル・ブロックが表現される。この４程は、図４３から図４ｅまでと 、図５８から図５ｄまでと、図６ｍから図６ｇまでに示されている。 図４８を参照すると、量子化された入力信号ｘ（ｔ）がブロックにグループ化さ れて、いることが分かる。１組のブロックは５１７４ｂに示されるウィンドウ関 数Ｗ　によって重み付けられているが、これによってＷ４ｄに示される信号ｘ　 （ｔ）が作り出される。信号ｘ　（ｔ）はＯＣＴへの入力である。標本化された 入力信号ｘ（ｔ）のもう１つの組は、最初の組に半ブロック長だけ重複している が、図４ｅに示される信号ｘ　（ｔ）を作り出し、引き続いてＤＳＴへの入力と なる！！！７４ｃに示されるウィンドウ関数Ｗｓによって、ウィンドウ処理され る。 ＯＣＴ及びＤＳＴ変換ブロックの交互使用しかしないことによって、変換ブロッ クの廃棄された半分に含まれる情報の損失が生じる。この損失によって、時間領 域エイリアス成分が作り出されるが、これによるひずみを、式１及び２に関して 適切な位相項一を選び、重複された時間領域信号サンプル・ブロックに対して前 方変換を適用し、かつ、逆変換によって復元される隣接の時間領域信号サンプル ・ブロックを重複・加算することによって、消去することができる。 式ｌ及び２中の位相項層によって、時間領域エイリアス成分の位相推移がＳ＊さ れる。図５ａから１ｌＵ５ｄまでと、図６ａから図６ｇまでにこのひずみが示さ れている。 ＯＣＴから復元される信号ｙ　（ｔ）は、図５８に示されている。図５ｂには、 復元された信号が、ウィンドウ処理された原信号（連！！ＩＩ）と時間領域エイ リアスひずみ（点線）との２つで構成されることが示されている。図５０及び図 ５ｄには、逆り、ＳＴから復元される信号Ｆｓ　（Ｏに関する類似の情報が示さ れている。このエイリアスひずみを消去し、原時間領域信号を復元するために、 Ｅ−ＴＤＡＣでは、エイリアスが以下のようであることを必要とする。ＤＣＴ！ ：ｙＩＩしては、時間領域エイリアス成分は、サンプル・ブロックのほぼ１／４ ｊｌｉＩ点の時刻に逆転する標本化された信号の前の半分と、サンプル・ブロッ クのほぼ３／４地点の時刻に逆転する標本化された信号の後の半分とから成る。 ＤＳＴに関しては、エイリアス成分は、振幅が記号の点で逆転していることを除 いてＤＣＴに関する場合と同様である。これについては、図５ｂ及び図５ｄを参 照のこと。エイリアス消去に関して必要な位相項は、以下の通りである。すなわ ち、ここで、Ｎ−信号サンプル・ブロック長である。 Ｅ−ＴＤＡＣではまた、注意深く設計された１組の分析・合成ウィンドウを、重 複された信号サンプル・ブロックに対して適用することも必要である。信号サン プル・ブロックは１００％の重複、すなわち所与のブロックの５０％が先行ブロ ックによって重複され、同ブロックの５０％が後続ブロックによって重複されな ければならない。図６３から図６ｇまでに、信号サンプル・ブロックの重複と、 エイリアスひずみの消去とが示されている。 図６８及び図６ｄに示されている、逆ＤＣＴ及びＤＳＴび図６ｆに示されている 信号ｙ　（ｔ）及びＦ３　（ｔ）を作り出すべ（、図６ｂ及び図６ｅに示されて いるウィンドウ関数１（ｔ）及びＷ８（ｔ）のそれぞれによって重み付けられる 。これらのウィンドウ処理された信号の重複されたブロックが加算される時、エ イリアス成分は消去され、図６ｇに示されている結果としての信号ｙ（ｔ）は原 信号Ｘ（ｔ）の正確な構築物となる。 合成過程の間に用いられるウィンドウの設計及び重複−加算については、以下で 更に詳細に論考する。この時点では、変換ブロックの半分を除去することによっ て必要なビット伝送速度が半分になるが、信号合成の間にＥ−ＴＤＡＣのために 必要な１００％のウィンドウ重複によって必要なビット伝送速度が倍加されるこ とに留意して置けば十分である。この結果として、Ｅ−ＴＤＡＣでは臨界まで標 本化され、必要なビット伝送速度については中立的な効果を持つ。 Ｅ−ＴＤＡＣのために用いられる計算アルゴリズムは高速フーリエ変換（Ｆ　Ｆ 　Ｔ、）である。機械計算誌１９６５年第１９巻、２９７ページから３０１ペー ジまでのクーリーとチュー牛イによる論文、「複合フーリエ・シリーズの機械計 算のためのアルゴリズムＪ　（Ｃｏｏｌｅｙ　ａｎｄＴｕｋｅｙ、’Ａｎ　Ａｌ ｇｏｒｉｔｈｍ　ｆｏｒ　ｔｈｅ　１ｌａｃｈｉｎｅ　Ｃａ１ｃｕｌａｔｉｏｎ ｏｆ　Ｃｏｍｐｌｅｘ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｓｅｒｉｅｇ’、１ｌａｔｈ、Ｃｏｗ 　ｔ、、　ｖｏｌ。 ３９、１９６５．　ｐｐ、　２９７−３０１）　を参照のこと。単一のＦ’ＦＴ を、単一の複合変換の実数部及び虚数部として各ブロックをそれぞれ決定するこ とにより、等しい長さの信号サンプル−ブロックの改変ＤＣＴ及び改変ＤＳＴを 同時発生的に行うべく用いることができる。この技法では、ＦＦＴは複合変換で あるが、依然として両方の信号サンプル・ブロックは実数値のサンプルのみから 構成されるという事実を利用する。これらの変換を１つのＦＦＴと複合定数とに 因数分解することによって、ＤＣＴ係数はＦ”　ＦＴから実数値の組として現れ 、ＤＳＴ係数は虚数値のを　組によって表現される。したがって、１つの信号サ ンプ６　ル・ブロックのＯＣＴは、複合アレイの掛は算及び加算が続く１つのＦ ＦＴのみにより、等しい長さのもう１つの信号サンプル・ブロックの１）ＳＴと 共に同時発生的に２つの変換を同時発生的に計算すべく１つのＦＦＴを用いる基 本的な技法は、当業者にとって周知であり、ニューシャーシー州イングルウッド ークリフスのプレンデし　イス・ホール社１９７４年出版の、プリガムよる、「 高速７−リエ変換Ｊ　（Ｂｒｉｇｈａｍ、＠Ｆａｔｒｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ丁ｆＲ ｎ８−ｆｏｒｖ″″、Ｅｎｇｌｅｔｏｏｄ　Ｃｒ１ｆｆｓ、ＮＪ：　Ｐｒｅｎｔ ｉｃｅ−ｈａｌｌ。 Ｉｎｃ、、　１９７４）中に叙述されている。Ｅ−ＴＤＡＣのための改変された ＤＣＴ及び改変されたＤＳＴの同時発生的計算に関する追加的な情報は、１９８ ８年６月カリフォルニア州スタンプｔ−ドのスタンプｔ−ド大学のルッヵボウに よる博士論文、「音声の可変ビット伝送速度・適応的周波数領域ベクトル量子化 Ｊ　（Ｌｏｏｋａｂｏｕｇｈ。 ”Ｙａｒｆａｂｌｅ　Ｒａｔｅ　ａｎｄ　Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃ ｙ　ＤｏｍａｉｎＶｅｃｔｏｒ　Ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ　ｏｆ　５ｐｅｅｃ ｈ”、　５ｔａｎｆｏｒｄ、　Ｃ＾：５ｔａｎｆｏｒｄ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ 、　ＰｈＤ　丁ｈｅｓｉｓ、　Ｊｕｎｅ、　１９８８）　中に見ることができる 。 本発明の１チャンネル版の実施例においては、隣接する重複された最大炎の２つ の信号サンプル・ブロックは、−衡器に記憶され、共にＤＣＴ−ＤＳＴブロック ・ペアに変換される。図７８で示されるように、このブロック−ベアによってフ レームが構成される。フレーム内の両方のブロックは、伝送及び記憶のために順 次量子化、書式化される。 ２チヤンネル系においては、同時発生的ブロック変換を、２つのチャンネルの各 々からの最大炎の信号サンプル・ブロックを演算すること、すなわち、１つのチ ャンネルに対してＯＣＴブロックを生成し、第２のチャンネルに対してＤＳＴブ ロックを生成することによって、計算することができる。このブロック・ベアに よってフレームが構成される。図７ｂを参照のこと。所与のチャンネルに対する 符号化ブロックはＤＣＴとＤＳＴとの間を交互しく式５を参照のこと）、常に他 チャンネルのブロックの形式とは反対の形式である。フレーム中の両方のブロッ クは、共に変換、書式化される。 しかし、本発明の好ましい実施例に関して、前方変換の同時発生的演算は一層複 雑である。何故ならば、本発明では、信号サンプル・ブロック長と、分析ウィン ドウ又は分析・合成ウィンドウ・ペアと、変換とが適応的に選択されるからであ る。以下で論考するように、ブロック長の適応的な変化ではまた、前方変換の位 相項（式６を参照のこと）及び変換長の変化を必要とする。ブロック長間を切り 替えるべく用いられる基本的な方法については、以下に述べる。 Ｂ、信号分析・過渡的現象検出 図１８の箱１１０で示される本発明の好ましい実施例のための過渡的現象検出器 によって、入力信号分析の特定の実現が表現される。過渡的現象検出のみを用い る実施例について、他の形式の信号分析を代替的実施例として論考する前に、叙 述することにする。 過渡的現象検出器によって、振幅の急激な変化に関して入力信号が監視され、振 幅の十分大きな変化が検出される時に短い信号サンプル・ブロックが選択される 。上で論考したように、量子化誤りによって、個別変換符号器が信号サンプル・ ブロック全体にわたって過渡的現象信号のスペクトル成分で損なわれる現象が生 じる。例えば、図８ａ、８ｂ、及び８ｃを比較して欲しい。これらの信号の図は 、過渡的現象に先行する低レベルの信号を明白に示している。過渡的現象の信号 の極端な振幅は、図の範囲を超え、示されていない、図８８には、変換符号化の 前の原信号が示されている。図８ｂには、非適応ブロック長変換符号器がら５１ ２サンプル・ブロック長を用いて復元された信号が示されている。過渡的現象の 高い周波数の成分によって、音楽信号がサンプル・ブロック全体にわたって変調 されるが、これは過渡的現象の前で最も明白である。 このひずみは、短いｍ号すンプル・ブロックを用いる符号器においては障害とは ならない。何故ならば、このひずみは、短い信号サンプル・ブロック内に収まっ ており、音響心理的に隠蔽されるからである。過渡的現象検出塁によって、過渡 的現象検出器が過渡的現象信号ひずみの人工物の一時的な隠蔽を保証するのに一 層短いブロックが必要であると判定する時に、適応的に一層短いブロック長を選 択することにより、貧弱なフィルタ・バンクの選択度と引き替えに高い一時的な 分解能を選択することができる。図８ｂと図８０を比較することによって、この 効果が示される。図８Ｃに示されるように、過渡的現象に先行する高い周波数の 成分は、２５６サンプル・ブロックへ移項されている本発明の実施例から復元さ れる信号に関して、５１２サンプル・ブロックを用いる符号器に関して図８ｂに 示される場合よりもより短い時間にわたって広がる。 一般的に、過渡的現象を含む信号サンプル・ブロック内でのフィルタ・バンクの 選択度の減少は障害とはならない。何故ならば、フィルタ・バンクの選択度の減 少は、過渡的現象信号によって隠蔽されるからである。しかし、符号器の性能の 劣化は、過渡的現象を含むブロックに先行、若しくは後続する短いサブブロック 中では聴取可能となり得る。したがって、符号器が一層短いブロック長を用いる 期間を最小化することが重要である。 過渡的現象検出器の実施例は１つの部分から成る。第１の部分は、低い周波数の 成分を過渡的現象検出過程から取り除く高域通過フィルタ（）（Ｐ　Ｆ）である 。このＨＰＦは、４次回帰ディジタル・フィルタとして実現される。図９に概略 的に示されるフィルタは、以下の式７及び８に示されるような１組の差分方程式 で表現することができる。等価の変換関数は、式９に示される。すなわち、 ｗｗｂ＋ｂｘ　＋ｂＸ　＋ａｗ　− ０１１１ｎ−１２１ｎ−２１１ｎ−１ Ｙ　ｎ　”　ｂｏ　２　”　ｂ　”　＋　ｂ　ｘ　＋　ａ　ｙ　−１２ｎ−１２ ２ｎ−２１２ｎ−１ ＨＰＦの遮断周波数は、１０２４サンプルの最大ブロック長を有する本発明の好 ましい実施例に関して、２ｋＨ２である。これらの差分方程式及び変換関数に関 する係数の値は表■に示されている。５１２サンプルの最大ブロック長を有する 本発明の好ましい実施例では、４ｋＨ２の遮断周波数を有するＨＰＦを用いる。 この遮断周波数に関する係数は表ｎに示されている。 過渡的現象検出器の第２の部分では、高域通過−波された信号サンプルがサブブ ロックの階層的なサブフレームにセグメント化される。本発明の好ましい実施例 においては、３層の階層が用いられる。これについては図１０を参照のこと。１ ０２４サンプルの最大ブロック長のブロックの半分が層１に配置される。層２上 には、この信号サンプル・ブロックの半分が、各々２５６サンプルの２つのサブ ブロックにセグメント化される。層３上には、この信号サンプル・ブロックの半 分が、各々１２８サンプルの２つのサブブロックにセグメント化される。 一般的に、サブブロック長を、以下のように表現することができる。すなわち、 Ｌ−レベルｊにおけるサブブロックの長さＮ・　最大長信号サンプル・ブロック の長さ璽−セグメント化階層におけるレベルの数である。過渡的現象検出器によ ってレベル０は眉いられないが、概念的にはレベル０によって最大長信号サンプ ル・ブロックが表現される。したがって、Ｎｏ＝　０である。 過渡的現象検出器の第２の部分は、先頭値振幅検出器である。最大の大きさを育 する時間領域信号サンプルは、現状のサブフレーム内の総ての階層的なレベル中 で各サブブロックに関して識別される。サブブロックの先頭値振幅は以下のよう に表現される。すなわち、Ｎ（ｋ−１）　Ｎ（ｋ−１）　Ｎｋ ここで、 ｘ−Ｎ／２サンプル長のサブブロックのｎ番目の信号サンプル ｊ＝　サブフレームの階層的なレベル数に−レベルｊ内のサブブロック数 ＮＩＩ　最大炎サンプル・ブロックの長さである。記号Ｐｊｏは、現状のサブフ レーム中のレベルｊ上の第１のサブブロックの直前に先行する最初のサブフレー ム中のレベルＪ上の最後のサブブロックの先頭振幅を表現すべく用いられる。こ れについては図１１を参照のこと。例えば、先行するサブフレーム中の’３４は 、現状のサブフレームに関しては’３Ｇとして表現される。 過渡的現象検出器の第４の部分は、しきい値比較器である。この部分の第１段階 によって、過渡的現象検出器が低い振幅しか有しない信号部分の間にブロック長 を変えるのを阻止する。これは、ブロック長を、先頭値ｐＨが［静粛しきい値じ ５ｉｌｅｎｃｅ　ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ’）　Ｊを超えない総ての信号サンプル・ ブロックに対して最大値に設定することによって達成される。このしきい値は、 以下のように表現される。すなわち、 この値は、信号サンプルが符号器の表現範囲を超える前に達することのできる最 大値である。例えば、飽和値は、２４ビツト２進整数２の相補的表現に関して８ ，３８８゜６０７である。 ＃宵しきい値を超えていて過渡的現象が存在すれば、比較器によって標本化され た信号中に存在する過渡的現象に対して適切な信号サンプル・ブロック長が選択 される。 段階２及び３で行われる過程については、最初に概念的な叙述を読むことで最も 良く理解できる。概念的に言うと、段階２によって、階層的サブフレームの各レ ベル上のｗ４ｍするサブブロック先頭値振幅間の比率がこれらの設定される。比 率は、以下のように表現される。すなわち、 ス ｊ＝　サブフレームの階層レベル数 に＝　レベル】内のサブブロック数 Ｐ、−サブブロックの先頭値振幅 コｋ Ｉ　（式、□や参や。。よ） て、レベルｊに関する立下がりしきい値が表現され、これは常に１よりも小さい 。もし先頭値振幅の比率が何れかのしきい値を横切れば、過渡的現象検出器によ って、より短い信号サンプル・ブロック長が選択される。この適応的過程は、段 階３によって行われるが、この過程については以下に述べる。 段階３について論考する前に、表１及び■中に示されるしきい値の組の間の差を 説明することが有益であろう。 表■中に示されるしきい値によって、立下がり及び立下がりを全く同様に取り扱 う、すなわち、特定の振幅の増加では、同等の振幅の減少の場合と同じブロック を選択する過渡的現象検出器が実現される。しかし、表覆中に示されるしきい値 では、振幅の増加のために必要であるたように、耳の過渡的現象後の隠蔽期間が 一般に過渡的ｊ−サブフレームの階層的レベル数 １３中に表現される比率の値は’ｊ（ｋ−１）がＯである時には決定されないこ とが分かるであろう。この問題は、表現１４を以下のように再定義して除法を避 けることで解決される。すなわち、 ｊ−サブフレームの階層的レベル数 に＝レベルｊ内のサブブロック数 Ｐｊｋ・　サブブロックの先頭値振幅（式１１を参考０こよって示されている。 改変の前、若しくは後のツリーの例は、図１４に示されている。 比較器の第４段階によって、総ての０１−ドがツリーから取り除かれる。もしツ リーが０ノードのみから構成いことが指示される。もしツリーが０ノードのみか ら構れるようなＮｊである。例えば図１４を参照すると、取り除き過程後に残る リーフ・ノードは、１，１．及びｔ２２である。本発明の好ましい実施例におい て、これらのサブブロックの各々に関する長さは、図１５に示されるとおりであ る。図１６には、過渡的現象を含む信号セグメントのために選択されるサブブロ ック長が提示されている。 Ｅ−ＴＤＡＣ変換を用いる本発明の好ましい実施例に関して、過渡的現象検出器 によって構築されるツリーのリーフ・ノードにより表現されるサブブロック長の 合計は常にＮ／２　サンプルに等しいことに注意して欲しい。 この合計は、過渡的現象検出器の各工程の間に進行する信号サンプルの数に等し い。この結果、過渡的現象検出器が特定の信号サンプルについて処理しなければ ならない回数は１回だけで良い。 本発明の範囲と神髄から逸脱することなく、過渡的現象検出及びサブブロック長 選択のこの他の構想を用い得ることは、当業者には理解されるであろう。 更に、以下に述べる本発明の１つの好ましい実施例においては、ウィンドウ１Ｓ ｌｉ数及び変換は、本発明の過渡的現象検出器によって特定される信号サンプル ・ブロック長に従って選択される。ウィンドウ関数又は変換を、本発明の範囲と 神髄から逸脱することなく、過渡的現象特性から直接選択することができる。 Ｃ，ウィンドウ処理 信号サンプル・ブロックが改変されない限り、個別変換では、不在のスペクトル 成分が大量に作り出される。 何故ならば、個別変換では、ブロック中の信号は周期性のものであると仮定する からである。これについては、図１７を参照のこと。これらの変換誤りは、図１ ８に示されるようにブロックの縁の不連続性によって生じる。 これらの不連続性を、この効果を最少化すべく、平滑化することができる。図１ ９８から図１９ｄまでに、どのようにして、ブロックの縁に近いサンプルが０に 近付くように、ブロックを改変、或いは重み付けするかが示されている。図１９ ａに示される掛は算器によって、図１９ｂに示される標本化された入力信号ｘ（ ｔ）が図１９８に示される重み付は関数により重み付けられる。この結果として の信号は、図１９ｄに示されている。この過程は、図１中の１１１１２で表現さ れている。この重み付は関数は分析ウィンドウと呼ばれるが、これによって信号 サンプル０ブロツクがサンプルごとに掛は算される。上で論考したように、分析 ウィンドウは多くの研究の対象となってきた。何故ならば、分析ウィンドウの形 状がディジタル・フィルタの性能に大きな影響を与えるからである。端的に言う と、優れたウィンドウでは、阻止帯域の深さの所与のレベルに関してより鋭い推 移帯域ロールオフが可能になり、ウィンドウの重み付は効果の訂正が可能になる からである。ウィンドウの設計については、以下で更に詳細に論考する。 ウィンドウの選択もまた、過渡的現象検出器によって選択される信号サンプル・ ブロック長に影響される。符号器は過渡的現象信号の状態に従って信号サンプル ・ブロック長に適応するので、符号器はまた、適切な形状と長さを有する分析ウ ィンドウを選ばなければならない。 過渡的現象検出器によって選択される信号サンプル・ブロック長に応答して分析 ウィンドウを選ぶこの過程は、図１ａ中の箱１１４で表現されるフレーム制御装 置によって行われる。このフレーム制御装置については、以下で更に詳細に論考 する。 この時点で、低減された過渡的現象検出器によって低減されたブロック長が要求 される時には、サブブロックに対して選択されるウィンドウはウィンドウの縁で 対象形でなく０に至らないことがあり得るので、これによって、全長のブロック 長に対するウィンドウで達成可能なフィルタの選択度よりもフィルタ選択度が劣 化することがあり得る点に注意して置くべきである。上で論考したように、部分 最適のウィンドウの使用により、前方及び逆変換におけるフィルタ選択度は劣化 する。それにも拘らず、部分最適のウィンドウを、以下に示す２つの理由から使 用しなければならない。すなわち、（１）本発明の好ましい実施例で用いられる 個別前方及び逆変換では、時間領域エイリアスひずみの消去を可能にするために ウィンドウの形状に要件が課せられること、及び（２）合成の分析・合成ウィン ドウの形状は、隣接の重複ウィンドウが重複期間を横切って合計して単位１にな るような形状でなければならないことである。 所与のウィンドウ関数Ｗ（好ましいウィンドウ関数については、以下で更に詳細 に論考する）に関して、記号−６は、Ｏの点で、若しくは０の点の近くで始まり 、Ｎ　／２　サンプルの後の１の点の、若しくはｌの点の近くの値に立上がり、 Ｎ、／２　サンプルの後の０の点の、若しくは０の点の近くの値に立下がる、完 全なウィンドウを表現すべく用いられる。ウィンドウ−１の全長を、以下の式で 表現することができる。すなわち、ここで、記号Ｎ　＝レベルＸ上のサブブロッ ク長（式ＩＯを参照のこと）である。もしａがｂに等しければ、ウィンドウ−１ は対象形である。この記号と一貫して、最大炎の信号サンプル・ブロックを璽み 付けるべく用いられる全長ウィンドウはＷｏｏと記号付けされる。 Ｎ　／２サンプルの後のＯの点の、若しくは０の点の近くの終結値に立上がる部 分的なウィンドウは記号Ｗ　で表現される。０の点の、若しくは０の点の近くの 値で始まり、Ｎ　／２　サンプルの後の１の点の、若しくは１の点の近くの終結 値に立上がる部分的なウィンドウは記号ウィンドウの一族が図２０に示されてい る。例えば、Ｗ２−の連合によって表現される。 Ｄ４　フレームａｍ 図１ａ中の［１１４によって、分析ウィンドウの選び方及び変換の選択を過渡的 現象検出器の出力に従って制御する過程が表現される。これらの過程によって、 信号フレームを処理するのに必要な活動がＩＩＩＩＩＩされる。これらの過程に ついては、以下で述べる。単−ＦＦＴを用いる同時発生的変換に関する考察につ いては、手短に論考１、固定フレーム整列 Ｅ−ＴＤＡＣ変換を用いる本発明の１つの実施例において、固定フレーム整列（ Ｆｉｘｅｄ−Ｆｒａｍｅ＾Ｉｆｇｎｍｅｎｔ）（Ｆ　Ｆ　Ａ）によって、全長信 号サンプル・ブロックのペアに対してだけでなく、サブブロックのベアに対して も変換の同時発生的処理が可能になる。ＦＦＡによって一定長のフレームが作り 出され、したがって、フレームの境界の整列は固定、若しくは同期的である。し かし、ＦＦＡは、最大の信号サンプル・ブロック長の半分であるサブブロック長 を選ぶことに限定される。したがって、ＦＦＡのための過渡的現象検出器は、階 層的サブフレームがルベルしかない場合について上述した過渡的現象検出器より もｍ純である。 図２１ａから図２１ｃまでの各々には、単一チャンネル系におけるウィンドウ処 理された信号サンプル・ブロックの順序が示されている。ブロックＡ及びブロッ クＢによって、単−ＦＦＴにより同時発生的に変換された２つのブロックが表現 される。ブロックＣ及びＤは、もしｒ　過渡的現象の同時発生によるより短いブ ロック長の遺択曜　のためのものでなかったならば、同時発生的に変換されてい たであろう。 １　図２１ａでは、過渡的現象は、ブロックＣの後半部中（サブブロックＣ１中 ）、並びにブロックＤの前半部中（サブブロック　Ｄ　中）に発生する。符号器 は、プロブりＣ及びＤ内の４つのサブブロックに関してＮ／２点の変換まで移項 するだけで良い。サブブロック　Ｃ及びＯのために用いられるウィンドウは１０ ＋であり、サブブＯに達しないからである。図２２ａに示されるように、部分最 適のウィンドウの使用によってフィルタ・バンクの選択度に著しい劣化を生じる 。過渡的現象を含むサブブロック中の貧弱な符号器性能は一般的に過渡的現象に よって隠蔽されるが、劣化した性能は過渡的現象を含むサブブロックに先行、並 びに後続するより短いサブブロック中では聴取可能となり得る。したがって、過 渡的現象状態がおさまった後には、可能な限り早急に最大長の信号サンプル・ブ ロックの使用を再開することが望ましエイリアス消去のために、２つの異なるＥ −ＴＤＡＣ変換の位相項がＦＦＡに必要となる。図２３ａには、隣接ブロックの 重複・加算によって時ｒＩＪ領域エイリアスが消去される前に、逆改変ＤＣＴ及 び逆改変ＤＳＴから復元される、Ｒ接する２つの重複された全長信号サンプル・ ブロックが示されている。この復元信号は、ウィンドウ処理済みの原信号（実１ ｍ）と時間領域エイリアスひずみ（点線）との２つの成分で構成される。エイリ アス成分はウィンドウ処理済み原信号の時間逆転の複製であるが、この時間逆転 は２つの別置の区域中で起きる。Ｅ−ＴＤＡＣ変換のための位相項曽　（式１及 び２を参照のこと）によって、これらの２つの区域間の境界の位置が制御される 。正常なＥ−ＴＤＡＣに関しては、この境界は、信号サンプル・ブロックの中間 点に位置する。必要な位相項は、式６で示される。 図２３ｂには、ＦＦＡがより短いサブブロック長に移項するにつれてＦＦＡを用 いる本発明の実施例から復元される２つの重複済み隣接変換ブロックが示されて いる。 全長ブロックは、逆改変ＯＣＴから既に復元されている。 ＯＣＴＣロブク中のエイリアス成分は、前と同じである。 しかし、もし隣接ブロックの重複・加算によってエイリアスを消去するのであれ ば、最初のＤＳＴサブブロック中のエイリアス成分は、完全に時間逆転のひつく りかえしになっていなければならない。したがって、このサブブロックに関して 別の位相項一が必要である。エイリアス成分の逆転のひつくりかえしは、総ての サブブロックに関して必要である。適切な位相項は、以下の通りである。すなわ ち、 である。この位相項を以下のようなより一般的な形式で書くこともできる。すな わち、 である。ここで、φ〜サンプル・ブロックの右側又は立ち下がり縁からのサンプ ル数として表現される時間逆転区域間の境界の位置である。この式によって、Ｆ ＦＡのために必要な表現よりも更に一般的な場合のための表現であるが、以下で 論考するその他のフレーム制御技法のために必要な表現が表される。 例えば、図２３ｃには、２つのサブブロックに分割され、２つのウィンドウによ って重み付けられる信号サンプル・ブロックが示されている。右側サブブロック 及びウィンドウは、Ｎ／４　サンプルの長さである。このサブブロック内で、区 域間の境界は、サブブロックの右側又は立ち下がり縁から１１／８　サンプルの 位置にある。 Ｎ／４　サンプル・サブブロックの各区域内のエイリアス成分の時間逆転を生じ させるのに必要な位相項は、以下のとおりである。すなわち、 ■寞□　（１８） ここで、Ｎ−最大信号サンプル・ブロック長である。 図２１８に示される例に関しては、単一のＦＦＴが、サブブロック　Ｃのための ＯＣＴ、及びサブブロックＤ　のためのＤＳＴを同時発生的に処理すべく用いら れる。同様に、単一のＦＦＴによって、サブブロックＣのためのＤＣＴ、及びサ ブブロック　ＤｂのためのＤｂ ＳＴを同時発生的に処理することができる。最大炎ブロックの同時発生的処理に よって、ブロック　Ｅ及びＦが再開される。 図２１ｂに示される例は、図２１３に示される例とは僅かに異なる。図２１ｂに 示される過渡的現象は、ブロック　Ｄの後半部中（サブブロック　０５中）に起 きる。この場合、単一のＦＦＴによる変換の同時発生的処理では、より短いサブ ブロック長を図２１８の場合よりも長い期間に用いることが必要である。したが って、フィルタ・バンク選択度に起因する貧弱な符号器性能は、長い期間サブブ ロック・ペアＣ／　Ｄ　１　Ｃｂｌ　Ｄｂｌ及び１．７Ｆ、に関して同時発生的 に処理することができる。 最大炎ブロックの同時発生的処理によって、ブロックＧ及びＨ（ブロック　Ｇ及 びＨは示されていない）が再開される。エイリアス消去のためのＥ−ＴＤＡＣで 必要なサブブロックのための位相項は、式１６で上に示した位相項と同じである 。 図２１ｃに示される過渡的現象の位置は、図２１ｂに示される過渡的現象の位置 と同じであるが、処理順序は債かに異なる。図２１０に示される例に関して、全 長ブロック　Ｃは、単独で変換される。サブブロック・ペアＤ／！、及びＤ　／ 　！ｂは、同時発生的に変換されａ　ｂ る。最大炎ブロックの同時発生的処理によって、ブロック　Ｆ及びＧを再開させ ることができるが、このブロック・ペアの早い時期のブロックは、ＤＳＴによっ て変換される。この順序によって、本発明の実施例で最大炎ブロックの符号化を 一層迅速に行うことが可能になるが、より高速の演算装置が必要になる。何故な らば、ブロックＣからＦまでを変換するのに必要な計算の数は、固定長ブロック のための同時発生的変換を用いる順序の符号化のために必要な計算の数よりも、 約２０％多いからである。 ２、増強型固定フレーム整列 本発明の実施例では、固定若しくは同期式のフレーム整列を作り出すが、最大信 号サンプル・ブロック長の２のべき乗であるサブブロック長の使用を可能にする 、増強型固定フレーム整列　（Ｅｎｈａｎｃｅｄ　Ｆｆｘｅｄ−Ｆｒａｓｅ＾Ｉ ｆ−ｇｎｍｅｎｔ）　（Ｅ　Ｆ　Ａ　）と呼ばれる技法を用いる。本発明の１つ の実施例においては、ＥＦＡ技法は、１０２４．５１２．２５６、及び１２８の サンプル・ブロック長を用いることができる。（後で示すように、６４のサンプ ル・ブロック長も成る場合には用いることができる）。２のべき乗に対するこの 長さの制限は、実際にはそれ程制約的ではない。何故ならば、個別変換のＦＦＴ の実行は、２のべき数であるブロック長に関して一層効率的に行われるからであ る。 ＥＦＡについて十分に叙述する前に、「ブリッジ変換じｂｒｉｄｇｅ　ｔｒａｎ ｓｆｏｒｍ”）　Ｊの概念を紹介して置くことが必要である。ブリッジ変換は、 移項を１つの信号サンプル・ブロック長からもう１つの信号サンプル・ブロック 長へ橋絡する変換である。例えば、図２４に示すように、本発明が、もう１つの Ｎ／４　サンプルのサブブロックが続＜Ｎ／２　サンプルのサブブロックを処理 すべくめられたとしよう。各サブブロックに関して別個の変換を行うことも可能 であろう。しかし、Ｎ／２　のサブブロックはＷ　＋によってウィンドウ処理さ れ、Ｎ／２　のサブブロックはＷ　−によってウィンドウ処理されろことに注意 して欲しい。両方のウィンドウは明らかに部分最適であり、顕著な劣化をフィル タの選択度に生じる。 避けることによるフィルタ選択度の劣化が最少化される。 例えば、図２４に示すように、ブリッジ変換によって、単一の変換が、それぞれ 別個のＷｏ＋及びＷｌ−ウィンドウを用いる２つの変換を必要とするのではなく 、１つのＷ　ウィンドウを用いることが可能になる。ブリッジｌ 変換によって、実際に、３つのＮ／４　サンプルの単一のサブブロックが変換さ れる。図２２ＪＩと２２ｂを比較して分かるように、Ｗｏ１ウィンドウに関する フィルタ応答特性は、Ｗｏ＋又は他の部分的ウィンドウに関するフィルタ応答特 性よりも優れている。 図２４にはまた、ブリッジ変換で時間領域エイリアス消去のために必要な時間逆 転区域が示されている。時間逆転区域間の境界は、２つの橋絡されたサブブロッ クの右側の縁から　Ｎ／４　サンプルの点にある。したがって、式１７から、／ ２に関してＮ／４　変換に対して必要な位相項は、以下の通りである。すなわち 、□＋１ ここで、Ｎ−最大信号サンプル・ブロック長である。 図２４に示されている単一のブリッジ変換を、再組み合わせ作業が続く３つのＮ ／４　サブブロックに関する変ことができる。この技法は当業者には周知である 。これについては、二ニー〇ジャージ士州イングルウッド・クリフスのプレンテ ィス・ホール社１９７５年出版のオッペンハイムとシエーファによる「ディジタ ル信号処理」の３０７ページから３１４ページまで（Ｏｐｐｅｎｈｓｉｗａｎｄ 　５ｈａｆｅｒ、Ｄｉ　ｆｔａｌ　Ｓｌ　ｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｇｉｎ　、Ｈｎ ｇｌｅｗｏｏｄＣｌｆｆｆｓ、　Ｎ、Ｊ、：　Ｐｒｅｎｔｉｅｅ−１１ａ１１． 　Ｉｎｃ、、　１９７５．　Ｈ）、　３０７−３１４）を参照のこと。この再組 み合わせ作業を伴うＦＦＴを、２つのＥ−ＴＤＡＣブリッジ変換を同時発生的に 処理すべく用いることができる。同時発生的処理に必要な前及び後処理は、ブリ ッジ変換°に関しては、通常の全長Ｅ−ＴＤＡＣ変換に関してプリガムとルッカ ボウにより叙述されている処理と同じである。しかし、Ｅ−ＴＤ＾Ｃにおける同 時発生的処理は、同一の長さと同一の位相項を有する改変済みＤＣＴ及び改変済 みＤＳＴに対してのみ可能であることに注意することが重要である。 同時発生的処理は、本発明の実施例でより低速の演算装置の使用を可能にすべく しばしば用いられる。しかし、ＥＦＡを用いる本発明の単一チヤンネル版のため の同時発生的処理によっては僅かな利点しかない。同時発生的処理を用いる実施 例のために選ばれる演算装置は、最悪の場合の単一の過渡的事象を取り扱う能力 を持たなければならない。全長ブロックの個別の情報によって、単一の過渡的事 象により課せられる作業量よりも僅かに大きな作業量しか課せられない。したが うて、同時発生的処理なしでＥＦＡを用いる本発明の単一チヤンネル版を実施す るには、同時発生的処理を伴うＥＦＡを用いる本発明で必要であるであろうより も債かに早い演算装置が必要になるだけである。 同時発生的処理は、もし両方のチャンネルが同一のブロック長を用いて符号化さ れるならば、２チヤンネル系で有利になり得る。これは、両方のチャンネルに関 するサブブロックを１つの２道ツリーから選択することによって達成することが できる。このツリーは、ツリーの各々が各チャンネル自身の過渡的現象検出器を 通して各チャンネルを処理することによって構築される２つの別個の中のツリ一 対応するノードのプールのｒａｒＪの組み合わせから構築される。 ＥＦＡについての以下の説明は本発明の単一チャンネルの実施例に相応しいが、 ここでは同時発生的処理は行われないものと仮定している。 図２６ａから２６ｆまでに示される流れ図には、ＥＦＡのためのフレーム制御過 程を＊＊するのに使用できる論理の流れが示されている。箱２６００で表される 初期か段階は図２６ｂに示されている。この過程の本体は、４つの主要部分から 成る。 図２６ｃに示されるフレームＳ＊の第１部分によって、サブブロック長が設定さ れる。待ち行列が、過渡的現象検出器の２進ツリーのどれかが未処理のままにな っていないかどうかを確認すべく、検査される。もし未処理のままになっていな ければ、過渡的現象検出器によって、次のＮ／２　サンプルが処理され、上述の ように２進ツリーが構築され、待ち行列中に各リーフ・ノードのレベルが置かれ る。最初の入力が、待ち行列から散り出され、Ｊｌに指定される。この値によっ て、「現状」のサブブロックに関する所望の長さが確定される。記号Ｊ　によっ で、「先行Ｊのサブブロックに関するツリーのノードのレベルが表される。もし 、過渡的現象が検出されず、過渡的現象検出器によってＮ　サンプルのブロック 長を用いても良いと指示されたならば、すなわちＪ１＝　０であれば、符号器が 全長ブロックの処理ができるかどうかを確定すべくフラッグｒＰＡＲＴＩＡＬＪ が検査されな−すればならない。もし符号器が全長ブロックの処理ができないな らば、Ｉｌは、サブブロック長をＮ／２　サンプルの設定する値１に強調される 。 図２６ｄに示されるフレーム制御の第２部分によって、必要な分析ウィンドウと 、変換長と、Ｅ−ＴＤＡＣ位相項とが確定される。選ばれたウィンドウはｉ　で ある。 ＸはＪｏの値によって確立され、ｙはＪｌの値によって確立される。変換長及び 位相項は、ＦＩ１２６ｄに示される方法と同じ方法によって確立される。 第３部分は図２６８に示されている。この部分にょって、フラッグｒＴＹＰＥＪ を検査することで要求される変換の形式が選択される。この２進フラツグによっ て、改変ＤＣＴ又は改変ＤＳＴを行うべきかどうかが指示される。 フレーム制御の第４部分は図２６ｆに示されている。 もしＪ　及びＪｌが両方とも０であれば、全長変換が直前に行われたことが分か る。フラッグｒＰＡＲ”ＭＡＬＪ及びｒＢＲｒＤＧＥＪは両方とも消去される。 ０及びＪｌが両方ともＯでなければ、フラッグｒＢＲｒＤＧＥＪが褐げられる。 この消去・掲げの段階の直前には、このフラッグによって、通常又は橋絡変換が 現在の変換のために用いられたかどうかが指示される。フラッグ［ＴＹＰＥＪが 掲げられ、現状のサブブロック長ＪＩはＪ、に指定される。 図２６３に示されるように、もしフラッグｒＢＲｆＤＧＥ」が消去されているな らば、処理は次のサブブロック長を得ることによって第１部分から始められる。 フラッグｒＢＲＴＤＧＥＪが消去されていなければ、ｒＰＡＲＴ　ｒ　Ａ　ＬＪ フラッグが掲げられ、処理は第２１１分から始められる。 図２５には、単一チャンネル系におけるウィンドウ処理済みの信号サンプル・ブ ロックの順序が示されている。 過渡的現象は、ブロック　Ｃの前半部と、ブロック　Ｄの後半部とに起きている 。過渡的現象検出器によって構築されるこのサブフレームに関する２道ツリーは ＩＩ！１７１４に示されている。各サブブロックに関して特定される対応する長 さは、図１５に示されている。符号器によって、最初に’０３ウィンドウと共に ９つのＩＩ／１６サンプルの長さのブリッジ変換を冒０３ウィンドウと共に用い て、ブロックＣが処理される。次に、Ｎ／８　サンプルの長さの１つの変換が、 Ｗ３３ウィンドウと共に用いられる。次に、３つのＩ　Ｎ／１６　サンプルの長 さの１つのブリッジ変換が、”３２ウインドウと共に用いられる。ブロックＣ中 の残余の７８サンプルは、ブロック　Ｅの開始に伴う後続のサブフレーム中のブ リッジ変換での処理のために、保有される。 符号器によって、ブロック　Ｄのの前半部が、Ｎ／８　サンプルの長さの２つの 変換及びＮ／４　サンプルの長さの１つの変換と共に変換される。’３３ウィン ドウが両方のＮ／８　サンプルのサブブロックのために用いられ、’２２ウィン ドウがＮ／４　サンプルのサブブロックのために用いられる。ブロック　Ｄの後 半部は、１つのＮ／４　サンプルの長さの変換によって、１１１ウインドウを用 いて変換される。Ｄサブブロック中で用いられるウィンドウは、部分適正である 。 ブリッジ変換及び非対象形ウィンドウの使用によって、Ｅ−ＴＤＡＣで式１．７ で計算される位相項を用いて時間領域エイリアスを消去することが可能になる。 このブロックの順序のために必要な時間逆転区域及びそれに対応する位相項は、 図２５に示されている。 ３、動的フレーム整列 動的フレーム整列（Ｄｙｎａｍｉｃ−Ｆｒａｍｅ＾目ｇｎ＠ｅｎｔ）　（ＤＦＡ ）には、サブブロック長Ｉ５が偶数で、４よりも太きいか、若しくは等しいと仮 定して、あらゆる　Ｌを選択する能力があるが、ＦＦＴで実現される本発明の実 施例実際では、最大信号サンプル・ブロック長の２のべき数の約数であるサブブ ロック長のみを用いる。これは、ＦＦＴが、２のべき数である変換長に対して最 も効率的に機能するからである。ＤＦＡでは、殆どの場合、サブブロックのペア に関する変換の同時発生的な処理が可能でないが、符号器性能は、過渡的現象状 態が通り過ぎた直後に最大信号サンプル・ブロック長に戻すことによって、ＦＦ Ａ又はＥＦＡで可能な性能を凌駕する程に改善される。したがって、ＤＦＡでは 、一般的に、可変長の変換ブロック・フレームが作り出される。 ＤＦＡはＥＦＡに非常にＷＩＱする。これらの２つの技法間の大きな差異は、Ｄ ＦＡでは、ＥＦＡとは興なり、固定又は同期フレーム整列を維持することに制約 されないことである。ＤＦＡでは、現状のブロック・フレームを自由に打ち切り 、即座に全長信号サンプル・ブロックに戻る。ＥＦＡでは、これと変わって、全 長ブロック処理を再開する前に、適切なサブブロック長が現状のフレームを完了 するのに用いられていることを保証しなければならない。 ＤＦＡのフレーム制御過程は、ＥＦＡのフレーム制御過程と僅かな点しか異なら ない。これらの差異については、図２６ａ１２６ｃ、及び２６ｆを参照して説明 する。 最初に、フラッグｒＰＡＲＴＩＡＬＪは、図２６１１の箱２６６０に示されるよ うに、掲げられていないが、常に０に設定される。第２に、図２６ｃの箱２６１ １に示されるように、ツリー・ノードの待ち行列が空であるかどうかについて確 認する試験は必要ない。何故ならば、行列は常に空であるからである。第３に、 図２６ｆの箱２６４４に示されるように、フラッグｒＢＲＴ　ＤＧＥＪ掲げられ ていないが、常に０に設定される。 ＤＦＡの検出器は、各反復ごとにＮ／２　の新しいサンプルにわたって必ずしも 先行してはいない。過渡的現象検出器が現状のサブブロックに関してＮ／８　サ ンプルのサブブロック長へ移項したと仮定して、過渡的現象検出器は次のサブフ レームを処理する前にＮ／８　信号サンプルだけ先行する。かくして、ＥＦＡと は異なり、ＤＦＡの過渡的現象検出器では、所与の信号サンプルを１回超試験す ることができる。 図２７には、単一チャンネル系におけるウィンドウ処理済みの信号サンプル・ブ ロックが示されている。ブロック　＾及びＢは全長ブロックである。過渡的現象 は、ブロック　Ｃの前半に起きる。以下の論考では、過渡的現象検出器によって Ｎ／８　サンプルの長さのサブブロックへの移項が選択されたと仮定している。 符号器は、ブロック　Ｃの処理を、”０３ウインドウを用いる９つのＮ／１６サ ンプルの長さのブリッジ変換で開始する。ブロック　Ｃは、切り捨て済みのブロ アつてあるが、Ｗ　ウィンドウを用いる　Ｎ／８　サンプルの長さの変換によっ て完了スる。９つのＮ／１６サンプルの長さのブリッジ変換は、全長ブロック処 理に移項して戻るのに、ブロック　Ｅ中の　’３Ｑウィンドウと共に用いられる 。 符号器では、切り捨て済みのブロック　Ｄは１１／８　サンプルの長さの２つの 変換で変換される。ブロック　Ｆは、全長ブロックであるが、切り捨て済みのブ ロック　Ｄの直後に始まる。ブロック・フレームの境界は全ブロック長の３７４ だけ移項していることに注意して欲しい。 Ｆ、係数の量子化と書式化 前方変換によって発生される周波数係数は、一般的に低ビツト伝送速度伝送、又 は効率的な記憶には適しない。 覆々の量子化技法を用いて、信号の冗長度及び散布度を利用することによってビ ット要件を下げることができる。例えば、ニューシャーシー州イングルウツドー クリフスのプレンティス・ホール社１９８４年出版のジエイヤント七ノルによる 「波形のディジタル符号化」の５６３ページから５７６ページまで　（Ｊａｙａ ｎｔ　ａｎｄ　Ｎｏ１ｌ。 Ｄｉ　１ｔａＩＣｏｄ＋ｎ　ｏｆ　Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ、　Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ 　Ｃ１１ｆｆｓ。 ＮＪ、：　Ｐｒｅｎｔｆｃｅ−ＩＴａｌｌ、　Ｔｎｃ、、　１９８４．　ｐｐ、 　５６３−５７６）を参書式化過程によって、伝送又は記憶のために量子化済み 変換係数と信号サンプル・ブロックとが組み立てられる。この過程は、図１ａの 箱１２０で表現されて％％る。 本発明の好ましい実施例においては、サブブロック長の特定の順序は、サブブロ ック長についての総ての可能性のある順序の表の索引で表現されている。例えば 、表の１つの見出し語によって、Ｎ／２、及びＮ／４　サンプルのサブブロック 長の順序が表現されることになろう。もう１つの見出し語によって、Ｎ／８　の サブブロック長の順序が表現されることになろう。 フレーム同期ビットと誤り検出・訂正符号とを、伝送のために書式化されるデー タに関して必要に応じて用いることができる。データベースのポインタ又はキー を、記憶のために書式化されるデータに関して必要に応じて付加することができ る。書式化済みのフレームは、ここで、図１ａに示される通路１２２に沿っての 伝送、若しくは記憶に対して準備完了となる。 ＤＦ＾技法によって、信号書式化は一層複輔になる。 ＤＦＡ書式化の１つの好ましい実施例では、循環緩衝器が用いられる。変換係数 と副次的情報とを表現するデータ・ビットが緩衝される時、そのデータを、書式 化し、フレーム同期ビットに付加し、伝送、若しくは記憶することができる。こ れによって、書式化済みのフレームに一定長を持たせることができる。その結果 、ＤＦＡでは、書式化済みのフレームは、変換ブロック−フレームとは最早向等 でなくなる。ＤＦＡ書式化済みのフレームは、同数の変換ブロックを含むとは保 証されない。したがって、復号器で受け取られる変換ブロック長の情報の精度は 、非常に重要であり、冗長度又は誤り訂正符号のような成る種の方法で保護され なければならない。変換ブロック長の不純化によって、変換ブロック同期が再確 立されるまで、復号器がその変換ブロック及び後続の総てのブロックを正常に復 号することが妨げられる。 Ｇ、書式化解除と係数線形化 書式化過程は、ディジタル化及び符号化信号が信号チャンネル１３２から伝送信 号の受信若しくは記憶からの検索によって受け取られる時に始まる。書式解除過 程は、図１ｂの箱１３４で表現されている。書式解除では、量子化済み変換係数 とあらゆる副次的情報とが復号器によって抽出される。変換係数は、符号器にお いて係数を量子化するのに用いられた過程と逆の過程を用いることによって、線 形形式の表現に転換される。この過程は、図１ｂの箱１３６で表現されている。 信号サンプル・ブロックは、適切な合成ウィンドウを選択し、逆変換の長さを設 定するのに用いられる。 Ｈ８合成フィルタ・バンクと逆変換 図１ｂの箱１３８には、書式解除及び線形化手順から復元される周波数領域変換 係数の各組を時間領域信号サンプルに変換する合成フィルタのバンクが表現され ている。図１８の分析フィルタ・バンク１１６で用いられる変換からの逆変換に よって、合成フィルタ・Ｉ（ツク１３８が実現される。本発明の実施例で用いら れるＥ−ＴＤＡＣのための逆個別変換は、改変逆ＯＣＴと改変逆ＤＳＴとの交互 適用である。各変換の長さは、書式化信号から抽出される各信号サンプル・ブロ ックの長さと等しく設定される。必要な位相項は、上述の本発明の符号器部分で 行われるのと同じ方法で計算される。 変換係数の半分は伝送又は記憶から除外されるので、（式３及び４を参照のこと ）、これらの係数は逆変換のために再生成されなければならない。喪失ＤＣＴ係 数を、式１９に示されるように入手可能なりＳＴ係数から再生成することができ る。喪失ＤＳＴＩ数を、式２０に示されるように再生成することができる。改変 逆ＤＳＴは、式２２のように表現される。すなわち、“ｃ（ｈ）−−−ｃ（トｋ ）Ｎ７２≦ｋ＜Ｎに関して　（１９）０≦　ｋ＜Ｎに関して　（２１） ０≦　ｋ＜Ｈに関して　（２２） ここで、 ｋ−変換係数 ｎ＝信号サンプル数 に−変換係数の数 Ｎ＝サンプル・ブロック長 ｗ＝Ｅ−ＴＤＡＣに関する位相項（式６参照）Ｃ（ｋ）−量子化済みのＤＣＴ係 ＷＬｋＳ（ｋ）−量子化済みのＤＳＴ係数ｋ ｘ（ｎ）　＝＝復元された量子化信号ｘｃｒ＋／）である。 図４ａから４ｅまでと図６３から６ｇまでには、分析・合成フィルタ・ｌ（ツク の変換過程が示されてｔする。分析フィルタ・バンクによって、時間領域信号が ＯＣＴ及びＤＳＴブロックの交互の順序に変換される。逆変換によって、逆ＯＣ Ｔが１つおきのブロックに適用され、逆ＤＳＴが残り半分の１つおきのブロック に適用される。 図５ａから５ｄまでに示されるように、復元された信号にはエイリアスひずみが 含まれる。このひずみは、図１ｂの１１１４４によって表現される後続の時間領 域重複・加算過程の間に消去される。この重複・加算過程番二つ０ては以下で論 考する。 逆変換のための計算は、ＦＦＴアルゴリズムを用ｔ１て行われる。前方変換で用 いられるのと同じ技法によって、逆変換での単一のＦＦＴを用いての改変逆ＤＣ Ｔ及び改変逆ＤＳＴの両方の同時発生的な計算が可能になる。 図１ｂの箱１４０によって表現されるフレーム＠御過程によって、時間領域エイ リアスを消去するのに逆Ｅ−ＴＤＡＣで必要なサブブロック・ペアの整列と位相 項の選び出しとが制御される。この過程は、本発明の符号器部分で用いられるフ レーム制御過程と実質的ｌこ同じであ「０合成ウィンドウ 図６８から６ｇまでには、隣接する時間領域サンプル・ブロックの重複・加算に よる時間領域エイ＋Ｊアスの消去が示されている。プリンセンとプラツドリ一に よって誘導されたように、時間領域エイリアスひずみを消去するために、Ｅ−Ｔ ＤＡＣ変換では、分析ウィンドウと同等の合成ウィンドウと、隣接する重複・加 算の適用とが必要である。各ブロックは、先行ブロックに５０％、後続ブロック に５０％の形で、１００％重複される。合成ウィンドウの重み付けは、図１ｂの 箱１４２によって表現される。 分析及び合成ウィンドウは、ＦＲ接する分析・合成積ウィンドウがＩｒＷｌされ る時に、常に合計して単位ｌになるように設計されなければならない。この重複 ・加算過程は、図１ｂの箱１４４によって表現され、図６８から６ｇまでに示さ れている。逆ＤＣＴ及び逆ＤＳＴからそれぞれ復元される信号Ｙ　（ｔ）及びｙ 　（ｔ）は、図６８及び６ｅに示されている。各信号は一連のブロックにグルー プ化される。結果としての信号ｙ　（ｔ）及びｙ　（ｔ）のブロックは、図６０ 及び６ｆに示されている。信号ｙ（ｔ）は、原人力信号の正確な再構築である。 図２８に示されるように、ブロック　ｋ及びブロックに＋１　の間の重複期間内 の成る時Ｒｎ　ｏ　ｔ　ｌ：　右ける信号サンプルは、これら２つのブロックの 各々の中のサンプルによって表現される。ウィンドウ処理された２つのウィンド ウの重複９加算に続いて、時刻ｎｏｔにおける信号サンプル復元される信号サン プルは、ウィンドウ処理されたブロック　ｋ　及びに＋１　からのサンプルの合 計であることが分かるが、以下のように表現される。すなわｘ（ｎ　ｔ）　−ｆ Ｐ　（ｎｏｔ）　・ｘｃｎｏｔ）＋θに ！Ｐ　（ｎ　ｔ）　φｘ（ｎｏｔ）　（２３）ｋ＋１　０ ここで、 Ｗ＾　（ｎ　ｔ）＝時刻ｎｏ　ｔにおけるブロック　ｋ中のＯ 分析ウィンドウ マＳ　（ｎ　ｔ）＝時刻ｎｏ　ｔにおけるブロック　ｋ中のＯ 合成ウィンドウ Ｗ＾　（ｎ　ｔ）＝　Ｅ　−Ｔ　ＯＡ　Ｃに必要なりｓ　、　（ｎｏｔ）Ｏ 積ウィンドウによる重み付は効果は、もしウィンドウ重複期間を横切る隣接の２ つの積ウィンドウが合計合計して単位ｌに等しければ、消去される。したがって 、信号ｘ（ｎｔ）は、もしブロック　−及びブロック　ｋ−１の間の重複期間内 の総ての時刻ｎｔにおける信号サンプルに関して、以下の式が成立すれば、正確 に復元される。すなわ適切な重複・加算特性を有するあらゆるウィンドウを分析 ・合成ウィンドウ・ベアを誘導するための基盤として用いることができるが、本 発明の好まし％ｓ実施例で用いられるウィンドウは、４から７までのアルファ値 を有Ｎ−サンプルの数でのウィンドウ長 て欲しい。この式２６を式２７のよう番二単純イヒすることができる。すなわち 、 ０≦　ｎ＜ＮＪ、ｌ：Ｍして　（２６ ゛０≦　ｎく　にに関して　（２７ ｎｌｌ積ウインドウのサンプル数 ｖ重つィンドウ重複期間内のサンプルの数Ｎ！積ウィンドウの望ましい長さ Ｗ（ｎ）、＝長さマ＋１の最初のウィンドウ関数Ｗｐ（ｎ）　、−長さＮの誘導 された積つィンドウＥ−ＴＤＡＣ変換を用いる本発明の好ましい実施例において 、合成及び分析ウィンドウは、誘導された積ウィンドウ　ＷＰ（ｎ）の平方根を 取ることによって得られる。合成及び分析ウィンドウは、１００％のウィンドウ 重複（Ｎ／２サンプル）を伴う１ｏ２４．５１２．２５６、及び１２８サンプル の適応的な長さを存する。分析ウィンドウの関数は式２８に示される。すなわち 、Ｎ　Ｇ（１２ｇ、　２５６．５１２．１０２４）Ｗ（Ｎ）、長さＰｌ＋１のカ イザーΦベッセルアルファ因子は４から７ である。 Ｊ、信号出力 図１ｂの箱１４６には、ディジタル入力に応答して変化するアナログ宿号を発生 するディジタル対アナログ転換器が表現されている。ディジタル入力は、重複・ 加算過程で作り出される１６再有意ビツトから得られる。アナログ出力は、擬似 の高い周波数成分を取り除くべく、図１ｈの箱１４８に示されるフィルタによっ て濾波されなければならない。本発明の好ましい実施例において、このフィルタ の名目遮断周波数は、２０ｋｌＨｚである。 増幅に適する復元されたオーディオ信号は、図１ｂに示される出力端子１５０で 入手可能である。 ■０本発明の０−ＴＤＡＣの代替的実行本発明の代替的な実施例では、偶数積み 重ね時間領域エイリアス消去（０−ＴＤＡＣ）と呼ばれる変換が用いられる。以 下の叙述では、本発明のＥ−ＴＤＡＣ及び０−ＴＤＡＣの実施例の間の差異につ いて論考する。 Ａ、前方変換 ０−ＴＤＡＣでは、式２９に示される改変された個別余弦変換（ＯＣＴ）が用い られる。すなわち、０≦ｋ＜Ｎに関してＮ　（２９） ｋ−周波数係数の数 ｎ＝　入力信号サンプル数 Ｎ；　サンプル拳ブロック長 ＠＝　０−ＴＤＡＣに関する位相項（式６参照）ｘ（−ｎ）　＝サンプルｎにお ける入力信号ｘ（ｔ）の量子化値Ｃ（ｋ）　＝　Ｄ　ＣＴｉ数に である。 ０−ＴＤＡＣによって、以下の形式の１１［のスペクトル成分又は変換ブロック が作り出される。すなわち、ｉｌＩ信号サンプル数 Ｃ（ｋ）−ＤＣＴ係数（式２９参照） である。 ここで用いられるアルゴリズムは、高速７−リエ変換（ＦＦＴ）でｊＦ＋６゜Ｅ −ＴＤＡＣとは異なＱ、０−ＴＤＡＣの実行では２つのサンプル・ブロックを同 時発生的に変換するのに単−ＦＦＴを用いることはできない。 Ｎ　の計算上の複雑さは、Ｎ・　ｌｏｇ２Ｎに下げることもできるが、これはＥ −ＴＤＡＣ版に用いられる前積変換後積過程七類似の技法を用いることによる。 積の段階では、信号サンプルｘ（ｎ）の実数値の順序が、以下の複素数によって 掛は算されることによって、複素数値の順序に転換される。すなわち、 Ｎ−サンプル・ブロック長 である。 ＦＦＴによって実行される個別フーリエ変換では、改変されたサンプルが１組の 変換係数に転換される。ＦＦＴは複素数の変換であるので、改変されたサンプル の組の実数及び虚数部を同時発生的に変換することができる。 最後に、後積過程によって、ＤＣＴ係数が得られる。この過程は、以下の式３２ 及び３３に表現される通りである。すなわち、 酊 Ｎ Ｎ−サンプル畳ブロック長 に−周波数係数の数 ｍ−０−ＴＤＡＣに関する位相項Ｃ式６参照）Ｒ（ｋ）−係数Ｋ”　（ｋ）の実 数部 Ｑ（ｋ）・係数Ｋ”　（ｋ）の虚数部 Ｃ（ｋ）＝ＤＣＴ係数に である。 本発明の１チヤネル版の好ましい実施例においては、各信号サンプル・ブロック は、ＦＦＴを用いて別個に変換される。１つのブロックによってフレームが構成 される。２チヤネル系においては、２チヤネルの各々からの信号サンプル・ブロ ックは、２つのＦＦＴ過程によって、Ｄ　ＣＴ　／Ｄ　ＣＴ２のブロック・ベア に変換される。このブロック・ベアによってフレームが構成される。 プリンセン、ジランソン、及びブラッドレーによって、正常な位相成分園　（式 ６参照）と注意深く設計された分析・合成ウィンドウを・ベアとを用いて、Ｑ− ＴＤＡＣ技法では、以下の形式の余弦変換ブロックの順序から入力信号を復元で きることが示されている。すなわち、０−ＴＤＡＣ変換及びエイリアス消去過程 は、Ｅ−ＴＤＡＣ変換のための過程と非常に類似している。Ｑ−ＴＤＡＣ変換及 びエイリアス消去過程は、図２９８から２９ｅまでと、ｍ　３０　ａから３０ｄ まで七、図３１８から３１ｇまでに示されている。この２つの間の主要な差異は 、エイリアス成分の形式である。標本化された信号ブロックの前半部に関して、 エイリアス成分はサンプル・ブロックのほぼ１／４の地点で入力信号の時間逆転 イメージであるが、エイリアス成分の振幅の記号は入力信号の記号に対して逆転 されている。標本化された信号ブロックの後半部に関して、エイリアスはサンプ ル・ブロックのほぼ３／４の地点で入力信号の時間逆転イメージであるが、記号 の変化はない。これについては、５Ｅ１３０ｂ及び３０ｄを参照のこと。Ｅ−Ｔ ＤＡＣ変換に関して上述したフレーム整列技法はここでも完全に通用する。 Ｅ−ＴＤＡＣに必要であった追加的な要件は、０−ＴＤＡＣで適応的な信号サン プル・ブロック長を用いる上で、ＦＦＡのために用いられる変換位相項を選ぶこ とを除いては必要ない。エイリアス消去のための位相項については、信号サンプ ル・ブロック　Ｃから　Ｅまでを逆〇−ＴＤＡ　Ｃ変換から復元される重複され た３つの全長変換ブロックの順序で示す図３２に示されている。ブロックひ及び Ｅは、ＦＦＡ技法によりサブブロックにセグメント化される。 重複・加算によってエイリアス消去を達成するために、サブブロック　Ｄ＆及び −は、時間的に逆転され、ウィンドウ処理された原信号の振幅から反転されなけ ればならない。図３１ａにおいて、この逆転・反転特性は〇−ＴＤＡＣに関して 左側の区域中のエイリアス成分にょうて表されていることに注意して欲しい。式 １７から、サブブロックＤ　及びＥｌ！に必要な位相項は以下のとおりであるこ とが分かっている。すなわち、サブブロック　Ｄ　及びＷｂは、時間的にのみ逆 転される。この特性は０−ＴＤＡＣに関して右前の区域中に表されている。した がって、逆転区域間の境界は、サブブロックの左側の縁に置かれなければならな い。式１７から、必要な位相項は以下のとおりであることが分かる。 すなわち、 ここで、Ｋ−最大信号サンプル・ブロック長である。 ＦＦ＾を用いる０−ＴＤＡＣのための位相項を確定する一般的な規則は、以下の とおりである。各全長ブロック内の最初のサブブロックの変換では、式３５に示 される位相項を用いる。各全長、ブロック内の総ての全長ブロック及び第２のサ ブブロックの変換では、式３６に示される位相項を用いる。 Ｂ、逆変換 ＤＣＴＱ数の半分は伝送又は記憶から除去され、式３７に示される関係を用いて 入手可能なりＣＴブロックから再生される。改変逆ＤＣＴ以下の式３８とおりで ある。 すなわち、 −Ｃ（ｋ）−−−Ｃ（Ｎ−ｋ）　Ｎ／２≦　ｋ＜Ｎに関して　（３７）ここで、 ｋ＝変換係数 ｎ！信号サンプル数 ｒ−変換係数の数 Ｎ−サンプルφブロック長 一＝Ｅ−ＴＤＡＣに関する位相項（式６参照）−Ｃ（ｋ　）−量子化済みのＯＣ Ｔ係数に−ｘ（ｎ）　ｓ復元された量子化信号ｘｃｎ）である。 逆変換のＱ−ＴＯＡＣの実施では、Ｎ２から１程を用いることによって減じられ る。この過程では、以下の式に示されるように、実数値のＤＣＴ係数が１組の改 変された複素数値の係数に転換され、改変された係数の実数及び虚数部が単一の 逆ＦＦＴ（ｒＦＦＴ）を用いて同時発生的に変換され、時間領域信号が後積過程 から得られる。すなわち、 Ｘ”　（ｎ）　＝　ＩＰＦＴ（Ｃ（ｋ）　ｅ　）０≦　ｎ＜Ｈに関して　（３９ ） ０≦ｎ＜Ｈに関して　（４０） Ｎ−サンプル・ブロック長 に＝　周波数係数の数 ｎ−人力信号サンプル数 ｒ（ｎ）−サンプルＸ　（ｎ）の実数部ｑ（ｎ）−サンプルＩ　（ｎ）の虚数部 ”ｘ（ｎ）・復元された信号！”　（＋＋）である。 後続のウィンドウ、璽複・加算、及び信号出力の処理は、本発明のＥ−ＴＤＡＣ に関して上述した処理と同等である。 Ｃ，Ｅ−ＴＤＡＣ及び０−ＴＤＡＣ変換上の論考から、Ｅ−ＴＤＡＣ変換及び０ −ＴＤＡＣ変換の間を適応的に選択することもまた可能であることが当業者には 理解できるであろう。分析及び合成ウィンドウを選ぶ過程は、上述の過程と同様 である。時間領域エイリアス消去のために必要な位相項の計算は、上で論考した のと同じ原理に従う。エイリアス消去を保証するために、時間領域エイリアス成 分の形式によって、本発明の２つのＴＤＡＣ変換の間を移動できる方法が制約さ れる。 一般的に言って、Ｑ−ＴＤＡＣの改変済みＤＣＴに続（Ｅ−ＴＤＡＣの改変済み ＯＣＴ、並びにＥ−ＴＤＡＣの改変済みＯＣＴに続＜０−ＴＤＡＣの改変済みＤ ＳＴへの移行は、何時でも行うことができる。０−ＴＤＡＣの改変済みＤＳＴに 続（Ｅ−ＴＤＡＣの改変済みＯＣＴ。 若しくはＥ−ＴＤＡＣの改変済みＯＣＴに続＜　０−ＴＤＡＣの改変済みＯＣＴ への移行は、上で論考したように、変換位相項に対する適切な調整を伴う半ブロ ック長によって達成されない限り、行うことはできない。 変換の選択は、過渡現象状態に対する、若しくはその他の関心の対象の信号特性 に対する符号器性能を改善するのに用いられる。例えば、これらの２つのＴＤＡ Ｃ間を切り替えることによって、符号器・復号器系では、変換係数の名目周波数 を適応的に移動させることにより単音の符号化を改善することができる。上で論 考したように、耳の臨界帯域幅は、聴感上の刺激に適応する可変の中心周波数を 具えている。サブバンドの中心周波数を移動させることのできる符号器では、単 音の信号又は単一周波数によって支配される信号に対する音響心理的隠蔽効果を 改善することができる。 Ｅ−ＴＤＡＣ変換及びＱ−ＴＤＡＣ変換の間を移染することのできる符号器又は 復号器では、これら２つの変換に関する変換係数の差異に拠って、サブバンドの 中心周波数を移動させる。図３３ａに示されているように、Ｅ−ＴＤＡＣ変換係 数０（直流成分）と係数Ｎ／２　とは、他の総ての変換係数の帯域幅の半分に等 しい帯域幅を有する。しかし、Ｑ−ＴＤＡＣ変換に関しては、各変換係数は等し い帯域幅ではない。４４．１ｋＨｚで標本化される１　０２４サンプル・ブロッ クを用いる本発明の好ましい実施例においては、単にＥ−ＴＤＡＣ変換から０− ＴＤＡＣ変換へ移るだけで、変換係数１の名目周波数を、鍔えば、２１．５ｋＨ ｚから４３ｋＨｚへ移動させることが可能である。 Ｅ−ＴＤＡＣ変換及び０−ＴＤＡＣ変換の間を選択する本発明の実施例で使用す ることのできる、図１３の箱１１０によって表現される信号分析器は、分析フィ ルタ・バンクで用いられる変換の２倍の長さを有するもう１つの変換によって実 現される。この信号分析器の変換からの情報を用いて、フレーム制御装置１１４ では、何れかのスペクトル成分が優勢であれば、それはどれか、並びに、その成 分のどのような周波数がフィルタ・バンク変換係数の半分の帯域幅内にあるかを 確定することができる。ここで、フレーム制御装置によって、サブバンド成分の 中心周波数が優勢な成分の周波数に最も近いＴＤＡＣ変換が選択される。 ■１本発明の代替的な実現 Ｅ−ＴＤＡＣ変換は殆どの用途のために好ましいが、Ｅ−ＴＤＡＣ符号器に必要 な信号処理の資源は、個別フーリエ変換のような他の変換を用いる符号器に必要 な資源よりも大きい。ＤＦＴを用いると、より小さいメモリ及び処理速度しか必 要としない符号器を実現することができる。本発明のＤＦＴの実施例の基本的な 構造は、合成ウィンドウが用いられないことを除いて、図１８及び１ｂの構造と 同等である。 以下の叙述では、本発明のＤＦＴとＥ−ＴＤＡＣ変換の実施例の間の差異を論考 する。 Ａ、過渡現象状態検出器とフレーム制御Ｅ−ＴＤＡＣ実施例に関する上述の過渡 現象状態検出器は、検出器によってブロックの半分だけではなく全ブロックが分 析されることを除いて、ＤＦＴの実施例のための検出器と概念的に同等である。 したがって、フレーム制御はＥ−ＴＤＡＣのそれと概念的には同等であるが、こ れによって、半分の長さのサブブロックに関してではなく１つの全ブロック長に 関して選択される。 Ｂ、ウィンドウ処理 この分析ウィンドウは、Ｅ−ＴＤＡＣ変換とＤＦＴとの間の差異に拠って、Ｅ− ＴＤＡＣ符号器中で用いられる分析ウィンドウとは異なる。入力信号サンプル・ ブロックの重複の量を下げろウィンドウ設計を選ぶことが重要である。何故なら ば、ＤＦＴによって実現される分析系は厳密には標本化されていない、すなわち 、伝送速度又はデータ記憶要件が重複期間中の信号サンプルに関して倍増されて いるからである。 かくして、本発明のＤＦＴ実施例中で用いられるような全長１０２４のサンプル ・ブロックのための好ましｔ１ウィンドウでは、大きな期間にわたって利得１が 示されることによって、ブロックの重複の長さがＮ／２　（５１２）サンプルか ら１６サンプルまでに低減される。この低減によって、ディジタル・フィルタの 阻止帯域排除が低下されるが、非重複のウィンドウに関するデータ速度を超える データ速度には穏当な増加しかない。 ＤＦＴウィンドウ−族の１つのウィンドウは、Ｅ−ＴＤＡＣ実施例に関する積ウ ィンドウＷＰ　（ｎ）が誘導されるのと同じように誘導される。ＤＦＴ実施例に 関して、核のカイザー虐ベッセル関数は、長さ１７サンプルであり、１．５から ３までのアルファ因子を有する。ＤＦＴ分析ウィンドウは、カイザー・ベッセル 拳ウィンドウと矩形ウィンドウとの畳み込みから得られる。ウィンドウを控除し た値）である。同様に、ウィンドウ　１３３Ｉ：Ｒシて、矩形ウィンドウの長さ は１１２サンプル（１２８−１６）である。これらの値を式２７に代入すると、 ２つのウィンドウ関数は以下のとおりとなる。すなわち、ここで、ｆ（ｎ）＊長 さ１７のカイザー−ベッセル関数でアルファ因子は１．５から３である。 Ｃ９分析フィルタ・バンクと前方変換 フィルタ・バンクのＤＦＴ実現は以下のように表現される。すなわち、 二こで、 ｎ−人力信号サンプル数 Ｎ−最大信号サンプル中ブロック長 ｘ（ｎ）　＊サンプルｎにおける入力信号にＣｔ＞の量子化値り１合成フィルタ ・ｌくツクと逆変換 ＤＦＴによって、逆フイ、ルタ・ノ（ツクが実現され、これは以下のように表現 される。すなわち、０≦ｋ＜Ｈに関してＮ　（４４） Ｉｔ　入力信号サンプル数 Ｎ−最大信号サンプル−ブロック長 Ｃ（ｋ）−ＯＣＴ係数ｋ Ｅ１合合成ウィンド ウで言及したように、ＤＦＴでは合成ウィンドウを用いる必要がない。 Ｆ、その他の変換 直交変換を、本発明の神髄又は範囲から逸脱することなく、用いることができる 。ＤＦＴに関して上述した考直を適用することによって、信号の過渡現象現象の 存在、若しくはその他のあらゆる信号特性に従って、直交変換を適応的に選択す ることも、また可能である。例えば、本発明の１つの実施例では、式４５に示さ れる在来型のＯＣＴを用いることができるが、過渡現象信号を符号化するには、 式４６に示される在来型のＤＳＴ、又は上で論考したＤＦＴを選択する。逆ＤＣ Ｔ及び逆ＤＳＴは、それぞれ式４７及び４８に示される。すなわち、ｋ−周波数 係数の数 １’ｌｌｌ　入力信号サンプル数 Ｎ−最大サンプル・ブロック長 ｘ（ｎ）−サンプルｎにおける入力信号ｘ（ｔ）の量子化値Ｘ　（ｋ）〜変換周 波数係数に 前に論考したように、ＤＣＴでは一般的に低い周波数成分で特徴付けれる信号に 関して優れた符号器の利得が得られるが、ＤＦＴでは一般的に高い周波数成分で 特徴付けれる信号に関して優れた符号器の利得が得られる。 更に詳しく言うと、ジエイヤントとノルによって論考されたように、ＤＣＴでは 第１に正規化された自動相関係数が０．９５またはそれ以上である信号に関して 優れた符号化利得が得られるが、ＤＦＴでは第１に正規化された自動相関係数が −０，９５またはそれ以下である信号に関して優れた符号化利得が得られる。第 １に正規化された自動相関係数は以下の式のように定義される。ナな０番目の自 動相関係数であり、１番目の自動相関係数は以下の式のように定義される。すな わち、ＯＣＴ及びＤＳＴを適応的に選択する本発明の実施例は、各信号サンプル ・ブロックに関する第１正規化自動相関係数を計算する、図１８の箱１１０で表 現される信号分析装置と、ブロックに関するρ１が０．８のようなしきい値を超 える時には何時でもＯＣＴを選択するが、そうでないには何時でもＤＦＴを選択 する、図１ａの箱１１４で表現されるフレーム制＊＊Ｍとを用いて実現される。 Ｇ、増強されたフィルタ選択度 本発明の好ましい実施例及び代替的実施例では、正常な時間上の解よりも高い解 が必要な時により短いブロック長に適応的に移る符号器及び復号器について論考 した。 しかし、本発明のもう１つの実施例では、正常な時間上の解よりも高い解が必要 な時により長いブロック長に移る。 より高い周波数解僚力が必要であることを指示する信号特性の尺度は、二ニー・ シャーシー州イングルウッドークリフスのプレンティス・ホール社１９．８４年 出版の「波形のディジタル符号化Ｊ、５６ページから５８ページまでにジエイヤ ントとノル（Ｊｓｙｓｎｔ　ａｎｄ　Ｈａｌｌ。 Ｄｉ　１ｔａｌ　Ｃｏｄｊｎ　ｏｆ　Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ、　！ｎｇｌｅｗｏｏ ｄ　Ｃ１１ｆｆｓ。 Ｎ、Ｊ、：　Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ、　Ｉｎｃ、、　１９８４．　ＰＩ） 、　５６−５８）によって叙述されている「スペクトル平坦度の尺度（’５ｐｅ −ｃｔｒａｌ　Ｆｌａｔｎｅｓｓ　Ｍｅａｓｕｒｅ＠）　（Ｓ　Ｆ　Ｍ）　Ｊの 逆である。 ＳＦＭでは、Ｏから１までの値の単一の数によって信号の電力密度の形状が叙述 される。値１では、白色雑音の特性を有する予期不能な信号が叙述される。値０ では、完全に予期可能な信号が叙述される。 適応的により長いブロック長を選択する本発明の１つの実施例は、ＳＦＭを計算 できる信号分析装置と、ＳＦＭの逆が１０から１５までのしきい値を超える時に は何時でもより長いブロック長を選択するフレーム制御ｊ装置とを用いて実現す ることができる。 多数の信号特性を検出、分析すること、並びに、多数の信号特性に応答して、ブ ロック長と、分析ウィンドウ及び分析・合成ウィンドウ・ベアと、変換とを適応 させることが可能であることは当業者には分かるであろう。 ＦＩ６．　２ｅ。 ＦＩＧ、−６ｄ。 ＦＩＧ、６ｆ ＦＩＧ−の ＦＩ６　７ｄ ＦＩＧ、−７ｂ。 ＦＩＧ、８ｂ。 ＦＩＧ　／２゜ ｈ℃−バ Ｆｌに、＝　１５゜ ＦＩＧ、ｍ　１６゜ ＦＩＧ、Ｉ？ ６℃−五 Ｆｌに、−２θ フイＣレダ周コ支を（向学ト ＦＩｏ、２２η フィＩレダ闇シＬｋホ］γト ｆλ又−ｎム ＦＩＧ　２３σ。 ＦＩＧ、２３Δ ＦＩＧ　２４゜ ＦＩＧ、２６σ。 ＦＩＧ、−２６ｂ、。 ＦＩＧ、−２６０゜ ＦＩＧ、−２６４゜ ＦＩＧ、−２６ｇ。 Ｆ／に　２６ｆ。 ＦＩ６．　３１ｇ。 要約書 本発明は概して、音楽信号のようなオーディオ信号答こ対応する情報の高品質低 ビット伝送速度符号イし及び復号に関する。更に詳しく言うと、本発明＋１、符 号イヒ及び復きを、標本化されたオーディオのセグメントの各々に関ウィンドウ 、分析・合成ウィンドウ・ベアを適応的に選択することによって最適化すること ができる。 国際調査報告

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. １．アナログのオーディオ情報の量子化されたサンプルの高品質符号化のための 符号器であって、入力信号の特性を検出するための検出器装置と、量子化サンプ ルを時間領域信号サンプル・ブロックにグループ化するためのフレーム制御装置 にして、該信号サンプル・ブロックの各々の長さを確立する装置と該時間領域信 号サンプル・ブロックの各々を分析ウインドウ関数で重み付けるための分析ウイ ンドウ装置と、該分析ウインドウで重み付けられた信号サンプル・ブロックに応 答して時間領域変換係数を発生するためのフィルタ・バンク装置にして、個別変 換係数を該分析ウインドウで重み付けられた信号サンプル・ブロックに適用する ための装置から成る装置 とから成り、該フレーム制御装置により、該検出器装置によって検出される信号 特性に応答して、該信号サンプル・ブロック長、該分析ウインドウ関数、及び該 個別変換係数の少なくとも１つが選択される符号器。
2. ２．符号器により符号化される符号化信号からのアナログのオーディオ情報の高 品質復号のための復号器であって、該符号化信号に、フレーム制御装置により時 間領域信号サンプル・ブロックにグループ化されるアナログ・オーディオ情報の 量子化信号サンプルに応答してフィルタ・バンクによって発生される周波数領域 変換係数が含まれ、該時間領域信号サンプル・ブロックの各々が分析ウインドウ 装置によって重み付けられ、該周波数領域変換原数を周波数領域変換ブロックに グループ化するための逆フレーム膨御装置と、該周波数領域変換係数に応答して 時間領域信号サンプル・ブロックを発生するための逆フィルタ・パンク装置にし て、逆個別変換係数を該周波数領域変換ブロックの各々に適用するための装置か ら成る逆フィルタ・バンク装置 とから成る復号器にして、該逆フレーム制御装置によって、該符号化信号中に含 まれる情報に応答して、変換ブロック長、及び逆個別変換係数の少なくとも１つ が確定される復号器。
3. ３．符号器により符号化される符号化信号からのアナログのオーディオ情報の高 品質復号のための復号器であって、該符号化信号に、フレーム制御装置によって 時間領域信号サンプル・ブロックにグループ化されるアナログ・オーディオ情報 の量子化信号サンプルに応答してフィルタ・バンクによって発生される周波数領 域変換係数が含まれ、該時間領域信号サンプル・ブロックの各々が分析ウインド ウ装置によって重み付けられ、該周波数領域変換係数を周波数領域変換ブロック にグループ化するための逆フレーム制御装置と、該周波数領域変換係数に応答し て時間領域信号サンプル・ブロックを発生するための逆フィルタ・バンク装置に して、逆個別変換係数を該周波数領域変換ブロックの各々に適用するための装置 から成る逆フィルタ・バンク装置と、 各信号サンプル・ブロックを合成ウインドウ関数によって重み付けるための合成 ウインドウ装置にして、該逆フレーム制御装置によって、該符号化信号中に含ま れる情報に応答して、該変換ブロック長、該個別変換係数、及び該合成ウインド ウ関数の少なくとも１つが確定される合成ウインドウ装置 とから成る復号器。