JP6773642B2 - 単一トランジスタを用いてｌｏリーケージと画像排除を検出する方法及び装置 - Google Patents

Description

［クロスリファレンス］
本出願は、２０１４年８月２５日に出願した米国特許出願第１４／４６７，０７５号の継続出願である。この出願と、本出願に引用したその他のすべての引用文献は、引用により全体が組み込まれている。

連邦通信委員会（ＦＣＣ）は、商用ワイヤレスアプリケーション用の６０ＧＨｚに割り当てられたスペクトルを有する。Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｇｉｇａｂｉｔ Ａｌｌｉａｎｃｅ（ＷｉＧｉｇ）は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｄプロトコルを推進するべく開発された。このプロトコルは、この周波数帯域で動作し、最大７Ｇｂｐｓのデータ転送速度を実現することが期待される。

半導体ダイに形成された集積回路は、ミリ波帯域での高周波動作を提供する。これらの集積回路は、相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ：Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）、シリコン−ゲルマニウム（ＳｉＧｅ）、あるいは、ガリウムひ素（ＧａＡｓ）技術を用いて、このダイを形成する。

ミリ波システムでは、ワイヤレスチャネルで伝送された信号の伝送路は、アップコンバータに生じる様々なミスマッチ条件を補償する必要がある。これらの条件のいくつかは、伝送したＲＦスペクトル中の局所発振器（ＬＯ）リーケージと信号画像として現れる。

ＣＭＯＳは、集積回路の構築に用いられる主要技術である。Ｎ−チャネルトランジスタとＰ−チャネルトランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）は、細線技術を使用して、ＭＯＳトランジスタのチャネル長を絶えず短くするようにしている。現在のチャネル長は４０ｎｍであり、ＶＤＤ電源は１．２Ｖ、金属レベル層の数は、８又はそれ以上にすることができる。

ＣＭＯＳは、トランシーバの悪条件を克服するのに必要な多くの補てん技術を実行する計算能力を提供する。また、この計算能力は、電力効率の良い状態で使用して、消散エネルギィがモバイルアプリケーションに使用するＣＭＯＳにこれらの重要なトランシーバ構築ブロックを作りこむのに十分低くなるようにすべきである。これは、最適な性能を達成しつつ、トランシーバのバッテリィ電力の節約に役立つ。

本発明の様々な実施例と態様を以下の詳細と添付図面を参照して説明する。添付図面は、様々な態様と実施例を示している。以下の記載と図面は、開示の態様を示すものであり、制限であると解するべきではない。多くの特定の詳細は、様々な態様と実施例の全体的な理解を提供するためのものである。しかしながら、所定の場合、公知又は従来の詳細は、このような態様と実施例について簡潔に述べるために、省略されている。

一態様では、直列信号路の２つのＲＦスペクトルを混合して、信号をダウンコンバートして、所望のＲＦ信号のスペクトル中のＬＯリーケージのレベルと画像排除を表す信号成分を抽出する単一トランジスタの使用に関する。同じ機能を実行する従来の技術では、歪を検出するには、混合器、フィードバックＶＣＯ、フィルタなどの複雑な回路部品を必要とする。これらの三大処理ブロックは、多数のトランジスタ、インダクタ、及びキャパシタが必要であり、集積回路基板（チップ）の面積の相当部分を占めている。ＶＣＯは単独でチャージポンプ、ループフィルタ、プリスケーラ、デバイダ、水晶振動子、及び／又は、シグマデルタ変調器を要する。さらに、これらの回路部品は、安定性の問題に合わせて設計する必要があり、フィードバックＶＣＯ内の、ＰＬＬの過渡的挙動、整定時間、ＶＣＯキャパシタバンクキャリブレーション、その他を、厳しい精度で作動するように設計してシミュレーションする必要がある。本発明の所定の態様によれば、単一トランジスタが、これらのすべての部品に取って代わり、設計を簡単にするとともに、面積及び電力の消費をほぼ二けた低減させる。

もう一つの態様では、直列信号路にある異なるポート対からのＲＦスペクトルのタッピングに関する。単一トランジスタが混合機能を実行し、直列信号路の二つのポートに接続され、ダウンコンバート信号成分を決定することができる。さらに、この二つのタップしたポートは、フリップされて単一トランジスタに適用され、このトランジスタがさらに、所望のＲＦ信号のスペクトル内のＬＯリーケージと画像排除のレベルを検出できる。

もう一つの態様は、第１の信号を第２の信号と混合する装置に関するものであり、これは：直列に接続され、直列信号路を形成する複数の回路要素と；この複数の回路要素の一つであって、直列信号路内に接続された入力ノードと出力ノードを有する回路要素と；入力ノードに接続されたトランジスタのゲートと；出力ノードに接続されたトランジスタのソースと；合成ノードに接続されたトランジスタのドレインと；を具え、トランジスタが入力ノードにおける第１の信号と、出力ノードにおける第２の信号を混合して、第１の信号と第２の信号間の混合信号を合成ノードにおいて生成し；この装置は更に、入力ノードに印加される第１のホモダイン信号と、第１のＬＯリーケージ信号と、第１の画像排除信号を具える第１スペクトルと；出力ノードで、回路要素の一つによって変形された第２のホモダイン信号と、第２のＬＯリーケージ信号と、第２の画像排除信号を具える第１スペクトルのバージョンと、を具え、さらに、直列信号路の入力に接続した入力ポートと；直列信号路の出力に接続した出力ポートとを具え、アップコンバートＲＦ信号が入力ポートに接続されており；さらに、合成ノードに接続されたローパスフィルタ（ＬＰＦ）と；ＬＰＦに接続されたデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）であって、補正ファクタを計算して全スペクトル中のＬＯリーケージ信号と画像排除信号を低減するプロセッサと；を具える。この装置は、さらに、入力ポートにおいて上述の回路要素の一つに接続された先行回路要素と；出力ポートにおいて、上述の回路要素の一つに接続された後続回路要素とを具え、アップコンバートＲＦ信号が先行回路要素に接続されており、前述の回路要素の一つが、第２の信号を第１の信号に対して非反転又は反転させる増幅器ステージであり、前述の回路要素の一つが、第２信号を第１信号に対して増幅し位相シフトさせる増幅器ステージである。

もう一つの態様は、自己混合信号を生成するように構成された装置に関する。この装置は：入力ノードと出力ノードを具える第１の回路と；入力ノードに接続されたトランジスタのゲートと；出力ノードに接続されたトランジスタのソースと；合成ノードに接続されたトランジスタのドレインと；入力ノードに印加される第１のホモダイン信号と、第１のＬＯリーケージ信号と、第１の画像排除信号を具える第１のスペクトルと； 回路要素によって変更、出力ノードで生成される第２のホモダイン信号と、第２のＬＯリーケージ信号と、第２の画像排除信号とを具える第１スぺクトルのバージョンとを具え、このトランジスタが第１のスペクトルを第１のスペクトルのバージョンと混合して、合成ノードにおいて自己混合信号を生成し；この装置がさらに、入力ノードにおいて第１の回路要素に接続された入力ポーとを有する先行回路要素と；出力ノードにおいて第１の回路要素に接続された出力ポートを有する後続回路要素と；を具え、アップコンバートＲＦ信号が入力ポートに接続されており、さらに、出力ポートに接続されたアンテナを具える。この装置はさらに、合成ノードに接続されたローパスフィルタを具え、第１の回路要素は、出力ノードにおいて入力信号を非反転又は反転させる増幅器ステージであって、第１の回路要素は、出力ノードにおいて入力信号を増幅し位相シフトさせる増幅器ステージである。

もう一つの態様は、２つの選択されたポート間で混合信号を生成する方法に関するものであり、この方法は：複数の回路要素を直列に接続して直列信号路を形成するステップと；この直列信号路内の二つの隣接する回路要素間の別々のポートを割り当てるステップであって、入力ポートを直列信号路の最初の回路要素の入力に接続し、出力ポートを直列信号路の最後の回路要素の出力に接続するステップと；トランジスタのゲートを二つのポートのうちの第１の選択されたポートに接続するステップと；トランジスタのソースを二つのポートのうちの第２の選択されたポートに接続するステップと；トランジスタのドレインを合成ノードに接続するステップと；を具え、これによって、合成ノードで二つの選択されたポート間の混合信号を生成し、第１の選択されたポートが、入力ノードに印加されたホモダイン信号と、ＬＯリーケージ信号と、画像排除信号の少なくとも一つを具える第１のスペクトルを有し；第２の選択されたポートにおけるこの信号が、複数の回路要素の少なくとも一つによって変形された、ホモダイン信号のバージョンと、ＬＯリーケージ信号のバージョンと、画像排除信号のバージョンの少なくとも一つを具える第２のスペクトルを有し、第２のスペクトルのバージョン成分が、少なくとも、第１のスペクトルの非反転あるいは反転成分、増幅又は減衰成分、あるいは位相シフト成分を具え；この方法はさらに、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）をローパスフィルタの出力に接続して補正ファクタを計算し、直列信号路のすべての信号のＬＯリーケージ信号と画像排除信号を低減するステップを具える。この方法は更に：アップコンバートＲＦ信号を入力ポートに接続するステップを具え、ここで、第１の選択されたポートは、増幅器の入力ノード又は出力ノードに対応し、第２の選択されたポートは、増幅器の残りのノードに対応する。

本開示における図面は、必ずしも寸法通りではなく、図中の様々な要素の相対的寸法が記載されている。個々に開示された発明の態様は、様々なフォームを含んでおり、ここに開示されているものに限定されると解するべきではない。いくつかの場合、公知の構造及び機能は、簡潔にするために詳細は図に示されておらず、あるいは記載されていない。図中、特に説明がない限り、同じ番号が同じ要素に付されている。
図１Ａは、ベースバンドプロセッサ／トランスミッタ／アンテナ路を示す。 図１Ｂは、Ｉ／Ｑ信号で駆動するダイレクト変換トランスミッタを示す。 図２Ａは、本発明の一態様による、Ｉ／Ｑ信号で駆動するダイレクト変換アップコンバータを、位相／振幅／ＤＣオフセット歪及び補正回路とともに示すブロック図である。 図２Ｂは、図２Ａの回路によって生成した本発明の一態様による信号のスペクトルプロットである。 図２Ｃは、本発明の一態様による、トランスミッタデジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）Ｉ／Ｑ信号で駆動するダイレクト変換アップコンバータを、位相／振幅／ＤＣオフセット歪及び補正回路とともに示すブロック図である。 図３Ａは、本発明の一態様による、Ｉ／Ｑ信号で駆動するダイレクト変換アップコンバータを、位相及び振幅歪の補償調整と共に示し、パワー増幅器（ＰＡ）に基づく検出回路を示すブロック図である。 図３Ｂは、本発明の一態様による図２Ａの入力スペクトルを仮定した、図３Ａに示す回路のダウンコンバート信号のスペクトルプロットである。 図４は、本発明の一態様による、パワー増幅器の回路図である。 図５は、本発明の一態様による、パワー増幅器に接続された歪を低減するための検出回路のブロック図である。 図６Ａは、本発明の一態様による、検出器回路の検出要素として動作する単一のトランジスタを示す回路ブロック図である。 図６Ｂは、本発明の一態様による、検出器の検出要素として動作する単一のトランジスタを具えるシステムの代替の構成を示す図である。 図７は、本発明の一態様による、検出回路にトランスミッタ路を接続するタップポイントの代替セットを示す回路ブロック図である。 図８Ａは、本発明の一態様による、二つの選択したポート間で混合信号を生成する方法を示すフローチャートである。 図８Ｂは、本発明の一態様による、信号処理方法を示すフローチャートである。

ＷｉＧｉｇ規格は、６０ＧＨｚ帯域内でほぼ１０ＧＨｚ信号帯域幅を提供する。通常、ダイレクト変換システムが用いられ、これは、伝送信号のスペクトルに形成されている画像となるＩ／Ｑミスマッチが生じることが知られている。これは、「Ｉ」（同相）と「Ｑ」（直角位相）の信号路間の利得と位相歪に起因している。一つの解決策は、キャリブレーション処理を行って、利得と位相の歪によって生じる歪を取り除くことである。

もう一つの歪は、周波数変換の前に発振器信号が信号路に漏れた場合に生じる。発振器信号は、信号自体と混合されると、ＤＣオフセットを起こし、信号路に生じる。更なるＤＣオフセットは、混合器自体の成分ミスマッチよって生じる。この更なるＤＣオフセットは、混合器がＬＯ信号を混合すると、ＬＯリーケージを起こす。このＤＣオフセットは、以下のステージで飽和して低減させる必要がある。解決策は、別のキャリブレーション処理を行って、ＤＣオフセットによって生じた歪を取り除くことである。

ベースバンドトランスミッタのブロック図が図１に記載されている。信号は、ベースバンドプロセッサ１−１に入り、アンテナ１−４を介するフリースペースへの伝送用に処理される。この処理は、この業界で知られている所定の多くの基準の一つにしたがって行われる。処理を行った信号は、デジタル／アナログコンバータＤ／Ａ１−２によってアナログに変換される。Ｄ／Ａからのこのアナログ信号は、アナログトランスミッタに印加されて、ベースバンド信号をより高いキャリア周波数にアップコンバートする。一例は、ダイレクト変換トランスミッタであり、ここでは、ベースバンド信号のスペクトルが局所発振器によって直角コンバータを用いてＲＦキャリア周波数に変換される。変換されなかった信号は、アンテナ１−４に送信され、フリースペースに送られる。

アナログトランスミッタ１−３の更なる詳細が図１Ｂに記載されている。入力は、直角ベース帯域信号：Ｑ_ｓｉｇとＩ_ｓｉｇであり、各Ｉ_ｓｉｇは、Ｑ_ｓｉｇからの位相差が９０度である。これらの直交する信号は、合成されると、原情報を含む。これらの二つの信号は、また、同じスペクトルを具える。Ｑ_ｓｉｇは、第１の混合器１−７に印加され、Ｉ_ｓｉｇは第２の混合器１−６に印加される。両混合器は、ＬＯ１−５の直角出力で切り替わる。Ｃｏｓω_ｏｓｃｔ波形を用いて、Ｑ_ｓｉｇを混合し、ｓｉｎω_ｏｓｃｔ波長を用いてＩ_ｓｉｇを混合する。混合器１−６及び１−７の出力は、加算器１−８によって互いに加算される。合成信号は、プリアンプ１−９に印加され、これがパワーアンプ（ＰＡ）１−１０を駆動する。ＰＡ１−１０は更に信号を増幅する。マッチングネットワーク１−１１によって、ＰＡ１−１０からの最大電力がアンテナ１−４に確実に伝送される。アップコンバートした信号が、伝送に十分な電力をもってフリースペースに提供される。

図１Ｂの回路図を参照して伝送されるような理論上の理想回路においては、トランスミッタは理想Ｉ／Ｑ信号（位相と振幅が帯域幅を超えて一定）と、ＬＯ１−５からベースバンド信号路へ漏れのない理想発振器を有する。

図２Ａは、位相／振幅歪などのＩ／Ｑ信号に導入された様々な形の歪と、ＬＯキャリアリーケージと回路のミスマッチによって生じた有効ＤＣオフセットを伴うトランスミッタを示す。例えば、混合器１−７の入力に印加されるＱ_ｓｉｇ入力は、所望のＱ_ｓｉｇ信号の他に所望しない位相／振幅歪とＤＣオフセットを含んでいる。同様に、混合器１−６の入力に印加されるＩ_ｓｉｇ入力は、所望のＩ_ｓｉｇ信号の他に、所望しない位相／振幅歪とＤＣオフセットを含んでいる。これらの所望しない歪は、図１Ｂに示す理想回路で求められる理想の送信信号特性を劣化させる。

Ｉ／Ｑ信号の振幅と位相の歪は、部分的に、Ｉ／Ｑ信号を生成するのに使用した伝送関数の周波数依存性と、寄生効果による信号のリーク、及びトランジスタと部品のミスマッチによって生じる。例えば、ＤＣオフセットは、部分的に、混合器１−７と１−６が、信号路でＬＯ信号をリークしたキャリアＬＯ信号と混合するために生じる。これによって、トランスミッタ出力が変調していないＬＯキャリアの一部と画像信号を含むことになる。

加算器１−８の出力におけるアップコンバートスペクトル２−１が、図２Ｂに示されている。所望の単側波帯のスペクトルはω_ｓｉｇ２−４である。望ましくないＬＯリーケージ信号２−３のスペクトルは、ω_ｌｏに示されている。Ｉ／Ｑ信号の位相と利得のミスマッチが、ω_ｉｍｇにおける信号の望ましくない画像トーンのスペクトルを引き起こす。望ましくない画像トーンは、ＬＯリーケージ信号の下のオフセットであり、所望の単側波帯は、ＬＯリーケージ信号の上である。このトーンは、（ω_ｌｏ−ω_ｉｍｇ）と（ω_ｓｉｇ−ω_ｌｏ）間の周波数デルタである、δＦよって分離される。通常のトランスミッタでは、これらの３つのトーン（ω_ｉｍｇ、ω_ｌｏ、ω_ｓｉｇ）は、プリアンプ１−９、ＰＡ１−１０、マッチングネットワーク１−１１、アンテナ１−４のチェーンを通って伝わり、ＲＦ出力の成分になる。このトランスミッタをキャリブレートして、トーンω_ｉｍｇとω_ｌｏが最小限になる、あるいは可能であれば除去することが非常に望まれている。

キャリアリーケージ信号ω_ｌｏ２−３は、通常、トランスミッタのアナログベース帯域セグメント中に生じる。直角信号は、トランスミッタの信号路内で合わさった信号路中の取得したＤＣオフセットによるキャリアリーケージが生じ、これによって信号が変調していないキャリアを含むことになる。キャリアリーケージは、所望の信号と共に送信されるので、非変調キャリアは、キャリアリーケージ信号の源である。所望の信号の電力は、システムの要求によって小さくなるので、キャリアリーケージ信号は、信号全体を支配することができる。したがって、所望の信号の品質を改善するためには、キャリアリーケージを低減する必要がある。

ダイレクト変換システムのＩ／Ｑミスマッチ信号は、所望の信号ω_ｓｉｇ２−４の信号品質を劣化させる。Ｉ／Ｑミスマッチは、トランスミッタのベースバンドセグメントの直角路内で生じる。直角信号のＩ／Ｑ成分は、各々、信号情報の所定の帯域を搬送する。理想的には、Ｉ／Ｑ信号路のベースバンドセグメント中の回路の特性が、信号情報の全帯域幅にわたって互いに正確にマッチしていれば、望ましい。この理想的な状態では、Ｉ及びＱ信号の対応する成分間に９０°の位相シフトと同じ振幅があるため、Ｉ／Ｑミスマッチがほぼゼロの値にまで低減される。

しかしながら、ベースバンドセグメント内の回路の実際の特性は、通常、信号情報を搬送するスペクトルの全帯域幅にわたって互いにマッチングしない。通常、Ｉ／Ｑ信号の位相と振幅は、信号情報の帯域の中心でマッチングしている。信号情報は、キャリア周波数の中心帯域を有しているため、信号情報成分のいくつかは、中心キャリア周波数から離れて位置している。Ｉ／Ｑ信号路を形成しているこの成分は、キャリア周波数から離れたこれらの周波数ではマッチングしていないので、これらの周波数内で搬送されたＩ／Ｑ信号は、通常異なる位相及び振幅特性で処理される。したがって、Ｉ信号がキャリア周波数からδωだけ周波数がオフセットされて回路によって処理される方法は、Ｑ信号がキャリア周波数からδωだけ周波数オフセットされて回路で処理される方法と合致しない。これは、Ｉ／Ｑミスマッチとして知られており、信号情報の帯域内のＩ／Ｑ路間で生じる。このＩ／Ｑミスマッチの結果、図２Ｂに示すような望ましくない側帯画像ω_ｉｍｇ２−２が信号スペクトルを伴って生じる。このＩ／Ｑミスマッチは所望の信号のスペクトル中に歪を生じさせ、搬送されている様々な変調信号にひずみが生じる。したがって、このＩ／Ｑミスマッチを低減させて所望の信号の品質を改善することが望まれる。

キャリアリーケージの問題となるスペクトルの振幅とＩ／Ｑミスマッチ信号を低減する必要があるのであれば、最初のステップは、ミスマッチによるこれらの問題となるスペクトルを検出することである。問題となるスペクトルが検出されれば、様々な回路技術とアルゴリズムをともに用いて、この問題となるスペクトルを低減させることができ、これによって所望の信号の品質を改善することができる。

様々な回路構造に関連するアルゴリズムをコンピュータに実装することができる。このアルゴリズムは、実行するときに、上述した方法のような一またはそれ以上の方法を実行するインストラクションを含んでいてもよい。この情報キャリアは、メモリ、ストレージデバイス、あるいはプロセッサのメモリ等の、コンピュータであるいは機械で読み取り可能な媒体である。

これらのコンピュータプログラム（プログラム、ソフトウェア、ソフトウエアアプリケーション、あるいはコードとしても知られている）は、プログラム可能なプロセッサ用の機械インストラクションを含み、高レベル手続き型及び／又はオブジェクト指向プログラミング言語で、及び／又はアッセンブリ／機械言語で実装することができる。ここで使用しているように、用語「機械で読み取り可能な媒体」、「コンピュータで読み取り可能な媒体」とは、コンピュータプログラム製品、機械インストラクション及び／又はデータをプログラム可能なプロセッサに提供するのに使用される装置及び／又はデバイス（例えば、磁気ディスク、光ディスク、メモリ、プログラム可能な論理デバイス（ＰＬＤｓ））を意味し、機械インストラクション機械で読み取り可能な信号として受信する機械で読み取り可能な媒体を含む。用語「機械で読み取り可能な信号」は、機械インストラクション及び／又はデータをプログラム可能なプロセッサに提供するのに使用される信号を意味する。

検出回路２−１２の一例が図２Ａに示されており、これは問題となるスペクトルを検出するのに使用される。このバージョンの検出回路は、歪を検出するためには混合器２−５、フィードバックＶＣＯ２−６、及びフィルタ２−７の少なくとも３つの主要処理ブロックを必要とする。これらの３つの主要処理ブロックは、多数のトランジスタ、インダクタ、キャパシタを必要とし、集積回路基板（チップ）の面積の大部分を占めている。ＶＣＯ単独では、チャージポンプ、ループフィルタ、プリスケーラ、デバイダ、水晶発振器、及び／又はシグマデルタモジュレータを必要とする。さらに、図２Ａに示すように、検出回路２−１２は、安定性の問題に対して設計する必要があり、ここではフィードバックＶＣＯ２−６内のＰＬＬの過渡的挙動、整定時間、ＶＣＯキャパシタバンクキャリブレーション、その他が、厳しい精度で稼働するように設計されシミュレーションされる必要がある。

面積を占めることに加えて、これらの処理ブロックは、電力を消費する。持ち運び可能なシステムについては、再チャージを行う間、バッテリは所定量のエネルギィを提供できる。これらの処理ブロックは、バッテリからのエネルギィを失わせ、使用する間により短い時間インターバルでチャージする必要がある。

加算器１−８の出力は、検出回路２−１２の混合器２−５に送られて、フィードバックＶＣＯ２−６からの信号と混合される。混合器２−５の出力は、フィルタ２−７によってフィルタにかけられ、ＡＤＣ２−８の入力に送られる。検出信号がフィルタ２−７でフィルタにかけられると、フィルタにかけた信号がＡＤＣによってデジタルドメインに変換されて、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２−９でプログラムされたアルゴリズムによって処理される。これらの歪が検出されると、測定値を用いて、フィードバック回路による歪の量を減らして、各歪成分を最小限に抑える。

例えば、最小二乗平均（ＬＭＳ）などの数々のキャリブレーション技術を、使用することができる。いくつかの測定試験は、通常、ＤＳＰ２−９によって行われ、振幅、位相、及びＤＣオフセットを調整して、Ｉ／Ｑミスマッチによる歪とキャリアリーケージをそれぞれ最小限に抑える。ＤＳＰは、これらのキャリブレーション技術に基づいて様々なアルゴリズムを用い、これらのパラメータを測定して調整することができる。これらのアルゴリズムは、ソフトウエアプログラム、コンピュータコード、機械コード、その他を用いてプログラムすることができる。

これらの各キャリブレーションが実行されると、調整ブロック２−１０はＬＯ１−５信号路における調整可能な成分と、Ｉ／Ｑ信号路における調整可能な成分（図示せず）とを調整することができる。これらの調整により、望ましくないＬＯリーケージと画像排除の歪が低減される。測定は、不活性期間に繰り返して行うことができ、結果はメモリに保存できる。次いで、フィードバックＶＣＯ２−６の周波数を変更して、異なる搬送周波数を擬して検出、測定、及び調整を再度行い、この異なる搬送周波数における歪を最小限に抑える。

測定のタップポイントは、加算器１−８の後部に生じる。したがって、このフィードバック補正は、図１Ｂに示すプリアンプ１−９とＰＡ１−１０を含む直列信号路に生じる更なる歪を補償するものではない。

図２Ｃは、補正技術を示す図であり、ここで、調整ブロック２−１０からの補正信号は、加算器２−１６及び２−１７に印加される。この場合、補正信号は、デジタルドメインにおけるＩ信号２−１９とＱ信号２−１８のデジタルストリームに加えられる。Ｉ／Ｑ信号は、次いで、デジタル−アナログコンバータ２−１５と２−１４に、それぞれ印加される。アナログＩ／Ｑは、ここで、補償済の位相／振幅およびＤＣオフセットを含み、望ましくない位相／振幅およびＤＣオフセット信号をオフセットする。アップコンバータ、検出回路ＡＤＣ、及びＤＳＰを含むこのフィードバックループは、検出信号をモニタして、歪が最小になるかあるいは取り除かれるまで加算器２−１６及び２−１７に補正信号を繰り返し印加できる。

図３Ａは、図２Ａに示すフィードバックＶＣＯ２−６又は混合器２−５を使用することなく、有害なスペクトルを検出する革新的な実施例を示す。むしろ、検出回路３−１は、破線ブロック３−７内の直列ネットワークの直列信号路から２つのポートをタップしている。一つの例示的態様は、図３Ａに示すような、ポート３−３及び３−４のタップである。直列信号路は、直列に接続された回路要素を含む信号路として定義されている。個別のポートがこの直列信号路内の二つの隣接する回路要素の間に割り当てられている。直列信号路への入力は、入力ポートとしてラベルがつけられており、直列信号路の出力は、出力ポートとしてラベルがつけられている。これらの回路要素は、プリアンプ、増幅器、低雑音増幅器、いくつかのフィルタ、マッチングネットワーク、その他を具えている。一例は、ノード３−２、３−３、３−４及び３−５を具える図に示す信号路であるが、通信システム回路は、集積回路内にこのような直列信号路を数多く含んでいる。例えば、低雑音増幅器、プリアンプ、及び増幅器を含むトランシーバ内の受信路は、直列信号路の別の例となるであろう。

特定の直列信号路は、図３Ａの破線ブロック３−７内に示すように、直列に接続されたプリアンプ１−９、ＰＡ１−１０、及びマッチングネットワーク１−１１を具える。この直列信号路は、二つのポートでタップが切られており、検出回路３−１に印加されている。この場合、ポート３−３はＲＦ信号ＲＦ_ｉｎをＰＡとＰＡのポート３−４に印加しており、ＰＡ１−１０の出力において、ＲＦ信号ＲＦ_ｏｕｔを生成している。代替の態様では、直列信号路からのその他のタップを切ったポートを使用してもよい。この直列信号路における各ポートでのＲＦ信号のスペクトルは、図２Ｂに示すスペクトルと同様である。直列信号路からのＲＦスペクトルの少なくとも２つの異なるポートは、検出回路３−１に印加される。

ＰＡ１−１０回路要素のこれら２つのポート３−３及び３−４は、検出回路３−１に接続され、この検出回路は、二乗機能を有する。ポート３−４における信号は、ポート３−３における信号の増幅したバージョンであり、したがって、ポート３−３におけるスペクトルもポート３−４で増幅される。ポート３−４におけるスペクトルは、ポート３−３におけるスペクトルのバージョンである。二乗回路は、ＲＦ信号のスペクトルの２つのバージョンをそれ自体と乗算する。これらのタップをきったポートは、互いに対して有効に混合され、これによって、フィードバックＶＣＯ２−６と混合器が不要になる。タップを切った各ポートにおけるスペクトルの成分は、ＥＱＵ．１で与えられる（増幅に無関係に）。
Ｉ_ω＝Ａ_１ｃｏｓ（ω_１ｔ）；Ｌ_ω＝Ａ_２ｃｏｓ（ω_２ｔ）；及びＳ_ω＝Ａ_３ｃｏｓ（ω_３ｔ）
ＥＱＵ．１

図３Ａにおける検出回路３−１は、合成ノード３−６において、図３Ｂに示すスペクトルを生成する。二乗トランジスタの出力は、ＥＱＵ．２で与えられて、ＥＱＵ．３で拡張される。
（Ｉ_ω＋Ｌ_ω＋Ｓ_ω）^＊（Ｉ_ω＋Ｌ_ω＋Ｓ_ω）＝［Ａ_１ｃｏｓ（ω_１ｔ）＋Ａ_２ｃｏｓ（ω_２ｔ）＋Ａ_３ｃｏｓ（ω_３ｔ）］^２
ＥＱＵ．２
（Ａ１）（Ａ２）ｃｏｓ（ω_１ｔ−ω_２ｔ）＋（Ａ１）（Ａ３）ｃｏｓ（ω_１ｔ−ω_３ｔ）＋
（Ａ２）（Ａ３）ｃｏｓ（ω_２ｔ−ω_３ｔ）＋．．．ｏｔｈｅｒ ｔｅｒｍｓ
ＥＱＵ．３

式３において、「ｏｔｈｅｒ ｔｅｒｍｓ」には、ＤＣ項と、（（ω_１ｔ＋（ω_２ｔ））、（（ω_２ｔ＋（ω_３ｔ））、その他のより高次の周波数項とが含まれる。ローパスフィルタ２−１１を用いて、これらの高次周波数項を除去する。除去したＬＰＦ２−１１の出力における二乗関数出力スペクトル３−７が、図３Ｂに記載されている。ここで、Ｔ_１２−１５は、[（Ａ１）（Ａ２）ｃｏｓ（ω_１ｔ−ω_２ｔ）＋（Ａ２）（Ａ３）ｃｏｓ（ω_２ｔ−ω_３ｔ）]からなるトーンであり、Ｔ_２２−１６は、（Ａ１）（Ａ３）ｃｏｓ（ω_１ｔ−ω_３ｔ）からなるトーンである。ＤＣ項は、ＤＣ２−１４として示されている。

トーンＴ_１２−１５は、ＤＣ２−１４からδＦ２−１７だけ離れた周波数に位置しており、トーンＴ_２２−１６は、ＤＣ２−１４から２＊δＦ２−１８だけ離れた周波数に位置している。これは、図２Ｂに示すスペクトルに、少なくとも一の回路要素によって変形したスペクトルの別のバージョンを乗算する、検出回路３−１内の二乗機能による。ついで、キャリブレーションアルゴリズムが、トランスミッタのＤＣオフセットと、トランスミッタＩ／Ｑ路の利得／位相を調整して、これらの２つのトーンＴ_１及びＴ_２を小さくする。Ｔ_１とＴ_２が最小になると、ＬＯリーケージと画像トーンの所望しないＲＦ出力も最小になる。

図４は、トランスミッタ段用の直列信号路の回路図４−６の一態様を示す。図３Ａの破線ボックスの３−７プリアンプ１−９とＰＡ１−１０は、トランジスタ、キャパシタ、及びインダクタとして示されている。トランジスタＮ_１とＮ_２は縮小された増幅器を提供するサイズである。Ｎ_１及びＮ_２トランジスタのトランジスタ名は、Ｎ−チャネルＭＯＳ（金属酸化膜半導体）トランジスタを意味する。プリアンプは、インダクタＬ_１４−３とトランジスタＮ_１４−１を具えており、一方ＰＡ１−１０は、インダクタＬ_２４−４とトランジスタＮ_２４−５を具える。プリアンプは、キャパシタ４−２を介してＰＡに接続されている。加算器１−８からの信号はポート３−２においてトランジスタＮ_１のゲートに接続される。プリアンプはこの信号を増幅し、増幅した信号をポート３−３においてトランジスタＮ_２のゲートに接続する。ポート３−４におけるＰＡ信号は、マッチングネットワーク１−１１に接続される。マッチング回路は、ポート３−４とポート３−５の間の最大電力をアンテナ１−４に送信するように設計できる。図２Ｂに示すスペクトルは、ポート３−２、３−３、３−４及び３−５において、変化する増幅レベル（プリアンプ、ＰＡ、及びマッチングネットワークに依存して）にみることができる。

図５は、タップされており、検出回路ブロック３−１に接続されている直列信号路のポート３−３及び３−４を示す図であり、ポート３−３のスペクトルとポート３−４のスペクトルを乗算する。これらのスペクトルは、同様であるが、振幅が変化し、乗算器は二乗関数と呼ばれる。二乗関数の結果は、合成ノード３−６において検出回路の出力に接続される。合成ノード３−６で検出した信号のスペクトルは、ＬＰＦ、ＡＤＣ、ＤＳＰ、その他によって位相、振幅及びＤＣオフセットを調整する前に、Ｔ_１とＴ_２が最小限になるように処理する。

図６Ａは、二乗機能を実行するのに使用できる単一トランジスタ６−１を用いた一態様を示す。トランジスタＮ_３は、パワーアンプ（ＰＡ）トランジスタＮ_２の１／１００単位の非常に小さいデバイスであってもよい。トランジスタＮ_３のソース（Ｓ）は、直列信号路のポート３−３に接続されており、Ｎ_３のゲート（Ｇ）は、直列信号路のポート３−４に接続されている。トランジスタＮ_３の基板（ＳＵＢ）は接地されているが、その他の電位レベルを用いてもよい。デバイスが小さくなっているため、トランジスタＮ_２のポート３−３及び３−４上のトランジスタＮ_３の負荷は最小であり、Ｎ_３はＰＡ回路の通常動作にはわずかしか影響しない。さらに、トランジスタＮ_３は、二乗検波デバイスとして作動し、ポート３−３におけるスペクトルとポート３−４におけるスペクトルを乗算し、合成ノード３−６であるトランジスタＮ_３のドレイン（Ｄ）における出力を生成する。したがって、信号トランジスタＮ_３は、図２Ａの検出回路２−１２における混合器２−５とフィードバックＶＣＯ２−６による機能を実行する。トランジスタＮ_３のドレインノード（Ｄ）において検出した信号のスペクトルを、ＬＰＦ、ＡＤＣ、ＤＳＰ、その他によって上述した通り処理を行い、位相、振幅、及びＤＣオフセットをＴ_１及びＴ_２が最小になるように調整する。

さらに、Ｎ_３のドレインはＬＰＦ２−１１のトランジスタのゲートに接続されているので、Ｎ_３デバイスを通る直流バイアス電流はない。Ｎ_３は、能動混合器のように作動し、トランジスタのゲートとソースのノードは両方とも、ＲＦ信号；Ｉ_ω＝Ａ_１ｃｏｓ（ω_１ｔ）、Ｌ_ω＝Ａ_２ｃｏｓ（ω_２ｔ）、及びＳ_ω＝Ａ_３ｃｏｓ（ω_３ｔ）のスペクトルを搬送する直列信号路のＲＦ出力ポートに接続されている。能動混合器として、ＲＦスペクトル回数にそのバージョンを乗算して、図３に示すとともに、上述の式ＥＱＵ．３に記載したダウンコンバート信号を生成する。

この検出回路３−１は、図２Ｃに示す検出回路２−１２に示す混合器２−５とフィードバックＶＯＣ２−６の複雑な回路成分と設計に比較すると、チップの面積と、ワット損で２桁を超える大きさを節約することができる。さらに、検出回路２−１２内のＶＣＯと関連する回路に関する安定性とその他の設計の問題がなくなり、単一トランジスタを使用する検出回路の設計全体を簡単にする。

図６Ｂは、二次機能を実行する単一トランジスタ６−２を用いた別の態様を示す。トランジスタＮ_４は、図６Ａのトランジスタ６−１と同じサイズである。しかし、トランジスタＮ_４のソース（Ｓ）が、直列経路のポート３−４に接続されており、Ｎ_４のゲート（Ｇ）は直列信号路のポート３−３に接続されている。同様に、トランジスタＮ_４の基板（ＳＵＢ）は、設置されているが、その他の電位レベルを使用することができる。トランジスタＮ_２のポート３−３及び３−４上のトランジスタＮ_４の負荷は最小であり、Ｎ_４はＰＡ回路の通常動作にはわずかしか影響しない。さらに、トランジスタＮ_４は、二乗検波デバイスとして作動し、ポート３−３におけるスペクトルをポート３−４におけるスペクトルと乗算し、合成ノード３−６でトランジスタＮ_４のドレイン（Ｄ）における出力を生成する。したがって、信号トランジスタＮ_４は、図２Ａの検出回路２−１２における混合器２−５とフィードバックＶＣＯ２−６による機能を実行する。トランジスタＮ_４のドレインノード（Ｄ）において検出した信号のスペクトルを、ＬＰＦ、ＡＤＣ、ＤＳＰ、その他によって上述した通り処理を行い、位相、振幅、及びＤＣオフセットをＴ_１及びＴ_２が最小になるように調整する。

図７は、直列信号路がポート３−２及び３−３でタップされており、検出回路３−１に接続されていることを除いて、図５に示す回路と同じ回路を示す。直列信号路におけるその他のタップされる可能性のあるポート対には、３−２、３−４、３−３、３−５、その他がある。タップされたポートは、検出回路３−１におけるトランジスタのゲートとドレインに接続されるので、タップされた地点間の電位差で電圧（Ｖｇ−Ｖｓ）が生じ、これを用いてＩ_ｄｓ電流が生成される。検出回路は、図６Ａ又は図６Ｂのいずれかに示すトランジスタ構造を用いることができる。検出回路３−１内のトランジスタのドレインノード（Ｄ）で検出した信号のスペクトルは、すでに述べたとおり、ＬＰＦ、ＡＤＣ、ＤＳＰ、その他によって処理され、位相、振幅、及びＤＣオフセットを調整して、Ｔ_１及びＴ_２を最小にする。

したがって、検出回路３−１のトランジスタＮ_３又はＮ_４は、ＶＯＣ、チャージポンプ、ループフィルタ、プリスケーラ、デバイダ、水晶発振器、及び／又はシグマデルタ変調器、これらの部品の設計あるいはスペックに関連する必要性をなくすことができる。また、ＰＬＬ過渡的挙動、整定時間、ＶＣＯキャパシタバンクキャリブレーション、その他について述べる必要もない。

図８Ａは、本発明の一態様による、二つの選択されたポート間での混合信号を生成する方法を示すフローチャートである。複数の回路要素が、直列８０１に連結されて、直列信号路を形成している。この直列信号路８０２内の隣接する二つの回路要素間に個別ポートが割り当てられており（８０２）、入力ポートは直列信号路の最初の回路要素の入力に、また、出力ポートは直列信号路の最後の回路要素の出力に接続されている。二つのポートのいずれかが選択され（８０３）、トランジスタのゲートは第１の選択されたポート８０４に、トランジスタのソースは第２の選択されたポート８０５に接続されている。トランジスタのドレインは、結合ノード８０６に接続されており、トランジスタが第１の選択されたポートにおける信号を、第２の選択されたポートにおける信号と混合し、これによって、結合ノードにおいて、二つの選択されたポート間の混合信号を生成する。

一の態様では、第１の選択されたポートにおける信号は、入力ノードに印加されたホモダイン信号、ＬＯリーケージ信号、及び画像排除信号の少なくとも一つを含む第１スペクトルを有する。第２の選択されたポートにおける信号は、複数の回路要素の少なくとも一つによって変更された、ホモダイン信号のバージョン、ＬＯリーケージ信号のバージョン、及び画像排除信号のバージョンの少なくとも一つを含む第２スペクトルを有する。第２スペクトルのバージョン成分は、第１スペクトルの非反転又は反転、第１スペクトルの増幅又は減衰バージョン、又は第１スペクトルの位相シフト成分の少なくとも一つを含む。

いくつかの態様では、図８Ａに示す方法は、さらに、結合ノードにローパスフィルタを接続するステップを具える。一態様では、デジタル信号プロセッサがローパスフィルタの出力に接続されており、直列信号路内のＬＯリーケージ信号と画像排除信号を低減させる補正ファクタを計算するように構成されている。

図８Ａに示す方法は、さらに、アップコンバートＲＦ信号を入力ポートへ接続するステップを具える。別の態様では、第１の選択されたポートが増幅器の入力ノード又は出力ノードに対応し、第２の選択されたポートが増幅器のその他のノード（例えば、出力ノード又は入力ノード）に対応する。

図８Ｂは、本発明の態様による信号処理方法を示すフローチャートである。第１のステップ８１１は、直列信号路の二つのポートを、第１の選択されたポートにおける信号が、ホモダイン信号、ＬＯリーケージ信号、画像排除信号の少なくとも一つを含む第１のスペクトルを有するように選択するステップを提供する。第２の選択されたポートにおける信号は、直列信号路の少なくとも一の回路要素によって変形されたホモダイン信号のバージョン、ＬＯリーケージ信号のバージョン、画像排除信号のバージョン少なくとも一つを含む第２のスペクトルを有する。

いくつかの態様では、第１の選択されたポートが直列信号路の最初の回路要素の入力に接続された入力ポートを具え、第２の選択されたポートが、直列信号路の最後の回路要素の出力に接続された出力ポートを具える。

第２のスペクトルのバージョン成分（すなわち、直列信号路の少なくとも一の回路要素によって変形された、ホモダイン信号のバージョン、ＬＯリーケージ信号のバージョン、及び／又は、画像排除信号のバージョン）は第１スペクトルの非反転又は反転成分、第１スペクトルの増幅又は減衰バージョン、又は第１スペクトルの位相シフト成分の少なくとも一つを含む。

この方法はさらに、信号を第１の選択されたポートからトランジスタ機能８１２のゲートへ接続するステップと、信号を第２の選択されたポートからトランジスタ機能８１３のソースへ接続するステップとを具える。いくつかの態様で、トランジスタ機能がトランジスタによって実行されることは自明である。トランジスタ機能は、第１の選択されたポートからの信号を第２の選択されたポートからの信号と混合して、トランジスタ機能のドレインにおいて混合信号８１４を生成するように動作する。

本発明の一の態様では、図８Ｂに記載した方法がさらに、アップコンバートＲＦ信号を第１の選択されたポートへ接続するステップを具える。いくつかの態様では、第１の選択されたポートは、増幅器の入力ノードに接続されており、第２の選択されたポートが増幅器の出力ノードに接続されている。いくつかの態様では、この方法はさらに、ローパスフィルタ機能をドレインに提供するステップを具える。このローパスフィルタは、さらに、補正ファクタを計算して、直列信号路のＬＯリーケージ信号と画像排除信号を低減するように構成されたデジタル信号プロセッサ機能を具えていてもよい。

最後に、上述の記載は、本発明のいくつかの態様を説明するだけのものであると理解すべきである。様々な変更、改善、変形が生じ得、この開示に明らかである。しかしながら、様々な態様は、多くの異なる形で実施することができ、ここに開示したものに限定されると解釈すべきでない。例えば、ここに開示した様々な態様は、トランジスタ内の直列信号路を組み込んだ有線又は無線スタンダードに使用することができる。これらの技術は、直列信号路から情報を抽出する受信及び／又は送信路で使用することができる。

本発明の様々な態様は、異なってはいるが、相互に排他的ではないと解される。これらの原理によれば、当業者は本発明の精神と範囲から外れることなく、多くの変形を行うことができる。Ｎ−ＭＯＳトランジスタが回路図に記載されているが、Ｐ−ＭＯＳトランジスタは、同様の性能を実行するように容易に設計することができる。さらに、ネットワークとポータブルシステムは、Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ（ＴＤＭＡ）、Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ（ＦＤＭＡ）、Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ（ＣＤＭＡ）、Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ（ＯＦＤＭ）、Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ（ＵＷＢ）、Ｗｉ−Ｆｉ、ＷｉＧｉｇ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、その他といった通信技術を用いて無線で情報を交換できる。ネットワークは、電話ネットワーク、ＩＰ（Ｉｎｔｅｒｎｅｔ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）ネットワーク、Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ（ＬＡＮ）、ａｄ−ｈｏｃ ネットワーク、ローカルルータ、及びその他のポータブルシステムを具えていてもよい。

Claims (18)

1. 第１信号と第２信号を混合するように構成された装置において：
   直列に接続されて、直列信号路を形成する複数の回路要素と；
   前記直列信号路に接続された入力ノードと出力ノードを有する前記複数の回路要素の一つと；
   前記入力ノードに接続された単一のトランジスタのソースと；
   前記出力ノードに接続された前記トランジスタのゲートと；
   合成ノードに接続された前記トランジスタのドレインと；を具え、
   前記トランジスタが前記入力ノードにおける前記第１信号を前記出力ノードにおける前記第２信号と混合して、前記合成ノードにおいて前記第１信号と前記第２信号間の混合信号を生成し、
   前記第１信号が、前記入力ノードに印加された第１のホモダイン信号、第１の局所発振器（ＬＯ）リーケージ信号、及び第１の画像排除信号を含む第１スペクトルを含み、
   前記第２信号が、前記出力ノードにおける前記回路要素の一つによって変形された、第２ホモダイン信号、第２のＬＯリーケージ信号、及び第２の画像排除信号を含む前記第１スペクトルのバージョンを含み、
   前記装置が、さらに：
   前記合成ノードに接続されたローパスフィルタ（ＬＰＦ）と；
   前記ＬＰＦに接続されたデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）と；を具え、
   前記ＤＳＰが前記第１スペクトルおよび第１スペクトルのバージョンにおける前記第１および第２のＬＯリーケージ信号と前記第１および第２の画像排除信号を低減する補正ファクタを計算することを特徴とする装置。
2. 請求項１に記載の装置がさらに：
   前記直列信号路の入力に接続された入力ポートと；
   前記直列信号路の出力に接続された出力ポートと；を具え、
   アップコンバートＲＦ信号が前記入力ポートに接続されていることを特徴とする装置。
3. 請求項２に記載の装置が更に：
   前記入力ポートにおける前記回路要素の一つに接続された先行回路要素と；
   前記出力ポートにおける前記回路要素の一つに接続された後続回路要素と；を具え、
   アップコンバートＲＦ信号が前記先行回路要素に接続されていることを特徴とする装置。
4. 請求項１に記載の装置において、前記回路要素の一つが、前記第２信号を非反転するあるいは反転する増幅器ステージであることを特徴とする装置。
5. 請求項１に記載の装置において、前記回路要素の一つが、前記第２信号を増幅し、位相シフトする増幅器ステージであることを特徴とする装置。
6. 自己混合信号を生成するように構成された装置において：
   入力ノードと、出力ノードを具える第１回路要素と；
   前記入力ノードに接続された単一のトランジスタのソースと；
   前記出力ノードに接続された前記トランジスタのゲートと；
   合成ノードに接続された前記トランジスタのドレインと；を具え、
   前記入力ノードにおける信号が、前記入力ノードに印加した第１ホモダイン信号と、第１の局所発振器（ＬＯ）リーケージ信号と、第１画像排除信号と、を具える第１スペクトルを有し；
   前記出力ノードにおける信号が、前記第１回路要素によって変形され、前記出力ノードで発生した、第２ホモダイン信号と、第２の局所発振器（ＬＯ）リーケージ信号と、第２の画像排除信号と、を具える第１スペクトルのバージョンを有し；
   前記トランジスタが、前記第１スペクトルを前記第１スペクトルのバージョンと混合して、前記合成ノードにおいて自己混合信号を生成し、
   前記装置が、さらに：
   前記合成ノードに接続されたローパスフィルタ（ＬＰＦ）と；
   前記ＬＰＦに接続されたデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）と；を具え、
   前記ＤＳＰが前記第１スペクトルおよび第１スペクトルのバージョンにおける前記第１および第２のＬＯリーケージ信号と前記第１および第２の画像排除信号を低減する補正ファクタを計算することを特徴とする装置。
7. 請求項６に記載の装置が更に：
   前記入力ノードにおいて第１回路要素に接続された入力ポートを有する先行回路要素と；
   前記出力ノードにおいて前記第１回路要素に接続された出力ポートを有する後続回路要素と；を具え、
   アップコンバートＲＦ信号が前記入力ポートに接続されていることを特徴とする装置。
8. 請求項７に記載の装置が更に、前記出力ポートに接続したアンテナを具えることを特徴とする装置。
9. 請求項６に記載の装置において、前記第１回路要素が、前記出力ノードにおいて前記入力ノードにおける信号を非反転する、あるいは反転する増幅器ステージであることを特徴とする装置。
10. 請求項６に記載の装置において、前記第１回路要素が前記出力ノードにおいて前記入力ノードにおける信号を増幅し、位相シフトする増幅器ステージであることを特徴とする装置。
11. 二つの選択されたポート間の混合信号を生成する方法において：
    複数の回路要素を直列に接続して、直列信号路を形成するステップであって、当該直列信号路が複数のポートを有し、当該複数のポートが少なくとも２つのセットを構成し、各セットが、
    前記直列信号路内の隣接する２つの回路要素の間のポートと、
    前記直列信号路における第１の回路要素の入力部に接続された入力ポートと、
    前記直接信号路における最後の回路要素の出力部に接続された出力ポートと、を具えるものであるステップと；
    前記複数のポートのうちの２つを選択するステップと；
    選択された２つのポートのうちの一方の第１のポートに単一のトランジスタのゲートを結合するステップと；
    選択された２つのポートのうちの他方の第２のポートに前記トランジスタのソースを連結するステップと；
    合成ノードに前記トランジスタのドレインを連結するステップであって、前記トランジスタが前記第１のポートにおける信号を、前記第２のポートにおける信号と混合し、これによって、前記合成ノードにおいて前記二つの選択されたポート間の混合信号を生成するステップと；
    を具え、
    前記第１のポートにおける信号が、前記入力ポートに印加したホモダイン信号と、局所発振器（ＬＯ）リーケージ信号と、画像排除信号とのうちの少なくとも１つを含む第１スペクトルを有し、；
    前記第２のポートにおける信号が、前記複数の回路要素の少なくとも１つによって変形された前記ホモダイン信号のバージョンと、前記ＬＯリーケージ信号のバージョンと、前記画像排除信号のバージョンのうちの少なくとも１つを含む第２スペクトルを有し；
    前記方法が、さらに、
    前記合成ノードにローパスフィルタを接続するステップと；
    デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を前記ローパスフィルタの出力部に接続するステップであって、前記直列信号路内のすべての信号における、前記ＬＯリーケージ信号とそのバージョンと、前記画像排除信号とそのバージョンとを低減する補正ファクタを計算するステップと；
    を具えることを特徴とする方法。
12. 請求項１１に記載の方法において、前記第２スペクトルのバージョン成分が、前記第１スペクトルの非反転又は反転、増幅したあるいは減衰した、あるいは位相シフトした成分を少なくとも含むことを特徴とする方法。
13. 請求項１１に記載の方法がさらに、前記入力ポートにアップコンバートＲＦ信号を接続するステップを具えることを特徴とする方法。
14. 請求項１１に記載の方法において、前記第１のポートが、増幅器の入力ノードおよび出力ノードのうちの一方に対応し、前記第２のポートが、前記入力ノードおよび出力ノードのうちの他方のノードに対応することを特徴とする方法。
15. 直列信号路の二つのポートを選択するステップであって、第１の選択されたポートにおける信号が、ホモダイン信号と、局所発振器（ＬＯ）リーケージ信号と、画像排除信号の少なくとも一つを含む第１スペクトルを有し、第２の選択されたポートにおける信号が、前記直列信号路の少なくとも一の回路要素によって変形した、前記ホモダイン信号のバージョンと、前記ＬＯリーケージ信号のバージョンと、前記画像排除信号のバージョンの少なくとも一つを含む第２スペクトルを有するように、直列信号路の二つのポートを選択するステップと；
    前記第１の選択されたポートからの信号を単一のトランジスタのゲートに接続するステップと；
    前記第２の選択されたポートからの信号を前記トランジスタのソースに接続するステップと；
    前記トランジスタを作動させて、前記第１の選択されたポートからの信号を前記第２の選択されたポートからの信号と混合して、前記トランジスタのドレインにおいて混合信号を生成するステップと；
    前記トランジスタのドレインを合成ノードに接続するステップと；
    前記合成ノードにローパスフィルタを接続するステップと；
    デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を前記ローパスフィルタの出力部に接続するステップであって、前記直列信号路内のすべての信号における、前記ＬＯリーケージ信号とそのバージョンと、前記画像排除信号とそのバージョンとを低減する補正ファクタを計算するステップと；
    を具えることを特徴とする方法。
16. 請求項１５に記載の方法がさらに、前記第１の選択されたポートにアップコンバートＲＦ信号を接続するステップを具えることを特徴とする方法。
17. 請求項１５に記載の方法において、前記第１の選択されたポートが、増幅器の入力ノードに接続されており、前記第２の選択されたポートが、前記増幅器の出力ノードに接続されていることを特徴とする方法。
18. 請求項１５に記載の方法において、前記第１の選択されたポートが、増幅器の出力ノードに接続されており、前記第２の選択されたポートが、前記増幅器の入力ノードに接続されていることを特徴とする方法。
    

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