KR102492442B1 - 단일 트랜지스터를 사용하여 lo 누설 및 이미지 제거를 검출하는 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

국부 발진기(LO) 누설 및 이미지는 일반적인 트랜스미터에서 공통적이고 원치않는 영향이다. 일반적으로, 상당히 복잡한 하드웨어 및 알고리즘이 이러한 장애를 교정하고 감소하기 위해 사용된다. 본질적으로 dc 전류를 소모하지 않고 매우 작은 영역을 차지하는 단일 트랜지스터는 LO 누설 및 이미지 신호를 검출한다. 스퀘어-법칙(square-law) 디바이스로서 작동하는 단일 트랜지스터는 전력 증폭기의 입력 및 출력 포트에서의 신호들을 믹싱하는데 사용된다. 단일 트랜지스터에 의해 생성된 믹싱 신호는 LO 누설 및 이미지 제거의 동시 교정을 가능하도록 한다.

Description

단일 트랜지스터를 사용하여 LO 누설 및 이미지 제거를 검출하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS TO DETECT LO LEAKAGE AND IMAGE REJECTION USING A SINGLE TRANSISTOR}

본 출원은 2014년 8월 25일자로 출원된 미국 특허출원 제14/467,075호의 계속출원이다. 이 참고문헌 및 본 명세서에서 언급된 다른 모든 외부 참고문헌은 그 전체가 참조로 포함된다.

FCC(Federal Communication Commission)는 상용 무선 어플리케이션을 위해 60GHz 대역의 스펙트럼을 할당했다. WiGig(Wireless Gigabit Alliance)는 이 주파수 대역에서 작동하며 7Gbps까지의 데이터 전송 속도를 제공할 것으로 예상되는 IEEE 802.1l ad 프로토콜을 장려하기 위해 개발되었다.

반도체 다이에 형성된 집적 회로는 밀리미터-파(millimeter-wave) 대역에서의 고주파 동작을 제공한다. 이러한 집적 회로 중 일부는 다이를 형성하기 위하여 CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor), SiGe(Silicon-Germanium) 또는 GaAs(Gallium Arsenide) 기술을 사용한다.

밀리미터-파 시스템에서, 무선 채널에서 전송된 신호의 전송 경로는 상향 변환기(up-convertor) 회로에서 발생하는 다양한 미스매치(mismatch) 조건에 대해 보상될 필요가 있다. 이러한 조건 중 일부는 국부 발진기(local oscillator: LO) 누설 및 전송된 RF 스펙트럼의 신호 이미지로 나타난다.

CMOS는 집적 회로를 구성하는데 사용되는 주요 기술이다. N-채널 트랜지스터와 P-채널 트랜지스터(MOS 트랜지스터)는 MOS 트랜지스터의 채널 길이를 지속적으로 감소시키기 위해 미세 라인 기술을 사용한다. 전류 채널 길이는 40nm이고, VDD의 전원 공급은 1.2V이며, 금속 레벨의 레이어 수는 8개 이상이 될 수 있다.

CMOS는 트랜시버에서의 불리한 조건을 극복하는데 요구되는 많은 보상 기술을 수행하기 위한 계산 능력(computing power)를 제공한다. 그렇지만, 계산 능력은 소비 전력이 충분히 낮아서 CMOS로 제조된 이런 중요한 트랜시버 빌딩 블록이 모바일 어플리케이션에 사용될 수 있도록 전력 효율적 방식으로 사용되어야 한다. 이는 최적의 성능을 달성하면서 트랜시버의 배터리 전력을 보존하는데 도움이 된다.

본 발명의 다양한 실시예들 및 양태들이 아래에서 논의되는 세부 사항들을 참조하여 설명되며, 첨부된 도면들은 다양한 양태들 및 실시예들을 예시한다. 다음의 설명 및 도면들은 본 발명의 양태를 예시하고 제한하는 것으로서 해석되어서는 안된다. 다양한 양태들 및 실시예들의 완전한 이해를 제공하기 위해 다수의 특정 세부 사항들이 개시된다. 그러나, 어떤 경우들에서, 그러한 양태들 및 실시예들의 간결한 논의를 제공하기 위해 공지 또는 종래의 세부 사항들은 생략된다.

일 양태는 원하는 RF 신호의 스펙트럼 내의 LO 누설 및 이미지 제거(image rejecton)의 레벨을 나타내는 신호 성분을 추출하기 위해 직렬 신호 경로에서 2개의 RF 스펙트럼을 믹싱하고 신호를 하향 변환하는(down-convert) 단일 트랜지스터의 사용에 관한 것이다. 동일한 기능을 수행하는 이전 기술은 왜곡을 검출하기 위해 믹서, 피드백 VCO 및 필터와 같은 복잡한 회로 컴포넌트들이 요구되었다. 이런 3개의 주요 프로세싱 블록은 수십 개의 트랜지스터, 인덕터 및 캐패시터를 요구하며, 집적 회로 기판(칩)의 상당 부분을 차지할 수 있다. VCO만으로는 차지 펌프(charge pump), 루프 필터, 프리-스칼라(pre-scalar), 디바이더(divider), 크리스털 발진기 및/또는 시그마 델타 변조기를 요구한다. 또한, 이러한 회로 컴포넌트들은 피드백 VCO 내의 PLL 과도 특성(transient behavior), 안정 시간, VCO 캐패시터 뱅크 교정 등을 엄격한 허용 오차 내에서 작동하도록 설계 및 시뮬레이션해야 하는 안정성 문제를 고려하여 설계해야 한다. 본 발명의 특정 양태에 따르면, 단일 트랜지스터가 이러한 컴포넌트들을 모두 대체함으로써 설계를 단순화하고 면적 및 전력 소모를 거의 두 자릿수 만큼 감소시킨다.

다른 양태는 직렬 신호 경로에서 서로 다른 포트 쌍으로부터의 RF 스펙트럼의 태핑(tapping)에 관한 것이다. 단일 트랜지스터는 믹싱 기능을 수행하고 하향 변환된 신호 성분들을 결정하기 위해 직렬 신호 경로의 임의의 두 포트에 결합될 수 있다. 또한, 2개의 탭 포트가 플립되어(flipped) 단일 트랜지스터에 인가될 수 있고, 여기서 트랜지스터는 원하는 RF 신호의 스펙트럼 내에서 LO 누설 및 이미지 제거의 레벨을 검출하기 위해 계속 작동할 수 있다.

또다른 양태는 제1 신호를 제2 신호와 믹싱하는 장치에 관한 것으로, 직렬 신호 경로를 형성하는 직렬 결합된 복수의 회로 엘리먼트들; 상기 직렬 신호 경로 내에 결합된 입력 노드 및 출력 노드를 가지는 상기 복수의 회로 엘리먼트들 중 하나; 상기 입력 노드에 연결된 트랜지스터의 게이트; 상기 출력 노드에 연결된 상기 트랜지스터의 소스; 및 합성(resultant) 노드에 연결된 상기 트랜지스터의 드레인을 포함하고, 상기 트랜지스터는 상기 입력 노드에서의 제1 신호를 상기 출력 노드에서의 제2 신호와 믹싱하여 합성 노드에서 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 사이의 믹싱 신호를 생성하고, 상기 입력 노드에 인가되는 제1 호모다인(homodyne) 신호, 제1 LO 누설 신호 및 제1 이미지 제거 신호를 포함하는 제1 스펙트럼; 및 상기 출력 노드에서 상기 회로 엘리먼트들 중 하나에 의해 변경된 제2 호모다인 신호, 제2 LO 누설 신호, 및 제2 이미지 제거 신호를 포함하는 제1 스펙트럼의 버전(version)을 더 포함하고, 상기 직렬 신호 경로의 입력에 결합된 입력 포트; 및 상기 직렬 신호 경로의 출력에 결합된 출력 포트를 더 포함하며, 상향 변환된 RF 신호는 상기 입력 포트에 결합되며, 상기 합성 노드에 연결된 저역 통과 필터(low pass filter: LPF); 및 상기 LPF에 결합된 디지털 신호 프로세서(digital signal processor: DSP)를 포함하며, 상기 DSP는 모든 스펙트럼에서 상기 LO 누설 신호들 및 상기 이미지 제거 신호들을 감소시키는 보정 계수들을 계산한다. 상기 장치는 입력 포트에서 회로 엘리먼트들 중 하나에 결합된 선행(antecedent) 회로 엘리먼트; 및 상기 출력 포트에서 상기 회로 엘리먼트들 중 하나에 결합된 후속 회로 엘리먼트들을 포함하고, 상기 상향 변환된 RF 신호는 상기 선행 회로 엘리먼트에 결합되고, 상기 회로 엘리먼트들 중 하나는 상기 제1 신호에 관하여 상기 제2 신호를 비반전 또는 반전시키는 증폭기 스테이지(amplifier stage)이고, 상기 회로 엘리먼트들 중 하나는 상기 제1 신호에 관하여 상기 제2 신호를 증폭하고 위상 시프트시키는 증폭기 스테이지이다.

또다른 양태는 자기-믹싱(self-mixed) 신호를 생성하도록 구성된 장치에 관한 것으로, 입력 노드 및 출력 노드를 포함하는 제1 회로 엘리먼트; 상기 입력 노드에 결합된 트랜지스터의 게이트; 상기 출력 노드에 결합된 상기 트랜지스터의 소스; 합성 노드에 결합된 상기 트랜지스터의 드레인; 상기 입력 노드에 인가되는 제1 호모다인 신호, 제1 LO 누설 신호 및 제1 이미지 제거 신호를 포함하는 제1 스펙트럼; 및 상기 회로 엘리먼트에 의해 변경되고 상기 출력 노드에서 생성되는 제2 호모다인 신호, 제2 LO 누설 신호, 및 제2 이미지 제거 신호를 포함하는 제1 스펙트럼의 버전을 포함하며, 상기 트랜지스터는 상기 제1 스펙트럼을 상기 합성 노드에서 상기 자기-믹싱 신호를 생성하는 상기 제1 스펙트럼의 버전과 믹싱하고, 상기 입력 노드에서 제1 회로 엘리먼트에 결합된 입력 포트를 갖는 선행 회로 엘리먼트; 및 상기 출력 노드에서 상기 제1 회로 엘리먼트에 결합된 출력 포트와 결합되는 후속 회로 엘리먼트를 더 포함하며, 상향 변환된 RF 신호는 상기 입력 포트에 결합되고, 상기 출력 포트에 결합된 안테나를 더 포함한다. 상기 장치는 상기 합성 노드에 결합된 저역 통과 필터를 더 포함하고, 상기 제1 회로 엘리먼트는 상기 출력 노드에서 상기 입력 신호를 비반전 또는 반전시키는 증폭기 스테이지이고, 상기 제1 회로 엘리먼트는 상기 출력 노드에서 입력 신호를 증폭하고 위상 시프트시키는 증폭기 스테이지이다.

또다른 양태는 2개의 선택 포트 사이에서 믹싱 신호를 생성하는 방법에 관한 것으로, 직렬 신호 경로를 형성하는 직렬로 복수의 회로 엘리먼트들을 연결하는 단계; 상기 직렬 신호 경로 내의 2개의 인접한 회로 엘리먼트들 사이에 별개의 포트를 할당하는 단계로서, 입력 포트는 상기 직렬 신호 경로 내의 제1 회로 엘리먼트의 입력에 결합되고, 출력 포트는 상기 직렬 신호 경로 내의 최종 회로 엘리먼트의 출력에 결합되며; 임의의 2개의 포트를 선택하는 단계; 트랜지스터의 게이트를 상기 2개의 포트 중 제1 선택 포트에 연결하는 단계; 상기 트랜지스터의 소스를 상기 2개의 포트 중 제2 선택 포트에 연결하는 단계; 및 상기 트랜지스터의 드레인을 합성 노드에 연결하는 단계를 포함하고, 상기 트랜지스터는 상기 제1 선택 포트에서의 신호와 상기 제2 선택 포트에서의 신호를 믹싱하여, 상기 합성 노드에서 상기 2개의 선택 포트들 사이의 믹싱 신호를 생성하고, 상기 제1 선택 포트에서의 신호는 상기 입력 노드에 인가되는 호모다인 신호, LO 누설 신호 및 이미지 제거 신호 중 적어도 하나를 포함하는 제1 스펙트럼을 가지며; 상기 제2 선택 포트에서의 신호는 상기 복수의 회로 엘리먼트들 중 적어도 하나에 의해 수정된 상기 호모다인 신호의 버전, 상기 LO 누설 신호의 버전, 상기 이미지 제거 신호의 버전 중 적어도 하나를 포함하는 제2 스펙트럼을 가지고, 제2 스펙트럼의 버전 성분은 제1 스펙트럼의 적어도 비반전 또는 반전, 증폭 또는 감쇠, 또는 위상 시프트된 성분을 포함하고, 저역 통과 필터를 결합 노드에 결합하는 단계를 더 포함하고, 상기 직렬 신호 경로 내의 모든 신호의 상기 LO 누설 신호들 및 상기 이미지 제거 신호들을 감소시키는 보정 계수들을 계산하기 위해 디지털 신호 프로세서(DSP)를 상기 저역 통과 필터의 출력에 결합하는 단계를 더 포함한다. 상기 방법은 상향 변환된 RF 신호를 상기 입력 포트에 결합하는 단계를 더 포함하며, 상기 제1 선택 포트는 증폭기의 입력 노드 또는 출력 노드에 대응하며, 상기 제2 선택 포트는 증폭기의 나머지 노드에 대응한다.

본 개시에서의 도면은 반드시 축척대로 도시된 것은 아니며, 도면에서의 다양한 엘리먼트들의 상대 치수가 개략적으로 도시되어있다. 여기에 제시된 본 발명의 양태는 다양한 서로 다른 형태를 포함할 수 있으며, 여기에 개시된 것들에 한정되는 않는다. 경우에 따라, 공지 구조 및 기능은 간결함을 위해 상세하게 도시되거나 기술되지 않았다. 동일한 번호들은 달리 언급되지 않는 한 도면에서 동일한 엘리먼트들을 나타낸다.
도 1a는 베이스밴드 프로세서/트랜스미터/안테나 경로를 나타낸다.
도 1b는 I/Q 신호에 의해 구동되는 직접 변환 트랜스미터를 도시한다.
도 2a는 본 발명의 일 양태에 따른 위상/진폭/DC 오프셋 왜곡들과 함께 I/Q 신호들에 의해 구동되는 직접 변환 상향 변환기 및 보정 회로의 블록도이다.
도 2b는 본 발명의 일 양태에 따른 도 2a의 회로에 의해 생성되는 신호의 스펙트럼 플롯이다.
도 2c는 본 발명의 일 양태에 따른 위상/진폭/DC 오프셋 왜곡들과 함께 트랜스미터 디지털-아날로그 변환기(digital to analog converter: DAC) I/Q 신호들에 의해 구동되는 직접 변환 상향 변환기 및 보정 회로의 블록도이다.
도 3a는 본 발명의 일 양태에 따른 위상 및 진폭 왜곡들에 대한 보상 조정과 함께 I/Q 신호에 의해 구동되는 직접 변환 트랜스미터 및 전력 증폭기(power amplifier: PA) 주변의 검출 회로의 블록도이다.
도 3b는 본 발명의 일 양태에 따른 도 2a의 입력 스펙트럼을 가정하는 도 3a의 회로에서 하향 변환된 신호의 스펙트럼 플롯이다.
도 4는 본 발명의 일 양태에 따른 전력 증폭기의 회로도이다.
도 5는 본 발명의 일 양태에 따른 왜곡을 감소시키기 위해 전력 증폭기에 연결된 검출 회로의 블록도이다.
도 6a는 본 발명의 일 양태에 따른 검출기에서 검출 엘리먼트로서 동작하는 단일 트랜지스터를 도시하는 회로 및 블록도이다.
도 6b는 본 발명의 일 양태에 따른 검출기에서 검출 엘리먼트로서 동작하는 단일 트랜지스터를 포함하는 시스템의 다른 구성을 도시한다.
도 7은 본 발명에 따른 검출 회로에 트랜스미터 경로를 연결하는 탭 포인트들의 대안적인 세트를 나타내는 회로 및 블록도이다.
도 8a는 본 발명의 일 양태에 따른 2개의 선택 포트들 사이에서 믹싱 신호를 생성하는 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 8b는 본 발명의 일 양태에 따른 신호 처리 방법을 나타내는 흐름도이다.

WiGig 표준은 60GHz 대역에서 거의 10GHz 신호 대역폭 성능을 제공한다. 전형적으로, 직접 변환(direct conversion) 시스템이 사용되는데, I/Q 미스매치를 일으켜서 전송된 신호의 스펙트럼 내에 이미지가 형성되도록 한다고 알려져 있다. 이것은 "I(in-phase)"(동위상) 및 "Q(quadrature-phase)"(직교 위상) 신호 경로 사이의 이득 및 위상 왜곡 미스매치에 기인한다. 하나의 해결책은 이득 및 위상 왜곡에 의해 초래된 왜곡을 제거하기 위해 교정 절차를 수행하는 것이다.

다른 왜곡은 발진기 신호가 주파수 변환 전에 신호 경로로 누설될 때 발생한다. 발진기 신호가 믹싱되면 신호 경로에서 DC 오프셋이 발생하도록 한다. 추가 DC 오프셋은 믹서 자체 내의 성분 미스매치로 인해 발생한다. 이 추가 DC 오프셋은 믹서가 LO 신호를 믹싱할 때 LO 누설을 야기한다. 이 DC 오프셋은 다음의 스테이지들을 포화시킬 수 있으므로 감소시켜야 한다. 해결책은 이 DC 오프셋에 의해 야기된 왜곡을 제거하기 위해 다른 교정 절차를 수행하는 것이다.

베이스밴드-트랜스미터 블록도는 도 1에 도시된다. 신호는 베이스밴드 프로세서(1-1)에 입력되고, 안테나(1-4)를 통해 자유 공간으로 전송되도록 준비중에 처리된다. 프로세싱은 업계에 공지된 많은 주어진 표준 중 하나에 따라 수행될 수 있다. 처리된 신호는 디지털-아날로그 변환기(D/A)(1-2)로 아날로그로 변환된다. D/A로부터의 아날로그 신호는 베이스밴드 신호를 높은 반송파 주파수로 상향 변환하는 아날로그 트랜스미터(1-3)에 인가된다. 일례로는 직교 변환기를 사용하여 베이스밴드 신호의 스펙트럼이 국부 발진기에 의해 RF 반송파 주파수로 변환되는 직접 변환 트랜스미터이다. 변환되지않은 신호는 안테나(1-4)로 전송되어 자유 공간에 결합된다.

아날로그 트랜스미터(1-3)의 추가 세부 사항은 도 1b에 도시된다. 입력은 직교 베이스밴드 신호: Q_sig 및 I_sig이고, 각각의 I_sig는 Qsig의 위상차와 90°의 위상 차를 가진다. 이 직교 신호는 결합되면 오리지널 정보를 포함한다. 이 두 신호는 동일한 스펙트럼을 포함한다. Q_sig는 제1 믹서(1-7)에 인가되는 반면, I_sig는 제2 믹서(1-6)에 인가된다. 두 믹서는 LO(1-5)의 직교 출력으로 전환된다. cos ω_osct 파형은 Q_sig를 믹싱하는데 사용되는 반면, sin ω_osct 파형은 I_sig를 믹싱하는데 사용된다. 믹서들(1-6 및 1-7)의 출력은 가산기(1-8)에 의해 함께 더해진다. 결합 된 신호는 전력 증폭기(PA)(1-10)를 구동하는 전치 증폭기(1-9)에 인가된다. PA(1-10)는 신호를 추가로 증폭한다. 매칭 네트워크(1-11)는 PA(1-10)의 최대 전력이 안테나(1-4)로 전송되도록 한다. 상향 변환된 신호는 자유 공간으로의 전파에 충분한 전력을 제공받는다.

도 1b의 회로도를 참조하여 전달될 수 있는 것과 같은 이론적으로 이상적인 회로에서, 트랜스미터는 이상적인 I/Q 신호(대역폭에서 위상 및 진폭 상수)와 LO(1-5)로부터 베이스밴드 신호 경로로 신호를 누설하지 않는 이상적인 발진기를 가진다.

도 2a는 위상/진폭 왜곡 및 LO 반송파 누설 및 회로 미스매치로 인한 유효 DC 오프셋과 같은 I/Q 신호에 도입된 다양한 형태의 왜곡을 갖는 트랜스미터를 도시한다. 예를 들면, 믹서(1-7)의 입력에 인가된 Q_sig 입력은 원치않는 위상/진폭 왜곡 및 DC 오프셋을 더한 원하는 신호(Q_sig)를 포함한다. 유사하게, 믹서(1-6)의 입력에 인가된 I_sig 입력은 원치않는 위상/진폭 왜곡 및 DC 오프셋을 더한 원하는 신호(I_sig)를 포함한다. 이러한 원치않는 왜곡은 도 1b의 이상적인 회로에서 요구되는 이상적인 전송 신호 특성을 저하시킬 수 있다.

I/Q 신호의 진폭 및 위상 왜곡은 부분적으로 I/Q 신호를 생성하는데 사용되는 전달 함수(transfer functions)의 주파수 의존성, 기생 효과로 인한 신호 누설, 및 트랜지스터와 성분 미스매치 때문에 발생한다. 예를 들면, 믹서들(1-7 및 1-6)이 LO 신호를 신호 경로에서 누설된 LO 신호와 믹싱하기 때문에 DC 오프셋이 부분적으로 발생한다. 이는 트랜스미터 출력이 변조되지 않은 LO 반송파의 일부 및 이미지 신호를 포함하도록 한다.

가산기(1-8)의 출력에서 상향 변환된 스펙트럼(2-1)이 도 2b에서 제시된다. 원하는 단일 사이드밴드 신호의 스펙트럼은 ω_sig(2-4)이다. 원치않는 LO 누설 신호(2-3)의 스펙트럼은 ω_lo로 표시된다. I/Q 신호의 위상 및 이득 미스매치는 ω_img에서 신호(2-2)의 원하지 않는 이미지 톤의 스펙트럼을 야기한다. 원하지 않는 이미지 톤은 원하는 단일 사이드밴드 신호가 LO 누설 신호보다 높기 때문에 LO 누설 신호 아래에서 오프셋된다. 톤들은 (ω_lo - ω_img)와 (ω_sig - ω_lo) 사이의 주파수 델타인 δF에 의해 구분된다. 전형적인 트랜스미터에서, 이런 3가지 톤들(ω_img, ω_lo, ω_sig)은 프리-앰프(Pre-amp)(1-9), PA(1-10), 매칭 네트워크(1-11), 안테나(1-4) 체인의 직렬신호 경로를 통해 전파되고 RF 출력의 성분이 된다. 톤들(ω_img 및 ω_lo)이 최소화되도록 또는 가능한 경우 제거되도록 트랜스미터를 교정하는 것이 매우 바람직하다.

반송파 누설 신호(ω_lo)(2-3)는 전형적으로 트랜스미터의 아날로그 베이스밴드 세그먼트에서 발생한다. 직교 신호는 트랜스미터 신호 경로 내에서 결합하는 신호 경로에서 획득된 DC 오프셋으로 인해 반송파 누출을 겪게 되어, 신호가 변조되지 않은 반송파를 포함하도록 한다. 변조되지 않은 반송파는 반송파 누설 신호의 소스이고, 원하는 신호와 함께 반송파 누설이 전송되므로, 원하는 신호에 왜곡을 생성한다. 원하는 신호의 전력이 시스템 요구 사항으로 인해 감소하기 때문에, 반송파 누설 신호가 전체 신호를 지배할 수 있다. 따라서, 원하는 신호의 품질을 향상시키기 위해 반송파 누설을 감소시키는 것이 바람직하다.

직접 변환 시스템에서의 I/Q 미스매치 신호는 원하는 신호(ω_sig)(2-4)의 신호 품질을 저하시킬 수 있다. I/Q 미스매치는 트랜스미터의 베이스밴드 세그먼트의 직교 경로 내에서 발생한다. 직교 신호의 I/Q 성분은 각각 주어진 대역폭의 신호 정보를 반송한다. 이상적으로, I/Q 신호 경로의 베이스밴드 세그먼트에 있는 회로의 특성이 신호 정보의 전체 대역폭에 걸쳐 서로 정확히 매칭하는 것이 바람직하다. 이 이상적인 상황에서, I/Q 미스매치는 거의 0값으로 감소될 수 있는데, 이는 I 및 Q 신호의 해당 성분 사이의 90°위상 시프트 및 등가 크기가 있기 때문이다.

그러나, 베이스밴드 세그먼트에 있는 회로의 실제 특성은 전형적으로 신호 정보를 반송하는 스펙트럼의 전체 대역폭에 걸쳐 서로 매칭하지 않는다. 전형적으로, I/Q 신호의 위상과 진폭은 신호 정보의 대역폭의 중심에서 매칭된다. 신호 정보가 반송파 주파수를 중심으로 하는 대역폭을 가지기 때문에, 신호 정보 성분 중 일부는 중심 반송파 주파수로부터 떨어져서 위치한다. I/Q 경로를 형성하는 성분이 반송파 주파수에서 멀리 떨어진 주파수에서 매칭되지 않기 때문에, 이들 주파수 내에서 반송되는 I/Q 신호는 전형적으로 서로 다른 위상 및 진폭 특성으로 처리된다. 따라서, I 신호가 회로에 의해 반송파 주파수로부터 δω의 주파수 오프셋에서 처리되는 방식은 Q 신호가 회로에 의해 반송파 주파수로부터 δω의 주파수 오프셋에서 처리되는 방식과 매칭하지 않을 수 있다. 이것은 I/Q 미스매치로 알려져있고, 신호 정보의 대역폭 내에서 I/Q 경로 사이에서 발생한다. 이러한 I/Q 미스매치의 결과는, 도 2b에 도시된 바와 같이, 원치않는 사이드밴드 이미지(ω_img)(2-2)가 생성되도록 한다. I/Q 미스매치는 원하는 신호의 스펙트럼에 왜곡을 도입하고 전송되는 변조 신호의 성상이 왜곡되도록 한다. 따라서, 원하는 신호의 품질을 향상시키기 위해 I/Q 미스매치를 감소시키는 것이 바람직하다.

반송파 누설의 문제가 되는 스펙트럼 및 I/Q 미스매치 신호의 진폭이 감소 될 필요가 있다고 가정하면, 첫번째 단계는 미스매치에 기인하는 이러한 문제가 되는 스펙트럼을 감지하는 것이다. 문제가 되는 스펙트럼이 감지되면, 다양한 회로 기술과 알고리즘이 문제가 되는 스펙트럼을 감소하기 위해 함께 사용되고, 이로써 원하는 신호의 신호 품질을 향상시킬 수 있다.

다양한 회로 구성과 함께 알고리즘은 컴퓨터에서 구현될 수 있다. 또한, 알고리즘은 실행될 때 상술된 바와 같은 하나 이상의 방법을 수행하는 명령어들을 포함할 수 있다. 정보 매체는 메모리, 저장 장치 또는 프로세서 상의 메모리와 같은 컴퓨터 또는 기계 판독가능한 매체이다.

이러한 컴퓨터 프로그램(프로그램, 소프트웨어, 소프트웨어 어플리케이션 또는 코드로도 알려짐)은 프로그램 가능한 프로세서에 대한 기계 명령어들을 포함하고, 하이레벨 절차적 및/또는 객체지향 프로그래밍 언어, 및/또는 어셈블리/기계어로 구현될 수 있다. 여기에서 사용되는 바와 같이, 용어들 "기계 판독가능한 매체", "컴퓨터 판독가능한 매체"는 기계 판독가능한 신호로서 기계 명령어들을 수신하는 기계 판독가능한 매체를 포함하는 프로그램 가능한 프로세서에 기계 명령어들 및/또는 데이터를 제공하는데 사용되는 임의의 컴퓨터 프로그램 제품, 장치 및/또는 디바이스(예를 들면, 자기 디스크, 광디스크, 메모리, Programmable Logic Devices(PLDs))를 나타낸다. 용어 "기계 판독가능한 신호"는 기계 명령어들 및/또는 데이터를 프로그램 가능한 프로세서에 제공하는데 사용되는 임의의 신호를 나타낸다.

검출 회로(2-12)의 일례가 도 2a에 도시되어 있고, 문제가 되는 스펙트럼을 검출하는데 사용된다. 이 버전의 검출 회로는 적어도 3개의 주요 처리 블록들, 즉 왜곡을 검출하기 위해 믹서(2-5), 피드백 VCO(2-6) 및 필터(2-7)를 요구한다. 이런 3가지 주요 프로세싱 블록들은 수십 개의 트랜지스터들, 인덕터들, 캐패시터들을 요구하며, 집적 회로 기판(칩)의 상당한 부분을 차지할 수 있다. VCO만으로는 차지 펌프, 루프 필터, 프리-스칼라, 디바이더, 크리스털 발진기 및/또는 시그마 델타 변조기를 요구한다. 또한, 검출 회로(2-12)는, 도 2a에 도시된 바와 같이, 피드백 VCO(2-6) 내의 PLL 과도 특성, 안정 시간, VCO 캐패시터 뱅크 교정 등이 엄격한 허용 오차 내에서 작동하도록 설계 및 시뮬레이션되어야 하는 안정성 문제를 고려하여 설계되어야 한다.

영역 사용에 부가적으로, 이러한 처리 블록들은 전력을 소모한다. 포터블 시스템의 경우에, 배터리는 재충전 사이에 일정량의 에너지를 제공할 수 있다. 이러한 처리 블록들은 배터리로부터 에너지를 소모하고, 배터리를 사용하는 사이에 더 짧은 시간 간격으로 충전이 필요하다.

가산기(1-8)의 출력은 검출 회로(2-12)의 믹서(2-5)에 인가되고, 피드백 VCO(2-6)로부터의 신호와 믹싱된다. 믹서(2-5)의 출력은 필터(2-7)에 의해 필터링되고, ADC(2-8)의 입력에 인가된다. 검출된 신호가 필터(2-7)로 필터링되면, 필터링된 신호는 ADC에 의해 디지털 도메인으로 변환되고, 디지털 신호 프로세서(DSP)(2-9)로 프로그램되는 알고리즘에 의해 처리된다. 이러한 왜곡들이 검출되면, 측정된 값들은 각각의 왜곡 성분을 최소화하기 위해 피드백 회로를 사용함으로써 왜곡의 량을 감소시키는데 사용된다.

예를 들면, LMS(least mean square) 알고리즘과 같은 다수의 교정 기술이 사용될 수 있다. I/Q 미스매치 및 반송파 누출에 기인한 왜곡이 각각 최소화되도록, 여러 측정 테스트가 통상적으로 DSP(2-9)에 의해 진폭, 위상 및 DC 오프셋을 조정하기 위해 수행된다. DSP는 이러한 파라미터들을 측정하고 조정하기 위해 이러한 교정 기술에 기초하는 다양한 알고리즘을 사용한다. 알고리즘은 소프트웨어 프로그램들, 컴퓨터 코드, 기계 코드 등을 사용하여 프로그래밍될 수 있다.

이러한 교정들이 각각 수행됨에 따라, 조정 블록(2-10)은 LO(1-5) 신호 경로 내의 조정가능한 컴포넌트들(도시되지 않음) 및 I/Q 신호 경로 내의 조정가능한 컴포넌트들(도시되지 않음)을 조정할 수 있다. 이러한 조정은 원하지 않는 LO 누설 및 이미지 제거 왜곡을 감소시킨다. 측정은 비활성 기간 동안 반복적으로 수행될 수 있으며, 결과는 메모리에 저장될 수 있다. 다음에, 피드백 VCO(2-6)의 주파수는 서로 다른 반송파 주파수를 모방하도록 변경될 수 있고, 이 서로 다른 반송파 주파수에서의 왜곡이 최소화될 수 있도록 검출, 측정 및 조정이 다시 수행될 수 있다.

측정의 탭 포인트는 가산기(1-8) 이후에 발생한다는 것을 유의해야 한다. 따라서, 이러한 피드백 보정은 도 1b에 도시된 프리-앰프(1-9) 및 PA(1-10)을 포함하는 직렬 신호 경로에서 발생할 수 있는 임의의 부가적인 왜곡을 보상하지 않는다.

도 2c는 조정 블록(2-10)으로부터의 보정 신호가 가산기들(2-16 및 2-17)에 인가되는 보정 기술을 도시한다. 이 경우에, 보정 신호는 디지털 도메인의 I 신호(2-19) 및 Q 신호(2-18)의 디지털 스트림에 가산된다. I/Q 신호는 디지털-아날로그 변환기들(2-15 및 2-14)에 각각 인가된다. 이제 아날로그 I/Q 신호는 원하지 않는 위상/진폭 및 DC 오프셋 신호를 상쇄하기 위해 보상된 위상/진폭 및 DC 오프셋을 포함한다. 상향 변환기, 검출 회로, ADC 및 DSP를 포함하는 피드백 루프는 검출된 신호를 모니터링하고, 왜곡이 최소화되거나 제거될 때까지 반복적으로 보정 신호를 가산기들(2-16 및 2-17)에 인가할 수 있다.

도 3a는 도 2a에 도시된 바와 같은 피드백 VCO(2-6) 또는 믹서(2-5)를 사용하지 않고 문제가 되는 스펙트럼을 검출하는 혁신적인 실시예를 도시한다. 대신에, 검출 회로(3-1)는 점선 블록(3-7) 내의 직렬 네트워크의 직렬 신호 경로로부터 2개의 포트를 태핑한다. 하나의 예시적인 양태는 도 3a에 도시된 바와 같이 포트들(3-3 및 3-4)를 태핑하도록 제공한다. 직렬 신호 경로는 직렬로 결합된 회로 엘리먼트들을 포함하는 신호 경로로서 정의된다. 상기 직렬 신호 경로 내의 2개의 인접한 회로 엘리먼트들 사이에는 별개의 포트가 할당된다. 직렬 신호 경로로의 입력은 입력 포트로 표시되며, 직렬 신호 경로로의 출력은 출력 포트로 표시된다. 회로 엘리먼트들은 프리-앰프, 증폭기, 저잡음 증폭기, 특정 필터, 매칭 네트워크들 등을 포함할 수 있다. 일례는 그러한 경로의 노드들(3-2, 3-3, 3-4 및 3-5)을 포함하는 것으로 도시된 경로이며; 그러나, 통신 시스템 회로는 집적 회로 칩 내에 많은 그러한 직렬 신호 경로를 포함할 수 있다. 예를 들면, 저잡음 증폭기, 프리-앰프 및 증폭기를 포함하는 트랜시버의 수신 경로가 직렬 신호 경로의 다른 예가 될 수 있다.

하나의 특정 직렬 신호 경로는, 도 3a의 점선 블록(3-7) 내에 도시된 바와 같이, 프리-앰프(1-9), PA(1-10) 및 직렬로 결합된 매칭 네트워크(1-11)를 결합함으로써 형성된 경로를 포함한다. 직렬 신호 경로는 2개의 포트에서 태핑되고 검출 회로(3-1)에 인가된다. 이 경우에, 포트(3-3)에서는 RF 신호(RF_in)를 PA에 인가하고 PA의 포트(3-4)에서는 PA(1-10)의 출력에서 RF 신호(RF_out)를 생성한다. 대안적인 양태들에서, 직렬 신호 경로로부터의 다른 태핑된 포트들이 사용될 수 있다. 이 직렬 경로 내의 각 포트에서의 이들 RF 신호의 스펙트럼은 도 2b에 도시된 것과 유사하다. 직렬 경로로부터 RF 스펙트럼의 적어도 2개의 서로 다른 포트가 검출 회로(3-1)에 적용된다.

PA(1-10) 회로 엘리먼트의 이러한 2개의 포트들(3-3 및 3-4)은 스퀘어링 펑션(squaring function) 능력을 포함하는 검출 회로(3-1)에 인가된다. 포트(3-4)에서의 신호는 포트(3-3)에서 증폭된 신호 버전이며; 따라서, 포트(3-3)에서의 스펙트럼은 또한 포트(3-4)에서 증폭될 것이다. 포트(3-4)에서의 스펙트럼은 포트(3-3)에서의 스펙트럼 버전이다. 스퀘어링 회로(squaring circuit)는 RF 신호의 2가지 버전의 스펙트럼을 자체적으로 곱한다. 이러한 태핑된 포트로부터의 신호들은 서로 효과적으로 믹싱되므로, 피드백 VCO(2-6) 및 믹서(2-5)의 필요성을 제거한다. 각각의 태핑된 포트에서의 스펙트럼 성분은 [수학식 1](증폭 무시)로 주어진다.

도 3a에서의 검출 회로(3-1)는 합성 노드(3-6)에서 도 3b에 도시된 스펙트럼을 생성한다. 스퀘어링 트랜지스터의 출력은 [수학식 2]로 주어지며,

[수학식 3]으로 확장된다.

[수학식 3]에서, "다른 항들"은 ((ω₁t + (ω₂t)), ((ω₂t + (ω₃t)) 등의 DC 항 및 고차 주파수 항들을 포함한다. 이러한 고차 주파수 항들을 필터링하기 위해 저역 통과 필터(low pass filter : LPF)(2-11)가 사용된다. LPF(2-11)의 출력에서 필터링된 스퀘어링 펑션 출력 스펙트럼(3-7)은 도 3b에 도시되며, 여기서 T₁(2-15)은 [(A1)(A2) cos(ω₁t - ω₂t) + (A2)(A3) cos(ω₂t - ω₃t)]으로 구성된 톤이고, T₂(2-16)은 (A1)(A3) cos(ω₁t - ω₃t)로 구성된 톤이다. DC 항은 DC(2-14)로 표시된다.

톤 T₁(2-15)은 DC(2-14)에서 δF(2-17)만큼 분리된 주파수에 위치되고 톤 T₂(2-16)은 DC(2-14)에서 2*δF(2-18)만큼 분리된 주파수에 위치된다. 이는 도 2b에 도시된 스펙트럼에 적어도 하나의 회로 엘리먼트에 의해 수정된 스펙트럼의 다른 버전을 곱하는 검출 회로(3-1) 내의 스퀘어링 펑션에 기인한다. 다음에, 교정 알고리즘은 트랜스미터의 DC 오프셋 및 트랜스미터 I/Q 경로의 이득/위상을 조정하여 T₁ 및 T₂의 2가지 톤들을 감소시킨다. T₁ 및 T₂가 최소로 감소될 때, LO 누설 및 이미지 톤들의 원치않는 RF 출력도 또한 최소로 감소된다.

도 4는 트랜스미터 스테이지에 대한 직렬 신호 경로(3-7)의 회로도(4-6)의 일 양태를 도시한다. 도 3a의 점선 박스(3-7) 내의 프리-앰프(1-9)와 PA(1-10)는 트랜지스터들, 캐패시터들 및 인덕터들로서 도시된다. 트랜지스터들(N₁ 및 N₂)은 스케일링된 증폭을 제공하도록 사이징된다. N₁ 및 N₂ 트랜지스터에 대한 트랜지스터 명명법은 N채널 MOS(Metal Oxide Semiconductor) 트랜지스터를 의미한다. 프리-앰프는 인덕터(L₁)(4-3)와 트랜지스터(N₁)(4-1)로 구성되는 반면, PA(1-10)은 인덕터(L₂)(4-4)와 트랜지스터(N₂)(4-5)로 구성된다. 프리-앰프는 캐패시터(4-2)를 통해 PA에 결합된다. 가산기(1-8)로부터의 신호는 포트(3-2)에서 트랜지스터(N₁)의 게이트에 결합된다. 프리-앰프는 신호를 증폭하고 증폭된 신호를 포트(3-3)에서 트랜지스터(N₂)의 게이트에 결합시킨다. 포트(3-4)에서의 PA 신호는 매칭 네트워크(1-11)에 결합된다. 매칭 회로는 안테나(1-4)에 결합된 포트(3-4)와 포트(3-5) 사이에서 최대 전력을 전송하도록 설계될 수 있다. 도 2b에 도시된 바와 같은 스펙트럼은 다양한 진폭 레벨(프리-앰프, PA 및 매칭 네트워크의 이득에 따라 다름)로 포트들(3-2, 3-3, 3-4 및 3-5)에서 발견할 수 있다.

도 5는 포트(3-3)에서의 스펙트럼과 포트(3-4)에서의 스펙트럼을 곱하는 검출 회로 블록(3-1)에 태핑되고 결합되는 직렬 신호 경로의 포트들(3-3 및 3-4)을 도시한다. 이러한 스펙트럼은 유사하지만 진폭이 다양하기 때문에, 멀티플라이어(multiplier)는 스퀘어링 펑션이라고 한다. 스퀘어링 펑션의 결과는 합성 노드(3-6)에서 검출 회로의 출력에 결합된다. 합성 노드(3-6)에서 검출된 신호의 스펙트럼은 T₁, T₂가 최소화되도록 위상, 진폭 및 DC 오프셋을 조정하기 위해 LPF, ADC, DSP 등에 의해 이전과 같이 처리된다.

도 6a는 스퀘어링 펑션을 수행하는데 사용될 수 있는 단일 트랜지스터(6-1)를 채용한 일 양태를 나타낸다. 트랜지스터(N₃)는 전력 증폭기(PA) 트랜지스터(N₂)의 1/100 크기의 매우 작은 디바이스일 수 있다. 트랜지스터(N₃)의 소스(S)는 직렬 경로의 포트(3-3)에 연결되며 N₃의 게이트(G)는 직렬 경로의 포트(3-4)에 결합된다. 트랜지스터(N₃)의 기판(SUB)은 다른 전압 전위 레벨이 사용될 수 있지만 접지에 연결될 수 있다. 디바이스가 작기 때문에, N₃은 PA 회로의 정상 동작에 무시할 수 있는 영향을 미치는데, 이는 트랜지스터(N₂)의 포트(3-3 및 3-4)에 대한 트랜지스터(N₃)의 부하가 최소화되기 때문이다. 또한, 트랜지스터(N₃)는 스퀘어-법칙(square-law) 디바이스로서 동작하고, 포트(3-3)에서의 스펙트럼을 포트(3-4)에서의 스펙트럼과 곱하고 합성 노드(3-4)가 되는 트랜지스터(N₃)의 드레인(D)에서 출력을 생성한다. 따라서, 단일 트랜지스터(N₃)는 도 2a의 검출 회로(2-12)에서 믹서(2-5) 및 피드백 VCO(2-6)에 의해 수행되는 기능을 실행한다. 트랜지스터(N₃)의 드레인 노드(D)에서 검출된 신호의 스펙트럼은 위상, 진폭 및 DC 오프셋을 조정하여 T₁ 및 T₂가 최소화되도록 LPF, ADC, DSP 등에 의해 이전과 같이 처리된다.

게다가, N₃의 드레인이 LPF(2-11)에서의 트랜지스터의 게이트에 연결되기 때문에, N₃ 디바이스에는 DC 바이어스 전류가 없다. N₃은 패시브 믹서처럼 동작하며, 트랜지스터의 게이트 및 소스 노드는 둘다 RF 신호의 스펙트럼을 전달하는 직렬 신호 경로의 RF 출력 신호 포트에 연결된다. Ι_ω = A₁ cos(ω₁t), L_ω = A₂ cos(ω₂t)이며, S_ω = A₃ cos(ω₃t)이다. 패시브 믹서로서, 도 3b에 도시되고 이전의 [수학식 3]에 의해 기술되는 하향 변환된 신호를 생성하는 자체의 버전을 RF 스펙트럼에 곱한다.

이 검출 회로(3-1)는 도 2c의 검출 회로(2-12)에 도시된 믹서(2-5) 및 피드백 VCO(2-6)의 복잡한 회로 컴포넌트 및 설계와 비교할 때 칩 영역의 면적(real estate) 및 전력 소모에서 두 자릿수 이상의 크기를 절약할 수 있다. 또한, 검출 회로(2-12) 내의 VCO 및 관련 회로의 안정성 및 다른 설계 문제에 대한 이슈가 제거되어, 단일 트랜지스터를 사용하는 검출 회로의 전체 설계를 단순화한다.

도 6b는 스퀘어링 펑션을 수행하기 위해 단일 트랜지스터(6-2)를 사용하는 다른 양태를 나타낸다. 트랜지스터(N₄)는 도 6a에서의 트랜지스터(6-1)와 동일한 크기로 될 수 있다. 그러나, 트랜지스터(N₄)의 소스(S)는 직렬 경로의 포트(3-4)에 결합되는 반면, N₄의 게이트(G)는 직렬 경로의 포트(3-3)에 결합된다. 트랜지스터(N₄)의 기판(SUB)은 다른 전압 전위 레벨이 사용될 수 있지만 접지에 연결될 수 있다. 유사하게, N₄는 트랜지스터(N₂)의 포트(3-3 및 3-4)에서 트랜지스터(N₄)의 부하가 최소화되기 때문에 PA 회로의 정상 동작에 무시할 수 있는 영향을 미친다. 또한, 트랜지스터(N₄)는 스퀘어-법칙 디바이스로서 동작하고 포트(3-3)에서 스펙트럼을 포트(3-4)에서의 스펙트럼에 곱하고, 합성 노드(3-6)에서 트랜지스터(N₄)의 드레인 (D)에서 출력을 생성한다. 따라서, 단일 트랜지스터(N₄)는 도 2a의 검출 회로(2-12)에서의 믹서(2-5) 및 피드백 VCO(2-6)에 의해 수행되는 기능을 실행한다. 트랜지스터(N₄)의 드레인 노드(D)에서 검출된 신호의 스펙트럼은 위상, 진폭 및 DC 오프셋을 조정하여 T₁ 및 T₂가 최소화되도록 LPF, ADC, DSP 등에 의해 이전과 같이 처리된다.

도 7은 직렬 신호 경로가 포트(3-2 및 3-3)에서 태핑되고 검출 회로(3-1)에 적용되는 점을 제외하고 도 5와 유사한 회로를 도시한다. 직렬 신호 경로에서의 다른 가능한 태핑된 포트 쌍은 다음: 3-2, 3-4; 3-3, 3-5; 등을 포함할 수 있다. 태핑된 포트가 검출 회로(3-1)의 트랜지스터의 게이트 및 드레인에 적용되기 때문에, 탭 포인트들 사이의 서로 다른 전압은 I_ds 전류를 생성하는데 사용될 수 있는 (V_g-V_s) 전압을 생성한다. 검출 회로는 도 6a 또는 도 6b에 도시된 바와 같은 트랜지스터 구성이 사용될 수 있다. 검출 회로(3-1) 내의 트랜지스터의 드레인 노드(D)에서 검출된 신호의 스펙트럼은 위상, 진폭 및 DC 오프셋을 조정하여 T₁ 및 T₂가 최소화되도록 LPF, ADC, DSP 등에 의해 이전과 같이 처리된다.

따라서, 검출 회로(3-1)의 트랜지스터(N₃ 또는 N₄)는 VCO, 차지 펌프, 루프 필터, 프리-스칼라, 디바이더, 크리스털 발진기 및/또는 시그마 델타 변조기 설계 또는 이들 컴포넌트들의 사양과 관련된 세부 사항을 고려할 필요가 없다. 또한 PLL 과도 특성, 안정 시간, VCO 캐패시터 뱅크 교정 등을 설명할 필요도 없다.

도 8a는 본 발명의 일 양태에 따라 2개의 선택 포트들 사이에 믹싱 신호를 생성하는 방법을 나타내는 흐름도이다. 다중 회로 엘리먼트들은 직렬 신호 경로를 형성하도록 직렬로 결합된다(801). 입력 포트가 직렬 신호 경로의 제1 회로 엘리먼트의 입력에 결합되고 출력 포트가 직렬의 최종 회로 엘리먼트의 출력에 결합되도록 직렬 신호 경로 내의 2개의 인접한 회로 엘리먼트들 사이에 별도의 포트가 할당된다(802). 포트들 중 임의의 2개가 선택되고(803), 트랜지스터의 게이트는 제1 선택 포트에 연결되고(804), 트랜지스터의 소스는 제2 선택 포트에 연결된다(805). 트랜지스터의 드레인은 합성 노드에 결합되어(806), 트랜지스터가 제1 선택 포트에서의 신호와 제2 선택 포트에서의 신호를 믹싱함으로써, 합성 노드에서 2개의 선택 포트 사이의 믹싱된 신호를 생성한다.

일 양태에서, 제1 선택 포트에서의 신호는 호모다인 신호, LO 누설 신호 및 입력 노드에 인가된 이미지 제거 신호 중 적어도 하나를 포함하는 제1 스펙트럼을 가진다. 제2 선택 포트에서의 신호는 호모다인 신호의 버전, LO 누설 신호의 버전 및 복수의 회로 엘리먼트들 중 적어도 하나에 의해 수정된 이미지 제거 신호의 버전 중 적어도 하나를 포함하는 제2 스펙트럼을 가진다. 제2 스펙트럼의 버전 성분은 제1 스펙트럼의 적어도 비반전 또는 반전된 성분, 제1 스펙트럼의 증폭 또는 감쇠된 버전, 또는 제1 스펙트럼의 위상 시프트된 성분을 포함할 수 있다.

몇몇 양태들에서, 도 8a에 나타낸 방법은 저역 통과 필터를 합성 노드에 결합하는 단계를 더 포함한다. 일 양태에서, 디지털 신호 프로세서는 저역 통과 필터의 출력에 결합되고, 직렬 신호 경로 내의 신호들의 LO 누설 신호들 및 이미지 제거 신호들을 감소시키는 보정 계수들을 계산하도록 구성된다.

도 8a에 나타낸 방법은 상향 변환된 RF 신호를 입력 포트에 결합하는 단계를 더 포함할 수 있다. 다른 양태에서, 제1 선택 포트는 증폭기의 입력 노드 또는 출력 노드에 대응하고, 제2 선택 포트는 증폭기의 다른 노드(예를 들면, 출력 노드 또는 입력 노드)에 대응한다.

도 8b는 본 발명의 일 양태에 따른 신호 처리 방법을 나타내는 흐름도이다. 제1 단계(811)는 제1 선택 포트에서의 신호가 호모다인 신호, LO 누설 신호 및 이미지 제거 신호 중 적어도 하나를 포함하는 제1 스펙트럼을 갖도록 직렬 신호 경로에서 2개의 포트를 선택하는 단계를 제공한다. 제2 선택 포트에서의 신호는 호모다인 신호의 버전, LO 누설 신호의 버전 및 직렬 신호의 적어도 하나의 회로 엘리먼트에 의해 수정된 이미지 제거 신호의 버전 중 적어도 하나를 포함하는 제2 스펙트럼을 가진다.

일부 양태들에서, 제1 선택 포트는 직렬 신호 경로의 제1 회로 엘리먼트의 입력에 결합된 입력 포트를 포함하고, 제2 선택 포트는 직렬 신호 경로의 최종 회로 엘리먼트의 출력에 결합된 출력 포트를 포함한다 . "제1" 및 "마지막" 선택 포트는 직렬 신호 경로의 신호 흐름 방향에 대응한다.

제2 스펙트럼의 버전 성분(즉, 호모다인 신호의 버전, LO 누설 신호의 버전 및/또는 직렬 신호 경로의 적어도 하나의 회로 엘리먼트에 의해 수정된 이미지 제거 신호의 버전)은 제1 스펙트럼의 적어도 비반전 또는 반전된, 증폭 또는 감쇠된, 또는 위상 시프트된 성분을 포함할 수 있다.

상기 방법은 제1 선택 포트로부터의 신호를 트랜지스터 기능부(transistor function)의 게이트에 결합하는 단계(812) 및 제2 선택 포트로부터의 신호를 트랜지스터 기능부의 소스에 결합하는 단계(813)를 더 포함한다. 일부 양태들에서, 트랜지스터 기능부는 트랜지스터에 의해 수행될 수 있다고 이해하여야 한다. 몇몇 양태들에서, 트랜지스터 기능부는 트랜지스터로서 기능하도록 프로그래밍된 회로 또는 기계에 의해 수행될 수 있다. 트랜지스터 기능부는 제1 선택 포트로부터의 신호를 제2 선택 포트로부터의 신호와 믹싱하여 트랜지스터 기능부의 드레인에서 믹싱 신호를 생성하도록 동작된다(814).

본 발명의 일 양태에서, 도 8b에 도시된 방법은 상향 변환된 RF 신호를 제1 선택 포트에 결합하는 단계를 더 포함한다. 일부 양태들에서, 제1 선택 포트는 증폭기의 입력 노드에 결합되고, 제2 선택 포트는 증폭기의 출력 노드에 결합된다. 몇몇 양태들에서, 상기 방법은 저역 통과 필터 기능을 드레인에 제공하는 단계를 더 포함할 수 있다. 저역 통과 필터 기능은 직렬 신호 경로에서 LO 누설 신호 및 이미지 제거 신호를 감소시키는 보정 계수들을 계산하도록 구성된 디지털 신호 프로세서 기능을 더 포함할 수 있다.

최종적으로, 상기 설명은 단지 본 발명의 일부 양태를 예시하는 것으로 이해되어야 한다. 다양한 변경, 개선 및 수정이 발생할 수 있고 본 개시에서 예상된다. 그러나, 다양한 양태들이 많은 다른 형태로 구체화될 수 있으며, 여기에 개시된 것들에 한정되는 것으로 해석되어서는 안된다. 예를 들면, 여기에 개시된 다양한 양태는 트랜시버 내에 직렬 신호 경로를 포함하는 다양한 유선 또는 무선 표준 중 임의의 것에 사용될 수 있다. 이러한 기술들은 직렬 신호 경로로부터 정보를 추출하기 위해 수신 및/또는 전송 경로에 사용될 수 있다.

본 발명의 다양한 양태는 상이하더라도 상호 배타적이지 않다는 것이 이해된다. 이러한 원리들에 따라, 당업자는 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않으면 서 다양한 수정을 할 수 있다. N-MOS 트랜지스터들이 회로도에 설명되었더라도, P-MOS 트랜지스터들이 유사한 능력을 수행하도록 설계될 수 있다. 또한, TDMA(Time Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), CDMA(Code Division Multiple Access), OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing), UWB(Ultra Wide Band), Wi-Fi, WiGig, Bluetooth 등 등과 같은 통신 기술을 사용하여 네트워크 및 포터블 시스템이 무선으로 정보를 교환할 수 있다. 네트워크는 전화 네트워크, IP(Internet protocol) 네트워크, LAN(Local Area Network), ad-hoc 네트워크, 로컬 라우터 및 심지어 다른 포터블 시스템을 포함할 수 있다.

Claims (26)

1. 제1 신호와 제2 신호를 믹싱하도록 구성된 장치에 있어서,
   직렬로 결합되어 직렬 신호 경로를 형성하는 복수의 회로 엘리먼트들;
   상기 직렬 신호 경로 내에 결합된 입력 노드 및 출력 노드를 가지는 상기 복수의 회로 엘리먼트들 중 하나;
   상기 입력 노드에 연결된 트랜지스터의 소스;
   상기 출력 노드에 연결된 상기 트랜지스터의 게이트;
   합성 노드에 결합된 상기 트랜지스터의 드레인, 여기서 상기 트랜지스터는 상기 합성 노드에서 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 사이의 믹싱 신호를 생성하기 위해, 상기 입력 노드에서의 상기 제1 신호를 상기 출력 노드에서의 상기 제2 신호와 믹싱하고, 여기서 상기 제1 신호는 상기 입력 노드에 인가되는 제1 이미지 제거 신호, 제1 호모다인 신호, 및 제1 국부 발진기(LO) 누설 신호를 포함하는 제1 스펙트럼을 포함하고, 상기 제2 신호는 상기 출력 노드에서 상기 회로 엘리먼트들 중 하나에 의해 변경되는 제2 이미지 제거 신호, 제2 호모다인 신호, 및 제2 LO 누설 신호를 포함하는 상기 제1 스펙트럼의 버전을 포함하고;
   상기 합성 노드에 결합된 저역 통과 필터(LPF); 및
   상기 LPF에 결합된 디지털 신호 프로세서(DSP)로서, 상기 DSP는 모든 상기 스펙트럼에서 상기 LO 누설 신호들 및 상기 이미지 제거 신호들을 감소시키는 보정 계수들을 계산하는 디지털 신호 프로세서(DSP);
   를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 직렬 신호 경로의 입력에 결합된 입력 포트; 및
   상기 직렬 신호 경로의 출력에 결합된 출력 포트를 더 포함하며, 상향 변환된 RF 신호는 상기 입력 포트에 결합되는 것을 특징으로 하는 장치.
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 입력 포트에서 상기 회로 엘리먼트들 중 하나에 결합된 선행 회로 엘리먼트; 및
   상기 출력 포트에서 상기 회로 엘리먼트들 중 하나에 결합된 후속 회로 엘리먼트를 더 포함하며, 상향 변환된 RF 신호는 상기 선행 회로 엘리먼트에 결합되는 것을 특징으로 하는 장치.
4. 제 1 항에 있어서,
   상기 회로 엘리먼트들 중 하나는 상기 제1 신호에 관하여 상기 제2 신호를 비반전 또는 반전시키는 증폭기 스테이지인 것을 특징으로 하는 장치.
5. 제 1 항에 있어서,
   상기 회로 엘리먼트들 중 하나는 상기 제1 신호에 관하여 상기 제2 신호를 증폭 및 위상 시프트시키는 증폭기 스테이지인 것을 특징으로 하는 장치.
6. 자기-믹싱 신호를 생성하도록 구성된 장치에 있어서,
   입력 노드 및 출력 노드를 포함하는 제1 회로 엘리먼트;
   상기 입력 노드에 결합된 트랜지스터의 소스;
   상기 출력 노드에 결합된 상기 트랜지스터의 게이트;
   합성 노드에 결합된 상기 트랜지스터의 드레인;
   상기 입력 노드에 인가된 제1 이미지 제거 신호, 제1 호모다인 신호, 및 제1 국부 발진기(LO) 누설 신호를 포함하는 제1 스펙트럼;
   상기 회로 엘리먼트에 의해 변경되고 상기 출력 노드에서 생성되는 제2 이미지 제거 신호, 제2 호모다인 신호, 및 제2 LO 누설 신호를 포함하는, 상기 제1 스펙트럼의 버전, 여기서 상기 트랜지스터는 상기 제1 스펙트럼과 상기 제1 스펙트럼의 버전을 믹싱하여, 상기 합성 노드에서 상기 자기-믹싱 신호를 생성하고;
   상기 합성 노드에 결합된 저역 통과 필터(LPF); 및
   상기 LPF에 결합된 디지털 신호 프로세서(DSP)로서, 상기 DSP는 모든 스펙트럼에서 상기 LO 누설 신호들 및 상기 이미지 제거 신호들을 감소시키는 보정 계수들을 계산하는 디지털 신호 프로세서(DSP);
   를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
7. 제 6 항에 있어서,
   상기 입력 노드에서 제1 회로 엘리먼트에 결합된 입력 포트를 갖는 선행 회로 엘리먼트; 및
   상기 출력 노드에서 상기 제1 회로 엘리먼트에 결합된 출력 포트와 결합되는 후속 회로 엘리먼트를 더 포함하며, 상향 변환된 RF 신호는 상기 입력 포트에 결합되는 것을 특징으로 하는 장치.
8. 제 7 항에 있어서,
   상기 출력 포트에 결합된 안테나를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
9. 제 6 항에 있어서,
   상기 제1 회로 엘리먼트는 상기 출력 노드에서, 상기 입력 노드에 인가된 신호를 비반전 또는 반전시키는 증폭기 스테이지인 것을 특징으로 하는 장치.
10. 제 6 항에 있어서,
    상기 제1 회로 엘리먼트는 상기 출력 노드에서, 상기 입력 노드에 인가된 신호를 증폭 및 위상 시프트시키는 증폭기 스테이지인 것을 특징으로 하는 장치.
11. 2개의 선택 포트들 사이의 믹싱 신호를 생성하는 방법에 있어서,
    복수의 회로 엘리먼트들을 직렬로 결합하여, 직렬 신호 경로를 형성하는 단계, 여기서 상기 직렬 신호 경로는 상기 직렬 신호 경로 내의 2개의 인접한 회로 엘리먼트들 사이의 포트, 상기 직렬 신호 경로 내의 제1 회로 엘리먼트의 입력에 결합되는 입력 포트, 및 상기 직렬 신호 경로 내의 마지막 회로 엘리먼트의 출력에 결합되는 출력 포트를 포함하는 세트 중 적어도 2개로 이루어진 복수의 포트들을 포함하고;
    상기 복수의 포트들 중 임의의 2개의 포트들을 선택하는 단계;
    트랜지스터의 게이트를 상기 복수의 포트들 중 상기 2개의 포트들의 제1 선택 포트에 연결하는 단계;
    상기 트랜지스터의 소스를 상기 복수의 포트들 중 상기 2개의 포트들의 제2 선택 포트에 연결하는 단계; 및
    상기 트랜지스터의 드레인을 합성 노드에 결합하는 단계, 여기서 상기 트랜지스터는 상기 제1 선택 포트에서의 신호와 상기 제2 선택 포트에서의 신호를 믹싱하여, 상기 합성 노드에서 상기 2개의 선택 포트 사이의 상기 믹싱 신호를 생성하고, 여기서 상기 제1 선택 포트에서의 상기 신호는 입력 노드에 인가되는 이미지 제거 신호, 호모다인 신호, 및 국부 발진기(LO) 누설 신호 중 적어도 하나를 포함하는 제1 스펙트럼을 가지며, 상기 제2 선택 포트에서의 상기 신호는 상기 복수의 회로 엘리먼트들 중 적어도 하나에 의해 변경되는 상기 이미지 제거 신호의 버전, 상기 호모다인 신호의 버전, 및 상기 LO 누설 신호의 버전 중 적어도 하나를 포함하는 제2 스펙트럼을 가지고;
    저역 통과 필터를 상기 합성 노드에 결합하는 단계; 및
    디지털 신호 프로세서(DSP)를 상기 저역 통과 필터의 출력에 결합하여, 상기 직렬 신호 경로 내의 모든 신호들의 상기 LO 누설 신호들 및 상기 이미지 제거 신호들을 감소시키는 보정 계수들을 계산하는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
12. 제 11항에 있어서,
    상기 제2 스펙트럼의 버전 성분은 적어도 상기 제1 스펙트럼의 비반전 또는 반전된, 증폭 또는 감쇠된, 또는 위상 시프트된 성분을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
13. 제 11 항에 있어서,
    상향 변환된 RF 신호를 상기 입력 포트에 결합하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
14. 제 11 항에 있어서,
    상기 제1 선택 포트는 증폭기의 입력 노드 또는 상기 증폭기의 출력 노드에 대응하며, 상기 제2 선택 포트는 상기 증폭기의 나머지 노드에 대응하는 것을 특징으로 하는 방법.
15. 제1 선택 포트에서의 신호가 이미지 제거 신호, 호모다인 신호, 및 국부 발진기(LO) 누설 신호 중 적어도 하나를 포함하는 제1 스펙트럼을 가지며, 제2 선택 포트에서의 신호가 직렬 신호 경로 내의 적어도 하나의 회로 엘리먼트에 의해 변경되는 상기 이미지 제거 신호의 버전, 상기 호모다인 신호의 버전, 및 상기 LO 누설 신호의 버전 중 적어도 하나를 포함하는 제2 스펙트럼을 가지도록, 직렬 신호 경로에서 2개의 포트를 선택하는 단계;
    상기 제1 선택 포트로부터의 신호를 트랜지스터 기능부의 게이트에 결합하는 단계;
    상기 제2 선택 포트로부터의 신호를 상기 트랜지스터 기능부의 소스에 결합하는 단계;
    상기 트랜지스터 기능부가 상기 제1 선택 포트로부터의 신호와 상기 제2 선택 포트로부터의 신호를 믹싱하여, 상기 트랜지스터 기능부의 드레인에서 믹싱 신호를 생성하도록 동작하는 단계;
    저역 통과 필터를 상기 드레인에 결합하는 단계; 및
    디지털 신호 프로세서(DSP)를 상기 저역 통과 필터의 출력에 결합하여, 상기 직렬 신호 경로 내의 상기 LO 누설 신호들 및 상기 이미지 제거 신호들을 감소시키는 보정 계수들을 계산하는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
16. 제 15 항에 있어서,
    상향 변환된 RF 신호를 상기 제1 선택 포트에 결합하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
17. 제 15 항에 있어서,
    상기 제1 선택 포트는 증폭기의 입력 노드에 결합되며, 상기 제2 선택 포트는 상기 증폭기의 출력 노드에 결합되는 것을 특징으로 하는 방법.
18. 제 15 항에 있어서,
    상기 제1 선택 포트는 증폭기의 출력 노드에 결합되며, 상기 제2 선택 포트는 상기 증폭기의 입력 노드에 결합되는 것을 특징으로 하는 방법.
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