JP5323085B2 - 整流器回路 - Google Patents

Description

本発明は、整流器回路に関する。

交流電圧から直流電圧を形成するために、目下ダイオードの相互接続から成る整流ブリッジがたいてい使用されている。

例えば自動車の場合において交流電圧から直流電圧への変換が行われ、この場合、発電機を用いて交流電圧が形成され、この交流電圧は後置接続される整流ブリッジにより直流電圧に変換される。

図１には、このような自動車の電圧給電の一例が示されている。この例では、励磁巻線Ｇおよび星形接続されている相巻線Ｕ，ＶおよびＷを備えた発電装置ＧＥＮが設けられている。相巻線Ｕ，ＶおよびＷで形成される相電圧は、出力側で所望される直流電圧を形成する整流ブリッジＲＦに給電される。整流ブリッジＲＦは３つのブリッジ分岐を備えており、どのブリッジ分岐にも２つのシリコンｐｎダイオードＤが設けられている。

物理的な要因で、整流器の用途においてシリコンｐｎダイオードを順方向に動作させる場合には、約８００ｍＶから約２Ｖのダイオード順方向電圧が生じる。設計仕様が合理的な場合でも、このようなダイオード順方向電圧は通常約１Ｖを下回らせることはできない。殊に低い交流電圧を整流する場合には、それ故に著しい出力損失が整流ダイオードで生じてしまう。乗用車の電圧給電に用いられる発電機の場合には、整流すべき交流電圧は２つの相巻線の端子の間で通常約１７Ｖのピークツーピーク電圧となる。２つの整流ダイオードを介して電流が流れるために、整流に起因して平均で約２Ｖの電圧低下が生じる。この例の場合、整流器の出力損失はそれ相応の負荷のときに、送出される出力の約２０％となる。整流器において転換される出力の損失は、熱としてコストのかかる冷却素子によって放出しなければならない。加えて、出力損失は各車両の燃費に直接影響を及ぼす。

発明の利点
それに対して、請求項１に記載された特徴部分を備えた整流器回路は、出力の損失が低減されひいては冷却コストも低減可能であるという利点を有している。

このことは基本的に、整流ブリッジにおいてシリコンｐｎダイオードの代わりに本発明による整流器回路を使用することによって達成される。この場合、整流ブリッジにおけるどのようなシリコンｐｎダイオードもこのような整流器回路で代替することができる。システム全体の回路技術の変更は必要ではない。本発明による整流器回路には、別個の電流供給部も別個の信号入力部も必要ないのである。

整流器の動作中、シリコンｐｎダイオードの順方向電圧は通常約１１Ｖを下回らせることはできないが、シリコンｐｎダイオードに代えて本発明による整流器回路を使用することによって、順方向電圧を約２５ｍＶまで降下させることができる。それ故に、整流器の出力損失およびその冷却コストを著しく低減させることが可能となる。

本発明の更に有利な特徴は、図２〜７に基づく後続の実施例の記載から明らかになる。

従来の整流ブリッジを示した図 本発明の第１の実施例による整流器回路を示した図 本発明の第２の実施例による整流器回路を示した図 本発明の第３の実施例による整流器回路を示した図 本発明の第４の実施例による整流器回路を示した図 シリコンｐｎダイオードの電流と電圧との特性曲線および本発明による整流器回路の電流と電圧との特性曲線を例示した図 電子コンポーネントの形態で本発明による整流器回路を実現した様子を示した図

説明
図２には、本発明の第１の実施例による整流器回路が示されている。

シリコンｐｎダイオードに代えて、図２に示した整流器回路を例えば整流ブリッジで使用することができる。この整流器回路は、シリコンｐｎダイオードと同様に、カソード端子Ｋ１およびアノード端子Ａ１を備えている。ＭＯＳトランジスタＴ１および逆ダイオード（Inversdiode）Ｄ６は並列接続されており、これらは技術的な理由からこのような結線で一体的にマイクロエレクトロニクス素子を成している。

図２に示した整流器回路は、トランジスタＴ２，Ｔ３および抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３から成る対称に構成された差動増幅器を備えている。差動増幅器の第１の入力側は、ダイオードＤ１を介してカソード端子Ｋ１およびＭＯＳトランジスタＴ１のドレイン端子と接続されている。差動増幅器の第２の入力側は、ダイオードＤ２を介してアノード端子Ａ１と接続されている。この種の差動増幅器は、整流器回路のカソード端子Ｋ１とアノード端子Ａ１の間の電位差を増幅する。差動増幅器の対称的な構成のために、差動増幅器の特性にはわずかな程度でしか温度差およびエイジング作用の影響が現れない。

差動増幅器の出力信号はトランジスタＴ３のコレクタに生じ、抵抗Ｒ４を介して電流増幅段の入力側に送出される。この電流増幅段はトランジスタＴ４，Ｔ５から成り、それらのベースは相互接続されている。ツェナダイオードＤ５は、トランジスタＴ１のために保護素子として作用し、そのゲートを過電圧から保護する。

交流電圧を整流する際には、カソード端子Ｋ１とアノード端子Ａ１の間に周波数Ｆの交流電圧が加わる。カソード端子Ｋ１の電位が正である場合には、逆ダイオードＤ６が組み込まれたＭＯＳトランジスタＴ１が遮断モードにあり、コンデンサＣ１をダイオードＤ３および抵抗Ｒ５を介して充電することができる。コンデンサＣ１に加わる電圧は、整流器回路の別の素子の給電に使用される。

これに対して、整流器回路のカソード端子Ｋ１の電位が整流器回路のアノード端子Ａ１の電位より負の極性にある場合には、ＭＯＳトランジスタＴ１のゲート−ソース間の電圧は正であり、ＭＯＳトランジスタＴ１の閾値電圧より高くなる。ＭＯＳトランジスタＴ１はこのような条件下で導通し、この電流方向で電流が流れてもわずかな電圧降下しか引き起こさない。

整流器回路のカソード端子Ｋ１の電位が整流器回路のアノード端子Ａ１の電位より再び正の極性になると、ＭＯＳトランジスタＴ１のゲート−ソース間の電圧は、その閾値電圧より低くなる。このような条件下では、ＭＯＳトランジスタＴ１は遮断される。この理由から、ＭＯＳトランジスタＴ１を流れる電流はきわめてわずかにしかならない。

整流器回路のカソード端子Ｋ１の電位が整流器回路のアノード端子Ａ１の電位より正の極性にあり、その電位差がツェナダイオードＤ４によってセットされている値を超過すると、トランジスタＴ４，Ｔ５から成る電流増幅段の入力側の電位が上昇させられる。これによって、ＭＯＳトランジスタＴ１のゲートソース間の電圧も上昇し、ＭＯＳトランジスタＴ１のドレインとソースの間を電流が流れるようになる。このように電流が流れることによって、所定の条件下で、整流器回路のカソード端子Ｋ１とアノード端子Ａ１の間の電位差が予め定めた値に制限される。電位差を制限するという特徴は電圧クランプを意味し、特別な場合にはロードダンプ保護を成している。

図３には、本発明の第２の実施例による整流器回路が示されている。図３に示した整流器回路の構成および機能は、図２に示した整流器回路の構成および機能とほとんど同じである。この図３に示した整流器回路は、図２に示した整流器回路とは、電流増幅段を成すトランジスタＴ９，Ｔ１０双方のベースがツェナダイオードおよび抵抗を介さずダイオードＤ９のカソードと接続されているという点のみ異なっている。従って、図３に示した実施例では、整流器回路のカソード端子Ｋ１とアノード端子Ａ１の間の電位差を制限する特徴つまり電圧クランプ機能の特徴を有していない。

図４には、本発明の第３の実施例による整流器回路が示されている。図４に示した整流器回路の構成および機能は、図２に示した整流器回路の構成および機能とほとんど同じである。図４に示した整流器回路は、図２に示した整流器回路とは、電圧クランプおよび電流増幅の機能がないという点で異なっている。ＭＯＳトランジスタＴ１１の制御入力側ないしゲート端子の駆動制御は、図４に示した実施例の場合にはトランジスタＴ１２，Ｔ１３および抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２から成る差動増幅器の出力側によって直接行われる。

この実施例では、整流器回路における別の素子の設計仕様により電流増幅段が省略されることから、回路の電流取り出し量を増大させることができる。さらにこれによって、整流すべき電圧の最大周波数ｆも低減することができる。なぜならば、このような条件下でＭＯＳトランジスタＴ１１のゲートの充電および放電がいっそう緩慢に行われるからである。

図５には、本発明の第４の実施例による整流器回路が示されている。図５に示した整流器回路の構成および機能は、図２に示した整流器回路の構成および機能とほとんど同じである。図５に示した整流器回路は、図２に示した整流器回路とは次の点で異なっている。すなわち、差動増幅器Ｔ１５，Ｔ１６，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５の第１の入力側は、ダイオードを介さず整流器回路のカソード端子Ｋ４およびＭＯＳトランジスタＴ１４のドレイン端子と直接接続されており、さらに、この差動増幅器の第２の入力側もダイオードを介さず整流器回路のアノード端子Ａ４と直接接続されているという点である。この実施例では、差動増幅器のトランジスタＴ１５のベース−エミッタ間の逆流を防止する能力が整流器回路の動作中加わる最大の電圧より常に上回るということが前提となる。

図６には、シリコンｐｎダイオードの電流と電圧との特性曲線および本発明による整流器回路の電流と電圧との特性曲線が例示されている。比較すると、本発明による整流器回路の順方向電圧ＵＡＲＦがシリコンｐｎダイオードの順方向電圧ＵＰＮＤと比べてわずかであるということが図６から明らかである。

図７には、電子コンポーネントの形態で本発明による整流器回路を実現した様子が示されている。別個の素子または専用に開発される素子から本発明による整流器回路を構成することができる。図７には、ＭＯＳトランジスタＭＯＳ、コンデンサＣ、コンポーネント支持体Ｂおよび集積回路ＩＣから成るこのような損失の少ない電子コンポーネントが示されている。集積回路ＩＣには、ＭＯＳトランジスタおよびコンデンサを除いた整流器回路の全ての電子素子が含まれている。シリコンｐｎダイオードの様に、図７による電子コンポーネントを接続することができる。この場合、電子コンポーネントのアノード端子Ａはシリコンｐｎダイオードのアノード端子に対応し、電子コンポーネントのカソード端子Ｋはシリコンｐｎダイオードのカソード端子に対応している。

Claims (13)

1. カソード端子（Ｋ１）、アノード端子（Ａ１）および前記カソード端子と前記アノード端子の間に設けられている電子回路を備え、
   該電子回路には、逆ダイオード（Inversdiode）（Ｄ６）が組み込まれたＭＯＳトランジスタ（Ｔ１）、コンデンサ（Ｃ１）および差動増幅器（Ｔ２，Ｔ３，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）が含まれ、
   電流増幅段（Ｔ９，Ｔ１０）を備え、
   前記電流増幅段の入力側は、前記差動増幅器の出力側と接続され、
   前記電流増幅段（Ｔ９，Ｔ１０）の出力側は、前記ＭＯＳトランジスタ（Ｔ１）の制御入力側と接続され、
   ツェナダイオード（Ｄ４）を有するリミッタを備え、該リミッタは、前記カソード端子（Ｋ１）と前記アノード端子（Ａ１）の間の電位差を予め定めた値に制限し、
   前記ツェナダイオード（Ｄ４）のカソードは、カソード端子（Ｋ１）と、前記ツェナダイオード（Ｄ４）のアノードは前記電流増幅段の入力側と接続されていることを特徴とする、整流器回路。
2. ダイオード（Ｄ９）を介してコンデンサ（Ｃ２）が前記カソード端子（Ｋ２）と接続されている、請求項１記載の整流器回路。
3. 前記コンデンサ（Ｃ１）は、ダイオード（Ｄ３）および抵抗（Ｒ５）の直列回路を介してカソード端子（Ｋ１）と接続されている、請求項１記載の整流器回路。
4. 前記差動増幅器（Ｔ２，Ｔ３，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）の第１の入力側は前記カソード端子（Ｋ１）と接続され、前記差動増幅器の第２の入力側は前記アノード端子（Ａ１）と接続されている、請求項１から３のいずれか１項記載の整流器回路。
5. 前記差動増幅器の第１の入力側はダイオード（Ｄ１）を介して前記カソード端子（Ｋ１）と接続され、前記差動増幅器の第２の入力側もダイオード（Ｄ２）を介して前記アノード端子（Ａ１）と接続されている、請求項４記載の整流器回路。
6. 前記差動増幅器は対称に構成されている、請求項１から５のいずれか１項記載の整流器回路。
7. 前記電流増幅段は２つのトランジスタ（Ｔ９，Ｔ１０）を備えており、該トランジスタの制御端子が相互に接続されている、請求項１から６のいずれか１項記載の整流器回路。
8. 前記電流増幅段は２つのトランジスタ（Ｔ９，Ｔ１０）を備えており、該トランジスタのエミッタが相互に接続されている、請求項１から７のいずれか１項記載の整流器回路。
9. 少なくとも１つの過電圧保護素子（Ｄ５）が設けられている、請求項１から８のいずれか１項記載の整流器回路。
10. 請求項１から９のいずれか１項記載の整流器回路が少なくとも１つ設けられている、交流電圧を整流する電子コンポーネント。
11. 少なくとも１つのコンポーネント支持体（Ｂ）、少なくとも１つのＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳ）、少なくとも１つの集積回路（ＩＣ）および少なくとも１つのコンデンサ（Ｃ）が含まれている、請求項１０記載の電子コンポーネント。
12. 請求項１から９のいずれか１項記載の整流器回路が少なくとも１つ設けられている、自動車に電圧を給電する発電機。
13. 請求項１０または１１記載の電子コンポーネントが少なくとも１つ設けられている、自動車に電圧を給電する発電機。

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