JP5308109B2 - 同期電動機の駆動システム - Google Patents

Description

本発明は、電動機駆動装置、たとえばハードディスクドライバ（ＨＤＤ）、光ディスクドライバ、スピンドルモータ、ファン、ポンプ、圧縮機などの回転速度制御に利用する技術に関する。

ＨＤＤ装置のスピンドルモータや、ファン、ポンプなどのモータ駆動装置では、小型・高効率の永久磁石モータ（三相同期電動機）が幅広く用いられている。

しかし、永久磁石モータを駆動させるには、モータの回転子の位置情報が必要であり、そのための位置センサが必要であった。近年では、この位置センサを排除し、永久磁石モータの回転数やトルク制御を行うセンサレス制御が広く普及している。

センサレス制御の実用化によって、位置センサにかかる費用（センサ自体、センサの配線にかかるコストなど）の削減、装置の小型化が実現できる。また、センサが不要となることで、劣悪な環境下での使用が可能となる等のメリットがある。

現在、永久磁石モータのセンサレス制御は、永久磁石モータの回転子が回転することによって発生する誘起電圧(速度起電圧)を直接検出し、回転子の位置情報として永久磁石モータの駆動を行う方法や、対象となるモータの数式モデルから、回転子位置を推定演算する位置推定技術、などが採用されている。

これらのセンサレス制御にも大きな課題がある。それは低速運転時の位置検出方法である。現在実用化されている大半のセンサレス制御は、永久磁石モータの発生する誘起電圧に基づくものである。したがって、誘起電圧の小さい停止、低速域では、感度が低下してしまい、位置情報がノイズに埋もれる可能性がある。この問題に対しては種々の解決策が提案されている。

特開平７−２４５９８１号公報(特許文献１)記載の発明は、高周波を永久磁石モータに通電し、その際発生する電流から、回転子位置を検出する方式である。永久磁石モータの回転子には突極性が必要であり、この突極構造による電流高調波の影響により位置検出が可能になる。

特開２００１―２７５３８７号公報（特許文献２）記載の発明は、三相固定子巻線のうち、二相を順次選択してパルス状の電圧を印加し、そのパルス電圧によって誘起される非通電相の誘起電圧（この場合は、変圧器起電圧となる）を検出しその電圧パターンから回転子の位置を推定するものである。これは、回転子の位置により、磁気回路の飽和状態が変化することから、位置に応じた誘起電圧が非通電相に発生するためである。このため、特許文献２記載の発明では、完全な停止状態であっても位置情報の取得が可能である。

特開２００３―１８９６７４号公報（特許文献３）記載の発明は、特許文献２記載の手法を起動時(加速時)に部分的に採用し、回転子位置を確認しながら、確実に加速を行っていくものである。

特開２０００−２３２７９７号公報（特許文献４）記載の発明は、三相固定子巻線の接続点の電位である「中性点電位」を検出して、位置情報を得るものである。固定子巻線の中性点を引き回す手間はかかるが、三相同時に通電状態であっても位置情報が得られるため、永久磁石モータを正弦波電流で、理想的に駆動することができる。
特開平７−２４５９８１号公報 特開２００１―２７５３８７号公報 特開２００３―１８９６７４号公報 特開２０００−２３２７９７号公報

しかし、特許文献１記載の発明では、モータの回転子構造に突極性が必要となる。突極性のないもの、少ないものでは位置検出感度が低下してしまい、位置推定が困難となる。また、高感度に検出するには、注入する高周波成分の増加あるいは周波数を下げる必要があり、回転脈動や振動、騒音の原因となる。

特許文献２及び３記載の発明では、極低速域であっても永久磁石モータの回転子位置情報を得ることができる。しかし、三相巻線の中で、必ず一相を開放状態にして誘起電圧を検査する必要がある。このため、永久磁石モータの駆動電流は断続した矩形波状になる。本来、永久磁石モータは正弦波状の電流で駆動した方が回転ムラの抑制や、高調波損失を抑制する上で有利となるが、これらの公知文献記載の発明では正弦波駆動が期待できない。

特許文献４記載の発明では、中性点電位に生じる三次高調波電圧を利用する。このため、駆動電流は正弦波化することが可能である。しかし、この三次高調波の誘起電圧自体は永久磁石モータの回転に伴う速度起電圧であるため、低速域での位置情報は得られない。

本発明の目的は、これらの問題に鑑み、永久磁石モータを理想的な正弦波状の電流で駆動し、かつ、零速度近傍の極低速域からの駆動が可能な位置センサレス駆動方式を提供することにある。

本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次の通りである。

本発明の代表的な実施の形態に関わる同期電動機の駆動システムは、正弦波状の交流電流を出力するインバータと、このインバータに接続された三相同期電動機と、三相同期電動機の中性点電位を検出し検出結果に基づきインバータに対してパルス幅変調信号を出力しインバータを制御する制御器を有し、制御器は三相同期電動機の中性点電位をパルス幅変調信号に同期してサンプリング値を導出するサンプル／ホールド回路を有し、このサンプリング値に基づき制御器は三相同期電動機の回転子位置を推定することを特徴とする。

この同期電動機の駆動システムにおいて、制御器はインバータの三相出力電位のうち少なくとも一つの相が残りの二相と異なる電位となる期間を設け、この期間において、サンプル／ホールド回路は中性点電位をサンプリングしサンプリング値を導出することを特徴としても良い。

この同期電動機の駆動システムにおいて、制御器はインバータの三相出力電位のうち少なくとも一つの相が残りの二相と異なる電位となる期間を２以上設け、これらの期間において、サンプル／ホールド回路は中性点電位をサンプリングしサンプリング値を導出することを特徴としても良い。

この同期電動機の駆動システムにおいて、インバータの三相の出力電位が全て等しくなる期間に、少なくとも一つの相が残りの二相と異なる電位となる期間である「中性点電位検出専用期間」を挿入し、サンプル／ホールド回路は、この中性点電位検出専用期間において中性点電位のサンプリングを行うことを特徴としても良い。

この同期電動機の駆動システムにおいて、パルス幅変調信号は、三角波キャリア信号と三相同期電動機に印加する交流電圧指令との比較に基づいて作成し、三角波キャリア信号の上止点、下止点の前後で、サンプル／ホールド回路は中性点電位をサンプリングすることを特徴としても良い。

この同期電動機の駆動システムにおいて、サンプル／ホールド回路が、インバータの三相の出力電位のうち少なくとも一つの相が残りの二相と異なる電位となる期間をサンプル／ホールドする際、この期間の中間時間より後半の期間内にて中性点電位をホールドするタイミングとすることを特徴としても良い。

本発明の代表的な実施の形態に関わる別の同期電動機の駆動システムは、正弦波状の交流電流を出力するインバータと、インバータに接続された三相同期電動機と、三相同期電動機の中性点電位を検出し検出結果に基づきインバータに対してパルス幅変調信号を出力しインバータを制御する制御器を有することを特徴とする。

この同期電動機の駆動システムの制御器は、入力されるｄ軸電流指令に応じてｄ軸電圧指令を出力するｄ軸電流制御器及びｄ軸電流制御器に電流指令を与えるｄ軸電流指令発生器を有し、このｄ軸電流指令発生器は回転子位置の推定位相に基づき電流指令に励磁電流を与えることを特徴とする。

この同期電動機の駆動システムの制御器は、更に位置推定器及びメモリを有し、同期電動機をオープンループで駆動中、位置推定器がメモリに三相同期電動機の中性点電位を記録することを特徴とする。

本発明の代表的な実施の形態に関わる別の同期電動機の駆動システムは、正弦波状の交流電流を出力するインバータと、インバータに接続された三相同期電動機と、三相同期電動機の中性点電位を検出し該検出結果に基づきインバータに対するパルス幅変調信号を出力しインバータを制御する制御器１と、三相同期電動機の誘起電圧を検出あるいは推定し、該検出値あるいは推定値に基づきインバータに対するパルス幅変調信号を出力しインバータを制御する制御器２と、制御器１の出力と制御器２の出力を切り替えインバータに出力する切替手段と、を有し、三相同期電動機の回転数が所定の閾値未満であれば制御器１の出力を、以上であれば制御器２の出力を切り替えてインバータに出力することを特徴とする。

これらの同期電動機の駆動システムにおいて、駆動システムが同じ半導体基板上に形成されていることを特徴としても良い。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下の通りである。

本発明の代表的な実施の形態に関わる三相同期電動機の駆動システムでは、理想的な正弦波状の電流で、零速度近傍の極低速域からセンサレス駆動が実現できる。これにより、低速域から理想的な駆動が実現できるため、回転脈動による振動、騒音の低減や、効率の改善、起動時間の短時間化が可能となる。また、方式自体がシンプルであるため、専用ＩＣ化する場合に非常に有効である。

以下本発明の実施の形態を図を用いて説明する。

（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に関わるモータ駆動システムの構成を表すブロック図である。

このモータ駆動システムは永久磁石モータ（三相同期電動機）４の駆動を目的とするものである。大別すると、このモータ駆動システムはＩｑ^＊発生器１、制御器２、インバータ主回路３２やワンシャント電流検出器３５を含むインバータ３および駆動対象である永久磁石モータ４を含んで構成される。

Ｉｑ^＊発生器１は電動機のトルク相当の電流指令Ｉｑ^＊を発生する回路である。このＩｑ^＊発生器１は制御器２の上位に位置する制御器である。通常、永久磁石モータ４の回転数が所定速度になるように、実速度ω１を観測しながら必要な電流指令Ｉｑ^＊を発生させる仕組みとなっている。Ｉｑ^＊発生器１の出力である電流指令Ｉｑ^＊は制御器２中の減算器６−２に出力される。

制御器２は電流指令Ｉｑ^＊に相当するトルクを永久磁石モータ４が発生するように、動作する。この制御器２は、Ｉｄ^＊発生器（ｄ軸電流指令発生器）５、減算器６−１、減算器６−２、ｄ軸電流制御器（ＩｄＡＣＲ）７、ｑ軸電流制御器（ＩｑＡＣＲ）８、ｄｑ逆変換器９、ＰＷＭ発生器１０、電流再現器１１、ｄｑ変換器１２、中性点電位増幅器１３、サンプル／ホールド回路１４、位置推定器１５、速度演算器１６から構成される。

インバータ３は、既述のインバータ主回路３２やワンシャント電流検出器３５のほかに、直流電源３１、出力プリドライバ３３、仮想中性点回路３４を含む。

Ｉｄ^＊発生器５は永久磁石モータの励磁電流に相当するｄ軸電流の電流指令Ｉｄ^＊を発生する。この電流指令Ｉｄ^＊は減算器６−１に対して出力される。

減算器６−１は、Ｉｄ^＊発生器５の出力である電流指令Ｉｄ^＊とインバータ主回路３２の出力から導出再現されたｄｑ変換器１２の出力Ｉｄの誤差を求める減算器である。この差を埋める（誤差を０にする）ことを目的に、減算器６−１はｄ軸電流制御器７に対して演算結果を出力する。一方、減算器６−２は、Ｉｑ^＊発生器１の出力である電流指令Ｉｑ^＊とインバータ主回路３２の出力から導出再現されたｄｑ変換器１２の出力Ｉｑの誤差を求める減算器である。この差を埋める（誤差を０にする）ことを目的に、減算器６−２はｑ軸電流制御器８に対して演算結果を出力する。

ｄ軸電流制御器（ＩｄＡＣＲ）７は減算器６−１の電流偏差に基づいてｄｑ座標軸上の電圧指令Ｖｄ^＊を演算する回路である。一方、ｑ軸電流制御器（ＩｑＡＣＲ）８は減算器６−２の電流偏差に基づいてｄｑ座標軸上の電圧指令Ｖｑ^＊を演算する回路である。ｄ軸電流制御器７の出力である電圧指令Ｖｄ^＊及びｑ軸電流制御器８の出力はｄｑ逆変換器９に出力される。

ｄｑ逆変換器９はｄｑ座標（磁束軸―磁束軸直交軸）系の電圧指令Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊を三相交流座標上に変換する回路である。ｄｑ逆変換器９は入力された電圧指令Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊及び位置推定器１５の出力θｄｃに基づき、三相交流座標系の制御信号（三相交流電圧指令）Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に変換する。ｄｑ逆変換器９はＰＷＭ発生器１０に対して変換結果を出力する。

ＰＷＭ発生器１０は、出力プリドライバ３３を制御するためのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）信号を出力するための回路である。ＰＷＭ発生器１０は三相交流電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に基づきインバータ主回路３２をオン・オフする。また、その出力は、出力プリドライバ３３と共にサンプル／ホールド回路１４に入力される。

電流再現器１１は、インバータ主回路３２からワンシャント電流検出器３５への出力であるＩ０信号を受けて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流を再現する回路である。再現された各相の電流（Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃ）はｄｑ変換器１２に対して出力される。

ｄｑ変換器１２は、モータの相電流の再現値であるＩｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを、回転座標軸であるｄｑ座標上のＩｄ、Ｉｑに変換する回路である。この変換されたＩｄ及びＩｑは減算器６で電流指令Ｉｄ^＊及び電流指令Ｉｑ^＊との偏差計算に用いられる。

中性点電位増幅器１３は仮想中性点回路３４の出力である仮想中性点電位Ｖｎｃと永久磁石モータ４の三相巻線接続点電位Ｖｎとの差（以降、中性点電位Ｖｎ０と呼ぶ）を検出し、増幅する回路である。この中性点電位増幅器１３の増幅結果はサンプル／ホールド回路１４に入力される。

サンプル／ホールド回路１４は、中性点電位増幅器１３のアナログ信号出力を標本化量子化（サンプリング）するためのＡ−Ｄ変換器である。サンプル／ホールド回路１４は、このＶｎ０をＰＷＭ発生器１０の出力であるＰＷＭパルスに同期してサンプリングする。サンプル／ホールド回路１４は、このサンプリングされた結果（Ｖｎ０ｈ）を位置推定器１５に対してデジタル信号として出力する。

位置推定器１５はサンプル／ホールド回路１４によってサンプリングされた中性点電位に基づき永久磁石モータ４の回転子位置（位相角）θｄを推定演算する回路である。この推定結果を速度演算器１６及びｄｑ変換器１２に対して出力する。

速度演算器１６は、回転子位置の推定値θｄｃから永久磁石モータの回転速度を計算する回路である。この推定された回転速度ω１はＩｑ^＊発生器１に対して出力され、磁束軸に直交する軸の制御に役立てられる。

直流電源３１はインバータ３に電流を供給する直流電源である。

インバータ主回路３２は、６個のスイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎで構成されるインバータ回路である。

出力プリドライバ３３は、インバータ主回路３２を直接駆動するドライバである。

仮想中性点回路３４は、インバータ主回路３２の出力電圧に対して仮想中性点電位を作成する回路である。

ワンシャント電流検出器３５はインバータ主回路３２への供給電流Ｉ０を検出する電流検出器である。

次に、このモータ駆動システムの基本動作について説明する。

本発明は、交流モータである同期電動機のトルクを線形化する手法として一般的に知られているベクトル制御技術を基本としている。

ベクトル制御技術の原理は、モータの回転子位置を基準とした回転座標軸（ｄｑ座標軸）上にて、トルクに寄与する電流Ｉｑと、磁束に寄与する電流Ｉｄとを独立に制御する手法である。図１におけるｄ軸電流制御器７、ｑ軸電流制御器８、ｄｑ逆変換器９、ｄｑ変換器１２などは、このベクトル制御技術実現のための主要部分である。

図１のモータ駆動システムにおいては、Ｉｑ^＊発生器１にて、トルク電流に相当する電流指令Ｉｑ^＊が演算され、電流指令Ｉｑ^＊と永久磁石モータ４の実際のトルク電流Ｉｑが一致するように電流制御が行われる。

電流指令Ｉｄ^＊は非突極型の永久磁石モータであれば、通常「零」が与えられる。一方、突極構造の永久磁石モータや、界磁弱め制御においては、電流指令Ｉｄ^＊として負の指令を与える場合もある。

なお、永久磁石モータの電流検出は、インバータから永久磁石モータに供給される相電流を直接検出することが望ましいが、小型永久磁石モータの電流検出では直流電流を検出して、制御器内部にて相電流を再現演算する手法が取られる場合が多い。この際の、直流電流Ｉ０から、相電流を再現演算する手法については公知の技術があり、また本発明の主要な部分ではないので省略する。

次に、本発明の特徴部分である中性点電位増幅器１３、サンプル／ホールド回路１４、位置推定器１５の動作原理について説明する。

永久磁石モータ４の中性点電位Ｖｎ０は、モータの回転子位置の影響でその電位が変化する。本発明の基礎原理は、この原理を応用して、中性点電位の変化から逆に回転子位置を推定することにある。

最初に、中性点電位が変化する原理について説明する。

インバータ３の各相の出力電位は、インバータ主回路３２の上側スイッチもしくは下側スイッチのいずれかがオンであり、いずれかがオフの状態に必ずなる。したがって、インバータ３の出力電圧は全部で８通りのスイッチングパターンになる。

図２はインバータ出力電圧のスイッチング状態を表すベクトル図である。一方図３は回転子位置（位相）θｄと電圧ベクトルの関係を示すベクトル図である。

各ベクトルにはＶ（１、０、０）のように名前をつけている。このベクトル表記の記載方法は、各パラメータは上側スイッチがオンの状態を「１」、下側スイッチがオンの状態を「０」として表現している。また、カッコ内の数字の並びは「Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相」の順番にスイッチング状態を表している。インバータ出力電圧は、零ベクトル２つを含む８つのベクトルとして表現できる。これらの組み合わせによって、正弦波状の電流を永久磁石モータ４に供給する。

永久磁石モータ４の回転子位置の基準をＵ相方向として、図３のように回転子位置（位相）θｄを定義する。回転座標であるｄｑ座標軸は、ｄ軸方向が磁石Φｍの方向に一致しており、反時計回りに回転する。

θｄ＝０度付近において、誘起電圧Ｅｍは図３に示すｑ軸方向となる。この条件では、主に電圧ベクトルＶ（１、０、１）及びＶ（０、０、１）を用いて永久磁石モータ４を駆動することになる。

図４は電圧ベクトルＶ（１、０、１）が印加された状態の永久磁石モータ４と仮想中性点回路３４との関係を表す概念図を示す。一方、図５は電圧ベクトルＶ（０、０、１）が印加された状態の永久磁石モータ４と仮想中性点回路３４との関係を表す概念図を示す。

中性点電位Ｖｎ０は各図の下に書かれた式に従って演算することができる。

上記の各式において、三相のそれぞれの巻線インダクタンス（Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗ）が全て等しければ、中性点電位Ｖｎ０は「零」にしかならない。しかしながら、実際の永久磁石モータは回転子の永久磁石磁束の影響を受け、少なからずインダクタンスに差が生じている。このインダクタンスの差によって、中性点電位は変動する。

図６は、本実施の形態における三角波キャリアを用いた実際のパルス幅の変調の様子と、そのときの電圧ベクトル、並びに中性点電位の変化の様子を示す図である。ここで三角波キャリア信号とは、三相電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊の「大きさ」を、パルス幅に変換するための基準となる信号であり、この三角波キャリアとＶｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊の大小関係を比較することで、ＰＷＭパルスが作成できる。図６（a）にて、各電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊と三角波キャリアの大小関係が変化する点にて、同図（ｂ）のＰＷＭパルスの立ち上がり／立ち下りが変化している様子がわかる。

この図からも分かるように、中性点電位Ｖｎ０はＰＷＭパルスの状態に応じて変化していることがわかる。

よって、永久磁石モータ４を駆動する際のＰＷＭパルス信号に同期して、中性点電位を検出することが重要となる。

また、零ベクトル（Ｖ（０、０、０）及びＶ（１、１、１））以外のベクトル、すなわち、インバータの三相の出力電位のうち、少なくとも一相の電位が他と異なるスイッチング状態のときに、中性点電位が大きく変化していることが分かる。ここで「少なくとも一相の電位が他と異なるスイッチング状態のとき」とは、図６では、（ｂ）ＰＷＭパルスのＰＶｕ、ＰＶｖ、ＰＶｗの立ち上がりのタイミングが異なることで生じさせている。

この三相のうち一相の出力電位が異なる状態は、通常の正弦波状のＰＷＭ動作を行えば必ず挿入される期間であり、この期間を見計らって中性点電位を検出することに、本発明の特徴がある。

図７は、図６のスイッチングパターンを維持した状態で、回転子位置を一周期分変化させて、それぞれのベクトルにおける中性点電位を計測したものを表す図である。

Ｖ（１、０、１）並びにＶ（０、０、１）の電圧ベクトル印加時には、回転子位置θｄに依存して、中性点電位Ｖｎ０が大きく変化していることが分かる。よって、中性点電位を零ベクトル以外のベクトル（すなわち、インバータの三相の出力電位のうち、少なくとも一相の電位が他と異なるスイッチング状態となるベクトル）で検出すれば、回転子位置情報が得られ、位置の推定が可能となる。

この現象は以下のように説明できる。

零でない電圧ベクトルを永久磁石モータ４に印加することにより、モータの相電流に過渡電流が発生する。この過渡電流は、定常状態では「電流リプル」そのものである。

電流リプルの発生量は、モータのインダクタンスの大きさが支配的となるが、そのインダクタンスが回転子の位置によって変化している。よって、回転子の位置によるインダクタンスの変動が、零でない電圧ベクトルの印加によって顕在化され、中性点電位の変動となって観測される。

次に、本発明の特徴となる動作について具体的に説明する。

図１において、中性点電位増幅器１３は中性点電位の感度を高めるための増幅器である。この信号を、ＰＷＭパルスに同期させてサンプル／ホールド回路１４にてサンプリングを行う。このサンプリングされた中性点電位Ｖｎ０ｈに基づいて、位置推定器１５が位置の検出を行う。図８は位置推定器１５の構成を示すブロック図である。

位置推定器１５は基準レベル発生器１５１、比較器１５２、エッジカウンタ１５３より構成される。

基準レベル発生器１５１は、位相を切り替える基準レベルＶｈを設定する。

比較器１５２は、基準レベル発生器１５１が出力する基準レベルＶｈと中性点電位Ｖｎ０ｈを比較し、比較の結果をＨｉｇｈ／Ｌｏｗにて出力する比較器である。

エッジカウンタ１５３は、比較器１５２の出力である比較結果の変化したタイミング（エッジ）でカウンタ値をアップするカウンタである。この出力が位置推定値θｄｃとなる。

今、回転子位置θｄが零付近にある場合を考える。このときには中性点電位のサンプリングを、たとえば電圧ベクトルＶ（１、０、１）で行うものとする。すると、中性点電位は図７に示すように回転子位置θｄの増加に従って、マイナス側に減少していく。このとき、基準レベルＶｈを適切に設定しておくと、回転子位置θｄが３０度を越えたことが検知できる。

これにより、比較器１５２の出力である比較結果が反転した時点で、制御内部の位相であるエッジカウンタ１５３のカウント値である位置推定値θｄｃをインクリメントし、次の電圧ベクトルモードに移行することができる。

このように、中性点電位を観測して、基準値との比較を続けていくことによって、回転子位置θｄと制御内部の位置推定値θｄｃを一致させることができる。結果永久磁石モータ４の回転子の位置をセンサレスに導出することが可能となる。

（第２の実施の形態）
次に本発明の第２の実施の形態について説明する。

第１の実施の形態では、基準レベルＶｈを設け、これと中性点電位Ｖｎ０ｈを比較し、比較の結果、所定値を超えたところで位相を更新していた。この際の基準レベルＶｈは固定値であった。

基準レベルＶｈが固定値であると、位相情報は電気角にて６０度刻みとなり、永久磁石モータを理想的な正弦波電流で駆動するには、分解能が低すぎる。第２の実施の形態は、この問題を解決するためのものである。

図９は第２の実施の形態に関わる位置推定器１５Ｂの構成を表すブロック図である。本実施の形態では、第１の実施の形態の位置推定器１５の代わりに位置推定器１５Ｂを用いる。

この位置推定器１５Ｂは、スイッチ１５４、第１メモリ１５５、第２メモリ１５６、位相推定器１５７、中性点電位変動データメモリ１５８より構成される。この位置推定器１５Ｂは２つの電圧ベクトルの印加時の中性点電位の検出値を双方用いる。

スイッチ１５４は２つの中性点電位の検出値を切り替えて、第１メモリ１５５、第２メモリ１５６に保管するためのスイッチである。

第１メモリ１５５と第２メモリ１５６はサンプリング（量子化、標本化）された中性点電位Ｖｎ０ｈの値を格納するためのメモリである。既述の通り、本発明においては、２つの電圧ベクトルの印加を行うが、それぞれの中性点電位Ｖｎ０ｈを記録するためのメモリである。ここでは第１メモリに格納された中性点電位をＶｎ０ｈ（１）、第２メモリに格納された中性点電位をＶｎ０ｈ（２）、とする。

中性点電位変動データメモリ１５８は図７の中性点電位の変化特性を中性点電位変動データとして保存するためのメモリである。中性点電位変動データは±３０度の範囲で保存しておけば、対象性を利用して全ての位相領域で利用できる。

位相推定器１５７は、中性点電位Ｖｎ０ｈ（１）及び中性点電位Ｖｎ０ｈ（２）と中性点電位変動データメモリ１５８に格納された中性点電位変動データとを比較し、現在の回転子位置θｄを推定演算する。

このように第２の実施の形態では、２つの電圧ベクトルにおける中性点電位情報を用いることで位置情報が連続して得られる。これにより、モータ駆動システム全体の制度、信頼性が向上する。

（第３の実施の形態）
次に本発明の第３の実施の形態について説明する。

第１及び第２の実施の形態では、通常動作のＰＷＭ信号を用いて、そのＰＷＭ信号に同期させて中性点電位を検出することで、位置情報を得ている。前述したように、中性点電位の変動は、永久磁石モータ４内部の磁気回路特性に依存する。よって、永久磁石モータ４の容量や回転数などの仕様によって、その特性は大きく異なるものとなる。モータ構造によっては位置情報の検出感度が十分でない場合も考えられる。

本実施の形態は、この問題を解決する。本実施の形態では中性点電位の検出パルスを、意図的に挿入して等電位期挿入サンプリング期間を作成し、この等電位期挿入サンプリング期間における感度の高い条件で中性点電位を観測する。

図１０は、本実施の形態の制御器２Ｃの構成を示すブロック図である。本実施の形態では、第１の実施の形態の制御器２の代わりにこの制御器２Ｃを用いる。

この制御器２Ｃでは、ＰＷＭ発生器１０の後でかつ、ＰＷＭ信号として出力する前に検出ベクトル挿入器１７が挿入されている点で制御器２と相違する。また、サンプル／ホールド回路１４へも、このベクトル挿入器１７より出力される点で第１の実施の形態と相違する。

検出ベクトル挿入器１７はＰＷＭ発生器１０の出力に検出ベクトルを加えるための回路である。

図１１（ａ）、（ｂ）は本実施の形態に関わる中性点電位を検出するために意図的に挿入するベクトルを示すベクトル図である。

仮に、回転子位置θｄが、±３０度の範囲であるとする。このときの磁石磁束Φｍは電圧ベクトルＶ（１、０、０）とほぼ同じ方向にある。よって、図１１（ａ）に示すように、Ｖ（１、０、０）を永久磁石モータ４に加えると、電流によって磁石磁束と同じ方向の磁束が発生することとなる。つまり、磁石磁束と、電流による磁束が強調しあって、磁気飽和状態が強められることとなる。この中性点電位の検出パルスを意図的に挿入する期間を「中性点電位検出専用期間」とする。

同様に、逆方向の電圧ベクトルＶ（０、１、１）では磁気飽和を極端に緩和する方向になる。すなわち、磁石磁束の存在方向に、中性点電位検出用の電圧ベクトルを印加して、中性点電位を検出すれば、その中性点電位の変動が大きくなり、位置検出感度が高まることとなる。

また、検出感度の調整は、この検出用電圧ベクトルをどの程度の期間挿入するかによって調整が可能となる。つまり、長時間挿入すれば、それだけ電流変化が大きくなり、中性点電位の変動も大きくなるので感度調整が容易となる。

図１２Ａは、第３の実施の形態における、三角波キャリアを用いた実際のパルス幅の変調の様子と、そのときの電圧ベクトル、並びに中性点電位の変化の様子を示す図である。図６同様、三角波キャリアとの比較によって、ＰＷＭパルスを作成する。その後、本図の(ｂ)ＰＷＭパルスのＰＶｕを見れば分かるとおり、零ベクトル期間（三角波キャリアの上止点と下止点）に、それぞれＶ（０、１、１）、Ｖ（１、０、０）を挿入する。この挿入時間（等電位期挿入サンプリング期間）を調整することで、感度の調整を行う。実際の中性点電位は、図１２Ａ（ｄ）に示すように、新たに挿入した電圧ベクトル期間において、大きく変動することになる。

なお、本図では四角で囲われた電圧ベクトル表記の期間が「中性点電位検出専用期間」である。

また、図１１（ｂ）のように、Ｖ（１、０、１）とＶ（０、１、０）を「中性点電位検出専用期間」に挿入してもよい。回転子の磁石磁束は、反時計回りに回転するため、電圧ベクトルＶ（１、０、１）に近づいていく。すなわち、Ｖ（１、０、１）における中性点電位の「変化」はもっとも激しく変わる。この「変化」は、図７におけるθｄ＝０度近傍を見てもわかる通り、中性点電位は、θｄ＝３３０度の時には＋０．０５５Ｖであったのが、θｄ＝３０度の時点では、−０．０５３Ｖへと、正の値から負の値に大きく変化している。よって、この電圧ベクトルＶ（１、０、１）を意図的に挿入して、この期間の中性点電位を観測すると、回転子の位相変化が観測し易く、例えば、零クロスをコンパレータで比較することで、θｄ＝０度を検知できる。

電圧ベクトルＶ（１、０、１）を挿入すると、本来の電動機駆動に必要な電圧とは異なる電圧を加えることになるため、反対側の電圧ベクトルであるＶ（０、１、０）を挿入して、全体の電圧バランスを保つようにする。

図１１（ｂ）に対する波形の変化を、図１２Ｂに示す。

尚、電圧ベクトルＶ（１、０、１）は、θｄ＝±３０度の期間にて、本来必要な電圧と同じベクトルあるため、本来必要な出力期間を拡大し、その拡大した分を反対向きのベクトルであるＶ（０、１、０）で補正しても問題ない。

一方、図１２Ａ、図１２Ｂの条件では、スイッチング回数が増えてしまう相がある（図１２では、Ｕ相のパルス（ＰＶｕ）のスイッチング回数が増えている）。これは、意図的に、中性点電位検出用の電圧ベクトルを挿入するため、スイッチング回数は増加することとなる。しかしながら、零ベクトル（Ｖ（１、１、１）、Ｖ（０、０、０））の期間に挿入することにより、スイッチング回数の増加を極力抑えるようにしている。位置推定の際には、この挿入電圧ベクトル期間における中性点電位をサンプリングするようにして、第１の実施の形態及び第２の実施の形態同様に位置推定を行えばよい。

また、ＰＷＭスイッチング方式として、三相のうちの一相を正側、あるいは負側に飽和させる方式（二相スイッチング）を導入すれば、スイッチング回数を抑えることが可能である。

本実施の形態により、位置推定の感度調整の幅が広がるために、様々な特性の永久磁石モータに対しても本発明の適用が可能となる。

（第４の実施の形態）
次に本発明の第４の実施の形態について説明する。

第３の実施の形態では、Ｕ相のみを電圧ベクトル印加の対象としていた。これに対して、本実施の形態では、Ｖ相及びＷ相も電圧ベクトル印加の対象とすることで、より感度の高い位置検出を可能とする。

図１３は第４の実施の形態に関わる位置推定器１５Ｃの構成を表すブロック図である。本実施の形態では、第３の実施の形態の位置推定器１５の代わりに位置推定器１５Ｃを用いる。

この位置推定器１５Ｃと位置推定器１５Ｂとの相違点はメモリが各相向けに３セット（第１メモリ１５５、第２メモリ１５６、第３メモリ１５５−２、第４メモリ１５６−２、第５メモリ１５５−３、第６メモリ１５６−３）を有する点、及び中性点電位変動データメモリ１５８−２が３相分対応する点にある。また、メモリ・セットの増加に伴い、スイッチ１５４−２の切り替え対象が増える。

図１４は、第４の実施の形態における、三角波キャリアを用いた実際のパルス幅の変調の様子と、そのときの電圧ベクトル、並びに中性点電位の変化の様子を示す図である。第３の実施の形態と異なり、第４の実施の形態では(ｂ)ＰＷＭパルスのＰＶｕだけでなくＰＶｖ、ＰＶｗにもＶ（１、０、１）、Ｖ（０、１、０）またはＶ（１、１、０）、Ｖ（０、０、１）を挿入している。

ただし、各相同時に挿入電圧を入力すると、各挿入電圧が互いに打ち消しあうこととなる。これを防ぐため、挿入する期間を零ベクトル期間の近傍の前後にずらしている。

なお、この図においても、「中性点電位検出専用期間」は電圧ベクトル表記を四角で囲って表現している。

これにより、すべての電圧ベクトル印加時の電位変動が観測でき、より多様な特性の永久磁石モータに対して本発明の適用が可能となる。

（第５の実施の形態）
次に本発明の第５の実施の形態について説明する。

図１５は、サンプル／ホールド回路１４に関わる誘起電圧のサンプリングタイミングに関する概念図である。これまで述べてきた通り、中性点電位を検出するのが、本発明の原理である。ＰＷＭパルスが図１５（ｉ）のように矩形を描くのであれば問題は生じない。しかし、電圧ベクトルを印加したときには過渡現象が伴い、実際の中性点電位は図１５（ｉｉ）の様になだらかなカーブを描くこととなる。

第１の実施の形態及び第２の実施の形態のような挿入電圧を用いない通常のＰＷＭ波形を使用する場合にはキャリア周波数が高い場合など印加パルスが短い条件もままある。このような場合、同図（ａ）のように立ち上がり直後でサンプリングを行うと、本来必要な電位が得られず誤動作する場合も考えられる。また、第３の実施の形態においても新たに挿入する電圧ベクトルの期間は波形の歪みを少なくする上では極力短いほうが良い。このように電圧ベクトルの期間が短くなると、第１の実施の形態と同様の問題が発生する。

そこで、過渡状態での中性点電位検出を避けるために、可能な限り電圧ベクトルの後半（パルスの中間以降）にて、中性点電位のサンプリングを行うことが望ましい（同図（ｂ））。すなわち、ＰＷＭパルスの立ち下がりエッジを使って、中性点電位のサンプリングを行うようにすれば、最終結果に近い電位を得ることが可能となる。

これにより、より精度の高いセンサレス駆動の実現が可能となる。

（第６の実施の形態）
次に本発明の第６の実施の形態について説明する。

第３の実施の形態でも述べたように、中性点電位の変動量は、モータの磁気回路特性に強く依存する。第３の実施の形態では、中性点電位観測用の電圧ベクトルを挿入したが、スイッチング回数が増加することでインバータ主回路３２などにおける損失の増大が懸念される。本実施の形態はこの損失の増大を防ぐことを目的としたものである。

図１６は永久磁石モータのｄ軸（永久磁石の存在する磁束軸）の磁気特性を表す図である。

ｄ軸の電流Ｉｄが零の状態において、磁石磁束Φｍが存在する。ｄ軸プラス方向に電流を流すと、磁気飽和が強められ、結果としてインダクタンスが減少する。ここでのインダクタンスはｄΦ／ｄＩである。またｄ軸マイナス方向に電流を流すと、インダクタンスは増加する。

よって、ｄ軸電流をプラス方向に流しておくと、インダクタンスの変化（減少）は大きくなり、中性点電位の変動がより大きくなる。すなわち、高感度に回転子位置情報が得られることになる。

図１７は第６の実施の形態に関わるＩｄ^＊発生器５Ｄの構成を示すブロック図である。本実施の形態では、第１の実施の形態のＩｄ^＊発生器５の代わりにこのＩｄ^＊発生器５Ｄを用いる。このＩｄ^＊発生器５Ｄでは第１の実施の形態のＩｄ^＊発生器５に相当するＩｄ^＊設定器５１、Ｉｄフォーシング指令発生器５２、加算器６−３より構成される。

Ｉｄ^＊設定器５１は上述した図１６の磁石磁束Φｍを出力するための「零」を出力している。一方、Ｉｄフォーシング指令発生器５２はＩｄを正側に流す回路である。この２つの回路の出力を加算器６−３で合成し電流指令Ｉｄ^＊として減算器６−１に対して出力する。

この動作により、磁束軸たるｄ軸方向の磁気飽和をより強めることとなり、中性点電位の変動量を大きくすることが可能となる。

なお、本実施の形態と、第３の実施の形態との使い分けについて付記する。

本実施の形態では、本来不要である、ｄ軸電流を強制的に流すこととなる。したがって、この電流の分消費電力が増大し、モータの効率は低下する。一方、第３の実施の形態のようにスイッチング回数を増やす必要が無いためインバータの損失（スイッチング損失）は生じない。

上記のようなことを考慮し、両者を使い分けることが好ましい。

（第７の実施の形態）
次に本発明の第７の実施の形態について説明する。

図１８は本実施の形態に関わる位置推定器１５Ｅの構成を表すブロック図である。この位置推定器１５Ｅは図８に示した位置推定器１５を改良したものにあたる。一方、図１９は別の位置推定器１５Ｆの構成を表すブロック図である。これは図９に示した位置推定器１５Ｂを改良したものにあたる。位置推定器１５Ｅ、位置推定器１５Ｆのいずれも、モード切替スイッチ（図１８では１５９、図１９では１５９−１、１５９−２）が加えられている。このモード切替スイッチが本実施の形態の特徴である。

これまで述べてきたように、本発明においては永久磁石モータ４の中性点電位の変動量に基づいて、回転子位置を検出する。したがって、予め中性点電位と回転子位相の相関を測定しておく必要がある。

一方で、中性点電位と回転子位相の相関は、モータの磁気回路特性に大きく依存する。このため、モータの仕様が変更になったときなどは、再測定を行う必要がある。

そこで、モード切替スイッチを設け、実運転前に基準レベル発生器（図１８の１５１Ｅ）の調整や中性点電位変動データメモリ（図１９の１５８Ｆ）内の中性点電位変動データの設定を行えるようにする。

具体的には、設定を行う際には、それぞれのモード切替スイッチを「０」側にし、永久磁石モータをオープンループで駆動する（回転数を一定にして、フィードフォワード駆動する）。その際、中性点電位の変動データや、基準レベルを書き換える。データ作成後は、モード切替スイッチを「１」側に設定し、通常の制御に移行する。すなわち、図８に示した位置推定器１５、図９に示した位置推定器１５Ｂと同じ動作となる。

このように、本実施の形態により、モータに応じた基準レベルの設定、あるいは中性点電位変動データの自動生成が可能となり、作業効率が向上する。

（第８の実施の形態）
次に本発明の第８の実施の形態について説明する。

本発明は、中性点電位の変動を利用した位置センサレス方式である。しかしながら、現在永久磁石モータのセンサレス駆動方式の主流は、回転に伴って発生する誘起電圧を利用する方法である。この方式は、極低速域での位置推定は困難であり、本発明の方法がより有効となる。一方で誘起電圧を利用する方法では、瞬時の電圧、電流より、回転子位置の推定が行えるというメリットがあり、高速域での性能は、本発明の方法よりも優れた特性を示す場合がある。

よって、誘起電圧を用いたセンサレス方式と、本発明による中性点電位利用方式を回転速度に応じて切替えて使用することが、システム全体の最適化として望ましい。

図２０はこの第８の実施の形態のモータ駆動システムの構成を表すブロック図である。図２０において、誘起電圧センサレス制御器１８及びスイッチ１９が追加されている。回転速度領域に応じて、誘起電圧センサレス制御器１８及び本発明の制御器２を切り替えることで、完成度の高いモータ駆動システムの実現が可能となる。

（第９の実施の形態）
最後に本発明の第９の実施の形態について説明する。

図２１は、本実施の形態に関わる永久磁石モータのドライブシステムの実態図である。この図においてはＩｑ^＊発生器１と制御器２を、一つの集積回路にて実現しており、ここから出力されるＰＷＭパルス波形によって、インバータ３を駆動する。

インバータ３は、インバータ主回路３２と出力プリドライバ３３とが一体化（ワンパッケージ化）しており、小型化を実現している。制御器２を汎用ＬＳＩ化することで、様々な用途・容量への適用も可能となる。

図２２は、Ｉｑ^＊発生器１、制御器２、インバータ３をワンチップ化して実現した永久磁石モータのドライブシステムの実態図である。この実施の形態では、永久磁石モータ４と電源を接続すれば、永久磁石モータ４の可変駆動が実現でき、小型電動機を駆動する場合にシステム全体を小型化できるメリットがある。

また、制御部分を集積回路化した場合、演算速度を数〜数十μｓ以下の高速演算が可能となる。本発明の各実施の形態では、いずれも複雑な演算は不要であり、ゲート数を大きく増やすことなく低速からのセンサレス駆動が実現できる。マイコンやＤＳＰなどを制御に用いると、演算処理速度を高速化するのは困難であるが、制御部を専用の集積回路とすることでこの問題は大幅に改善され本発明の効果が大きくなる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記の実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更が可能であることは言うまでもない。

一例を挙げる。本発明では永久磁石モータ４の三相巻線接続点電位Ｖｎを検出することが特徴となる。上述の説明では、中性点電位の検出のしやすさから、仮想中性点回路３４を基準電位を作成するために導入し、これと三相巻線接続点電位Ｖｎとの差を導出している。しかし、永久磁石モータ４の三相巻線の接続点電位が検出できれば、基準電位はどこであっても問題ない。たとえば、直流電源３１を等分圧した電位を基準としてもよいし、直流電源のグランドを基準準電位としても良い。その場合、オフセット分を差し引くことで同じ結果が得られる。

既述の通り、本発明はセンサレスなモータ駆動システムを構築するための技術である。このモータの適用範囲は、ハードディスクドライブの駆動用や、冷暖房機器、光ディスクドライバ、スピンドルモータ、ファン、ポンプ、圧縮機などの回転速度制御に利用可能である。

第１の実施の形態に関わるモータ駆動システムの構成を表すブロック図である。 インバータ出力電圧のスイッチング状態を表すベクトル図である。 回転子位置（位相）θｄと電圧ベクトルの関係を示すベクトル図である。 電圧ベクトルＶ（１、０、１）が印加された状態の永久磁石モータと仮想中性点回路との関係を表す概念図である。 電圧ベクトルＶ（０、０、１）が印加された状態の永久磁石モータと仮想中性点回路との関係を表す概念図である。 第１の実施の形態における三角波キャリアを用いた実際のパルス幅の変調の様子と、そのときの電圧ベクトル、並びに中性点電位の変化の様子を示す図である。 図６のスイッチングパターンを維持した状態で、回転子位置を一周期分変化させて、それぞれのベクトルにおける中性点電位を計測したものを表す図である。 第１の実施の形態に関わる位置推定器の構成を示すブロック図である。 第２の実施の形態に関わる位置推定器の構成を表すブロック図である。 第３の実施の形態の制御器の構成を示すブロック図である。 第３の実施の形態に関わる中性点電位を検出するために意図的に挿入する電圧ベクトルを示すベクトル図である。 第３の実施の形態における、三角波キャリアを用いた実際のパルス幅の変調の様子と、そのときの電圧ベクトル、並びに中性点電位の変化の様子を示す図である。 第３の実施の形態における、三角波キャリアを用いた実際のパルス幅の変調の様子と、そのときの電圧ベクトル、並びに中性点電位の変化の様子を示す図である。 第４の実施の形態に関わる位置推定器の構成を表すブロック図である。 第４の実施の形態に関わる三角波キャリアを用いた実際のパルス幅の変調の様子と、そのときの電圧ベクトル、並びに中性点電位の変化の様子を示す図である。 第５の実施の形態に関わるサンプル／ホールド回路における誘起電圧のサンプリングタイミングに関する概念図である。 第６の実施の形態に関わる永久磁石モータのｄ軸（永久磁石の存在する磁束軸）の磁気特性を表す図である。 第６の実施の形態に関わるＩｄ^＊発生器の構成を示すブロック図である。 第７の実施の形態に関わる位置推定器の構成を表すブロック図である。 第７の実施の形態に関わる別の位置推定器の構成を表すブロック図である。 第８の実施の形態のモータ駆動システムの構成を表すブロック図である。 第９の実施の形態に関わる永久磁石モータのドライブシステムの実態図である。 Ｉｑ^＊発生器、制御器、インバータをワンチップ化して実現した永久磁石モータのドライブシステムの実態図である。

符号の説明

１…Ｉｑ^＊発生器、２…制御器、３…インバータ、４…永久磁石モータ、
５…Ｉｄ^＊発生器、６−１、６−２…減算器、６−３…加算器、７…ｄ軸電流制御器、
８…ｑ軸電流制御器、９…ｄｑ逆変換器、１０…ＰＷＭ発生器、１１…電流再現器、
１２…ｄｑ変換器、１３…中性点電位増幅器、１４…サンプル／ホールド回路、
１５、１５Ｂ、１５Ｃ、１５Ｅ、１５Ｆ…位置推定器、１６…速度演算器、
１７…検出ベクトル挿入器、１８…誘起電圧センサレス制御器、１９…スイッチ、
３１…直流電源、３２…インバータ主回路、３３…出力プリドライバ、
３４…仮想中性点回路、３５…ワンシャント電流検出器、
５１…Ｉｄ^＊設定器、５２…Ｉｄフォーシング指令発生器、
１５１、１５１Ｅ…基準レベル発生器、１５２…比較器、１５３…エッジカウンタ、
１５４…スイッチ、１５５…第１メモリ、１５６…第２メモリ、
１５５−２…第３メモリ、１５６−２…第４メモリ、１５５−３…第５メモリ、
１５６−３…第６メモリ、１５７…位相推定器、
１５８、１５８−２…中性点電位変動データメモリ。

Claims (6)

1. 正弦波状の交流電流を出力するインバータと、前記インバータに接続された三相同期電動機と、前記三相同期電動機の中性点電位を検出し検出結果に基づき前記インバータに対してパルス幅変調信号を出力し前記インバータを制御する制御器を有する同期電動機の駆動システムであって、
   前記制御器は前記三相同期電動機の前記中性点電位を前記パルス幅変調信号に同期してサンプリング値を導出するサンプル／ホールド回路を有し、前記サンプリング値に基づき、前記制御器は前記三相同期電動機の回転子位置を推定する制御器であって、
   前記制御器は、前記インバータの三相出力電位のうち少なくとも一つの相が残りの二相と異なる電位となる期間を設けるものとし、
   該期間において、前記サンプル／ホールド回路は前記中性点電位をサンプリングし前記サンプリング値を導出することを特徴とする同期電動機の駆動システム。
2. 請求項１に記載の同期電動機の駆動システムにおいて、前記インバータの三相の出力電位が全て等しくなる期間に少なくとも一つの相が残りの二相と異なる電位となる期間である中性点電位検出専用期間を挿入し、前記サンプル／ホールド回路は更に前記中性点電位検出専用期間に前記中性点電位のサンプリングを行うことを特徴とする同期電動機の駆動システム。
3. 請求項２に記載の同期電動機の駆動システムにおいて、
   前記パルス幅変調信号は、三角波キャリア信号と前記三相同期電動機に印加する交流電圧指令との比較に基づいて作成し、
   前記三角波キャリア信号の上止点、下止点の前後で、前記サンプル／ホールド回路は前記中性点電位をサンプリングすることを特徴とする同期電動機の駆動システム。
4. 請求項１に記載の同期電動機の駆動システムにおいて、前記駆動システムが同じ半導体基板上に形成されていることを特徴とする同期電動機の駆動システム。
5. 正弦波状の交流電流を出力するインバータと、前記インバータに接続された三相同期電動機と、前記三相同期電動機の中性点電位を検出し検出結果に基づき前記インバータに対してパルス幅変調信号を出力し前記インバータを制御する制御器を有する同期電動機の駆動システムであって、
   前記制御器は前記三相同期電動機の前記中性点電位を前記パルス幅変調信号に同期してサンプリング値を導出するサンプル／ホールド回路を有し、前記サンプリング値に基づき、前記制御器は前記三相同期電動機の回転子位置を推定する制御器であって、
   前記制御器は前記インバータの三相出力電位のうち少なくとも一つの相が残りの二相と異なる電位となる期間を２以上設け、
   該期間において、前記サンプル／ホールド回路は前記中性点電位をサンプリングし前記サンプリング値を導出することを特徴とする同期電動機の駆動システム。
6. 請求項５に記載の同期電動機の駆動システムにおいて、前記駆動システムが同じ半導体基板上に形成されていることを特徴とする同期電動機の駆動システム。

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