JP6410695B2 - インバータ駆動装置、電動ブレーキ装置、及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータの直流母線電流の検出値を用いてモータ電流を制御するインバータ駆動装置およびそれを用いた電動システムに関する。

モータに電流を印加し、駆動を制御するインバータ駆動装置では、モータ電流を制御することで、モータ印加電圧の大きさと位相を適切に制御してモータ駆動することに加え、モータ電流を検出する電流センサを削減し、インバータの直流母線電流の検出値を用いてモータ電流を検出することでモータ駆動することが望まれている。

特許文献１では、直流母線電流の瞬時値を検出して直流母線電流検出回路のオフセット量を検出する方式が記載されており、特に、インバータの高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子のうち一方がオフ操作される期間のタイミング（Ｖ０ベクトル）において直流母線電流の検出値をオフセット補償量として検出する技術が記載されている。

特開２０１４−１２８０８７号公報

特許文献１では、モータ巻線の地絡が発生した場合には、Ｖ０ベクトルを生成するＰＷＭ区間において地絡電流の環流電流が流れる。すると、地絡電流をオフセット電流と誤検知してしまい、誤検知したオフセット検出値を用いてオフセット補正処理をしてしまう。そのため、電流検出精度の低下が発生してしまう。

また、モータ巻線の天絡が発生した場合には、Ｖ０ベクトルを生成するＰＷＭ区間において天絡電流が直流母線に流れる。この場合も同様に、誤検知したオフセット検出値を用いてオフセット補正処理するため、電流検出精度の低下が発生してしまう。

本発明の目的は、部品点数を増やすことなく、直流母線電流を用いてモータ電流を検出する電流検出回路のオフセット量を精度良く検出し、検出したオフセット量を補償してモータ電流の検出精度を向上し、モータを適切に制御するインバータ駆動装置を提供することにある。

本発明のインバータ駆動装置は、電力源から供給される直流電力を変換してモータに三相交流電力を出力するインバータ装置の駆動を制御するものであって、前記電力源と前記インバータ装置の間を流れる直流母線電流を検出し、前記直流母線電流の検出値に基づいて算出される三相交流電流のうちの２相の電流値が略一致するときの前記検出値を用いて、前記検出値に重畳するオフセット電流成分を算出し、前記オフセット電流成分を補償した電流値に基づいて前記インバータ装置の駆動を制御する。

本発明のインバータ駆動装置によれば、モータが地絡又は天絡した場合であってもオフセット補正量を検出できるため、モータ電流の検出精度を向上してモータ制御を高精度に制御することができる。

本発明のモータ装置の構成を示すブロック図。 第１の実施形態における直流電流とモータ電流の関係を示す図。 第１の実施形態における電流検出タイミングを示す波形図。 第１の実施形態におけるオフセット検出動作を示す波形図。 第１の実施形態におけるパルスシフト動作を示す特性図。 第２の実施形態における電流検出タイミングを示す波形図。 第２の実施形態における電流検出タイミングを示す波形図。 第２の実施形態における電流検出タイミングを示す波形図。 本発明のモータ装置が適用された電動パワーステアリング装置の構成図。 本発明のモータ装置が適用された電動ブレーキ装置の構成図。 第１、第２の実施形態におけるオフセット検出の手順を示す図。

図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ装置を有するモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。

モータ装置５００は、モータ３００とモータ駆動装置１００を備える。本実施形態のモータ装置５００は、モータ出力に応じてインバータのＰＷＭキャリア周波数を切替えて、インバータの直流母線電流の検出精度を向上することでモータを高効率に駆動する用途に適したものである。

モータ駆動装置１００は、インバータ回路１３０と、シャント抵抗Ｒｓｈと、インバータ回路１３０の直流母線電流を検出する電流検出器１２０と、パルスシフト演算器２３０と、オフセット検出器２４０と、三相／ｄｑ演算器１１１と、電流制御器１１０と、ＰＷＭ生成器２２０と、を有する。

バッテリ２００は、モータ駆動装置１００の直流電圧源である。バッテリ２００の直流電圧ＶＢは、モータ駆動装置１００のインバータ回路１３０によって可変電圧、可変周波数の三相交流に変換され、モータ３００に印加される。

モータ３００は、三相交流の供給により回転駆動する同期モータである。モータ３００には、回転位置センサ３２０が取り付けられている。回転位置検出器１５０は、回転位置センサ３２０の入力信号から検出位置θを演算するとともに、回転速度ωｒを演算する。回転位置センサ３２０としては、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。

モータ駆動装置１００は、モータ３００の出力を制御するための電流制御機能を有している。モータ駆動装置１００において、平滑コンデンサとインバータ１３０との間に、シャント抵抗Ｒｓｈが配置される。インバータ１３０に流入するパルス上の直流母線電流（以下、単に直流電流と呼ぶ）は、シャント抵抗Ｒｓｈの両端の電圧（電流検出値Ｉｄｃ）として検出される。ここで、シャント抵抗Ｒｓｈはバッテリの負極側に取り付けた例を示しているが、バッテリの正極側に取り付けても問題ない。

電流検出器１２０は、パルスシフト演算器２３０のトリガタイミングＴｒｉｇによって、ＰＷＭ１周期内で少なくとも２つの検出値（Ｉ１，Ｉ２）を直流電流値として検出する。

三相／ｄｑ演算器１１１では、電流補正器２５０により補正された直流電流値（Ｉ１’，Ｉ２’）とＰＷＭパルスパターン（ＰＷＭ）とから三相のモータ電流値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を演算し、三相のモータ電流値Ｉｕｖｗ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）と回転位置θとからｄｑ変換したｄｑモータ電流値（Ｉｄ，Ｉｑ）を演算する。なお、電流補正器２５０、および電流補正のためのオフセット量を検出するオフセット検出器２４０は本発明にかかわる部分であり、詳しくは後述する。

電流制御器１１０では、ｄｑ電流値（Ｉｄ，Ｉｑ）と、目標トルクに応じて作成された電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）とが一致するように電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を演算し、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）と回転位置θとからＵＶＷ変換した三相電圧指令値Ｖｕｖｗ（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を演算する。

ＰＷＭ生成器２２０では、三相電圧指令値Ｖｕｖｗ（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）をパルス幅変調したＰＷＭパルス（ＰＷＭ）を出力する。ＰＷＭパルスは、ドライブ回路を介して、インバータ回路１３０の半導体スイッチ素子をオン／オフ制御し、出力電圧を調整する。

なお、モータ装置５００において、モータ３００の回転速度を制御する場合には、回転位置θの時間変化からモータ回転速度ωｒを演算し、上位の制御器からの速度指令と一致するように電圧指令あるいは電流指令を作成する。また、モータ出力トルクを制御する場合には、ｄｑモータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）とモータトルクの関係式あるいはマップを用いて、ｄｑモータ電流指令（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を作成する。

次に、図２と図３を用いて、直流電流を検出して三相のモータ電流を演算する動作について説明する。図２は、インバータの出力電圧のベクトル（ＰＷＭパターン）と、モータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ、Ｉｗ）と、直流電流Ｉｄｃと、の関係を示している。ＰＷＭパターンに対応してインバータ回路１３０のスイッチ素子はＯＮ／ＯＦＦ制御され、電圧ベクトル（Ｖ０〜Ｖ７）が出力される。それぞれのＰＷＭパターンによって、モータ電流が流れる方向と直流電流の関係は対応しており、パルス状の直流電流を検出することで三相のモータ電流を演算することが可能になる。

図３は、キャリア周波数の１周期（ＰＷＭ１周期）分のＰＷＭ（Ｖｕ，Ｖｖ、Ｖｗ）とパルス状の直流電流（Ｉｄｃ）を示している。（ａ）はＰＷＭ生成タイマ動作で、のこぎり波あるいは三角波と電圧指令値とが一致するタイミングで、（ｂ）のＰＷＭパルスを生成する。図３では、電圧指令Ｖｕ１とノコギリ波状のタイマカウント値が一致するタイミングＴ１において、Ｕ相のＰＷＭパルスが立ち上がり、Ｕ相のインバータ出力として電圧Ｖｕが出力される。また、電圧指令Ｖｕ２とノコギリ波状のタイマカウント値が一致するタイミングにおいて、Ｕ相のＰＷＭパルスが立ち下がる。Ｖ相、Ｗ相においても同様である。（ｃ）は、このときの直流電流Ｉｄｃを示している。ＰＷＭ１周期内で２回の電流サンプリングを行うことで２つの相のモータ電流を検出することができる。残り１相分は、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係から演算によって求めることができる。

このとき、パルス状の直流電流のピークを確実に検出するには、最小パルス幅ＴＰＳが必要となる。また、より細いＰＷＭパルスに対して検出精度を向上するために、パルスシフト演算器２３０にて２つの相のＰＷＭパルスの信号差（線間電圧のパルス幅）を予め演算し、電流検出器１２０の適切な検出タイミングＴｒｉｇで電流サンプリングする。最小パルス幅ＴＰＳの決定要因には、インバータの主回路インダクタンスの大きさ、検出回路のスルーレートや応答性、及びＡ／Ｄ変換器のサンプリング時間などがある。

次に図４を用いて本実施形態のオフセット検出器２４０について説明する。図４は、オフセット検出の一例として、モータ回転速度が比較的低速で、電圧と電流の位相が等しい場合を示している。（ａ）は３相のモータ電圧指令値、（ｂ）は３相のモータ電流、（ｃ）は直流母線で検出される電流検出値である。

図４（ａ）に示されるモータ電圧指令において、２相のモータ電圧指令の値が概略一致する位相は、回転位置θで６０度の周期間隔である。モータ回転速度が比較的低速である場合、（ｂ）に示される３相のモータ電流は、（ａ）に示されるモータ電圧指令とほぼ同位相である。波高値Ｉｐである３相各相のモータ電流において、最大相の電流値がＩ２（θ）で、最小相の電流値が−Ｉ１（θ）である。６０度周期間隔で２相のモータ電流が概略一致（クロスポイント）する波形になる。

電流検出オフセットＩｏｆｆｓがゼロの場合、角度θａにおける直流母線の電流検出値はＩ１（θａ）とＩ２（θａ）である。例えば、Ｉｕ＝ｓｉｎ（θ）、Ｉｖ＝ｓｉｎ（θ＋１２０）、Ｉｗ＝ｓｉｎ（θ−１２０）の場合を考えると、Ｉｕ＝Ｉｗ＝Ｉｐ／２，Ｉｖ＝−Ｉｐでは、Ｉ２（θａ）＝Ｉ１（θａ）／２である。

電流検出オフセットＩｏｆｆｓが略ゼロの場合には、Ｉ２（θ）とＩ１（θ）のピーク値はＩｐ＋Ｉｏｆｆｓであるため、Ｉ２（θａ）＝Ｉｐ／２＋Ｉｏｆｆｓ、Ｉ１（θａ）＝Ｉｐ＋Ｉｏｆｆｓとなる。このとき、２×Ｉ２（θａ）−Ｉ１（θａ）＝Ｉｏｆｆｓである。すなわち、２相のモータ電圧指令の値が概略一致する回転位置θが６０度の周期間隔のときには、電流検出器にオフセット量Ｉｏｆｆｓが含まれている場合にも、直流電流の検出値からに含まれる電流検出器のオフセット量Ｉｏｆｆｓを演算することが可能である。

ここで、Ｉ１（θ）＞Ｉ２（θ）のときは（１）式を、Ｉ１（θ）＜Ｉ２（θ）のときは（２）式、を選択してオフセットを検出する。
Ｉｏｆｆｓ ＝ ２×Ｉ２（θ）−Ｉ１（θ） ・・・（１）式
Ｉｏｆｆｓ ＝ ２×Ｉ１（θ）−Ｉ２（θ） ・・・（２）式

本実施形態のインバータ駆動装置では、図３に示した一般的な直流母線電流の検出タイミングで検出した電流検出値を用い、回転位置信号θに基づいた電流検出値を用いた演算によって電流検出器１２０のオフセット量Ｉｏｆｆｓを演算により求めることができる。電流補正器２５０では、電流検出値（Ｉ１、Ｉ２）と演算により求めたオフセット量Ｉｏｆｆｓとから理想的な電流検出値（Ｉ１’、Ｉ２’）が演算される。このような電流検出値を用いることで、三相／ｄｑ演算器１１１により高精度なモータ電流値(Iｄ,Iｑ)によるモータ制御が可能になる。

上記説明では、２相のモータ電圧指令の値が概略一致するタイミングでオフセット量を検出する場合について説明したが、モータ電圧指令の代わりにＰＷＭパルス幅を用いても良い。また、モータ電圧の代わりに、２相のモータ電流の値が概略一致するタイミングでオフセット量を検出する様にしても同様の効果が得られる。更に、モータの回転位置検出器１５０の回転位置θを用いて６０度間隔（３０、９０、１５０、２１０、２７０、３３０度）でオフセット検出する様にしても同様の効果が得られる。

次に図５を用いて最小パルス幅ＴＰＳと電源入力電流について説明する。（ａ）はＰＷＭパルス生成用のキャリア周期を示すノコギリ波状のタイマカウント値である。（ｂ）は一般的なインバータのＰＷＭパルスで、瞬時の電圧指令での１ＰＷＭ区間を示している。（ｃ）は直流電流波形Ｉｄｃを示している。

Ｕ相ＰＷＭパルス幅Ｕｐｗと、Ｖ相ＰＷＭパルス幅Ｖｐｗと、Ｗ相ＰＷＭパルス幅Ｗｐｗとの各相間のパルス幅は、ＡＤ変換器のサンプリングに必要な時間Ｔａｄより小さく、マイコン等で検出できない。微少なモータ電流を流すときには、（ｂ）に示される三相各相のＰＷＭパルスの信号差に応じて線間電圧がモータに印可されてモータ電流が流れるが、最小パルス幅ＴＰＳを満たしていない場合には直流電流Ｉｄｃを検出できずに、適切なモータ電流の制御ができない。

そこで、（ｄ）に示されるように、ＰＷＭパルスの相間波形を位相シフト（パルスシフト）することにより、最小パルス幅ＴＰＳを生成する。これにより、直流電流Ｉｄｃを検出可能とする。（ｄ）の各相のパルス幅（Ｕｐｗ，Ｖｐｗ，Ｗｐｗ）は、（ｂ）に示される各相のパルス幅と同じである。ＰＷＭパルスの立ち下りエッジ側で、Ｖ相パルスを基準としてＵ相パルスをパルスシフト量Ｔｔ２だけ位相を遅らせることで、Ｕ相パルスとＶ相パルスの相間パルス幅が最小パルス幅ＴＰＳになるようにパルス幅を広げ、ＡＤサンプリングする。ＰＷＭパルスの立ち上がりエッジ側では、Ｕ相パルスとＶ相パルスの相間パルス幅が小さくなり、（ｂ）のパルスシフトしない場合のＵ相パルスとＶ相パルスの相間パルスに対して極性が反転するパルスが生成される。

これにより十分なＡ／Ｄサンプリング時間を生成しながら、モータ印加電圧の平均値は１ＰＷＭ区間内で（ｂ）のパルスシフトしない場合と同等にでき、モータ印加電圧と位相を調整してモータを制御できる。このときの（ｅ）に示される直電流波形Ｉｄｃは、ＰＷＭパルスエッジの立ち上がり側の電流パルスの面積は小さくなり（図では小さくなって負の大きさの面積である）、ＰＷＭパルスエッジの立ち下がり側の電流パルスの面積は大きくなる。（ｅ）の１ＰＷＭ区間での電流パルスの総面積は、（ｃ）の１ＰＷＭ区間での電流パルスの面積と同等であるが、Ａ／Ｄ検出した電流検出値はパルスシフト相当電流Ｉｐｓだけ大きくなった直流電流値（Ｉ１，Ｉ２）となる。

このようにモータ電流がゼロ付近の電流を検出するインバータ駆動装置において、ＰＷＭパルスシフトする場合にも、オフセット量を検出し、電流検出値をオフセット補償することで精度良くモータ電流を演算してモータ制御するインバータ駆動装置を提供できる利点がある。

オフセットの例として、インバータ回路のスイッチ素子として使われるＩＧＢＴのＭＯＳＦＥＴ静電容量に基づき生じるスイッチＯＮ時の過渡応答を挙げる。静電容量により立ち上がりが遅くなるため、シャント抵抗に流れる電流量が実際に検出したい値より小さな値，あるいは大きな値を検出しうる。この静電容量による電流検出の誤差はモータトルクの検出に影響を与え、モータ制御精度悪化につながる。しかし、本実施形態による方式を用いることで、立ち上がりの遅れによって発生する電流検出時のオフセット値を検出し補正することで、精度よく電流を検出することができ、モータのトルクをより精度よく制御できるようになる。

次に、図６を用いて、第２の実施形態であるモータの回転位置検出器１５０により検出した回転位置θを用いた電流検出手法について説明する。

電流検出器で検出できる電流は、回転位置θに基づいて以下のように表すことができる。
Ｉ１ ＝ Ｉｐ・ｃｏｓ（θｍ１）＋Ｉｏｆｆｓ・・・（３）式
Ｉ２ ＝ Ｉｐ・ｃｏｓ（θｍ２）＋Ｉｏｆｆｓ・・・（４）式

ここで、Ｉｐは三相電流のピーク値であり、θｍ１は最小相電流のピーク値が得られる電気角と回転位置θの位相差であり、θｍ２は最大相電流のピーク値が得られる電気角と回転位置θからの位相差である。この位相差は２相の電流のクロスポイントからの位相差に等しく、θｍ１とθｍ２はそれぞれの相電流のピーク値を中心として−６０度から６０度の範囲をとる。なお、図６中では絶対値をとっている。すなわち、電流Ｉ１の回転位置θからの位相差が０度となり、Ｉ１が最大の電流値をとるとき、もう一方の電流Ｉ２の回転位置θからの位相差は−６０度となり、オフセット量Ｉｏｆｆｓを考慮しなければＩ２は最大の電流値の半分の値となる。

このとき、（５）式が成り立つ
Ｉ１・ｃｏｓ（θｍ２）−Ｉ２・ｃｏｓ（θｍ１）
＝Ｉｐ・｛ｃｏｓ（θｍ１）ｃｏｓ（θｍ２）−ｃｏｓ（θｍ２）ｃｏｓ（θｍ１）｝
＋Ｉｏｆｆｓ・｛ｃｏｓ（θｍ２）−ｃｏｓ（θｍ１）｝
＝Ｉｏｆｆｓ・｛ｃｏｓ（θｍ２）−ｃｏｓ（θｍ１）｝ ・・・（５）式

よって、（６）式が成り立つ。
Ｉｏｆｆｓ＝｛Ｉ１・ｃｏｓ（θｍ２）−Ｉ２・ｃｏｓ（θｍ１）｝／｛ｃｏｓ（θｍ２）−ｃｏｓ（θｍ１）｝ ・・・（６）式

（６）式によりオフセット量Ｉｏｆｆｓを表すことができる。この手法においては、図６のように電圧と電流の位相が等しくないときであっても、直流電流の検出値に含まれる電流検出器のオフセット量Ｉｏｆｆｓを演算することが可能である。また、（６）式にθｍ２＝６０度，θｍ１＝０度を代入すると、Ｉｏｆｆｓ
＝｛（Ｉｐ＋Ｉｏｆｆｓ）・０．５−（０．５・Ｉｐ＋Ｉｏｆｆｓ）・１｝／（−０．５）
＝（Ｉｐ＋２Ｉｏｆｆｓ）−（Ｉｐ＋Ｉｏｆｆｓ）
＝２・（Ｉｐ・０．５＋Ｉｏｆｆｓ）−（Ｉｐ・１＋Ｉｏｆｆｓ）
となり、（２）式に一致することがわかる。（６）式を用いることによって、図６のように第１の実施形態の方式と比べて、広い回転角度θの範囲で電流検出器のオフセット量Ｉｏｆｆｓの演算及び補償し、精度よく三相電流を制御することができる。

次に第２の実施形態において、図７を用いてｑ軸からの電圧位相差および電流位相差が存在するときにオフセット量を検出する手法を説明する。モータの回転中、ｄ軸電流Ｉｄ＝０であっても、モータ回転速度とｑ軸電流Ｉｑとモータのｑ軸インダクタンスの積により演算される値を、ｄ軸電圧Ｖｄとしてモータに加える必要がある。この時、電圧とｑ軸との電圧位相差βは、例えば以下のように導出することができる。
β＝ａｒｃｔａｎ（Ｖｄ／Ｖｑ）×１８０／π ［ｄｅｇｒｅｅ］ ・・・（７）式

（８）式の電圧位相差βの分だけ、最小相電流および最大相電流のピーク値からの位相差θｍ１およびθｍ２は、−６０＋βから６０＋βの範囲に変化する。Ｖｄの値により検出範囲を変更することで、より精度のよい電流の検出が可能となる。

図８はｄ軸電流Ｉｄとｄ軸電圧Ｖｄが加えられているときの電流検出の様子を示している。ただし、簡略化のためθｍ１のみを示している。先に述べたようにＶｄが加えられることで位相差θｍ１およびθｍ２は−６０＋βから６０＋βの範囲に変化する。これに加えて、Ｉｄが加わると、ｑ軸からの電流位相差αの分だけ電流のピークがシフトする。そのため回転角度に対してα分の補正をかける必要がある。ここで、電流位相差αは、例えば以下のように導出できる。
α＝ａｒｃｔａｎ（Ｉｄ／Ｉｑ）×１８０／π ［ｄｅｇｒｅｅ］ ・・・（８）式

θｍ１，θｍ２をシフトさせたθｍｓ１，θｍｓ２はそれぞれ、以下のように示すことができる。
θｍｓ１＝θｍ１＋α，θｍｓ２＝θｍ２＋α ・・・（９）式
よって（６）式に（９）式を代入すると（１０）式となる。
Ｉｏｆｆｓ＝｛Ｉ１・ｃｏｓ（θｍｓ２）−Ｉ２・ｃｏｓ（θｍｓ１）｝／｛ｃｏｓ（θｍｓ２）−ｃｏｓ（θｍｓ１）｝ ・・・（１０）式

ここでα＝２５度，θｍ１＝−２５度，θｍ２＝３５度を代入すると、
Ｉｏｆｆｓ＝｛（０．５・Ｉｐ＋Ｉｏｆｆｓ）・１−（Ｉｐ＋Ｉｏｆｆｓ）・０．５｝／０．５
＝（Ｉｐ＋２Ｉｏｆｆｓ）−（Ｉｐ＋Ｉｏｆｆｓ）
となり、（２）式に一致する。α分の位相をシフトすることで、さらに精度のよい電流検出が可能となる。

以上の手法において回転角度を推定する場合には、回転速度を利用することがある。このときモータが高速で回転すると、演算される回転角度はステップ状になる。ステップ状になることで回転角度を滑らかに推定できないと、本手法の電流クロスポイントとなる回転角度を検出することが難しくなる。そこで、高速時はステップ状になる回転角度をフィルタリングすることで滑らかにし、適切な回転角度を推定して演算する必要がある。

次に、図９を用いて、本発明の各実施形態に示したモータ駆動装置を適用した電動システムとして電動パワーステアリング装置の構成について説明する。図９は、本発明の各実施形態に示したモータ駆動装置を適用した電動パワーステアリング装置の構成図である。

電動アクチュエータは、図９に示すように、トルク伝達機構９０２と、モータ３００と、モータ駆動装置１００から構成される。電動パワーステアリング装置は、電動アクチュエータと、ハンドル（ステアリング）９００と、操舵検出器９０１および操作量指令器９０３を備え、運転者が操舵するハンドル９００の操作力は電動アクチュエータを用いてトルクアシストする構成を有する。

電動アクチュエータのトルク指令τ＊は、ハンドル９００の操舵アシストトルク指令（操作量指令器９０３にて作成）とし、電動アクチュエータの出力を用いて運転者の操舵力を軽減するようにしたものである。モータ駆動装置１００は、入力指令としてトルク指令τ＊を受け、モータ３００のトルク定数とトルク指令τ＊とからトルク指令値に追従するようにモータ電流を制御する。

モータ３００のロータに直結された出力軸から出力されるモータ出力τｍはウォーム、ホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構９０２を介し、ステアリング装置のラック９１０にトルクを伝達して運転者のハンドル９００の操舵力（操作力）を電動力にて軽減（アシスト）し、車輪９２０，９２１の操舵角を操作する。

このアシスト量は、ステアリングシャフトに組み込まれた操舵状態を検出する操舵検出器９０１により操舵角や操舵トルクとして操作量を検出し、車両速度や路面状態などの状態量を加味して操作量指令器９０３によりトルク指令τ＊として決定される。

本実施例のモータ駆動装置１００は、車両を車庫入れする際などに停車もしくは極低車速でのハンドル操作を長時間繰り返し行う際、過大なモータ出力を得ようとして大きなモータ電流を流すことでＥＣＵが温度上昇した際の電流検出回路の温度ドリフトによるオフセット量によるモータ制御性の低下を防止できる。さらに、インバータ駆動回路のｄｉ／ｄｔ特性変化によるパルスシフト電流のバラツキが発生する場合にも、電流検出の高精度化ができるため、ハンドルの切り返し動作に時にも滑らかな操舵アシストを実現することができる利点がある。

図１０は、車両用ブレーキ装置にかかる実施例の構成を示すシステムブロック図である。図１０におけるアシスト制御ユニット７０６は、前記モータ駆動装置１００と同様の機能を有し、車両用ブレーキ動作を行えるようにマイコンプログラムされている。また、モータ７３１は、制動アシスト装置７００に一体取付されている点が前記モータ３００と異なり、更に、ケーシング７１１を介してアシスト制御ユニット７０６と一体構造となる点が、第１の実施形態と異なる。

車両用ブレーキ装置は、ブレーキペダル７０１と制動アシスト装置７００と倍力装置８００及びホイール機構８５０ａ〜８５０ｄを備えている。制動アシスト装置７００は、アシスト機構７２０とプライマリ液室７２１ａとセカンダリ液室７２１ｂとリザーバタンク７１２を備えている。運転者が踏み込むブレーキペダル７０１の操作量は、ブレーキペダルの操作量は、インプットロッド７２２を介してアシスト機構７２０に入力され、プライマリ液室７２１ａ伝達される。

また、ブレーキペダル７０１に取り付けられたストロークセンサ７０２により検出されたブレーキ操作量は、アシスト機構７２０を制御するアシスト制御ユニット７０６へ入力される。アシスト制御ユニット７０６は、入力されたブレーキ操作量に応じた回転位置となるようにモータ７３１を制御する。そして、モータの回転トルクは、減速装置７２３を介して、回転動力を並進動力に変換する回転−並進変換装置７２５へ伝達され、プライマリピストン７２６を押圧し、プライマリ液室７２１ａの液圧を高めると共に、セカンダリピストン７２７を加圧し、セカンダリ液室７２１ｂの液圧を高める。

倍力機構８００は、液室７２１ａ，７２１ｂで加圧された作動液をマスタ配管７５０ａ、７５０ｂを介して作動液圧を入力し、倍力制御ユニット８３０の指令に従って、ホイール機構８５０ａ〜８５０ｄに液圧を伝達することで車両の制動力を得るものである。

アシスト制御ユニット７０６では、プライマリピストン７２６の押圧量を調整するためにプライマリピストン７２６の変位量を制御する。プライマリピストン７２６の変位量は直接検出していないため、モータ内に備えた回転位置センサ（図示省略）からの信号に基づいて、駆動モータ７３１の回転角を算出し、回転−並進変換装置７２５の推進量からプライマリピストン７２６の変位量を演算により求めている。

尚、駆動モータ７３１が故障により停止し、ボールネジ７２５の軸の戻し制御が不能となった場合が発生しても、戻しバネ７２８の反力によってボールネジ７２５の軸を初期位置に戻すことにより運転者の制動操作を阻害しないようになっている。例えば、ブレーキの引きずりによる車両挙動の不安定化を回避することができる。

倍力機構８０１では、４輪ある内の対角２輪ずつの作動液を調整する２系統の液圧調整機構８１０ａ、８１０ｂを備え、１系統の故障が発生しても安定して車両を停止できるようになっており、対角２輪のホイール機構８５０ａ，８５０９ｂの制動力を個々に調整できる。２系統の液圧調整機構８１０ａ、８１０ｂはどちらも同様に動作するため、以下では１系統の液圧調整機構８１０ａを用いて説明する。液圧調整機構８１０ａには、ホイールシリンダ８５１への供給を制御するゲートＯＵＴ弁８１１と、同じくポンプへの供給を制御するゲートＩＮ弁８１２と、マスタ配管７５０ａからの作動液圧又はポンプから各ホイールシリンダ８５１への作動液の供給を制御するＩＮ弁８１４ａ、８１４ｂと、ホイールシリンダ８５１を減圧制御するＯＵＴ弁８１３ａ，８１３ｂと、マスタ配管７５０ａからの作動液圧で生成されたマスタ圧を昇圧するポンプ８５３と、ポンプ８５３を駆動するポンプモータ８５２を備えている。例えば、アンチロックブレーキ制御用の液圧制御をする場合には、ホイール機構８５０内の車輪回転センサ８５３からの信号を倍力制御ユニット８３０で処理し、制動時の車輪ロックを検知した場合に、各ＩＮ／ＯＵＴ弁（電磁式）とポンプを作動させて各車輪がロックしない液圧に調整する動作を行う。尚、車両挙動安定化制御用の液圧制御をする場合においても適用できる機構である。

このような車両用ブレーキ装置において、モータ駆動装置は常に安定したアシストに用いられると共に、プライマリピストン７２６の変位量制御にも用いられる。このため、高精度でありながら、安定して動作し続けることと、異常を適確に検知できることが求められる。また、電源のバッテリ２００の充電容量が低下してしまった場合には、アシスト量の低下が生じるため、補助電源４００を電源としてブレーキアシスト動作を継続するシステムである。補助電源４００は、緊急バックアップ用であることから大きな電流出力を抑制する必要がある。本発明のアシスト制御ユニット７０６は、例えば、補助電源４００に電源切替した際には、通常の１／１０程度まで電源からの電流を制限する際、小さな電流の場合にもモータ駆動装置によって直流を高精度に電流検出し、モータ電流を制御することで高精度に電源電流を制御でき、バッテリ異常時にも安定したブレーキアシストの制御を継続することができる車両用ブレーキ装置を提供できる利点がある。

図１１は、本発明の実施形態の一例を説明するフローチャートである。以下このフローチャートについて説明する。

ステップ１００１において、電流と電圧の位相差が小さいか否かを判定する。小さい場合はステップ１００２へ進み、大きい場合はステップ１０１３へ進む。

ステップ１００２において、電圧指令値、ＰＷＭパルス幅、回転位置θのいずれかを用いて電流のクロスポイントを検出する。ステップ１００３において、最大相と最小相の電流を検出する。ステップ１００４において、検出した２つの電流の大小関係を判定する。ステップ１００５においては（１）式、１００６においては（２）式を用いて電流オフセット値を検出する。

次に、ステップ１０１３へ進んだ場合の処理を説明する。ステップ１０１３において電流位相と、電流クロスポイントとなる回転位置θまでの位相差を導出する。ステップ１０１４においてオフセット値Ｉｏｆｆｓを導出する計算式である（７）式の分母が０になるか否かを判定する。分母が０となる場合はステップ１０１７へ進み、電流オフセットを検出しない。電流オフセットを検出する場合はステップ１０１６において２相の電流を検出する。ステップ１０１７において（７）式を用いて電流オフセット値を検出する。

以上は検出手順の一例であり、判定の手順を入れ替えることや、省くことも可能である。

なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

１００：モータ駆動装置
１１０：電流制御器
１１１：三相／ｄｑ演算器
１２０：電流検出器
１３０：インバータ回路
１５０：回転位置検出器
２００：バッテリ
２３０：パルスシフト演算器
２４０：オフセット検出器
２５０：電流補正器
３００：モータ
３２０：回転位置センサ
５００：モータ装置

Claims (11)

1. 電力源から供給される直流電力を変換してモータに三相交流電力を出力するインバータ装置の駆動を制御するインバータ駆動装置であって、
   前記電力源と前記インバータ装置の間を流れる直流母線電流を検出し、
   前記直流母線電流の検出値に基づいて算出される三相交流電流のうちの２相の電流値が略一致するときの前記検出値を用いて、前記検出値に重畳するオフセット電流成分を算出し、
   前記オフセット電流成分を補償した電流値に基づいて前記インバータ装置の駆動を制御するインバータ駆動装置。
2. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   ＰＷＭのキャリア周波数の１周期内において、三相交流電流のうちの最大相電流と最小相電流の２相の電流値を検出し、
   前記最大相電流の検出値と前記最小相電流の検出値の絶対値との２つの値のうち、値が小さい方の値から前記２つの値の差の絶対値を引いた値を前記オフセット電流成分として補償するインバータ駆動装置。
3. 請求項１に記載のインバータ駆動装置において、
   前記オフセット電流成分を算出するときに用いる前記検出値は、前記モータの電気角で略６０度ごと又は略６０度の倍数ごとに検出されるインバータ駆動装置。
4. 請求項１に記載のインバータ駆動装置において、
   前記オフセット電流成分を算出するときに用いる前記検出値は、三相交流電圧の指令値のうちのいずれか２相について略一致するときに検出されるインバータ駆動装置。
5. 請求項１に記載のインバータ駆動装置において、
   前記オフセット電流成分を算出するときに用いる前記検出値は、三相のＰＷＭパルス幅のうちのいずれか２相について略一致するときに検出されるインバータ駆動装置。
6. 請求項３又は４のいずれかに記載のインバータ駆動装置において、
   前記オフセット電流成分の算出は、三相電流及び電圧の位相差が略ゼロの場合に行われるインバータ駆動装置。
7. 請求項１に記載のインバータ駆動装置において、
   前記オフセット電流成分は、前記モータの電気角に基づいて算出されるインバータ駆動装置。
8. 請求項７に記載のインバータ駆動装置において、
   前記オフセット電流成分は、三相交流電流のうちの最小相電流のピーク値が得られる電気角と前記モータの回転位置に対応する電気角との差である第１の位相差と、三相交流電流のうちの最大相電流のピーク値が得られる電気角と前記モータの回転位置に対応する電気角との差である第２の位相差と、を用いて算出されるインバータ駆動装置。
9. 請求項１に記載のインバータ駆動装置において、
   ｄｑ軸電圧指令値から求めたモータ印加電圧の位相進み角と、ｄｑ軸電流指令値から求めたモータ電流の電流位相角とを演算し、
   前記オフセット電流成分を算出するときに用いられる前記検出値は、前記演算したモータの電気角ごとに検出されるインバータ駆動装置。
10. 請求項１に記載のインバータ制御装置を備えた電動ブレーキ装置であって、
    前記インバータ装置は、前記電動ブレーキの操作中に補助電源に切り替えた際に、補助電源の容量に合わせて、電源から平滑コンデンサに流れる電流を制限する電動ブレーキ装置。
11. 請求項１に記載のインバータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であって、
    前記インバータ装置は、前記電動パワーステアリングの操作中に電源から平滑コンデンサに流れる電流を制限する電動パワーステアリング装置。

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