KR101514391B1 - 벡터 제어 장치, 및 그것을 사용한 모터 제어 장치, 공조기 - Google Patents

Abstract

본 발명은, 모터가 출력 가능한 한계 토크까지 구동할 수 있는 모터 제어의 벡터 제어 장치, 및 그것을 사용한 모터 제어 장치, 공조기를 제공하는 것을 과제로 한다.
이러한 과제를 해결하기 위하여, 모터에 전력을 공급해서 구동시키는 전력 변환기의 출력에 의거하여, 당해 출력이 출력 전압 포화 상태일 때에, 상기 전력 변환기의 출력 전압을 규정하는 약화 계자 출력 전압 위상을 상기 모터의 계자 자극의 주자속 방향에 대하여 180도 이상으로 제어한다. 또는, 상기 모터의 출력 토크와 q축 전류의 관계가 비선형으로 되는 영역에서, 상기 전력 변환기의 출력 전압을 규정하는 약화 계자 출력 전압의 위상을 제어한다.

Description

벡터 제어 장치, 및 그것을 사용한 모터 제어 장치, 공조기{VECTOR CONTROLLER AND MOTOR CONTROLLER USING THE SAME, AIR-CONDITIONER}

본 발명은, 모터 제어의 벡터 제어 장치, 및 그것을 사용한 모터 제어 장치, 공조기에 관한 것이다.

공조기 등에 탑재되는 모터(전동기)는, 모터 제어 장치에 의해 제어·구동된다. 이 모터 제어 장치는, 벡터 제어 장치를 구비해서 구성되는 것이 있다.

공조기 등에 사용되고 있는 모터 제어 장치는, 소형화·부품수 삭감, 고효율·고출력화에의 요구가 강하며, 이들 요구를 실현하는 기술이 다수, 개발되어 있다.

모터 제어 장치의 고효율화의 요구에 대해서는, 모터로서 영구 자석 모터의 적용이 일반적이지만, 한층 더 고효율화를 위하여, 모터 제어 장치에 구비된 벡터 제어 장치를 고안해서, 공조기의 통상 운전 시(저속 회전역)에 고효율로 되는 모터 설계가 행해져 있는 것이 있다.

그러나, 종래의 모터 제어 장치, 혹은 그것에 구비된 벡터 제어 장치의 제어 방법에서는, 모터를 저속 회전에서 고효율로 되는 설계를 행하면, 고출력화가 곤란해지는 경우가 있다. 예를 들면, 모터에는 회전 속도(단위 시간의 회전수)에 비례한 유기 전압이 발생하기 때문에, 전력 변환기 출력 전압은, 회전 속도에 비례해서 증가한다(도 11의 (a) 참조).

그러나, 후기하는 바와 같이, 모터의 회전 속도가 소정의 값을 초과하면, 전력 변환기의 출력 전압이, 전력 변환기의 공급 가능 전압을 상회하는 영역, 즉 전압 포화 영역이 발생한다. 이러한 전압 포화 영역에서는, 더 이상, 전력 변환기의 출력 전압의 전압 진폭을 크게 할 수 없어진다(도 11의 (a) 참조).

이러한, 전압 포화 영역에 있어서 구동 범위를 확대하는 약화 계자 제어 방식으로서, 예를 들면 특허문헌 1에서는, 「전력 변환기의 출력 전압값이 제한된 경우에는, q축의 전류 지령값과 q축의 전류 검출값의 편차에 의해, 제어의 기준 축과 모터의 자속(磁束) 축의 편차인 위상 오차의 지령값을 작성」함으로써 약화 계자 제어를 행하는 기술이 개시되어 있다.

일본국 특개2007-252052호 공보

상기 특허문헌 1에 개시된, q축의 전류 지령값과 q축의 전류 검출값의 차분으로부터 위상 오차 지령값을 연산해서 약화 계자 제어하는 방식은, 정상적으로 전력 변환기가 출력 가능한 전압(전압 포화 상태)으로 전력 변환기의 출력 전압을 제어 가능하다. 그러나, 후기하는 바와 같이, 전력 변환기의 출력 전압 위상과 모터의 q축 전류에 있어서, 출력 전압 위상이 90도를 초과한 범위에서는 비선형(非線形)의 관계로 되며, 출력 전압 위상이 90도를 초과한 영역에서는 제어가 곤란해져서, 모터의 출력 가능한 한계 토크까지 구동할 수 없다는 문제가 있다(도 7, 도 12, 도 13 참조).

그래서, 본 발명은, 이러한 문제점을 해결하는 것으로서, 그 목적으로 하는 바는, 모터가 출력 가능한 한계 토크까지 구동할 수 있는 모터 제어의 벡터 제어 장치, 및 그것을 사용한 모터 제어 장치, 공조기를 제공하는 것이다.

상기한 과제를 해결해서, 본 발명의 목적을 달성하기 위하여, 이하와 같이 구성했다.

즉, 본 발명의 벡터 제어 장치는, 모터에 전력을 공급해서 구동시키는 전력 변환기의 출력에 의거하여, 당해 출력이 출력 전압 포화 상태일 때에, 상기 전력 변환기의 출력 전압을 규정하는 약화 계자 출력 전압 위상을 상기 모터의 계자 자극(磁極)의 주자속(主磁束) 방향에 대하여 180도 이상으로 제어하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 모터 제어 장치는, 상기 벡터 제어 장치를 구비하며, 모터를 구동 제어하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 공조기는, 상기 모터 제어 장치를 구비하는 것을 특징으로 한다.

또한, 그 외의 수단은, 발명을 실시하기 위한 형태 중에서 설명한다.

본 발명에 따르면, 모터가 출력 가능한 한계 토크까지 구동할 수 있는 모터 제어의 벡터 제어 장치, 및 그것을 사용한 모터 제어 장치, 공조기를 제공할 수 있다.

도 1은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 벡터 제어 장치의 내부의 구성을 나타낸 도면.
도 2는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 모터 제어 장치의 구성과, 이 모터 제어 장치와 직류 전원과 모터의 관련을 나타내는 도면.
도 3은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 벡터 제어부에 의해, 모터 회전 속도 지령값을 일정하게 한 상태에서, 모터 부하를 일정한 비율로 증가시켰을 경우의 특성을 시뮬레이션으로 나타내는 도면이며, (a)는 전압 위상, (b)는 토크, (c)는 회전 속도를 나타내고 있는 도면.
도 4는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 벡터 제어부에 의해, 모터 출력 한계 토크를 향상시키기 위한 출력 전압의 벡터 제어를 설명하는 도면이며, (a)는 추정 토크와 출력 토크의 관계를 나타내는 도면, (b)는 전압 위상이 90도 이하인 경우의 각 전압의 전압 벡터도, (c)는 전압 위상이 90도를 초과하는 경우의 각 전압의 전압 벡터도.
도 5는 비교예 1의 방식에 있어서의 벡터 제어부를 나타내는 도면.
도 6은 비교예 1의 방식에 있어서의 벡터 제어부(10A)에 의해, 모터 회전 속도 지령값을 일정하게 한 상태에서 모터 부하를 일정한 비율로 증가시켰을 경우의 특성을 나타내는 도면이며, (a)는 전압 위상, (b)는 토크, (c)는 회전 속도를 나타내는 도면.
도 7은 비교예 1의 방식에 있어서의 벡터 제어부에 의해, 모터 출력 한계 토크를 향상시키기 위한 출력 전압의 벡터 제어를 설명하는 도면이며, (a)는 토크 전류와 출력 토크의 관계를 나타내는 도면, (b)는 전압 위상이 90도 이하인 경우의 각 전압의 전압 벡터도, (c)는 전압 위상이 90도를 초과하는 경우의 각 전압의 전압 벡터도.
도 8은 본 발명의 제1 실시형태의 벡터 제어 장치를 사용했을 경우의 약화 계자 제어 시와, 비교예의 벡터 제어 장치에 있어서의 모터 출력 한계 토크를 비교한 일례를 나타내는 도면.
도 9는 본 발명의 제2 실시형태에 따른 공조기의 내부의 구성을 나타내는 도면.
도 10은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 공조기에 탑재한 압축기 구동 모터의 특성을 나타내는 도면.
도 11은 비교예 2에 있어서, 모터 출력 토크를 소정값으로 하고, 모터 제어 장치에 의해 모터를 구동했을 경우의 특성을 나타내는 도면이며, (a)는 모터의 회전 속도와 전력 변환기의 출력 전압 및 출력 전류의 관계를 나타내는 도면, (b)는 모터의 회전 속도와 출력 토크의 관계를 나타내는 도면.
도 12는 비교예 1에 있어서, 출력 전압 위상과 출력 토크 및 q축 전류의 관계를 나타내는 도면.
도 13은 비교예 1에 있어서, 모터의 회전 속도와 모터 출력 토크의 관계를 나타내는 도면. 한편, 가로축은 회전 속도이고, 세로축은 모터 출력 토크임.

이하에 본원 발명을 실시하기 위한 형태(이하, 「실시형태」라 칭함)를, 도면을 참조해서 설명한다.

(제1 실시형태)

본 발명의 제1 실시형태에 따른 벡터 제어 장치(10)를 도 1∼도 4를 참조해서 설명한다. 한편, 당해 벡터 제어 장치(10)를 구비한 모터 제어 장치(21)의 설명도 겸한다.

제1 실시형태는, 본 발명의 벡터 제어 장치(10)에 의한 제어 방법을 모터 제어 장치(21)에 적용하고, 모터 토크 지령값과 토크 추정값의 차분으로부터 위상 오차 지령값을 연산해서 약화 계자 제어를 행하는 것이다.

[벡터 제어 장치 : 그 1]

도 1은, 본 발명의 제1 실시형태에 따른 벡터 제어 장치(10)의 내부의 구성을 나타낸 것이다. 단, 벡터 제어 장치(10)는, 모터 제어 장치(21)(도 2)의 구성 요소로서 구비된 것이며, 서로 신호가 오가는 경우도 있고, 우선 모터 제어 장치(21)를 먼저 설명하고, 그 후에, 상세히 벡터 제어 장치(10)에 대하여 설명한다.

<모터 제어 장치와 직류 전원, 모터의 관련>

도 2는, 본 발명의 제1 실시형태에 따른 모터 제어 장치(21)의 구성과, 이 모터 제어 장치(21)와 직류 전원(22)과 모터(23)의 관련을 나타내는 도면이다.

도 2에 있어서, 모터 제어 장치(21)는, 직류 전원(22)으로부터 직류 전력을 받아, 3상(相) 교류 전력으로 변환한다. 또한, 모터(영구 자석 동기 모터)(23)는, 모터 제어 장치(21)로부터 3상 교류 전력이 공급되어, 구동 제어되어 회전하며, 부하(도시하지 않음)를 회전 구동시킨다.

다음으로, 모터 제어 장치(21)의 상세에 대하여 설명한다.

<모터 제어 장치>

도 2에 있어서, 상기한 바와 같이, 모터 제어 장치(21)는, 직류 전원(22)으로부터 공급되는 직류 전력을 가변 전압 가변 주파수의 3상 교류 전력으로 변환하는 전력 변환기(24)와, 전력 변환기(24)에 흐르는 직류 모선 전류를 검출하는 직류 모선 전류 검출 회로(25)와, 직류 모선 전류 검출 회로(25)에 의해 검출된 직류 모선 전류 정보(25A)를 기초로 벡터 제어를 행하는 제어 장치(26)를 구비해서 구성되어 있다.

《전력 변환기》

또한, 전력 변환기(24)는, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등의 반도체 스위칭 소자와 역(逆)병렬로 접속된 다이오드 소자로 구성된 전력 변환 주(主)회로(41)와, 후기하는 PWM(Pulse Width Modulation) 펄스 생성부(35)로부터의 PWM 펄스 신호(35A)에 의거하여 전력 변환 주회로(41)의 IGBT(Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn)에의 게이트 신호를 발생하는 게이트·드라이버(42)를 구비해서 구성되어 있다.

IGBT가 직렬로 접속되어 레그를 구성하는 IGBT(Sup, Sun)는, 직류 전원(22) 사이에 접속되며, 각각의 상측 암(Sup)과 하측 암(Sun)의 접속점은, U상(相)의 교류 출력 단자로 되어 있다.

마찬가지로 직렬로 접속되어 레그를 구성하는 IGBT(Svp, Svn)는, 직류 전원(22) 사이에 접속되며, 각각의 상측 암(Svp)과 하측 암(Svn)의 접속점은, V상의 교류 출력 단자로 되어 있다.

또한, 직렬로 접속되어 레그를 구성하는 IGBT(Swp, Swn)는, 직류 전원(22) 사이에 접속되며, 각각의 상측 암(Swp)과 하측 암(Swn)의 접속점은, W상의 교류 출력 단자로 되어 있다.

이상의 IGBT(Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn)를 제어 장치(26)가 게이트·드라이버(42)를 통해서, 적절히 제어함으로써, 직류 전원(22)의 직류 전력은, 가변 전압 가변 주파수의 3상 교류 전력(3상 교류 전압 Vu, Vv, Vw, 3상 교류 전류 Iu, Iv, Iw)이 상기한 U상, V상, W상의 교류 출력 단자로부터 출력된다.

《제어 장치》

또한, 제어 장치(26)는, 벡터 제어부(벡터 제어 장치)(10)와 전류 재현부(31)와 위치센서리스 제어부(32)와 속도 지령 발생부(33)와 좌표 변환부(34)와 PWM 펄스 생성부(35)를 구비해서 구성되어 있다.

한편, 벡터 제어부(10)는, 상기와 같이 벡터 제어 장치(10)이기도 하다. 또한, 후기하는 바와 같이 비교예 1의 벡터 제어부(10A)(도 5)의 구성이 사용될 때에는, 도 2에 있어서, 벡터 제어부(10)의 블록이 벡터 제어부(10A)에 상당한다.

전류 재현부(31)는, 직류 모선 전류 검출 회로(25)에 의해 검출된 직류 모선 전류 정보(I_DC)(25A)를 기초로 상기한 영구 자석 동기 모터(모터)(23)에 흐르는 상(相)전류 정보를 재현 전류(I_dc, I_qc)로서 재현한다. 그리고, 그 재현 전류(I_dc, I_qc)(31A, 31B)를 벡터 제어부(10)와 위치센서리스 제어부(32)에 출력한다.

한편, 전류 재현부(31)에 있어서의, 후기하는 직류 모선 전류 검출 회로(25)로부터의 상전류 정보의 취득은, 일본국 특개2004-48886호 공보에 개시되어 있는 방식이나, 전류 센서를 사용하는 방식 등 일반적인 방식을 사용함으로써 가능하며, 상전류 정보의 검출 방식을 특정하는 것이 아니다.

위치센서리스 제어부(32)는, 상기 재현 전류(I_dc, I_qc)(31A, 31B)와 인가 전압 지령값(V_d ^*, V_q ^*)을 사용해서, 모터 회전 속도 ω_c(32A)와 회전 위상 θ_dc(32B)을 추정한다. 그리고, 모터 회전 속도 ω_c(32A)의 신호를 벡터 제어부(10)에 출력한다. 또한, 회전 위상 θ_dc(32B)의 신호를 전류 재현부(31)와 좌표 변환부(34)에 출력한다.

한편, 위치센서리스 제어부(32)에 의한 모터 회전 속도 ω_c와 회전 위상 θ_dc의 추정은, 위치 센서를 사용하는 방식 등, 일반적인 방식을 사용함으로써 가능하며, 회전 속도 및 회전 위상의 검출 방식을 특정하는 것이 아니다.

속도 지령 발생부(33)는, 모터 회전 속도 지령값 ω₁ ^*(33A)을 발생시키고, 그 신호를 벡터 제어부(10)에 출력한다.

벡터 제어부(10)는, 재현 전류(I_dc, I_qc)(31A, 31B)와, 모터 회전 속도 ω_c(32A)와, 속도 지령 발생부(33)로부터의 모터 회전 속도 지령값 ω₁ ^*을 사용해서, 모터(23)에의 인가 전압 지령값(V_d ^*, V_q ^*)을 산출한다. 그리고, 인가 전압 지령값(V_d ^*, V_q ^*)을 좌표 변환부(34)와 위치센서리스 제어부(32)에 출력한다.

한편, 벡터 제어부(10)의 상세에 대해서는 후기한다.

좌표 변환부(34)는, 상기한 인가 전압 지령값(V_d ^*, V_q ^*)을 교류 인가 전압 지령값(Vu^*, Vv^*, Vw^*)으로 변환하고, 그 신호(34A)를 PWM 펄스 생성부(35)에 출력한다.

PWM 펄스 생성부(35)는, 상기 교류 인가 전압 지령값(Vu^*, Vv^*, Vw^*)과 캐리어 신호(PWM 펄스 생성부(35) 내부에서 발생)를 기초로 해서 PWM 펄스 신호(35A)를 생성하고, 그 신호(35A)를 전력 변환기(24)에 구비된 게이트·드라이버(42)에 출력한다.

《직류 모선 전류 검출 회로》

직류 모선 전류 검출 회로(25)는, 직류 전원(22)의 부측(負側)의 직류 모선에 접속되며, U상, V상, W상의 맥류가 혼재한 전류 I_DC로부터 상전류 정보를 취득한다. 취득된 상전류 정보는, 직류 모선 전류 정보(상전류의 정보)(25A)로서, 전류 재현부(31)에 출력된다.

또한, 직류 모선 전류 검출 회로(25)로부터의 상전류 정보의 취득은, 상기한 일본국 특개2004-48886호 공보에 개시되어 있는 방식이나, 전류 센서를 사용하는 방식 등 일반적인 방식을 사용함으로써 가능하며, 상전류 정보의 검출 방식을 특정하는 것이 아니다.

[벡터 제어 장치 : 그 2]

다시 도 1을 참조해서, 벡터 제어 장치(10)에 대하여 상세히 설명한다.

상기한 바와 같이, 도 1은, 본 발명의 제1 실시형태에 따른 벡터 제어 장치(10)의 내부의 구성을 상세히 나타낸 것이다.

도 1에 있어서, 벡터 제어 장치(10)는, 토크 지령 연산부(101), q축 전류 지령 연산부(102), 토크 추정 연산부(103), 위상 오차 지령 연산부(111), 제2 q축 전류 지령 연산부(112), 제2 d축 전류 지령 연산부(113), 전압 벡터 연산부(100), 출력 전압 제한 검출부(107)를 구비하고 있다.

또한, 벡터 제어 장치(10)는, 비교기(121∼124)를 구비하고 있다.

또한, 벡터 제어 장치(10)는, 토크 입력 전환부(104), q축 전류 입력 전환부(105), d축 전류 입력 전환부(106)를 더 구비해서 구성된다.

한편, d축이란, 모터 회전자의 자석의 주자속 방향의 좌표 축이며, q축이란, 상기 d축과 직각 방향의 회전 좌표 축이다.

벡터 제어 장치(10)에는, 도 2에 나타낸 모터 제어 장치(21)에 있어서의 각 신호의 모터 회전 속도 지령값 ω₁ ^*, 추정된 모터 회전 속도 ω_c, d축, q축의 각각의 재현 전류인 I_dc, I_qc가 각각 입력된다.

또한, 벡터 제어 장치(10)로부터 인가 전압 지령값 V_d ^*, V_q ^*이 출력된다. 한편, 인가 전압 지령값 V_d ^*은, d축에 관한 인가 전압 지령이고, 인가 전압 지령값 V_q ^*은, q축에 관한 인가 전압 지령이다.

도 1에 있어서, 비교기(121)에 모터 회전 속도 지령값 ω₁ ^*과 추정된 모터 회전 속도 ω_c가 입력되어, 그 차분이 토크 지령 연산부(101)와 q축 전류 지령 연산부(102)에 출력된다.

《토크 지령 연산부》

토크 지령 연산부(101)는, 모터 회전 속도 지령값 ω₁ ^*과 추정된 모터 회전 속도 ω_c의 차분으로부터 토크 지령값 τ^*을 연산한다.

《q축 전류 지령 연산부》

q축 전류 지령 연산부(102)는, 모터 회전 속도 지령값 ω₁ ^*과 추정된 모터 회전 속도 ω_c의 차분으로부터 q축 전류 지령값 I_q ^*을 연산한다.

《토크 추정 연산부》

토크 추정 연산부(103)는, 모터(23)(도 2)의 전기 상수와 재현 전류값(I_dc, I_qc)에 의거하여 토크 추정값 τ_c을 연산한다.

한편, 토크 추정 연산부(103)에 의한 토크의 추정은, 인가 전압 지령값(V_d ^*, V_q ^*)과 재현 전류값(I_dc, I_qc)을 기초로 한 전력 변환기 출력 전력과 모터 회전 속도 추정값(추정된 모터 회전 속도) ω_c로부터 토크를 추정하는 방식이나, 토크 센서를 사용하는 방식 등, 일반적인 방식을 사용함으로써 가능하며, 토크의 검출 방식을 특정하는 것이 아니다.

《각종 비교기》

비교기(122)에 토크 지령값 τ^*과 토크 추정값 τ_c이 입력되어, 그 차분 Δτ을 토크 입력 전환부(104)에 출력한다.

비교기(123)에 q축 전류 지령값 I_q ^*과 q축 재현 전류값 I_qc가 입력되어, 그 차분 ΔI_q를 q축 전류 입력 전환부(105)에 출력한다.

비교기(124)에 d축 전류 지령값 I_d ^*과 d축 재현 전류값 I_dc가 입력되어, 그 차분 ΔI_d를 d축 전류 입력 전환부(106)에 출력한다.

한편, 비교기(124)의 입력에 있어서의 「0」은, d축 전류 지령값 I_d ^*이 O인 것을 의미한다.

《각종 입력 전환부》

토크 입력 전환부(104)는, 출력 전압 제한 검출부(107)가 출력하는 출력 전압 제한 플래그 V_{1lim - flag}에 의거하여, 토크 지령값 τ^*과 토크 추정값 τ_c의 차분 Δτ, 혹은 O값을 의미하는 「0」을, 신호 Δτ₁로서 위상 오차 지령 연산부(111)에 출력한다.

한편, 출력 전압 제한 플래그 V_{1lim - flag}에 대해서는, 후기한다.

q축 전류 입력 전환부(105)는, 출력 전압 제한 플래그 V_{1lim - flag}에 의거하여, q축 전류 지령값 I_q ^*과 q축 재현 전류값 I_qc의 차분 ΔI_q, 혹은 「0」을, 신호 ΔI_q1로서 제2 q축 전류 지령 연산부(112)에 출력한다.

d축 전류 입력 전환부(106)는, 출력 전압 제한 플래그 V_{1lim - flag}에 의거하여, d축 전류 지령값 I_d ^*과 d축 재현 전류값 I_dc의 차분 ΔI_d, 혹은 「0」을, 신호 ΔI_d1로서 제2 d축 전류 지령 연산부(113)에 출력한다.

《위상 오차 지령 연산부》

위상 오차 지령 연산부(111)는, 토크 입력 전환부(104)의 출력값 Δτ₁로부터, 위상 오차의 지령값(위상 오차 지령값) Δθ_c ^*을 출력한다.

《제2 q축 전류 지령 연산부》

제2 q축 전류 지령 연산부(112)는, q축 전류 입력 전환부(105)의 출력값 ΔI_q1로부터 제2 q축 전류 지령값 I_q ^**을 출력한다.

《제2 d축 전류 지령 연산부》

제2 d축 전류 지령 연산부(113)는, d축 전류 입력 전환부(106)의 출력값 ΔI_d1로부터 제2 d축 전류 지령값 I_d ^**을 출력한다.

《전압 벡터 연산부》

전압 벡터 연산부(100)는, 도시하고 있지 않은 벡터 제어 출력 전압 연산부와 출력 전압 제한부를 구비하고 있다. 그리고, 상기 벡터 제어 출력 전압 연산부에 있어서, 제2 d축 전류 지령값 I_d ^**과 제2 q축 전류 지령값 I_q ^**에 의거하여, 벡터 제어 출력 전압 V₁(도 4의 (b), (c))을 연산한다.

또한, 상기 출력 전압 제한부에 있어서, 벡터 제어 출력 전압 V₁의 진폭을 전력 변환기(24)(도 2)의 공급 가능한 전압(전력 변환기 공급 가능 전압 V₀, 도 4의 (b), (c))의 진폭의 범위로 제한해서, 벡터 제어 출력 전압 V₁을 벡터 제어 출력 전압 V_1lim(도 4의 (b), (c))으로 변환한다.

다음으로, 전압 벡터 연산부(100)는, 상기한 벡터 제어 출력 전압 V_1lim과 위상 오차 지령값(약화 계자 위상) Δθ_c ^*에 의거하여, 벡터 제어 출력 전압 V_1lim의 위상을 변환해서, 약화 계자 출력 전압 V_{1l θ}을 연산한다.

또한 모터(23)(도 2)의 전기 상수와, 모터 회전 속도 ω_c를 참조해서, 인가 전압 지령값(V_d ^*, V_q ^*)을 연산하여 출력한다.

《출력 전압 제한 검출부》

출력 전압 제한 검출부(107)는, 전압 벡터 연산부(100)가 출력하는 인가 전압 지령값(V_d ^*, V_q ^*)으로부터 출력 전압 진폭값 V₁ ^*을 연산하고, 출력 전압 진폭값 V₁ ^*이 전력 변환기(24)(도 2)의 공급 가능 전압(전력 변환기 공급 가능 전압 V₀)보다 작은 경우에는, 출력 전압 제한 플래그 V_{1lim - flag}를 「0」, 출력 전압 진폭값 V₁ ^*이 전력 변환기 공급 가능 전압 V₀에 도달했을 경우에는, 출력 전압 제한 플래그 V_{1lim -flag}를 「1」로 설정한다.

이상의 구성에 의하여, 벡터 제어부(10)는, 인가 전압 지령값의 출력 전압 진폭값 V₁ ^*이 전력 변환기의 공급 가능 전압 V₀보다 큰 출력 전압 포화 상태일 경우, 출력 전압 진폭값 V₁ ^*이 일정한 상태에서, 토크 지령값 τ^*과 토크 추정값 τ_c의 차분 Δτ으로부터 위상 오차 지령값 Δθ_c ^*을 연산하여, 전력 변환기의 출력 전압 위상(전압 위상) V_θ을 제어함으로써 약화 계자 제어를 행한다.

이 약화 계자 제어를 행함으로써, 출력 전압 포화 상태에서 전압 위상을 자석 자속에 대하여 180도 이상으로 제어하는 것이 가능해진다.

<시뮬레이션에 의한 토크 한계 시의 구동 설명>

상기한 벡터 제어부(10)에 의하여, 모터 회전 속도 지령값 ω₁ ^*를 일정하게 한 상태에서 모터 부하를 일정한 비율로 증가시켰을 경우의 특성을, 도 3, 도 4를 참조해서 설명한다.

도 3은, 본 발명의 제1 실시형태에 따른 벡터 제어부(10)에 의해, 모터 회전 속도 지령값 ω₁ ^*을 일정하게 한 상태에서, 모터 부하를 일정한 비율로 증가시켰을 경우의 데이터의 특성을 시뮬레이션으로 나타내는 도면이며, (a)는 전압 위상 [deg], (b)는 토크[Nm], (c)는 회전 속도[rpm]를 나타내고 있다. 한편, 도 3의 (a), (b), (c)의 가로축은 시간[s]이며, 전압 위상이나 토크가 응답하는 대략 수 초정도의 현상을 도시하고 있다.

도 4는, 본 발명의 제1 실시형태에 따른 벡터 제어부(10)에 의하여, 모터 출력 한계 토크를 향상시키기 위한 출력 전압의 벡터 제어를 설명하는 도면이며, (a)는 추정 토크와 출력 토크의 관계를 나타내고, (b)는 전압 위상이 90도 이하일 경우의 각 전압의 전압 벡터도이고, (c)는 전압 위상이 90도를 초과하는 경우의 각 전압의 전압 벡터도이다.

《전압 위상이 90도 이하에 있어서의 모터 특성》

우선, 전압 위상이 90도 이하인 모터 특성에 대하여 설명한다.

모터의 회전 속도(모터 회전 속도, 회전수/분)를 소정의 값 ω₁ ^*으로 지령하면서(도 3의 (c)의 실선), 모터 토크를 일정한 비율로 증가시킨다(도 3의 (b)). 한편, 이 회전 속도를 증가시키는 과정에 있어서, 모터 회전 속도 추정값 ω_c는, 정확하게는, 모터 회전 속도 지령값 ω₁ ^*과 일치하지 않는 경우도 있지만, 거의 추종해 간다.

이 모터 토크를 일정한 비율로 증가시키는 과정에 있어서, 도 3의 (a)에 나타내는 바와 같이, 전압 위상 V_θ이 증가함으로써 약화 계자 제어를 행한다.

한편, 전압 위상 V_θ은, 토크 지령값 τ^*과 토크 추정값 τ_c의 차분을 기초로 연산한 위상 오차 지령값 Δθ_c ^*에 의해 연산되는 인가 전압 지령값(V_d ^*, V_q ^*)의 전압 위상에 상당한다.

한편, 도 4의 (b), (c)에 있어서, d_c축(d축)은, 회전자의 자석의 주자속 방향이고, q_c축(q축)은, 상기 d_c축(d축)과 직각 방향이다. 그리고, 상기한 전압 위상 90도란, q_c축(q축)을 기준으로 하고 있다. 따라서, 자석의 주자속 방향을 기준으로 잡으면, 180도에 상당한다.

또한, q_c축 및 d_c축은, 벡터 제어부(벡터 제어 장치)(10) 중의 개념이기 때문에, 모터에 있어서의 q축 및 d축과는 구별하는 부호를 사용하고 있지만, 각 요소의 벡터 관계는 거의 동일하다.

또한, 약화 계자 출력 전압 V_{1l θ}의 전압 위상 V_θ을 「약화 계자 출력 전압 위상」 혹은 「전압 위상」으로 적절히 간략화해서 칭한다.

또한, 이때의 각 전압의 벡터도를 나타내고 있는 것이 도 4의 (b)이다. 도 4의 (b)에 있어서, 벡터 제어 출력 전압 V₁은, 상기한 바와 같이, 도 1의 제2 d축 전류 지령값 I_d ^**과 제2 q축 전류 지령값 I_q ^**에 의거하여 연산된 것이다. 이 벡터 제어 출력 전압 V₁에 대하여, 전력 변환기 공급 가능 전압 V₀의 진폭의 범위로 제한해서 변환한 것이 벡터 제어 출력 전압 V_1lim이다.

또한, 위상 오차의 지령값인 약화 계자 위상 Δθ_c ^*과에 의거하여, 벡터 제어 출력 전압 V_1lim의 위상(전압 위상 V_θ)을 변환해서, 약화 계자 출력 전압 V_{1l θ}을 연산한다.

한편, 약화 계자 출력 전압 V_{1l θ}에는, d_c축 방향인 자석의 주자속 방향과는 역방향의 전압 성분을 포함하고 있으므로, 회전자에 의한 역기전력(逆起電力)을 저감시키는 효과가 있다.

《전압 위상이 90도 이상(초과)에 있어서의 모터 특성》

또한 모터 토크가 증가하여, 약화 계자 출력 전압 V_{1l θ}의 전압 위상 V_θ이 q_c축으로부터 90도를 초과하는 경우, 환언하면 자석 자속으로부터 180도를 초과하는 경우(도 4의 (c))이어도, 출력 전압 위상 한계(전압 위상 제한값 V_{θ lim} ^*, 도 3의 (a))에 도달하지 않는 한은, 안정하게 제어할 수 있다.

따라서, 약화 계자 출력 전압 위상 V_θ과 출력 토크의 비례 관계가 계속되므로, 도 4의 (a)에 나타내는 바와 같이, 추정 토크와 출력 토크의 비례 관계가 계속되어, 비선형으로는 되지 않는다.

그 때문에, 도 3의 (b)에 나타내는 바와 같이, 토크 지령값 τ^*에 토크 추정값 τ_c이 추종함과 함께, 정상적인 차분이 발생하지 않는다.

또한, 도 3의 (a)에 나타내는 바와 같이, 약화 계자 출력 전압 위상 V_θ은, 전압 위상 제한값 V_{θ lim} ^*에 대하여 여유도 남아 있다.

따라서, 전압 위상 V_θ이 90도 이상(초과)인 영역에서도 약화 계자 제어를 행할 수 있고, 도 3의 (c)에 나타내는 바와 같이, 소정의 시간 후에 있어서는, 모터 회전 속도 지령값 ω₁ ^*에 모터 회전 속도 ω_c가 추종하여, 거의 일치한 상태로 된다.

한편, 도 4의 (c)에 나타내는 바와 같이, 약화 계자 출력 전압 V_{1l θ}은, 90도 이상(초과), 즉 자석의 자속 방향에 대해서는, 180도 이상(초과)이어도 구동 가능하기 때문에, 출력 전압 위상 한계(전압 위상 제한값 V_{θ lim} ^*)에 도달하지 않고, 도 4의 (a)와 같이 출력 토크가 모터 출력 한계 토크에 도달할 때까지는, 추정 토크와 출력 토크가 선형의 관계를 유지한다.

한편, 90 이상(초과), 즉 자석의 자속 방향에 대해서는, 180도 이상(초과)인 영역은, 출력 토크 τ_c와 q축 전류(q축 재현 전류값) I_qc의 관계에 있어서는, 후기하는 도 7에 나타내는 바와 같이, 비선형으로 될 가능성이 있는 영역이다.

이렇게, 본 실시형태의 벡터 제어부(10)(도 2)의 구성에서는, 출력 전압 포화 상태에서 약화 계자 출력 전압 위상 V_θ이 자석의 주자속 방향으로부터 180도 이상(초과)으로 되는 경우에도, 약화 계자 제어를 행하는 것이 가능해진다. 환언하면 모터가 출력 가능한 한계 토크까지 구동하는 것이 가능해진다.

<본 발명의 현현성(顯現性)>

상기한 바와 같이, 도 1에서 나타낸 제1 실시형태의 벡터 제어부(10)의 구성에 의하여, 전력 변환기(24)로부터는 출력 전압 포화 상태에서, 토크 지령값 τ^*과 토크 추정값 τ_c의 차분에 의거하여 연산된 위상 오차 지령값 Δθ_c ^*에 의하여 약화 계자 제어된 인가 전압 지령값(V_d ^*, V_q ^*) 상당의 전압이 출력된다. 환언하면, 전력 변환기(24)로부터는, 출력 전압 포화 상태에서 자석 자속에 대하여 180도 이상의 위상의 전압이 출력된다.

<구동 시의 토크의 향상예>

다음으로, 실기(實機)에 의한 구동 시의 토크의 향상예에 대하여, 도 8을 참조해서 설명한다. 한편, 도 5∼도 7은 비교예로서 후기한다.

도 8은, 도 1에 나타낸 본 발명의 제1 실시형태의 벡터 제어 장치(10)를 사용했을 경우의 약화 계자 제어 시와, 후기하는 비교예 1의 벡터 제어 장치(10A)에 있어서의, 모터 출력 한계 토크를 비교한 일례를 나타내는 도면이다.

도 8에 있어서, 부호 800으로 나타낸 그래프의 정점의 값은, 후기하는 비교예 1의 출력 한계 토크의 값이며, 비교 기준으로서 100%로 표기하고 있다. 또한, 부호 801의 그래프의 정점의 값은, 제1 실시형태의 출력 한계 토크의 백분율로 환산한 값을 나타내는 것이며, 부호 800의 비교 기준으로서의 100%를 상회한 값을 나타내고 있다.

도 8에 나타내는 바와 같이, 제1 실시형태의 구성에 따른 약화 계자 제어를 행함으로써, 모터 출력 한계 토크를 향상할 수 있다. 한편, 도 8에 나타낸 그래프는 일례이며, 모터의 구조나 특성 등의 조건이 바뀌면, 더 향상된 결과가 얻어질 가능성이 있다.

<제1 실시형태의 효과>

도 1에 나타내는 제1 실시형태의 벡터 제어부(10)를 사용함으로써, 출력 전압 포화 상태에서 전압 위상을 자석의 주자속 방향에 대하여 180도 이상으로 제어하는 것이 가능해진다. 환언하면, 본 실시형태의 구성을 사용함으로써, 모터 출력 한계 토크까지 약화 계자 제어를 행하는 것이 가능해진다. 즉, 전력 변환기를 변경하지 않고, 저속·고효율 설계된 영구 자석 모터를 구동하는 모터 제어 장치(21)의 고출력화를 실현하여, 고효율화와 고출력화의 양립이 가능해진다.

(비교예 1)

다음으로, 상기한 특허문헌 1 등에 개시되어 있는 q축 전류 지령값 I_q ^*과 q축 재현 전류값 I_qc의 차분으로부터 전력 변환기의 출력 전압을 제어하는 방식을 비교예 1로서, 도 5, 도 6을 참조해서 설명한다.

<비교예 1의 구성>

도 5는, 비교예 1의 방식에 있어서의 벡터 제어부(10A)를 나타내는 도면이다. 한편, 벡터 제어부(10A)를 구비한 모터 제어 장치(21)(도 2)는, 도 2에 나타낸 모터 제어 장치(21)의 회로 블록도와 대략 같은 구성이며, 도 2에 있어서, 벡터 제어부(10)를 벡터 제어부(10A)로 치환한 것이다.

도 5의 벡터 제어부(10A)가 도 1의 벡터 제어부(10)와 다른 점은, 도 1에 있어서의 토크 지령 연산부(101)와 토크 추정 연산부(103)와 비교기(122)가 없고, 도 5의 비교기(123)로부터 q축 전류 지령값 I_q ^*과 q축 재현 전류 I_qc의 차분 ΔI_q를, q축 전류 입력 전환부(A505)와 q축 전류 입력 전환부(B504)에 출력하고 있는 점이다.

또한, q축 전류 입력 전환부(B504)는, 출력 전압 제한 플래그 V_{1lim - flag}에 의거하여, q축 전류 지령값 I_q ^*과 q축 재현 전류값 I_qc의 차분 ΔI_q, 혹은 「0」을 위상 오차 지령 연산부(511)에 ΔI_q2로서 출력한다.

또한, 위상 오차 지령 연산부(511)는, q축 전류 입력 전환부(B504)의 출력값 ΔI_q2로부터 위상 오차 지령값 Δθ_c ^*을 출력한다.

한편, 도 5에 있어서, q축 전류 입력 전환부(A505)는, 도 1에 있어서의 q축 전류 입력 전환부(105)와 대략 동일한 기능이다.

도 5에 있어서의 그 외의 구성은, 도 1의 구성과 대략 같으며, 동일한 부호를 부여한 것은 동일한 기능으로 동작을 하므로 중복되는 설명은 생략한다.

<비교예 1의 동작의 설명>

도 5에 나타낸, 벡터 제어부(10A)는, 도 1의 벡터 제어부(10)와 같이 토크에 의한 제어가 아닌, q축 전류를 주체로 한 제어에 의해 행해진다.

즉, 인가 전압 지령값의 전압 진폭값 V₁ ^*이 전력 변환기의 공급 가능 전압 V₀보다 작을 경우, 지령 전류값(I_d ^*, I_q ^*)과 재현 전류값(I_dc, I_qc)의 차분(ΔI_d, ΔI_q)으로부터 제2 전류 지령값(I_d ^**, I_q ^**)을 연산하고, 모터 회전 속도 추정값 ω_c 을 사용해서 인가 전압 지령값(V_d ^*, V_q ^*)을 출력하여 벡터 제어를 행한다.

또한, 인가 전압 지령값의 전압 진폭값 V₁ ^*이 전력 변환기의 공급 가능 전압 V₀보다 큰 출력 전압 포화 상태인 경우에는, 전압 진폭값 V₁ ^*이 일정한 상태에서, q축 전류 지령값 I_q ^*과 q축 재현 전류값 I_qc의 차분 ΔI_q로부터 위상 오차 지령값 Δθ_c ^*을 연산해서 전력 변환기의 전압 위상을 제어함으로써 약화 계자 제어를 행한다.

다음으로, 시뮬레이션에 의한 토크 한계 시의 구동에 대하여 도 6, 도 7을 참조해서 설명한다.

도 6은, 비교예 1의 방식에 있어서의 벡터 제어부(10A)에 의하여, 모터 회전 속도 지령값 ω₁ ^*을 일정하게 한 상태에서, 모터 부하를 일정한 비율로 증가시켰을 경우의 특성을 나타내는 도면이며, (a)는 전압 위상[deg], (b)는 q축 전류[A], (c)는 회전 속도[rpm]를 나타내고 있다. 한편, 도 6의 (a), (b), (c)의 가로축은 시간[s]이다.

도 7은, 비교예 1의 방식에 있어서의 벡터 제어부(10A)에 의하여, 모터 출력 한계 토크를 향상시키기 위한 출력 전압의 벡터 제어를 설명하는 도면이며, (a)는 토크 전류와 출력 토크의 관계를 나타내고, (b)는 전압 위상이 90도 이하인 경우의 각 전압의 전압 벡터도이고, (c)는 전압 위상이 90도를 초과하는 경우의 각 전압의 전압 벡터도이다.

모터 부하를 일정한 비율로 증가시킬 경우에, 도 6의 (b)에 나타내는 바와 같이, q축 전류를 일정한 비율로 증가시켜서 대응하고 있다. 즉, 도 5의 회로에 있어서, q축 전류 지령값 I_q ^*과 q축 재현 전류값 I_qc의 차분을 기초로 연산한 위상 오차 지령값 Δθ_c ^*에 의하여, 인가 전압 지령값(V_d ^*, V_q ^*)의 전압 위상 V_θ이 증가함으로써 약화 계자 제어를 행하고 있다(전압 위상이 90도 이하).

이때, 도 6의 (a)에 나타내는 바와 같이, 전압 위상은, 모터 부하의 상승과 함께 증가하고 있다.

또한, 도 6의 (c)에 나타내는 바와 같이, 모터 회전 속도(회전 속도) ω_c는, 모터 회전 속도 지령값 ω₁ ^*에 거의 추종하고 있다.

한편, 이때의 각 전압(약화 계자 출력 전압 V_{1l θ}, 벡터 제어 출력 전압 V₁)의 벡터도를 나타내고 있는 것이 도 7의 (b)이다.

모터 부하가 더 증가하여, 전압 위상 V_θ이 q축으로부터 90도 이상, 환언하면 자석 자속으로부터 180도 이상으로 되면, 도 6의 (b)에 나타내는 바와 같이, q축 재현 전류값 I_qc이 감소로 전환된다.

이 영역에 있어서는, 증가하는 q축 전류 지령값에 대하여 q축 재현 전류값이 감소함으로써, 정상적인 차분(I_q ^*-I_qc)이 발생한다.

또한, 이 영역에 있어서는, 도 6의 (a)에 나타내는 바와 같이, 전압 위상 V_θ은, 전압 위상 제한값 V_{θ lim} ^*까지 증가하게 되므로, 한층 더 약화 계자를 할 수 없어진다.

이 때문에, 도 7의 (a)에 나타내는 바와 같이, 출력 토크가 전류형의 안정 한계를 넘어서, 출력 전압 위상과 q축 전류의 관계가 비선형으로 되어, 토크 전류와 출력 토크의 관계가 비선형의 영역에 들어간다.

이 비선형의 영역에 있어서는, 상기한 바와 같이, q축 전류 지령값 I_q ^*과 q축 재현 전류값 I_qc 사이에, 정상적인 차분이 발생한다(도 6의 (b)).

또한, 그것과 함께 도 6의 (c)에 나타내는 바와 같이, 모터 회전 속도 지령값 ω₁ ^*과 모터 회전 속도 ω_c가 괴리된 상태로 된다.

이렇게, 비교예 1의 구성인 벡터 제어부(10A)의 구성에서는, 출력 전압 포화 상태에서 전압 위상 V_θ가 자석 자속으로부터 180도 이상으로 되면, 약화 계자 제어가 곤란해진다. 환언하면 모터가 출력 가능한 한계 토크(모터 출력 한계 토크, 도 7의 (a))까지 구동하는 것이 곤란해진다.

한편, 이때의 각 전압의 벡터도가 도 7의 (c)이다. 도 7의 (c)에 있어서, 전압 위상 V_θ을 출력 전압 위상 한계에 도달시키기 전에 불안정한 영역에 들어가게 된다.

(비교예 2)

다음으로, 비교예 2로서, 제1 실시형태나 비교예 1에서 행하고 있는 약화 계자 방식 등의 대책을 특별히 세우지 않은 경우의 현상과 문제점에 대하여 설명한다.

우선, 비교예 2에 있어서의 모터의 회전 속도와 출력 사이의 일반적인 특성에 대하여 설명한다.

도 11은, 비교예 2에 있어서, 모터 출력 토크를 소정값 τ₁으로 해서, 모터 제어 장치에 의해 모터를 구동했을 경우의 특성을 나타내는 도면이며, (a)는 모터의 회전 속도와 전력 변환기의 출력 전압 및 출력 전류의 관계를 나타내고, (b)는 모터의 회전 속도와 모터 출력 토크의 관계를 나타내고 있다.

도 11의 (a)에 있어서, 가로축은 회전 속도 N[rpm]이고, 세로축은 출력 전압[V]과 출력 전류[A]이다.

모터(23, 도 2)에는, 회전 속도에 비례한 유기 전압이 발생하기 때문에, 전력 변환기는, 이 유기 전압을 상회하는 전압을 출력할 필요가 있다. 그 때문에 전력 변환기의 출력 전압은, 도 11의 (a)의 출력 전압에 나타내는 바와 같이, 회전 속도에 비례해서 증가한다.

그러나, 도 11의 (a)에 나타내는 바와 같이, 모터의 회전 속도가 소정의 값인 회전 속도 N1을 초과하면, 전력 변환기(24, 도 2)가 필요로 하는 출력 전압이, 전력 변환기의 공급 가능 전압(전력 변환기 공급 가능 전압) V₀을 상회하는 영역에 들어간다.

전력 변환기는, 한계인 공급 가능 전압 V₀를 초과하면, 출력 전압이 상승하지 않게 된다. 이 공급 가능 전압 V₀에 도달한 상태를 전압 포화 영역이라 부른다.

이러한 전압 포화 영역에 있어서는, 더 이상, 전력 변환기의 출력 전압의 전압 진폭을 크게 할 수 없다. 단, 전력 변환기의 출력 전류를 증가시킬 수는 있으므로, 모터 출력 토크가 소정값 τ₁ 하에서 회전 속도를 더 올릴 수는 있다.

또한, 도 11의 (b)에 있어서, 가로축은 회전 속도 N[rpm]이며, 세로축은 모터 출력 토크[Nm]이다.

도 11의 (b)에 나타내는 바와 같이, 모터 출력 토크가 소정값 τ₁ 하에서 회전 속도 N1을 초과하여, 회전 속도 N2까지 회전 속도를 상승시킬 수 있다. 단, 회전 속도 N2가 한계이며, 그 이상, 회전 속도를 올리면 모터 출력 토크가 소정값 τ₁보다 저하된다.

그 때문에, 회전 속도 N2 이하인 상태가 모터 출력 토크의 소정값 τ₁을 출력하는 것이 가능한 영역이며, 회전 속도 N2를 초과한 영역은, 모터 출력 토크가 저하하므로 모터 출력 토크 한계 영역이다.

한편, 도 11의 (a), (b)에 있어서, 비교예 2의 모터의 회전 속도와 출력 사이의 일반적인 특성으로서의 주목할 점은, 회전 속도 N1에 있어서, 전압 포화 영역에 들어가는 것이다. 이 전압 포화 영역에 들어가기 때문에 모터의 고출력의 구동, 제어에 한계가 생긴다.

<비교예 1의 보충 : 전압 포화 영역에 있어서 구동 범위를 확대하는 약화 계자 제어 방식>

전압 포화 영역에 있어서 구동 범위를 확대하는 약화 계자 제어 방식으로서, 특허문헌 1에서는, 「전력 변환기의 출력 전압값이 제한되었을 경우에는, q축의 전류 지령값과 q축의 전류 검출값의 편차에 의하여, 제어의 기준 축과 모터의 자속 축의 편차인 위상 오차의 지령값을 작성」함으로써 약화 계자 제어를 행하는 기술이 제안되어 있지만, 그 문제점에 대하여, 도 12, 도 13을 참조해서, 비교예 1을 보충하여 설명한다.

한편, 이 방식에서는, 정상적으로 전력 변환기가 출력 가능한 전압(공급 가능 전압) V₀(이하에서는 전압 포화 상태라 부름)으로 전력 변환기의 출력 전압을 제어 가능하다. 여기에서, 전압 포화 영역에서 구동하는 영구 자석 모터는, 매립 자석형 모터와 같이 릴럭턴스 토크 성분이 발생하는 경우가 있다.

도 12는, 비교예 1에 있어서, 출력 전압 위상과 출력 토크 및 q축 전류의 관계를 나타내는 도면이다. 한편, 가로축은 출력 전압 위상[deg]이고, 세로축에는 출력 토크[Nm], 및 q축 전류[A]이다.

도 12에 나타내는 바와 같이, 출력 전압 위상이 q축으로부터 90도(deg), 즉 자석 자속으로부터 180도를 초과한 위상에서 모터의 출력 토크가 최대로 된다. 환언하면, 출력 전압 위상이 90도를 초과한 출력 전압 한계 위상(전압 위상 제한값 V_θlim ^*)에서 모터가 최대 출력 한계 토크를 출력한다.

그러나, 상기한 도 7의 (a)에 나타낸 바와 같이, 전력 변환기의 출력 전압 위상과 모터의 q축 전류가, 출력 전압 위상이 90도를 초과한 범위에서는 선형의 관계로는 되지 않고, 비선형인 관계로 된다.

따라서, 상기 특허문헌 1을 포함하는 비교예의 방식에서는 출력 전압 위상이 90도를 초과한 영역에서는 제어가 곤란해진다. 그 때문에, 제어 가능한 출력의 영역에 있어서의 실질적인 출력 전압 한계 위상은, 도 12에 나타낸 「비교예의 출력 전압 한계 위상」이며, 대략 90도 정도로 된다.

도 13은, 비교예 1에 있어서, 모터의 회전 속도 N과 모터 출력 토크의 관계를 나타내는 도면이다. 한편, 가로축은 회전 속도 N[rpm]이고, 세로축에는 모터 출력 토크[Nm]이다.

도 13에 있어서, 상기와 같이 특허문헌 1을 포함하는 비교예 1의 방식에서는, 출력 전압 위상이 90도를 초과한 영역에서는 제어가 곤란해진다. 그 때문에, 모터가 토크 τ₁을 출력할 경우에는, 상기 특허문헌 1의 방식에서는 전력 변환기의 출력 전압을 출력 한계 위상(전압 위상 제한값 V_{θ lim} ^*)까지 제어해서, 이상적인 한계의 회전 속도 N2까지 구동할 수 없으며, 구동 가능한 회전수가 회전수 N3까지 저하되게 된다. 환언하면, 모터의 출력 가능한 한계 토크까지 구동할 수 없다.

<제1 실시형태의 보충>

이상의 배경에 의하여, 비교예 1이나 비교예 2의 문제점을 극복하기 위해서, 본 발명의 제1 실시형태의 구성을 취한다.

즉, 상기한 바와 같이 제1 실시형태는, 벡터 제어부(10)(도 1)를 사용함으로써, 출력 전압 포화 상태에서 전압 위상을 자석의 주자속 방향에 대하여 180도 이상으로 제어하는 것이 가능해져, 모터 출력 한계 토크까지 약화 계자 제어를 행할 수 있다.

즉, 전력 변환기를 변경하지 않고, 저속·고효율 설계된 영구 자석 모터를 구동하는 모터 제어 장치(21)(도 1)의 고출력화를 실현하여, 고효율화와 고출력화의 양립이 가능해진다.

(제2 실시형태)

본 발명의 제1 실시형태의 벡터 제어 장치(1O)를 탑재한 모터 제어 장치(21)를 압축기 구동 모터의 제어에 적용한 공조기(900)를 제2 실시형태로서, 도 9, 도 10을 참조해서 설명한다.

도 9는, 본 발명의 제2 실시형태에 따른 공조기(900)의 내부의 구성을 나타내는 것이다.

또한, 도 10은, 본 발명의 제2 실시형태에 따른 공조기(900)에 탑재한 압축기 구동 모터의 특성을 나타내는 도면이다.

도 9에 있어서, 공조기(900)는, 외기와 열교환을 행하는 실외기(901), 실내와 열교환을 행하는 실내기(902), 양자를 잇는 배관(903)을 구비해서 구성된다.

실외기(901)는, 냉매를 압축하는 압축기(904)와, 압축기(904)를 구동하는 압축기 구동 모터(905)와, 압축기 구동 모터(905)를 제어하는 모터 제어 장치(906)와, 압축 냉매를 사용해서 외기와 열교환하는 열교환기(907)를 구비해서 구성된다.

모터 제어 장치(906)에는, 상기한 본 발명의 제1 실시형태의 벡터 제어 장치(10)(도 1)를 탑재한 모터 제어 장치(21)(도 2)가 적용된다.

또한, 실내기(902)는, 실내와 열교환을 행하는 열교환기(908)와, 실내에 송풍하는 송풍기(909)를 구비해서 구성된다.

다음으로 압축기 구동 모터(905)의 특성에 대하여 도 10을 참조해서 설명한다.

도 10은, 압축기 구동 모터(905)의 회전 속도와 모터 효율의 관계를 나타내는 도면이다. 한편, 가로축은 압축기의 구동 모터의 회전 속도(압축기 구동 모터 회전 속도)[rpm]를 나타내고, 세로축은 압축기의 구동 모터의 효율(압축기 구동 모터 효율)[%]을 나타내고 있다.

공조기의 성능을 나타내는 지표로서, 최근, 실사용 시에 가까운 상태에서의 평가를 행하기 위한 지표인 연중 에너지 소비 효율(APF : Annual Performance Factor)이 사용되고 있다.

APF 지표에서는 저속 회전·저부하에서의 효율이 중시된다. 그 때문에, 공조기 압축기 구동 모터의 설계에서는, 도 10의 실선의 특성선(1001)으로 나타내는 모터 효율이 피크로 되는 회전수 N3을 낮은 회전 속도가 되도록 모터의 저속도 설계를 행하고 있다.

그러나, 도 6 및 도 7에서 나타낸 바와 같이, 비교예의 약화 계자 제어 방식에서는, 모터가 출력 가능한 한계 토크까지 제어할 수 없었다. 따라서, APF 지표와 압축기의 최대 출력의 양립을 도모하기 위하여, 한층 더 저속도 설계를 할 수 없었다.

제2 실시형태의 공조기(900)에서는, 제1 실시형태의 모터 제어 장치(21)를 공조기(900)에 적용하여, 약화 계자 제어를 행한다. 즉, 모터 제어 장치(906)는, 전력 변환기(24)(도 2)의 출력 전압 포화 상태에서 전압 위상을 자석 자속에 대하여 180도 이상으로 제어함으로써, 모터가 출력 가능한 한계 토크를 출력하는 것이 가능해진다.

이에 따라, 도 11의 점선의 특성선(1002)으로 나타내는 바와 같이, 압축기 구동 모터의 최대 출력을 저하시키지 않고, 효율이 피크로 되는 회전 속도를 더 낮은 회전 속도 N4로, 모터를 저속 설계하는 것이 가능해진다.

<제2 실시형태의 효과>

제2 실시형태에 의해, 종래의 모터 구동 장치와 같은 전력 변환기의 구성에 의해 압축기 구동 모터(905)의 최대 출력을 저하시키지 않고, 모터 효율이 피크로 되는 회전 속도가 낮은 저속도 설계 모터를 적용하는 것이 가능해진다. 환언하면, 공조기의 고출력화와 APF 지표의 향상의 양립을 도모하는 것이 가능해진다.

(그 외의 실시형태)

이상, 본 발명의 실시형태에 대하여 도면을 참조해서 상세히 기술했지만, 본 발명은 이들 실시형태 및 그 변형으로 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위의 설계 변경 등이 있어도 되고, 이하에 그 예를 든다.

《각 구성, 기능의 실현》

상기한 본 실시형태의 각 구성, 기능, 처리부, 처리 수단 등은, 그들의 일부 또는 전부를, 예를 들면 집적 회로로 설계하는 등에 의해 하드웨어로 실현시켜도 된다. 또한, 프로그램 변경 가능한 소프트웨어에 의해 실현해도 된다. 또한, 하드웨어와 소프트웨어를 혼재시켜도 된다.

예를 들면 벡터 제어 장치(10)는, 독립한 장치가 아니어도 된다. 예를 들면 CPU(Central Processing Unit) 등에 있어서, 다른 회로, 기능과 함께 소프트웨어의 프로그램에 포함되어 있어도 된다.

또한, 제어선이나 정보선은 설명 상 필요할 것으로 생각되는 것을 나타내고 있으며, 제품상 반드시 모든 제어선이나 정보선을 나타내고 있다고는 할 수 없다. 실제로는 거의 모든 구성이 서로 접속되어 있는 것으로 생각해도 된다.

《전압 벡터 연산부》

또한, 도 1의 제1 실시형태에 있어서의 구성에서는, 위상 오차 지령 연산부(111)로부터의 위상 오차 지령값 Δθ_c ^*에 의거하여 전압 벡터 연산부에서 인가 전압 지령값(V_d ^*, V_q ^*)을 연산하고 있지만, 도 2의 위치센서리스 제어부(32)의 회전 위상 θ_dc에 위상 오차 지령값 Δθ_c ^*을 가산하는 방식이어도 마찬가지의 구동을 행하는 것이 가능하다.

《모터 회전 속도 추정값, 토크 추정값》

제1 실시형태에 있어서, 모터 회전 속도 추정값 ω_c은, 위치센서리스 제어부(32)에 의한 추정(연산)뿐만 아니라, 상기한 바와 같이, 센서 등에 의해 검출한 값, 즉 모터 회전 속도 검출값이어도 된다.

마찬가지로, 토크 추정값 τ_c은, 토크 추정 연산부(103)에 있어서의 재현 전류(I_dc, I_qc)를 기초로 한 추정(연산)뿐만 아니라, 센서 등에 의해 검출한 값, 즉 토크 검출값이어도 된다.

《스위칭 소자, 반도체 소자》

또한 전력 변환기(24)에 구비된 전력 변환 주회로(41)의 스위칭 소자로서 IGBT를 사용한 예를 설명했지만, 다른 반도체 소자의 스위칭 소자를 사용해도 되며, 예를 들면 MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)이어도 된다.

《모터의 형태》

제1 실시형태에 있어서는 구동하는 모터로서 영구 자석 동기 모터를 예로 들었지만, 권선 계자형 동기 모터이어도 되며, 또한 영구 자석과 권선의 양쪽에서 계자 자속을 확보하는 방식이어도 된다.

또한, 모터의 회전자가 고정자의 내부의 공동(空洞)을 회전하는 이너 로터형뿐만 아니라, 고정자의 외측을 회전하는 아우터 로터형에도 본 실시형태는 적용할 수 있다.

《모터를 탑재한 각종 기기》

제2 실시형태에 있어서는, 제1 실시형태의 벡터 제어 장치(10)를 탑재한 모터 제어 장치(21)를 압축기 구동에 적용한 공조기(900)에 대하여 설명했지만, 제1 실시형태의 벡터 제어 장치(10)를 탑재한 모터 제어 장치(21)에 의해 구동하는 모터의 응용예는, 공조기로 한정되는 것이 아니다. 모터를 탑재한 각종 기기에 있어서, 본 발명의 제1 실시형태의 벡터 제어 장치, 또는 모터 제어 장치를 탑재하면, 모터 제어 장치의 고출력화와, 고효율화와 고출력화가 양립하므로, 상기 각종 기기로서의 성능 향상이나 효율화에 기여한다.

10, 10A : 벡터 제어 장치, 벡터 제어부
21, 906 : 모터 제어 장치
22 : 직류 전원
23 : 모터(영구 자석 동기 모터)
24 : 전력 변환기
25 : 직류 모선 전류 검출 회로
26 : 제어 장치
31 : 전류 재현부
32 : 위치센서리스 제어부
33 : 속도 지령 발생부
34 : 좌표 변환부
35 : PWM 펄스 생성부
41 : 전력 변환 주회로
42 : 게이트·드라이버
100 : 전압 벡터 연산부
101 : 토크 지령 연산부
102 : q축 전류 지령 연산부
103 : 토크 추정 연산부
104 : 토크 입력 전환부
105 : q축 전류 입력 전환부
106 : d축 전류 입력 전환부
107 : 출력 전압 제한 검출부
111, 511 : 위상 오차 지령 연산부
112 : 제2 q축 전류 지령 연산부
113 : 제2 d축 전류 지령 연산부
121∼124 : 비교기
504 : q축 전류 입력 전환부 B
505 : q축 전류 입력 전환부 A
900 : 공조기
901 : 실외기
902 : 실내기
903 : 배관
904 : 압축기
905 : 압축기 구동 모터
907, 908 : 열교환기
909 : 송풍기

Claims (9)

1. 모터에 전력을 공급해서 구동시키는 전력 변환기의 출력에 의거하여, 당해 출력이 출력 전압 포화 상태일 때에,
   상기 전력 변환기의 출력 전압을 규정하는 약화 계자 출력 전압 위상을 상기 모터의 계자 자극(磁極)의 주자속(主磁束) 방향에 대하여 180도 이상으로 해서 제어하고,
   상기 전력 변환기의 출력의 전압 위상을, 토크 지령값과, 토크 검출값 또는 토크 추정값의 차분에 의해 제어하는 것을 특징으로 하는 벡터 제어 장치.
2. 모터에 전력을 공급해서 구동시키는 전력 변환기의 출력에 의거하여, 당해 출력이 출력 전압 포화 상태일 때에,
   상기 모터의 출력 토크와 q축 전류의 관계가 비선형으로 되는 영역에서, 상기 전력 변환기의 출력 전압을 규정하는 약화 계자 출력 전압 위상을 제어하고,
   상기 전력 변환기의 출력의 전압 위상을, 토크 지령값과, 토크 검출값 또는 토크 추정값의 차분에 의해 제어하는 것을 특징으로 하는 벡터 제어 장치.
3. 삭제
4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
   상기 모터는, 영구 자석 동기 모터인 것을 특징으로 하는 벡터 제어 장치.
5. 모터 회전 속도 지령값과 모터 회전 속도의 차분으로부터 토크 지령값을 연산하는 토크 지령 연산부와,
   재현 전류값에 의거하여 토크 추정값을 연산하는 토크 추정 연산부와,
   상기 토크 지령값과 상기 토크 추정값의 차분으로부터 위상 오차 지령값을 출력하는 위상 오차 지령 연산부와,
   영구 자석 동기 모터에 전력을 공급해서 구동시키는 전력 변환기의 출력 전압값이 제한되었을 때에, 전류 지령값, 상기 재현 전류값, 상기 모터 회전 속도, 상기 위상 오차 지령값을 사용하여 상기 영구 자석 동기 모터에의 인가 전압 지령값을 산출하는 전압 벡터 연산부를 구비하는 것을 특징으로 하는 벡터 제어 장치.
6. 제1항, 제2항, 및 제5항 중 어느 한 항에 기재된 벡터 제어 장치를 구비하고,
   상기 모터를 구동 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
7. 제5항에 기재된 벡터 제어 장치를 구비하고,
   상기 영구 자석 동기 모터를 구동 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
8. 제7항에 있어서,
   직류 전력을 가변 전압 가변 주파수의 교류 전력으로 변환하며, 당해 변환한 교류 전력을 상기 영구 자석 동기 모터에 출력하는 전력 변환기와,
   당해 전력 변환기에 흐르는 직류 모선 전류를 검출하는 직류 모선 전류 검출 회로와,
   당해 직류 모선 전류 검출 회로에 의해 검출된 직류 모선 전류 정보를 기초로 상기 영구 자석 모터에 흐르는 상전류(相電流) 정보를 재현 전류값으로서 재현하는 전류 재현부와,
   상기 재현 전류값과 상기 인가 전압 지령값을 사용하여, 모터 회전 속도와 회전 위상을 추정하는 위치센서리스 제어부를 더 구비한 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
9. 제6항에 기재된 모터 제어 장치를 구비하는 것을 특징으로 하는 공조기.

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