JP2011004538A

JP2011004538A - インバータ装置

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Publication number: JP2011004538A
Application number: JP2009146269A
Authority: JP
Inventors: Mamoru Kubo; 守久保
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2009-06-19
Filing date: 2009-06-19
Publication date: 2011-01-06

Abstract

【課題】所謂１シャント方式において、電圧指令値を補正すること無く、的確なセンサレスベクトル制御を実現できるようにする。
【解決手段】相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う２つのスイッチング素子７ｕ〜８ｗを直流電源４に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路３と、インバータ主回路の母線と直列に直流電源に接続されたシャント抵抗２と、所定の周期でシャント抵抗に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて、インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御装置１１を備え、制御装置は、インバータ主回路の相電流のうちの１相のみ検出可能な特定の角度の範囲においては、検出された１相の相電流と極性が逆で、且つ、二分の一の値の電流値を、この特定の角度の範囲の他の２相の電流値として用いる。
【選択図】図１

Description

本発明は、磁極位置センサを用いない、センサレスベクトル方式により電動機を制御するインバータ装置に関するものである。

従来よりブラシレスモータ（電動機）をセンサレスベクトル制御で運転する場合、インバータ主回路を流れる相電流から電圧指令値、回転速度（角周波数）、及び、位相を算出するものであるが、この相電流を検出する装置として小型で安価なシャント抵抗が用いられる。

図１は係るシャント抵抗方式（１シャント方式、特許文献１参照）のインバータ装置１００の回路構成図を示している。３は三相ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)方式のインバータ主回路であり、直流電源部４から供給される電圧を、任意の可変電圧、可変周波数の三相疑似交流電圧に変換して出力し、電動機（モータ例えば、同期電動機）６に供給する。インバータ主回路３は、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う二つのスイッチング素子（７ｕ〜７ｗ、８ｕ〜８ｗ）を直流電源部４に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線して構成されている。

即ち、インバータ主回路３は、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕ、Ｕ相用の下アームのスイッチング素子８ｕ、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖ、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖ、Ｗ相用の上アームのスイッチング素子７ｗ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗを備え、各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗには、電動機６の巻線に流れる電流を還流させるダイオードが逆並列接続されている。尚、前記のスイッチング素子には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ）が使用されている（以降も同様である。）。

スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗは、ゲートに入力されるパルス信号が「Ｈ」レベルのときにＯＮとなり、「Ｌ」レベルのときにＯＦＦとなる。そして、シャント抵抗２は直流母線に接続されており、このシャント抵抗２には直流母線電流Ｉｄｃ（１シャント電流）が流れる構成とされている。

制御装置（制御手段）１０１は、自らが出力するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarに基づき、所定周期（キャリア信号の周期）でシャント抵抗２に流れる直流母線電流Ｉｄｃを検出し、検出した直流母線電流Ｉｄｃを各相に分配することによって電動機６に流れる三相電流、即ち、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを推定する。

図３はインバータ装置１００の三相ＰＷＭ方式に用いる搬送波（キャリア信号）の１周期内（１キャリア周波数）の図１の制御装置１０１による電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ（指令電圧）と、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態と、直流母線電流Ｉｄｃ（１シャント電流）を示している。例えば、図３の（１）と（２）の期間内で直流母線電流Ｉｄｃが検出される。

期間（１）では、図１に示す如くＵ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮであるので、Ｕ相の電流Ｉｕ（符号は負）は期間（１）で検出された直流母線電流Ｉｄｃであると推定される。

期間（２）では、図２に示す如くＵ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮであるので、Ｗ相の電流Ｉｗ（符号は負）は期間（２）で検出された直流母線電流Ｉｄｃであると推定される。

また、Ｕ相の電流ＩｕとＶ相の電流ＩｖとＷ相の電流Ｉｗとの和が零となることからＩｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）でＶ相の電流Ｉｖも推定される。

制御装置１０１は、推定された三相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用い、位相と目標回転速度指令値（角周波数指令値ω）に基づいて回転座標系の電圧指令値、回転速度（推定値）、及び、位相を算出し（例えば、特許文献２に示される処理）、これらから回転座標系の電圧指令値を三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、更にこれをパルス幅変調して、スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗをそれぞれＯＮ／ＯＦＦ制御するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarを出力するものである。

特開２００７−３１２５１１号公報特開２０００−２６２０８８号公報特開２００８−９９５４２号公報

このように各アーム相の電流を得てセンサレスベクトル制御が成されるものであるが、上述した１シャント方式において、例えば図４に示す如く例えばＶ相とＷ相の２相の電圧指令値Ｖv、Ｖwが近くなり、重なる特定の角度の範囲では、図４中の期間（２）で示すＷ相の検出時間が短くなり、Ｗ相の電流Ｉｗが検出できなくなり、結果として期間（１）で検出するＵ相の電流Ｉｕのみしか検出できなくなる。そして、この１相分の電流のみではベクトル制御で使用するｄ軸電流、ｑ軸電流を計算できなくなる。

そこで、例えば特許文献３では、２相の電圧指令値が近い角度の範囲で、電流検出のために２相の電圧指令値に差を付ける補正を行っているが、この方法では電動機の起動時や低負荷時に電圧指令値の補正の影響が大きくなり、運転不可能な状況に陥る問題があった。

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、所謂１シャント方式において、電圧指令値を補正すること無く、的確なセンサレスベクトル制御を実現できるようにすることを目的とするものである。

上記課題を解決するために、請求項１の発明のインバータ装置は、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、このインバータ主回路の母線と直列に直流電源に接続されたシャント抵抗と、所定の周期でシャント抵抗に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて、インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段とを備え、この制御手段は、インバータ主回路の相電流のうちの１相のみ検出可能な特定の角度の範囲においては、検出された１相の相電流と極性が逆で、且つ、二分の一の値の電流値を、この特定の角度の範囲の他の２相の電流値として用いることを特徴とする。

また、請求項２の発明のインバータ装置は、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、このインバータ主回路の母線と直列に直流電源に接続されたシャント抵抗と、所定の周期でシャント抵抗に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて、インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段とを備え、この制御手段は、インバータ主回路の相電流のうちの１相のみ検出可能な特定の角度の範囲においては、当該特定の角度の範囲の３６０°前に対応する角度の範囲の前後において検出された他の相の電流値から、当該他の相の変化の傾きを算出し、この算出された傾きと前記特定の角度の範囲より前に検出された電流値から他の２相の現在の電流値を算出し、この算出された値を前記特定の角度の範囲の電流値として用いることを特徴とする。

例えば、インバータ主回路の相電流のうちのＵ相の相電流Ｉｕのみ検出可能な特定の角度の範囲においては、他の２相（Ｖ相、Ｗ相）の電圧指令値Ｖｖ、Ｖｗは近いので、Ｖ相の相電流ＩｖとＷ相の相電流Ｉｗは略同一（Ｉｗ＝Ｉｕ）と考えられる。また、各相電流の和（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ）は零となることから、Ｉｕ＋２Ｉｗ＝０となるので、Ｉｗ＝Ｉｖ＝−１／２Ｉｕと考えられる。

そこで、請求項１の発明のインバータ装置の如く、インバータ主回路の相電流のうちの１相のみ検出可能な特定の角度の範囲においては、制御手段により、検出された１相の相電流と極性が逆で、且つ、二分の一の値の電流値を、この特定の角度の範囲の他の２相の電流値として用いるようにすれば、従来の如き電圧指令値の補正を行うこと無く、センサレスベクトル制御を行うことができるようになり、電動機の起動時や低負荷時においても正常な運転を実現することが可能となるものである。

また、請求項２の発明のインバータ装置の如く、インバータ主回路の相電流のうちの１相（例えばＵ相の相電流Ｉｕ）のみ検出可能な特定の角度の範囲においては、制御手段により、当該特定の角度の範囲の３６０°前に対応する角度の範囲の前後において検出された他の相（例えば、Ｗ相の相電流Ｉｗ）の電流値から、当該他の相の変化の傾きを算出し、この算出された傾きと前記特定の角度の範囲より前に検出された電流値から他の２相（Ｉｗ、Ｉｖ）の現在の電流値を算出し、この算出された値を前記特定の角度の範囲の電流値として用いるようにしても、従来の如き電圧指令値の補正を行うこと無く、センサレスベクトル制御を行うことができるようになる。これにより、同様に電動機の起動時や低負荷時においても正常な運転を実現することが可能となるものである。

本発明を適用した一実施形態のインバータ装置の回路構成図である。図１のインバータ装置のもう一つの回路構成図である。図１のインバータ装置の１キャリア周波数内の下アームのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態と電圧指令値を示す図である。図１のインバータ装置の１キャリア周波数内の下アームのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態と電圧指令値を示すもう一つの図である。本発明を説明するための図１のインバータ装置の電圧指令値を示す図である。図１の制御装置の機能ブロックと、インバータ主回路及び電動機を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。

実施例１の電気回路としては図１と同様である。即ち、この場合のインバータ装置１も所謂１シャント方式のインバータ装置であり、同様に３は三相ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)方式のインバータ主回路である。インバータ主回路３は、直流電源部４から供給される電圧を、任意の可変電圧、可変周波数の三相疑似交流電圧に変換して出力し、電動機（例えば、空気調和機の冷媒回路を構成する圧縮機駆動用モータ。例えば、同期電動機）６に供給する。インバータ主回路３は、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う二つのスイッチング素子（７ｕ〜７ｗ、８ｕ〜８ｗ）を直流電源部４に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線して構成されている。

スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗは、ゲートに入力されるパルス信号が「Ｈ」レベルのときにＯＮとなり、「Ｌ」レベルのときにＯＦＦとなる。そして、シャント抵抗２はインバータ主回路３の直流母線と直列に直流電源部４に接続され、このシャント抵抗２に直流母線電流Ｉｄｃ（１シャント電流）が流れる構成とされている。

制御装置（制御手段）１１は、自らが出力するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarに基づき、所定周期（キャリア信号の周期）でシャント抵抗２に流れる直流母線電流Ｉｄｃを検出し、検出した直流母線電流Ｉｄｃを各相に分配することによって電動機６に流れる三相電流、即ち、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを推定する。

図６は係る制御装置１１の機能ブロックを示している。シャント抵抗２に流れる母線電流Ｉｄｃは電流検出部２１に取り込まれ、この電流検出部２１において三相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが求められる。この場合、各電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが離れた角度範囲では、前記図３で説明した如く例えば、（１）と（２）の期間内で直流母線電流Ｉｄｃが検出される。

期間（１）では、前述同様にＵ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮであるので（図１）、Ｕ相の電流Ｉｕ（符号は負）は期間（１）で検出された直流母線電流Ｉｄｃであると推定される。

期間（２）では、同様にＵ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮであるので（図２）、Ｗ相の電流Ｉｗ（符号は負）は期間（２）で検出された直流母線電流Ｉｄｃであると推定される。

また、Ｕ相の電流ＩｕとＶ相の電流ＩｖとＷ相の電流Ｉｗとの和が零となることからＩｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）でＶ相の電流Ｉｖも推定される。このようにしてＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。尚、図４の如く電圧指令値が近接する特定の角度の範囲における制御については後に詳述する。

次に、３相２相座標変換部２２において、電流検出部２１で求められた各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相２相変換し、ｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電流Ｉｄが算出される。次に、位置・速度推定器２３において、３相２層座標変換部２２で算出されたｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流制御部２４及びｄ軸電流制御部２６で算出されるｑ軸電圧及びｄ軸電圧を用いて電動機６の回転速度、ロータ（回転子）の磁極位置が推定される。

次に、速度制御部２７において、位置・速度推定器２２で推定された回転速度及び目標回転速度（例えば、空気調和機により空調される被調和室の温度に基づいて算出される）から、ＰＩ制御により目標ｑ軸電流（ｑ軸電流はトルクに比例）が算出される。次に、ｑ軸電流制御部２４において、この速度制御部２７で算出された目標ｑ軸電流と、３相２相座標変換部２２で算出された実際のｑ軸電流Ｉｑから、ＰＩ制御によりｑ軸電圧が算出される。

一方、弱め磁束制御部２８（弱め磁束制御とは誘起電圧を減らす制御）において、位置・速度推定器２３で推定された回転速度（推定値）と速度制御部２７で算出された目標ｑ軸電流から目標ｄ軸電流が求められる。次に、ｄ軸電流制御部２６において、この弱め磁束制御部２８で算出された目標ｄ軸電流と３相２相座標変換部２２で算出された実際のｄ軸電流Ｉｄから、ＰＩ制御によりｄ軸電圧が算出される。

そして、２相３相座標変換部２９において、ｑ軸電流制御部２４及びｄ軸電流制御部２６で算出されたｑ軸電圧とｄ軸電圧を２相３相変換することにより、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ、Ｗ相の電圧指令値Ｖｗが算出される。この三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、更にパルス幅変調され、インバータ主回路３の各アームのスイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗをそれぞれＯＮ／ＯＦＦ制御するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarが生成される。

インバータ主回路３ではこのパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarにより各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗがＯＮ／ＯＦＦ制御され、電動機６が運転制御されるものである。このようにして、制御装置１１は電動機６のセンサレスベクトル制御を実行する。

ここで、前述した図４に示す如く例えばＶ相とＷ相の２相の電圧指令値Ｖv、Ｖwが近くなり、重なる特定の角度の範囲では、図４中の期間（２）で示すＷ相の検出時間が短くなり、Ｗ相の電流Ｉｗが検出できなくなって、結果として図４中の期間（１）で検出するＵ相の電流Ｉｕのみしか検出できなくなる。

制御装置１１の電流検出部２１は、このような特定の角度の範囲で、３相のうちの１相のみ相電流しか検出できなくなったものと判断した場合、他の２相の相電流は、検出可能な相電流と極性が逆で、二分の一の値であると推定する。即ち、今検出された電流がＵ相の電流Ｉｕのみであった場合、Ｖ相とＷ相の電流Ｉｖ、Ｉｗは−１／２Ｉｕであるものと推定し、３相２相座標変換部２２に出力する。

これは、インバータ主回路３の相電流のうちのＵ相の相電流Ｉｕのみ検出可能な特定の角度の範囲においては、他の２相（Ｖ相、Ｗ相）の電圧指令値Ｖｖ、Ｖｗは近いので、Ｖ相の相電流ＩｖとＷ相の相電流Ｉｗは略同一（Ｉｗ＝Ｉｕ）と考えられ、また、各相電流の和（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ）は零となることから、Ｉｕ＋２Ｉｗ＝０となるので、Ｉｗ＝Ｉｖ＝−１／２Ｉｕと考えられるからである。

このように、インバータ主回路３の相電流のうちの１相のみ検出可能な特定の角度の範囲においては、制御装置１１の電流検出部２１により、シャント抵抗２を用いて検出された１相の相電流と極性が逆で、且つ、二分の一の値の電流値を、この特定の角度の範囲の他の２相の電流値として用いることにより、従来の如き電圧指令値の補正を行うこと無く、３相２相座標変換部２２にてｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを算出して、センサレスベクトル制御を行うことができるようになり、電動機６の起動時や低負荷時においても正常な運転を実現することが可能となる。

次に、前述した特定の角度の範囲において、図６の制御装置１１の電流検出部２１にて行われるもう一つの相電流推定手法について図５を参照して説明する。前述した図４に示す如く、例えばＶ相とＷ相の２相の電圧指令値Ｖｖ、Ｖｗが近くなり、重なる特定の角度の範囲（図６ではθ１〜θ２の範囲とする）では、Ｗ相の検出時間が短くなって、Ｗ相の電流Ｉｗが検出できなくなる。

一方、この特定の角度の範囲近傍の３６０°前の角度の範囲の近傍における各相の電流は、当該特定の角度の範囲における電流値と略同一と推定することができる。そこで、この場合の制御装置１１の電流検出部２１は、このような特定の角度の範囲θ（θ１＜θ＜θ２）で、３相のうちの１相のみしか検出できなくなったものと判断した場合、当該特定の角度の範囲θの３６０°前に対応する角度の範囲θ０の前後において既に検出されているＷ相の相電流Ｉｗ０から、当該Ｗ相の相電流Ｉｗ０の変化の傾きを算出し、この算出された傾きと、特定の角度の範囲より前に検出された相電流Ｉｗから、当該特定の角度の範囲中における現在のＷ相の相電流Ｉｗを演算によって算出する。

この場合、制御装置１１は前記サンプリング周期で検出された例えば1周期分以上の各相電流の値をメモリに記憶している。そして、例えば、現在の角度θ１まではＵ相の相電流ＩｕとＶ相の相電流Ｉｖが測定できたものの、角度θ１を超えてからは相電流Ｉｕのみしか検出できなくなり、角度θ２に至って今度はＩｗの検出が可能となった場合を想定すると、制御装置１１は特定の角度の範囲θ（θ１＜θ＜θ２）に入った段階でＵ相の相電流Ｉｕのみ検出できなくなったものと判断し、その特定の角度の範囲θに入る前の角度θ１の３６０°前の角度で検出されていたＵ相の前回の相電流Ｉｕ０θ１及びＶ相の前回の相電流Ｉｖ０θ１をメモリから読み出し、それらから角度θ１の３６０°前の角度におけるＷ相の前回の相電流Ｉｗ０θ１＝−（Ｉｕ０θ１＋Ｉｖ０θ１）を算出する。

次に、特定の角度の範囲θを出た後の角度θ２の３６０°前の角度で検出されていたＷ相の前回の相電流Ｉｗ０θ２をメモリから読み出し、これらＩｗ０θ１とＩｗθ２の差ΔＩｗを算出する。この差ΔＩｗ＝−（Ｉｕ０θ１＋Ｉｖ０θ１）−Ｉｗ０θ２は、特定の角度の範囲θの３６０°前の角度の範囲θ１からθ２の時間Δｔの期間におけるＷ相の相電流Ｉｗの変化であり、ΔＩｗをΔｔで除算した値ΔＩｗ／Δｔは、その期間における変化の傾きである。

この傾きΔＩｗ／Δｔを用いて今回の特定の角度の範囲θ中におけるＷ相の相電流Ｉｗ（ｔ）を導き出す。即ち、その計算は、今回の角度θ１におけるＷ相の相電流Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）に対して、ΔＩｗ／Δｔに時間ｔを乗算した値を加算することで得られ、これはＩｗ（ｔ）＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）＋ΔＩｗ（ｔ／Δｔ）の式で算出される。

そして、この特定の角度の範囲θ中におけるＶ相の相電流Ｉｖ（ｔ）は、Ｉｖ（ｔ）＝−（Ｉｗ（ｔ）＋Ｉｕ）で算出される。電流検出部２１は、特定の角度の範囲θにおいては、これらの式を用いてＷ相の相電流Ｉｗ（ｔ）とＶ相の相電流Ｉｖ（ｔ）を算出し、実際に測定されているＵ相の相電流Ｉｕと共に３相２相座標変換部２２に出力する。

このように、インバータ主回路３の相電流のうちの１相（例えばＵ相の相電流Ｉｕ）のみ検出可能な特定の角度の範囲θにおいては、制御装置１１の電流検出部２１により、当該特定の角度の範囲θの３６０°前に対応する角度の範囲の近傍（例えばθ１及びθ２）において検出された他の相（例えば、Ｗ相の相電流Ｉｗ）の電流値から他の２相（Ｉｗ、Ｉｖ）の現在の電流値を演算によって算出し、この算出された値を前記特定の角度の範囲θ中における他の２相（Ｉｗ、Ｉｖ）の電流値として用いるようにすれば、同様に従来の如き電圧指令値の補正を行うこと無く、センサレスベクトル制御を行うことができるようになる。これにより、同様に電動機６の起動時や低負荷時においても正常な運転を実現することが可能となる。

尚、上記実施例２では特定の角度の範囲θ（θ１＜θ＜θ２）の３６０°前の前回の角度θ１及びθ２のＵ相、Ｖ相の相電流を用いて算出された前回のＷ相の相電流と、前回の角度θ２のＷ相の相電流とから今回の特定の角度の範囲θにおけるＷ相の相電流の傾きを算出したが、それに限らず、前回のθ1とθ２の近傍でそれより広い範囲の角度（θ１より前の角度とθ２より後の角度）を用いて算出しても良い。

１インバータ装置
２シャント抵抗
３インバータ主回路
４直流電源部
６電動機
７ｕ〜７ｗ、８ｕ〜８ｗスイッチング素子
１１制御装置
２１電流検出部

Claims

相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、
該インバータ主回路の母線と直列に前記直流電源に接続されたシャント抵抗と、
所定の周期で前記シャント抵抗に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて、前記インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段とを備え、
該制御手段は、前記インバータ主回路の相電流のうちの１相のみ検出可能な特定の角度の範囲においては、検出された１相の相電流と極性が逆で、且つ、二分の一の値の電流値を、この特定の角度の範囲の他の２相の電流値として用いることを特徴とするインバータ装置。
相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、
該インバータ主回路の母線と直列に前記直流電源に接続されたシャント抵抗と、
所定の周期で前記シャント抵抗に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて、前記インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段とを備え、
該制御手段は、前記インバータ主回路の相電流のうちの１相のみ検出可能な特定の角度の範囲においては、当該特定の角度の範囲の３６０°前に対応する角度の範囲の前後において検出された他の相の電流値から、当該他の相の変化の傾きを算出し、この算出された傾きと前記特定の角度の範囲より前に検出された電流値から前記他の２相の現在の電流値を算出し、この算出された値を前記特定の角度の範囲の電流値として用いることを特徴とするインバータ装置。