JP5724776B2 - モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭのデユーティ指令値で駆動制御されるモータ制御装置及びモータ制御装置により車両の操舵系に操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置に関し、特に作動音が少なく、トルクリップルを減少させたモータ制御装置及びそれを装填した電動パワーステアリング装置に関する。

車両の操舵系をモータの回転力でアシストする電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助力を付勢するようになっている。そして、当該モータが所望のトルクを発生するようにモータに電流を供給するため、モータ駆動回路にインバータが用いられている。

ここで、従来の電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０が設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）１００には、バッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット１００は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴと車速センサ１２で検出された車速Ｖｓとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、電流制御部で電流指令値に補償等を施した電圧指令値Ｅによってモータ２０に供給する電流を制御する。なお、車速ＶｓはＣＡＮ（Controller Area Network）等から受信することも可能である。

コントロールユニット１００は主としてＣＰＵ（ＭＰＵ、ＭＣＵも含む）で構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと図２のようになる。

図２を参照してコントロールユニット１００の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴ及び車速センサ１２で検出された車速Ｖｓは、電流指令値Ｉｒｅｆ１を演算する電流指令値演算部１０１に入力される。電流指令値演算部１０１は、入力された操舵トルクＴ及び車速Ｖｓに基づいてアシストマップ等を用いて、モータ２０に供給する電流の制御目標値である電流指令値Ｉｒｅｆ１を決定する。電流指令値Ｉｒｅｆ１は加算部１０２Ａを経て電流指令値Ｉｒｅｆ２として電流制限部１０３に入力され、最大電流を制限された電流指令値Ｉｒｅｆ３が減算部１０２Ｂに入力され、フィードバックされているモータ電流値Ｉｍとの偏差Ｉｒｅｆ４（＝Ｉｒｅｆ３−Ｉｍ）が演算され、その偏差Ｉｒｅｆ４がＰＩ制御等を行う電流制御部１０４に入力される。電流制御部１０４で特性改善された電圧指令値ＥがＰＷＭ制御部１０５に入力され、更に駆動部としてのインバータ１０６を介してモータ２０がＰＷＭ駆動される。モータ２０の電流値Ｉｍはインバータ１０６内の電流検出器１０６Ａで検出され、減算部１０２Ｂにフィードバックされる。インバータ１０６はスイッチング素子として一般的にＦＥＴが用いられ、ＦＥＴのブリッジ回路で構成されている。

また、加算部１０２Ａには補償部１１０から補償信号ＣＭが加算されており、補償信号ＣＭの加算によってシステム系の補償を行い、収れん性や慣性特性等を改善するようようになっている。補償部１１０は、セルフアライニングトルク（ＳＡＴ）１１３と慣性１１２を加算部１１４で加算し、その加算結果に更に収れん性１１１を加算部１１５で加算し、加算部１１５の加算結果を補償信号ＣＭとしている。

モータ２０が３相（Ａ，Ｂ，Ｃ）ブラシレスモータの場合、ＰＷＭ制御部１０５及びインバータ１０６の詳細は例えば図３に示すような構成となっている。ＰＷＭ制御部１０５は、電圧指令値Ｅを所定式に従って３相分のＰＷＭデューティ指令値Ｄ１〜Ｄ６を演算するデューティ演算部１０５Ａと、ＰＷＭデューティ指令値Ｄ１〜Ｄ６でＦＥＴ１〜ＦＥＴ６の各ゲートを駆動してＯＮ／ＯＦＦするゲート駆動部１０５Ｂとで構成されており、インバータ１０６は、Ａ相のハイサイドＦＥＴ１及びローサイドＦＥＴ４で成る上下アームと、Ｂ相のハイサイドＦＥＴ２及びローサイドＦＥＴ５で成る上下アームと、Ｃ相ＦＥＴ３及びＦＥＴ６で成る上下アームとで成る３相ブリッジで構成されており、ＰＷＭデューティ指令値Ｄ１〜Ｄ６でＯＮ／ＯＦＦされることによってモータ２０を駆動する。

なお、Ａ相のＰＷＭデューティ指令値をＤａ、Ｂ相のＰＷＭデューティ指令値をＤｂ、Ｃ相のＰＷＭデューティ指令値をＤｃとする。

このような構成において、インバータ１０６の駆動電流ないしはモータ２０のモータ電流を計測する必要があるが、コントロールユニット１００のコンパクト化、軽量化、コストダウンの要求項目の１つとして、電流検出器１０６Ａの単一化（１シャント式電流検出器）がある。電流検出器の単一化として１シャント式電流検出器が知られており、１シャント式の電流検出器１０６Ａの構成は例えば図４に示すようになっている。即ち、ＦＥＴブリッジの底部アームと接地との間に１シャントで抵抗Ｒ１が接続されており、ＦＥＴブリッジに電流が流れたときの抵抗Ｒ１による降下電圧を演算増幅器１０６Ａ−１及び抵抗Ｒ２〜Ｒ４で電流値Ｉｍａに換算し、Ａ／Ｄ変換部１０６Ａ−２で所定のタイミングにＡ／Ｄ変換し、ディジタル値の電流値Ｉｍを出力するようになっている。

図５は電源（バッテリ）、インバータ１０６、電流検出器１０６Ａ及びモータ２０の結線図を示しており、図６は例として、Ａ相ハイサイドのＦＥＴ１がＯＮ（ローサイドのＦＥＴ４はＯＦＦ）、Ｂ相ハイサイドのＦＥＴ２がＯＦＦ（ローサイドのＦＥＴ５はＯＮ）、Ｃ相ハイサイドのＦＥＴ３がＯＦＦ（ローサイドのＦＥＴ６はＯＮ）の状態時の電流経路（破線）を示している。また、図７は、Ａ相ハイサイドのＦＥＴ１がＯＮ（ローサイドのＦＥＴ４はＯＦＦ）、Ｂ相ハイサイドのＦＥＴ２がＯＮ（ローサイドのＦＥＴ５はＯＦＦ）、Ｃ相ハイサイドのＦＥＴ３がＯＦＦ（ローサイドのＦＥＴ６はＯＮ）の状態時の電流経路（破線）を示している。これら図６及び図７の電流経路から分かるように、ハイサイドＦＥＴがＯＮしている相の合計値が電流検出器１０６Ａに検出電流として現れる。即ち、図６ではＡ相電流を検出することができ、図７ではＡ相及びＢ相電流を検出することができる。これは、電流検出器１０６Ａがインバータ１０６の上段アームと電源との間に接続されている場合も同様である。

このことより、いずれか１相がＯＮ状態及び２相がＯＮ状態のときに電流検出器１０６Ａでモータ電流を検出し、電流３相和＝０の特性を利用すると、ＡＢＣ３相の各相電流を検出することが可能である。１シャント式の単一電流検出器による電流検出は、上記特性を利用することにより各相電流を検出することができる。この場合、ＦＥＴのＯＮ直後に電流検出器に流れるリギングノイズ等のノイズ成分を除去しながら電流検出するためには、一定の時間が必要となる。即ち、１シャント式電流検出器で各相モータ電流を検出するためには、各相ＰＷＭの配置移動により、意図する相のＰＷＭのＯＮ状態を所定時間保持した状態を作り、電流検出を行うことで各相のモータ電流を検出する。そのため、１相ＯＮ状態、２相ＯＮ状態を電流検出必要時間だけ継続する必要があるが、各相デューティが均衡する場合は、その継続時間を確保できない問題が生じる。

このような問題を解決するための先行技術として、特開２００９−１１８６２１号公報（特許文献１）又は特開２００７−１１２４１６号公報（特許文献２）
に示されるものがある。

特許文献１に開示された装置は、電流検出不可能と判定した時、ＰＷＭ信号の位相を所定量だけ移動させてＰＷＭ位相をずらし、「ＰＷＭ ＯＮ」となる時間を電流検出必要時間分だけ確保して電流検出を行っている。即ち、電流検出可否判定手段が電流検出不可と判定した場合に、上アームスイッチング素子の導通する個数が偶数か奇数を判定するスイッチング個数判定手段と、スイッチング個数判定手段が偶数と判定した場合に所定相のＰＷＭ信号を所定量だけ所定の移動方向に移動させ、奇数と判定した場合に所定相のＰＷＭ信号を所定量だけ逆方向に移動させ、或いは、各相のＰＷＭ信号の内デューティの大きさが最大のＰＷＭ信号の位相を所定量だけ所定の移動方向に移動させ、デューティの大きさが最小のＰＷＭ信号の位相を所定量だけ逆方向に移動させる位相移動手段とを備えたものである。

また、特許文献２に開示された装置は、各相ＰＷＭで、それぞれ位相の異なるキャリアを持ち、ＰＷＭ出力を行うことでＰＷＭ位相をずらし、「ＰＷＭ ＯＮ」となる時間を電流検出必要時間分だけ確保して電流検出を行っている。即ち、モータ駆動回路とグランドとの間の電流経路上に、その電流経路を流れる電流値を検出するための単一の電流センサを設け、各相ＰＷＭ信号を生成するための鋸波の位相をずらして、各相ＰＷＭ信号のローレベルへの立ち下がりのタイミングをずらし、これにより、Ｖ相ＰＷＭ信号がローレベルに立ち下がってから時間が経過するまでの期間における電流センサの出力信号に基づいて、モータを流れるＵ相電流の値を得るものである。

特許文献１及び２の装置は共に、１相ＯＮ状態及び２相ＯＮ状態が、電流検出に必要な時間だけ維持するようにＰＷＭ位相をずらして電流検出行うことで、１シャント式電流検出器にてモータの各相電流を検出するようにしている。

特開２００９−１１８６２１号公報 特開２００７−１１２４１６号公報

しかしながら、特許文献１及び２の装置は共に、１相ＯＮ状態及び２相ＯＮ状態を意図的に維持するため、電流検出タイミング時でのモータ電流値は、電流過渡応答性により１ＰＷＭ周期内でのモータ電流平均値と異なる値となってしまう問題がある。

図８は、３シャント式にて電流検出を行う場合の従来のＰＷＭ駆動時のＰＷＭ（Ａ相ＰＷＭ、Ｂ相ＰＷＭ、Ｃ相ＰＷＭ）と、それらに対応するモータ電流（Ａ相電流、Ｂ相電流、Ｃ相電流）の変化の様子を示しており、ＰＷＭ周期の中心である時点ｔ１が全相電流検出のタイミングであることを示している。また、Ａ相電流の破線がＡ相平均電流を示し、Ｂ相電流の破線がＢ相平均電流を示し、Ｃ相電流の破線がＣ相平均電流を示している。この３シャント式電流検出では、１ＰＷＭ周期内の電流変動が小さく、各相平均電流と各相電流検出値の差は小さいが、３相分の検出器が必要になってしまう問題がある。

図９は、１シャント式にて電流検出を行う場合のＰＷＭ（Ａ相ＰＷＭ、Ｂ相ＰＷＭ、Ｃ相ＰＷＭ）と、それらに対応するモータ電流（Ａ相電流、Ｂ相電流、Ｃ相電流）の変化の様子を示しており、ＰＷＭ周期の中心を時点ｔ１で示している。また、Ａ相電流の破線がＡ相平均電流を示し、Ｂ相電流の破線がＢ相平均電流を示し、Ｃ相電流の破線がＣ相平均電流を示している。１シャント式の電流検出では検出タイミングが時点ｔ２、ｔ３のように変動するため、本例のＡ相電流に示すように１ＰＷＭ周期内での電流変動が大きくなる問題がある。また、Ｂ相ＰＷＭが入力される時点ｔ２がＡ相電流検出タイミングであり、Ｃ相ＰＷＭが入力される時点ｔ３がＣ相電流検出タイミングであり、検出タイミングが瞬間的であるのに対し、モータ平均電流は１ＰＷＭ周期内で算出されるため、検出タイミングにおいては平均電流を計測することができず、検出した電流値と平均電流との間に誤差が生じる。そのため補正処理を行う必要があり、図９ではＡ相電流に対して補正量ＣＲ１で補正することを示し、Ｃ相電流に対して補正量ＣＲ２で補正することを示している。

通常モータの制御装置は、１ＰＷＭ周期中のモータの平均電流を用いることを前提とするため、上述のような平均電流とモータ電流値との間に誤差が発生（そもそも平均値を計測し難いので誤差が生じる）すると、モータ作動音性能が悪化し、更にモータ制御装置を電動パワーステアリング装置に適用した場合、ハンドルリップル発生の要因となってしまう問題がある。即ち、誤差が生じると所望のアシスト量が得られないので、音、トルクリップルが発生し、特に低速操舵（ハンドル中立付近）では顕著に現れる。

本発明は上述のような事情からなされたものであり、本発明の目的は、１シャント式電流検出器でモータの各相電流検出を行い、コンパクト化、軽量化、コストダウンにも寄与し、作動音が少なく、トルクリップルを減少させたモータ制御装置及びそれを装填した電動パワーステアリング装置を提供することにある。

本発明は、ＰＷＭの各相デューティ指令値に基づいてインバータでモータを駆動制御すると共に、１シャント式電流検出器で前記モータの各相モータ電流を検出するようになっているモータ制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記インバータの電源電圧、前記各相デューティ指令値、前記モータの逆起電圧情報、前記電流検出器で検出された前記各相モータ電流、前記ＰＷＭの配置情報及び前記モータの電気的特性式より電流検出補正値を算出する電流検出補正部を具備し、
前記電流検出補正値により前記電流検出器で検出された前記各相モータ電流をモータ平均電流に補正して前記モータを駆動制御することにより達成される。
また、本発明の上記目的は、前記電流検出器で検出された前記各相モータ電流に前記電流検出補正値を加算することにより前記補正を行うことにより、或いは前記電流検出補正部は、電流検出タイミングと１ＰＷＭ周期内の所定タイミングとの間の各相ＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターンとその継続時間を算出し、前記電気的特性式より相電流基準値を基準とした電流変化量を算出し、前記電流変化量から１ＰＷＭ周期内での前記モータ平均電流を算出することで前記電流検出補正値を求めるようになっていることにより、或いは前記電流検出補正部は、前記各相デューティ指令値及び前記ＰＷＭの配置情報より、電流検出タイミングと１ＰＷＭ周期内の所定タイミングとの間の各相ＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターンとその継続時間を算出するＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターン継続時間算出部と、前記ＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターン、前記継続時間、前記電源電圧の検出値及び前記逆起電圧情報を入力してタイミング毎の印加電圧分電流変化量を算出する印加電圧分電流変化量算出部と、前記印加電圧分電流変化量及び前記各相モータ電流より、相電流検出値を基準とした電流変化量を算出する電流変化量算出部と、前記電流変化量から１ＰＷＭ周期内での平均電流を算出することで前記電流検出補正値を求める電流検出値算出部とで構成されていることにより、或いは前記所定タイミングは、１ＰＷＭ周期内で各ＰＷＭが切り替わるタイミングであることにより、或いは前記所定タイミングは、１ＰＷＭ周期内の開始点、中間点及び終点の３タイミングであることにより、より効果的に達成される。

上記モータ制御装置を搭載することにより、高性能で高機能な電動パワーステアリング装置を達成することができる。

本発明に係るモータ制御装置によれば、安価な１シャント式電流検出器を用いながら、１ＰＷＭ周期内におけるＰＷＭのＯＮ／ＯＦＦパターンとその継続時間より、各相にかかる電圧パターンを計算し、更にモータ抵抗等の電圧降下分を加味することで、検出電流に対するモータ電流変化パターンを算出することができ、１ＰＷＭ周期内における検出電流を基準とした平均電流との変化量を算出することができるため、これを補正値として加算することで検出電流値をモータ平均電流値相当に補正することができる。この電流補正により、１シャント式電流検出で問題となる検出電流と平均電流との誤差を解消若しくは減少させることができるので、モータ作動音が少なく、トルクリップルを抑制したモータ制御装置を実現することができる。

また、本発明のモータ制御装置を電動パワーステアリング装置へ適用した場合も、異常音やハンドルリップルの発生を抑制できるため、操舵性能を維持しながら１シャント式の電流検出を採用でき、コストダウン、軽量化を実現することができる。

一般的な電動パワーステアリング装置の構成例を示す図である。 コントロールユニットの一例を示すブロック構成図である。 ＰＷＭ制御部及びインバータの構成例を示す結線図である。 １シャント式電流検出器の構成例を示す結線図である。 １シャント式電流検出器を備えたインバータの一例を示す結線図である。 １シャント式電流検出器を備えたインバータの動作例を示す電流経路図である。 １シャント式電流検出器を備えたインバータの動作例を示す電流経路図である ３シャント式の電流検出によるＰＷＭ波形とモータ電流波形の特性例を示すタイムチャート（１ＰＷＭ周期）である。 １シャント式の電流検出によるＰＷＭ波形とモータ電流波形の特性例を示すタイムチャート（１ＰＷＭ周期）である。 本発明の構成例を示すブロック図である。 所定タイミングとＰＷＭ、モータ電流波形の関係（実施形態１）を示すタイムチャ−ト（１ＰＷＭ周期）である。 ＰＷＭＯＮ／ＯＦＦパターンとインバータ印加電圧Ｖｉとの関係を示すパターン図である。 電流検出補正部の構成例を示すブロック図である。 図１３の例におけるＰＷＭＯＮ／ＯＦＦパターン継続時間算出部の出力例を示す図である。 所定タイミングとＰＷＭ、モータ電流波形の関係（実施形態２）を示すタイムチャ−ト（１ＰＷＭ周期）である。 図１５の例におけるＰＷＭＯＮ／ＯＦＦパターン継続時間算出部の出力例を示す図である。

本発明では、ＰＷＭ制御部での各相デューティ指令値と、電源電圧検出部からの電源電圧検出値と、モータ逆起電圧情報と、ＰＷＭ制御部でのＰＷＭ配置情報と、モータの電気的特性式とにより、１シャント式電流検出器で検出された各相モータ電流検出値をモータ１ＰＷＭ平均電流相当に補正する電流検出補正部を設けている。電流検出補正部は、ＰＷＭの各相デューティ指令値及びＰＷＭ配置情報に基づいて、電流検出タイミング及び１ＰＷＭ周期内の所定タイミングの間の各相ＯＮ／ＯＦＦパターンとその継続時間とを算出し、電源電圧検出値、逆起電圧情報及びモータの電気的特性式に基づいて、Ａ／Ｄ変換した各相モータ電流検出値を基準とした電流変化量を計算し、電流変化量に基づいて１ＰＷＭ周期での平均電流を算出することで補正電流値を算出する。算出された補正電流値を各相モータ電流検出値に加算して補正するようにしている。

１ＰＷＭ周期内におけるＰＷＭのＯＮ／ＯＦＦパターンとその継続時間より、各相にかかる電圧パターンを計算し、更にモータ抵抗等の電圧降下分を加味することで、検出電流に対するモータ電流変化パターンを算出することができる。このモータ電流変化パターンより、１ＰＷＭ周期内における検出電流を基準とした電流変化量を算出することができるため、これを補正値として加算することで各相モータ電流検出値をモータ平均電流値相当に補正することができる。この電流補正により、１シャント式電流検出で問題となる検出電流と平均電流との誤差を解消若しくは著しく減少させることができるので、モータ作動音が少なく、トルクリップルを抑制したモータ制御装置を実現することができる。

また、本発明のモータ制御装置を電動パワーステアリング装置へ適用した場合も、異常音やハンドルリップルの発生を抑制できるため、操舵性能を維持しながら１シャント式の電流検出を採用でき、コンパクト化、コストダウン、軽量化を実現することができる。

以下に、本発明の実施形態を図面を参照して詳細に説明する。

図１０は本発明の構成例を図２に対応させて示しており、本発明では電流検出補正値Idct_hを算出して出力する電流検出補正部２００を設けると共に、電源電圧Ｖ（Ｖｒ）を検出する電源電圧検出部２１０と、電流検出補正部２００で算出された電流検出補正値Idct_hを電流検出値Ｉｍに加算し、その加算された電流値を減算部１０２Ｂに入力する加算部２１１とを設けている。電流検出補正部２００は、電源電圧検出部２１０で検出された電源（バッテリ）の電源電圧Ｖｒ、電流検出器１０６Ａで検出された電流検出値Ｉｍ、各相ＰＷＭ配置情報ＰＷＭ_Ｌ、逆起電圧情報ＥＭＦを用いて、電流検出値Ｉｍをモータ平均電流値相当に補正する電流検出補正値Idct_hを算出して出力し、加算部２１１で電流検出値Ｉｍに加算されて減算部１０２Ｂにフィードバックされる。電流検出補正値Idct_hの算出は、１ＰＷＭ周期内において任意に複数設定する所定タイミングに流れるモータ電流値の検出電流値に対する電流変化量を算出し、複数の所定タイミング毎に導かれる電流変化量の１ＰＷＭ周期内の時間平均値を求めることで行う。

図１１に本発明の原理をタイムチャート（１ＰＷＭ周期）として示すが、Ａ相ＰＷＭ、Ｂ相ＰＷＭ、Ｃ相ＰＷＭに対してＡ相電流（実線）の変化の様子及びＡ相平均電流（破線）を示している。そして、複数の所定タイミングＳ_０〜Ｓ_６を１ＰＷＭ周期の開始点（タイミングＳ_０）、終点（タイミングＳ_６）、各相ＯＮ／ＯＦＦ切り替わり時（タイミングＳ_１〜Ｓ_５）とした場合を示しており、Ｂ相ＰＷＭの入力時のタイミングＳ_１でＡ相電流検出タイミングとした場合、このタイミングＳ_１におけるＡ相電流（タイミング電流）に対して、タイミングＳ_０でのＡ相電流とタイミング電流との差、タイミングＳ_０でのＡ相電流とタイミング電流との差ＥＲ１、タイミングＳ_２でのＡ相電流とタイミング電流との差ＥＲ２、タイミングＳ_３でのＡ相電流とタイミング電流との差ＥＲ３、タイミングＳ_４でのＡ相電流とタイミング電流との差ＥＲ４、タイミングＳ_５でのＡ相電流とタイミング電流との差ＥＲ５、タイミングＳ_６でのＡ相電流とタイミング電流との差ＥＲ６をそれぞれ求める。その際、Ａ相電流検出タイミングＳ_１より前については後述する第１の理論式を用いて算出し、Ａ相電流検出タイミングＳ_１より後については後述する第２の理論式を用いて算出する。なお、図１１において、τは電流検出必要時間を示している。

各所定タイミング（Ｓ_０〜Ｓ_６）における電流検出補正値Idct_hの算出手法を以下に説明する。基本的にはモータ及びコントロールユニット（ＥＣＵ）の電気的特性式より導かれ、電流検出のＡ／Ｄタイミングを基準とするため、所定タイミングが電流検出Ａ／Ｄタイミングより前に存在するか後に存在するかで、算出方法が異なる。

ここで、モータ及びコントロールユニット（ＥＣＵ）の電気的特性式は下記数１で表わされる。

ただし、Ｖはモータ印加電圧（電源電圧）、ＥＭＦはモータの逆起電圧、Ｌはモータのインダクタンス、Ｒはモータの抵抗である。
数１を電流微分値について解くと、下記数２となる。

数２の右辺第１項は、モータの１相当たりの印加電圧による電流変化量を示し、第２項は電流により発生する電圧降下による電流変化量を示している。

先ず、所定タイミングが電流検出Ａ／Ｄタイミングより前に存在する場合の電流変化量を算出する第１の理論式について説明する。

各電流検出Ａ／Ｄタイミング（以下、単に「Ａ／Ｄタイミング」とする）Ｔと、その時に検出される電流検出値Ｉ（Ｔ）とを基準値とすると、Ａ／ＤタイミングよりＴｆ［ｓ］時間前での基準電流値に対する電流変化量ΔＩｆは、上記数２の微分式を数３のように後退差分近似することで近似的に求めることができる。

数３の右辺第１項の「１／Ｌ・［Ｖ（Ｔ）−ＥＭＦ（Ｔ）］・Ｔｆ」は、Ａ／Ｄタイミング〜Ｔｆまでの印加電圧による電流変化量である。Ｖ（Ｔ）はＡ／Ｄタイミング〜ＴｆまでのＰＷＭ側からの入力電圧変化パターンの時間総和で求めることができる。詳細は後述する。また、数３の右辺第２項の「Ｒ／Ｌ・Ｉ（Ｔ）・Ｔｆ」は、電流が流れることで生じる電圧降下分による電流変化量である。瞬間電流を用いて電流変化量を計算したいが、ＰＷＭ周期内で変化する電流の瞬間電流は検出不可能であるため、Ａ／Ｄタイミングで検出された基準電流値を用いて近似的に算出する。

Ａ／Ｄタイミングで検出された電流検出値をIdct、Ａ／Ｄタイミング〜Ｔｆでの印加電圧による電流変化量をＦｖ（Ｔｆ）とすると、上記数３は下記数４のように変換することができる。数４より数５の電流変化量Ｆｖ（Ｔｆ）を求めることができる。

次に、所定タイミングがＡ／Ｄタイミングより後に存在する場合の電流変化量を算出する第２の理論式について説明する。

Ａ／ＤタイミングよりＴｂ［ｓ］時間後の基準電流値に対する電流変化量ΔＩｂは、数２の微分式を前進差分近似することで数６のように近似的に求めることができる。

第１の理論式で述べたと同様に、Ａ／Ｄタイミングで検出された電流検出値をIdct、Ａ／Ｄタイミング〜Ｔｂでの印加電圧による電流変化量をＦｖ（Ｔｂ）とすると、上記数６は下記数７のように変換することができる。数７より数８の電流変化量Ｆｖ（Ｔｂ）を求めることができる。

上述のように第１の理論式でＡ／Ｄタイミング前の電流変化量Ｆｖ（Ｔｆ）を求めることができ、第２の理論式でＡ／Ｄタイミング後の電流変化量Ｆｖ（Ｔｂ）を求めることができる。

次に、各点におけるインバータ印加電圧Ｖｉによる電流変化量（Ｆｖ（Ｔｆ）、Ｆｖ（Ｔｂ））の計算手法について説明する。

インバータ印加電圧Ｖｉによる電流変化量Ｆｖ（Ｔｆ）又はＦｖ（Ｔｂ）は、インバータからの印加電圧分１／Ｌ・（Ｖ（ｔ）・Ｔｆ）又は１／Ｌ・（Ｖ（ｔ）・Ｔｂ）から逆起電圧ＥＭＦ分１／Ｌ・ＥＭＦ（ｔ）・Ｔｆ又は１／Ｌ・ＥＭＦ（ｔ）・Ｔｂを減算したものである。Ａ／Ｄタイミング〜ＴｆまでのＰＷＭ側からの入力電圧Ｖ（ｔ）は複数のＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターンで表わされるため、各ＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターンによる印加電圧・継続時間の時間総和である。即ち、印加電圧による電流変化量Ｆｖ（Ｔｆ）又はＦｖ（Ｔｂ）の計算は、時間区間Ｔｆ［Ｔｂ］内のＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターンがｍ通り、各パターンの相に対する電圧値（インバータ印加電圧）をＶｉ、継続時間をＴｉ［ｓ］とすると、Ａ／ＤタイミングよりＴｆ［ｓ］時間前は下記数９で算出することができ、Ｔｂ［ｓ］時間後は下記数１０で算出することができる。

上記数９及び数１０中のインバータ印加電圧ＶｉはＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターンにより値が異なり、電源電圧検出部２１０で検出された電源電圧をＶｒとすると、ＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターンは図１２に示すように８種類にパターン化することができる（パターンNo1〜No8）。図１２において「●」はＰＷＭのＯＮを示し、「−」はＰＷＭのＯＦＦを示している。

上述の理論及び計算式より本発明の電流検出補正部２００は、上記計算式や図１２のＰＷＭパターン、各相デューティ指令値Ｄａ〜Ｄｃ等を用いて電流検出補正値Idct_hを算出するが、その構成例は図１３に示すようにＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターン継続時間算出部２０１と、印加電圧分電流変化量算出部２０２と、電流変化量算出部２０３と、電流検出補正量算出部２０４とで構成されている。以下にその動作を説明する。

ＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターン継続時間算出部２０１は各相ＰＷＭ配置情報ＰＷＭ_Ｌ及び各相デューティ指令値Ｄａ〜Ｄｃより、Ａ／Ｄタイミング〜所定タイミングまでの時間内の各相ＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターンの継続時間Ｔ_１〜Ｔ_ｍを算出する。図１１のタイミング例では、各相ＰＷＭ配置情報ＰＷＭ_Ｌは、Ａ相ＰＷＭはＰＷＭ開始点の配置、Ｂ相ＰＷＭはＰＷＭ開始点からτ経過後の配置、Ｃ相ＰＷＭはＰＷＭ開始点から２τ経過後の配置となっており、各所定タイミングＳ_１〜Ｓ_６におけるＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターンの継続時間Ｔ_１〜Ｔ_８は図１４に示すように出力される。即ち、ＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターン継続時間算出部２０１は各相ＰＷＭ配置情報ＰＷＭ_Ｌ及び各相デューティ指令値Ｄａ〜Ｄｃに基づいてＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターンの継続時間Ｔ_１〜Ｔ_ｍを出力する。なお、図１４において、ＤａはＡ相デューティ指令値、ＤｂはＢ相デューティ指令値、ＤｃはＣ相デューティ指令値であり、１ＰＷＭ周期時間をＴ_ＰＷＭで表わしている。

ＰＷＭ配置情報ＰＷＭ_Ｌは図１１のＰＷＭ配置形式を例とすると、１回目の電流検出では１相ＯＮ状態をτ時間、２回目の電流検出では２相ＯＮ状態をτ時間確保しなければならないため、下記２つの条件が必要になる。

（１）ＰＷＭ開始点の配置は、少なくとも２τ時間だけＯＮしなければならない。

（２）ＰＷＭ開始点からτ時間経過後の配置は、少なくともτ時間だけＯＮしなければならない。

このことより、配置設定例としては、３相デューティ中で最大デューティ値となる相（ここではＡ相）をＰＷＭ開始点の配置とし、２番目に大きくなる相（ここではＢ相）をＰＷＭ開始点からτ時間経過後の配置として、ＰＷＭ配置設定を行う。内容（情報）としては、例えばＰＷＭ開始点配置を「＃１」、ＰＷＭ開始点からτ時間経過後の配置を「＃２」、ＰＷＭ開始点から２τ時間経過後の配置を「＃３」と表現すると、図１１の例では、
Ａ相：「＃１」
Ｂ相：「＃２」
Ｃ相：「＃３」
のように情報表現する。

印加電圧分電流変化量算出部２０２は、ＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターン継続時間算出部２０１から継続時間Ｔ_１〜Ｔ_ｍを入力すると共に、電源電圧検出値Ｖｒ及び逆起電圧ＥＭＦを入力し、数９及び数１０、図１２の印加電圧パターンを用いて、所定タイミング毎の印加電圧分の電流変化量Ｆｖ（Ｔｆ）又はＦｖ（Ｔｂ）を算出する。図１１の例では、タイミングＳ_０はＡ／Ｄタイミングより前に位置するため数９を用いて算出され、タイミングＳ_１〜Ｓ_６はＡ／Ｄタイミングの後に位置するため数１０を用いて算出される。タイミングＳ_０の電流変化量ＦｖをＦｖＳ_０とし、Ａ相逆起電圧をＥＭＦ_Ａ、Ａ／Ｄタイミング〜Ｓ_０までの時間をＴＳ_０とすると、下記数１１によって電流変化量Ｆｖ（Ｔｆ）が算出される。

なお、逆起電圧情報ＥＭＦは種々の信号生成手段があるが、例えば次のようにして得ることができる。即ち、モータ逆起電圧ＥＭＦはモータ角度により波形形状が決定されており、かつ回転数に応じてその大きさに比例関係があることから、モータ角度情報と逆起電圧波形モデル、モータ角度情報を微分して得られる回転数情報に基づいて取得することができる。

同様にＡ／Ｄタイミングより後のタイミングＳ_２〜Ｓ_６では、下記数１２によって電流変化量Ｆｖ（Ｔｂ）が算出される。

電流変化量算出部２０３は印加電圧分電流変化量算出部２０２より電流変化量Ｆｖ（Ｔｆ）又はＦｖ（Ｔｂ）を入力すると共に、モータ電流Ｉｍを入力し、数４及び数７を用いて所定タイミング毎の電流検出値に対する電流変化量ΔＩｆ又はΔＩｂを算出する。図１１の例において、タイミングＳ_０はＡ／Ｄタイミングより前に位置するため数４を用いて算出され、タイミングＳ_１〜Ｓ_６はＡ／Ｄタイミング後に位置するため数７を用いて算出される。タイミングＳ_０の電流変化量をΔＩ_０とすると、Ａ／Ｄタイミング前の電流変化量ΔＩ_０は下記数１３によって算出される。

同様にＡ／Ｄタイミング後のタイミングＳ_２〜Ｓ_６の電流変化量ΔＩ_１〜ΔＩ_６は、下記数１４によって算出される。

電流検出補正値算出部２０４は、タイミング毎に電流変化量算出部２０３より出力される各所定タイミング毎の電流変化量ΔＩｆ又はΔＩｂを時間平均し、電流検出補正値Idct_hを算出して出力する。図１１の例において、各所定タイミング間の電流変化を直線近似し、時間を横軸、電流変化量を縦軸とした台形面積の総和／１ＰＷＭ周期時間を求めることで、下記数１５に従って電流検出補正値Idct_hを算出することができる。

上述の実施形態１では、所定タイミングをＰＷＭ周期内に７点（Ｓ_０〜Ｓ_６）配置しているが、ＰＷＭ周期の開始点、中間点、終点の３点のタイミングに限定することで内部演算が簡略化され、少ないタスクロードで電流検出補正値Idct_hを算出することが可能となる。

所定タイミングを図１５に示すように、Ａ相電流検出タイミングより前のＰＷＭ周期の開始点（タイミングＳ_０）、Ａ相電流検出タイミング後の中間点（タイミングＳ_１）及び終点（タイミングＳ_２）の３点とする。所定タイミングを３点とする本実施形態２では、電流検出補正部２００の内部構成の各部出力は以下のように変わり、演算自体が少なくなるため、タスクロードが大幅に削減される。

即ち、ＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターン継続時間算出部２０１の出力は、図１６に示すように簡略化される。印加電圧分電流変化量算出部２０２は、図１５の例では、タイミングＳ_０はＡ／Ｄタイミングより前に位置するため下記数１６を用いて算出され、タイミングＳ_１及びＳ_２Ａ／Ｄタイミング後に位置するため下記数１７を用いて算出される。

電流変化量算出部２０３は所定タイミング毎の電流検出値に対する電流変化量を算出するが、図１５の例において、タイミングＳ_０はＡ／Ｄタイミングより前に位置するため下記数１８を用いて算出され、タイミングＳ_１及びＳ_２はＡ／Ｄタイミング後に位置するため下記数１９を用いて算出される。

電流検出補正値算出部２０４はタイミング毎に電流変化量算出部２０３より出力された各所定タイミング毎の電流変化量を時間平均し、電流検出補正値Idct_hを算出して出力する。図１５の例において、各所定タイミング間の電流変化を直線近似し、時間を横軸、電流変化量を縦軸とした台形面積の総和／１ＰＷＭ周期時間を求めることで、下記数２０に従って電流検出補正値Idct_hを算出する。

なお、上述では３相モータについて説明したが、本発明は２相その他のモータについても同様に適用することができる。また、上述では補償部が設けられた電動パワーステアリング装置を説明しているが、補償部は必ずしも必要なものではない。

１ ハンドル
２ コラム軸（ステアリングシャフト）
１０ トルクセンサ
１２ 車速センサ
２０ モータ
１００ コントロールユニット
１０１ 電流指令値演算部
１０３ 電流制限部
１０４ 電流制御部
１０５ ＰＷＭ制御部
１０６ インバータ
１０６Ａ 電流検出器
１１０ 補償部
２００ 電流検出補正部
２０１ ＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターン継続時間算出部
２０２ タイミング毎印加電圧分電流変化量算出部
２０３ タイミング毎電流変化量算出部
２０４ 電流検出補正値算出部
２１０ 電源電圧検出部

Claims (9)

1. ＰＷＭの各相デューティ指令値に基づいてインバータでモータを駆動制御すると共に、１シャント式電流検出器で前記モータの各相モータ電流を検出するようになっているモータ制御装置において、
   前記インバータの電源電圧、前記各相デューティ指令値、前記モータの逆起電圧情報、前記電流検出器で検出された前記各相モータ電流、前記ＰＷＭの配置情報及び前記モータの電気的特性式より電流検出補正値を算出する電流検出補正部を具備し、
   前記電流検出補正値により前記電流検出器で検出された前記各相モータ電流をモータ平均電流に補正して前記モータを駆動制御することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記電流検出器で検出された前記各相モータ電流に前記電流検出補正値を加算することにより前記補正を行う請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記電流検出補正部は、電流検出タイミングと１ＰＷＭ周期内の所定タイミングとの間の各相ＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターンとその継続時間を算出し、前記電気的特性式より相電流基準値を基準とした電流変化量を算出し、前記電流変化量から１ＰＷＭ周期内での前記モータ平均電流を算出することで前記電流検出補正値を求めるようになっている請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記所定タイミングは、１ＰＷＭ周期内で各ＰＷＭが切り替わるタイミングである請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記所定タイミングは、１ＰＷＭ周期内の開始点、中間点及び終点のタイミングである請求項３に記載のモータ制御装置。
6. 前記電流検出補正部は、前記各相デューティ指令値及び前記ＰＷＭの配置情報より、電流検出タイミングと１ＰＷＭ周期内の所定タイミングとの間の各相ＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターンとその継続時間を算出するＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターン継続時間算出部と、前記ＰＷＭ−ＯＮ／ＯＦＦパターン、前記継続時間、前記電源電圧の検出値及び前記逆起電圧情報を入力してタイミング毎の印加電圧分電流変化量を算出する印加電圧分電流変化量算出部と、前記印加電圧分電流変化量及び前記各相モータ電流より、相電流検出値を基準とした電流変化量を算出する電流変化量算出部と、前記電流変化量から１ＰＷＭ周期内での平均電流を算出することで前記電流検出補正値を求める電流検出値算出部とで構成されている請求項１に記載のモータ制御装置。
7. 前記所定タイミングは、１ＰＷＭ周期内で各ＰＷＭが切り替わるタイミングである請求項６に記載のモータ制御装置。
8. 前記所定タイミングは、１ＰＷＭ周期内の開始点、中間点及び終点の３タイミングである請求項６に記載のモータ制御装置。
9. 請求項１乃至８のいずれかに記載されたモータ制御装置を搭載したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

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