JP6050339B2 - 電気駆動ユニット - Google Patents

Description

本発明は電気駆動ユニット，特に正弦波（専門用語で交流（ＡＣ））電気駆動ユニットに関する。

以降，非制限的な例として，電気駆動ユニットであって，ソレノイドバルブ及びポンプを駆動するために正弦波状の反起電力（ＣＥＭＦ）を発生する，永久磁石を有するブラシレス三相モータを備えた電気駆動ユニットを参照する。

ソレノイドバルブ及び電気ポンプの応用は，音響雑音の最小化並びにエネルギの消費及び費用双方の削減を必要とする。

このような要望から，正弦波巻線電流を供給することができ，そのため，６段階のＰＷＭで駆動されるブラシレス直流（ＤＣ）モータを使用しなくて済むように，インバータによって駆動されるＣＥＭＦ正弦波ブラシレスモータ（交流ブラシレスモータ）が採用されることになった。

ＣＥＭＦ及び相対相電流における正弦波状の傾向は，最小の実効トルクリップル（事実上ゼロ）と，その結果としての低機械振動，したがって低音響放射とを確実なものとする。

通常電流制御の印加電圧インバータによって駆動される交流ブラシレスモータを最適駆動することによって，一定の駆動トルクを発生するための電流吸収を最小化し，したがって電気機械変換の効率を最大化することも可能である。

この駆動方法は，いかなるトルク及び回転速度であっても，固定子巻線を循環する電流によって発生される磁界の極軸に対する，回転子磁界の極軸の電気角が９０°に留まることを，一瞬ごとに確実にする方法で静止スイッチの切替えが行われることを必要とする。

回転子の角位置に関する連続的な情報を取得するために，通常は，例えば絶対値エンコーダ，レゾルバ又はホール効果センサのような高価なセンサが用いられる。

センサが発生する出力信号は次に，回転子磁界と固定子磁界との間の電気角９０°の角偏位を維持するために，インバータの静止スイッチを制御するように，都合よく処理される。

位置センサがあることによって運転は比較的高価になり，したがって，運転費用を減少させるために，正確には専門用語で「センサレス」と呼ぶ，位置センサを用いない種々の駆動戦略が開発された。

これらの戦略のうち，固定子及び回転子の磁界（専門用語でＦＯＣ）の方向に基づく戦略は，適切な調整回路によって提供される電気量（モータ端子における電圧及び巻線内を循環する電流）に専ら基づいて，回転子角位置を実時間で計算する高度な計算機能を有する高性能かつ高価な集積回路（ＩＣ）（専門用語でＤＳＰ）を利用することによって，磁界に関する上述の直交関係を保証する。

駆動される機械の「動力学」があまり極端なものではないとき，すなわち，電気ファン及び電気ポンプである場合，上述の基礎及び以降に説明する基礎から直接導出される最適基準（回転子磁界の極軸が，一瞬ごとに，固定子巻線内を循環する電流によって発生される磁界の極軸に対して，９０°の電気角に維持される）を適用することが可能である。駆動回路はＣＥＭＦ及び相電流が同相であるように動作する。当然に，上述の基準は動作分野のどの点（トルク，回転速度，直流供給電圧）にも満たされる。

上述の基準に基づいて駆動戦略を実現する「センサレス」駆動ユニットは，次に示す目的で電気量（モータ端子の電圧，モータ巻線内を循環する電流，など）の読みに基づいている。
・ＣＥＭＦ及び電流のゼロ交差の検出
・ＣＥＭＦと電流との相対位相の評価
・最後に，上述の二つの量を同相に保つ，インバータの静止スイッチを駆動する適切な方法の実現

これらの戦略の第１の欠点は，ＣＥＭＦのゼロ交差を検出するため，すなわち，ＣＥＭＦの符号を読むために，低い音響雑音を得るために所望される正弦波電流の傾向とは対照的に，巻線を横切る電流がゼロになったとき直ぐに，ＣＥＭＦの読みを十分に長い期間読み出し可能にするために，電流をそのまま保持しなければならない点にある。

本願と同一の出願人の名前で登録された欧州特許第２，１９５，９１６号に，この課題の解決方法が提案されている。しかしこの解決方法は，モータの相のインピーダンスの「アナログ」ハードウエアネットワークの利用によって，費用増加を招く恐れがある。

上述の制御戦略の第２の欠点は，相電流を読み取る必要があることに関係する。この読取には基本的に二つの方法があるが，現状の技術では双方とも高価である。

第１の方法は，相電流によって生じる磁界に感応するホール効果センサを組み込んだ少なくとも一つのＩＣデバイスを使用すること（電気絶縁（galvanic insulation）を用いない方法）であるが，第２の方法は，相電流が流れる「外部接地（ｏｕｔｓｉｄｅ ｅａｒｔｈ）」分流器（ｓｈｕｎｔ）の電圧を処理するための増幅器を集積した少なくとも一つのＩＣデバイスを用いる。

第１のケースでは，ＩＣデバイスは相電流が横断する導体のうち一つに近く配置され，「寄生」磁界には非常に低い感度を有している必要がある。

第２のケースでは，増幅器が自分を損傷することなく受け入れなければならない共通モード入力電圧は，インバータの供給電圧（Ｖｂｕｓ）に少なくとも等しい必要がある。

したがって，本発明の主な技術的目的は，性能及び価格双方の面で上述の欠点がない電気駆動ユニットを提供することである。

本発明の一つのねらいは，エネルギ消費が少ないノイズレス電気駆動ユニットを提供することである。

本発明の更なるねらいは，単純な制御アーキテクチャに基づいた，価格面で競争力のある電気駆動ユニットを提供することである。

ここで示した技術的目的及び指定されたねらいは，独立請求項１に記載された技術的特徴を備えた電気駆動ユニットによって実質的に達成される。

本発明の更なる特徴及び利点は，以降に述べる，添付の図面に示された電気駆動ユニットの好適な非制限的実施例の非制限的な説明においてより明白になるであろう。

本発明による電気駆動ユニットのブロック図である。 交流ブラシレスモータの相の等化回路である。 図２の回路に対するベクトル図である。 図２の回路に対する第２のベクトル図である。 図２の回路の最適動作に対するベクトル図である。 図１の駆動ユニットの一部をなすアナログサブブロックの部分ブロック図である。 図５のアナログサブブロックにおける主信号の図である。 図１の駆動ユニットの「回転している回転子を捕捉」（catch rotor spinning）機能に関する信号の図である。

添付の図面，特に図１を参照すると，参照符号１は本発明による電気駆動ユニットを示している。

図１のブロック図は，先行技術によって動作することができる部分，すなわち，ＭＯＳＦＥＴドライバと，アナログ又はデジタルの外部入力，すなわち電気駆動ユニット１の速度又は周波数を設定する制御のための入力の利用者制御インタフェースと，は示していない。

電気駆動ユニット１は，永久磁石を備えた電気モータ２と，電気モータ２に対するＶｂｕｓボルトの給電する３相ブリッジ又はインバータ３と，インバータ３に給電する定電流段４と，インバータ３を駆動する制御器８とを備える。

制御器８は極めて単純かつ安価な捕捉（aquisition）／処理装置であって，データ記憶メモリを備える。

駆動ユニット１はまた，以降より詳細に説明するとおり，例えば電気モータ２のＵで示される相の相電流Ｉｓのピーク値を測定する“ｐｋ＿ｄｅｔｅｃｔ”と呼ばれる低価格アナログユニット１１と，第１相電流のゼロ交差を検出するための，“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｄｅｔｅｃｔ”として知られるアナログユニットとを備え，双方とも制御部８と通信する。

図示した実施例において，先行技術によるインバータ３は三つの分岐U，Ｖ，Ｗを有し，各分岐は一対のＭＯＳＦＥＴを備え，それぞれ，Ｑ＿ｈｉｇｈ＿Ｕ及びＱ＿ｌｏｗ＿Ｕ，Ｑ＿ｈｉｇｈ＿Ｖ及びＱ＿ｌｏｗ＿Ｖ並びにＱ＿ｈｉｇｈ＿Ｗ及びＱ＿ｌｏｗ＿Ｗである。

図示したとおり，段４は，例えば，平滑化コンデンサ（Ｃｂｕｓ）及びインダクタンス（Ｌｂｕｓ）を含むフィルタ段を備える。

例えば，本発明の範囲を何ら制限することなく，以降，双極等方性回転子を有する永久磁石ブラシレスモータを参照する。

３相固定子巻線は同一のタイプ及び巻き数の三つの巻線からなり，１２０°の相偏位と，接続できない中性点（ｓｔａｒ ｐｏｉｎｔ）を有する星状結線又はデルタ結線を有する。

図２は，例えば，モータの相の回路モデルを示し，図３は電気量のベクトル図を示す。

三つの巻線はそれぞれ，抵抗Ｒｓと，同期インダクタンスＬｓと，ＣＥＭＦとによって特徴付けられ，ＣＥＭＦは正弦波曲線を有し，それは永久磁石回転子の回転のためである。Ｉｓは三つの巻線それぞれを通過する相電流を表し，これもまた正弦波である。

ベクトルＶｓは印加された電圧を表し，一方，ベクトルＥｓは三つの固定子巻線それぞれに誘起されたＣＥＭＦを表す。簡便に，ベクトルＥｓ，Ｖｓ，Ｉｓの測定基準（ｍｏｄｕｌｅ）は，これらが指す量のピーク値として特定される。

ＣＥＭＦ Ｅｓは磁石の温度Ｔ_ｍａｇの関数であって，使用する永久磁石の残留磁束密度Ｂｒに比例し，Ｂｒは磁石の温度に依存する。α_ｍａｇをある温度の残留磁束密度の変動係数としたとき，次の関係が成り立つ。

ここで，Ｅｓｏは磁石の参照温度Ｔ_ｍａｇにおけるＣＥＭＦである。

直軸ｄは回転子φｒの流れ方向に向いており，横軸ｑは直軸ｄに対して９０°の角を成す。

誘導法則（ｅ＝ｄφ／ｄｔ）に基づいて，固定子巻線内に誘起されたＣＥＭＦ Ｅｓは常に横軸ｑに向かう。すなわち，Ｅｓは回転子の流れφｒに対して９０°位相が進んでいる。

駆動ユニットによって固定子巻線に印加された電圧Ｖｓは，上述のとおり，ベクトルＶｓで表される。

モータの電磁力は３ＥｓＩｓｃｏｓ（γ）で表され，ここでγはＥｓとＩｓとの間の角である（ＩｓがＥｓより進んでいるとき，γは正である）。

均等駆動力条件によって，モータ２の効率は，Ｉｓが最小，ｃｏｓ（γ）＝１，γ＝０のとき最大になる。この条件は，図４に示すとおり，ＣＥＭＦ Ｅｓと電流ＩＳとが同相であることを意味する。

電気駆動ユニット１は低動力学装置を制御するように設計され，図示した例においては，本発明の範囲を何ら制限することなく，装置はファン７によって形成されている。

駆動ユニットは，インバータ３の三つの分岐に対して，図１のように接続された低インダクタンス分流器Ｒｓｈを備える。そして，分流器を介してインバータ上を循環する電流が流れ，このことは後でより詳細に説明する。

制御器８は，電気モータに印加される相電圧の振幅を表す第１デジタル信号“Ｖｓ＿ａｃｔ”と，電気モータ２に印加される相電圧の電気周波数を表す第２デジタル信号“ｆｒｅｑ＿ａｃｔ”とによって制御される変調器５を備える。

例えば，３相ブリッジ３は，実質的に既知の種類の正弦波−三角波ＰＷＭ変調によって，電気角１２０°だけ位相偏位した三つの可変周波数電圧を発生する。

変調器５は，十分に伝統的／標準的な方法（例えば，正弦波−三角波技法）によって，上述の第１デジタル信号“Ｖｓ＿ａｃｔ”及び第２デジタル信号“ｆｒｅｑ＿ａｃｔ”から，インバータ３の６個の静止ＭＯＳＦＥＴスイッチの駆動信号を生成する。

より詳細には，第１デジタル信号“Ｖｓ＿ａｃｔ”は，モータ２に印加された相電圧の３相対称回路の振幅を表し，一方，第２デジタル信号“ｆｒｅｑ＿ａｃｔ“はモータに印加された電圧の電気周波数を表し，後述のとおり，電気周波数“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ”の参照値を適切に収集することによって取得される。電気周波数“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ”は，周知の関係ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ＝N＿ｓｅｔ＊ｐ／１２０（ｐはモータ２の極数）を用いて回転速度“Ｎ＿ｓｅｔ”に直接結合され，制御器８の内部又は外部で設定される。

次いで，“Ｎ＿ｓｅｔ”は所望の速度を設定するものであって，上述の図示していない利用者インタフェースを用いて入力された外部入力から直接計算される。

変調器５は，６個のＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｈｉｇｈ＿Ｕ及びＱ＿ｌｏｗ＿Ｕ，Ｑ＿ｈｉｇｈ＿Ｖ及びＱ＿ｌｏｗ＿Ｖ並びにＱ＿ｈｉｇｈ＿Ｗ及びＱ＿ｌｏｗ＿Ｗをオンにする時間を計算する。

“Ｖｓ＿ａｃｔ”で表されるモータの供給電圧の基本波の振幅は，“ｆｒｅｑ＿ａｃｔ”で表される駆動周波数とは独立にプログラム可能である。

“Ｖｓ＿ａｃｔ”及び“ｆｒｅｑ＿ａｃｔ”の制御ループについて詳細に説明する前に，以降，いくつかの物理量の測定と，制御ループを実現する制御器８のメモリに都合よく記憶されているモータ２の特性電気パラメータの値に基づく処理との双方によって用いられ，取得される係数について説明する。

図４のベクトル図を参照すると，ＣＥＭＦ Ｅｓに対する，印加された電圧Ｖｓの最適進角δ_ｏｐｔの近似式が得られることに注意されたい。

図４のベクトル図に関する三角法的考察に基づいて，正確な式は次のように書くことができる。

ここで，
Ｅｓ／（Ｅｓ＋Ｒｓ・Ｉｓ）で定義される公称負荷条件下の“電気”効率は０．９より大きく，
モータ２は，回転速度の非線形関数であり，電流に比例する抵抗トルクによって特徴付けられる負荷を駆動するために用いられる。

種々の負荷条件における寄与Ｒｓ・ＩｓはＥｓの１０％を超えないため，Ｉｓ≒Ｋ’・ω_ｅｌ，したがってＲｓ・Ｉｓ≒ｋ・ω_ｅｌと書くことができる。ここでｋ’＝ｋ／Ｒｓであり，電気パルスはω_ｅｌ＝ω_ｍｅｃｃ・ｐ／２で与えられ，ω_ｍｅｃｃは機械パルスであり，ｐはモータ２の極数である。

ω_ｅｌによるこの線形近似の妥当性は，実施例における好適な場合のように，ファン及びポンプを動作させるように設計された高能率モータの場合には，技術的経験によって広く検証されている。

既知のとおり，ＣＥＭＦ Ｅｓはまた，永久磁石の温度だけでなく，定常状態の条件下では電気パルスの２／ｐ倍である機械パルスにも線形に依存する。

このため，ｔ_ｇδ_ｏｐｔの正確な式の分母全体が電気パルスω_ｅｌに比例すると考えることもでき，したがって，次の式のように，便宜的な補正係数Ｋ_ｃｏｒｒ（１より大きく，通常は１．２より小さく，実験的に最適化される）を導入することによって，正確な式を簡易化することが可能になる。

ここで，Ｋ_ＥはＶ／ｒｐｍで測定されたＣＥＭＦ定数を表し，ｐは極数を表す。

簡易式においてはω_ｅｌへの依存性が無くなっていることに注意されたい。

永久磁石の残留誘導温度の変動係数α_ｍａｇによる，ＣＥＭＦ Ｅｓに対する永久磁石の温度の影響を考慮するときは，次の式によって磁石の温度に対するＣＥＭＦ定数Ｋ_Ｅの線形依存性を導入する必要がある。

ここで，Ｋ_Ｅ０は永久磁石の参照温度Ｔ_０ｍａｇにおけるＣＥＭＦ定数であり，α_ｍａｇは温度（Ｎｄ−Ｆｅ−Ｂ磁石については_αｍａｇ＝−０．１％／Ｋ）の永久磁石の残留誘導の変動の係数である。

この寄与は，周囲温度の広範な変動性（例えば，耐熱モータ（ｔｈｅｒｍａｌ ｍｏｔｏｒ）用の放熱器冷却システムの一部を形成する電気ファンに関しては−４０°Ｃ〜１２０°Ｃ）があるときは特に重要である。

実際には，角δ_ｏｐｔの値は通常３０電気度より小さいため，角の正接を角自体で近似することができ，したがって次のように書くことができる。

換言すれば，抵抗降下ＲｓＩｓがＥｓに対して無視でき，進角δ_ｏｐｔの正接が角自体で近似できるときは，実際には進角δ_ｏｐｔは相電流Ｉｓに線形に依存し，永久磁石の温度Ｔ_ｍａｇに，上述の簡略化した関係で説明したように依存すると言ってもよい。

制御器８は，ＣＥＭＦ Ｅｓに対する，電気モータ２に印加される電圧Ｖｓの進角δ_ｏｐｔを，相電流ＩＳのピーク値の線形関数として計算する“ｇａｉｎ＿Ｉｐｋ”と呼ばれる段９を備える。

第１実施例によれば，駆動ユニット１は，永久磁石の近くに配置され永久磁石の温度に関する情報を段９に提供する，段９“ｇａｉｎ＿Ｉｐｋ”と通信する温度センサ１０を備える。

段９は，次の式によって，相電流Ｉｓのピーク値の線形関数として進角δ_ｏｐｔを計算するように設計される。

ここで，“Ｌｓ”はヘンリで表した電気モータの同期インダクタンスであり，“ｐ”は電気モータの極数であり，Ｋ_Ｅ０は永久磁石の参照温度“Ｔ_０ｍａｇ”におけるＣＥＭＦ定数であり，“α_ｍａｇ”は永久磁石の残留誘導温度の変動係数であり，“Ｔ_ｍａｇ”は温度センサ１０によって測定された永久磁石の温度である。

別の実施例においては，α_ｍａｇ＝０としてδ_ｏｐｔを計算する上述の公式が用いられ，したがって式は温度と独立になる。

段９“ｇａｉｎ＿Ｉｐｋ”の入力における電流Ｉｓに比例する上述の信号を提供するために，駆動ユニット１は，“ｐｋ＿ｄｅｔｅｃｔ”と呼ばれる相電流のピーク値を測定するための，低価格かつ純粋アナログ型の上述のユニット１１を備える。

制御器８の外部にあるアナログユニット１１は，分流器Ｒｓｈ両端の電圧信号を入力として受信し，レベルが分流器Ｒｓｈを通過する電流の振幅に直接比例するアナログ信号を出力として返す。簡略に示したアナログユニット１１は欧州特許第２１９５９１６号公報に記載されており，説明の完全性のために，ここに全体を参照する。

段９“ｇａｉｎ＿Ｉｐｋ”は上述のとおり制御器８の中にあり，次の動作を行う。
・段“ｐｋ＿ｄｅｔｅｃｔ”の出力における電流Ｉｓに比例するアナログ信号の，好適には最小電気周期の１／１００より短い二つの連続する標本化時間間隔でのＡ／Ｄ変換
・各電気周期で読み込まれた値の最大値の探索
・前に特定された公式によってδ_ｏｐｔを計算するための，発見された最大値の使用

アナログユニット１１“ｐｋ＿ｄｅｔｅｃｔ”及び段９“ｇａｉｎ＿Ｉｐｋ”は，ＣＥＭＦ Ｅｓに対する，印加された電圧Ｖｓの進角の最適値δ_ｏｐｔを計算する第１アナログデジタル段６を形成する。

図３ｂを参照すると，印加した電圧Ｖｓと相電流Ｉｓとの角はφと呼ばれ，ＶｓがＩｓより進んでいるとき正である。

電圧ＶｓがＣＥＭＦ Ｅｓより進んでいるときδを正で示し，ＩｓがＣＥＭＦ Ｅｓより進んでいるときγを正で示すことによって，三つの角を結合する基本的関係は次のように書くことでき，これは図３ｂを観察することによって導出することができる。

制御器８に実現された最適制御戦略は，モータ２に印加された電圧Ｖｓ及び電気周波数を独立に制御する。

以降詳細に説明するように，駆動ユニット１の最適動作は電気周波数で標本化された角“γ”だけを推定することによって達成される。

より詳細に言えば，最適効率はγ＝０及び最小電流吸収によって達成される。

本発明の第１実施例においては，供給電圧の制御はモータの安定性，すなわち周波数に対する制御に関わらず実現される。

以降詳細に説明するように，電圧制御は“γ”が０であるように供給電圧が変化するように行われる。

制御器８が行うγの推定は上述のδとφとの関係を用いる。ここでδは，制御器８によって計算されたとおり上述の進角の最適値δ_ｏｐｔで置き換えられ，一方φは測定される。したがって次の式のようになる。

実際上，この方法においては，“γ”は費用がかさむことになるため直接は測定されずに，δ_ｏｐｔの「間接的」計算及びφ_ａｃｔの直接測定によって得られる。

したがって，駆動ユニット１は電気モータに印加された電圧Ｖｓと相電流Ｉｓとの間の角φ_ａｃｔを測定するため，第２アナログ／デジタル段１２を備える。

制御器８は，電気周波数の標本化によって，相電流Ｉｓと反起電力Ｅｓとの間の角γ_ａｃｔを，進角の最適値δ_ｏｐｔと，電気モータに印加された電圧Ｖｓと測定段１２が測定した相電流Ｉｓとの間の角φ_ａｃｔとの差として推定するようにプログラムすると有利である。

更に詳細に言えば，制御器８は，δ_ｏｐｔとφ_ａｃｔとの差を計算してγ_ａｃｔを得るために，進角の最適値δ_ｏｐｔを入力として受信するために第１Ａ／Ｄ段６と通信し，角φ_ａｃｔを測定するために段１２と通信する第１減算器ノード１３を備える。

電気駆動ユニットの第１の目的は電気機械変換の最適効率を維持することである。

図１に示すように，制御器８は積分係数Ｋｉを有する積分器１４を備え，積分器は相電流Ｉｓと反起電力Ｅｓとの間の角“γ_ａｃｔ“を積分して第１デジタル信号“Ｖｓ＿ａｃｔ”を決定する。

換言すれば，印加電圧の最適制御は推定された角“γ_ａｃｔ”に基づいている。

積分器１４が行う差“δ_ｏｐｔ−φ_ａｃｔ”の積分演算は，差“δ_ｏｐｔ−φ_ａｃｔ”が定常状態の条件下で０になるようにするものである。

実際上，この積分演算は定常状態の条件下で“δ_ｏｐｔ＝φ_ａｃｔ”であることを保証し，したがって，”Ｖｓ＿ａｃｔ”は図２の回路の最適動作，すなわち，一定のトルクを得るための最小相電流に比例する，図４のベクトル図と一致する値に落ち着く。

好適には，積分演算は制御器８によってデジタル的に行われる。

制御は実際上，ピーク相Ｉ（これからδ_ｏｐｔが得られる）を測定し，角“φ_ａｃｔ”を測定することによって行われる。“δ_ｏｐｔ”と“φ_ａｃｔ”の組合せは“γ_ａｃｔ”を与え，これが積分後に供給電圧を与える。

第２の目的は駆動ユニット１を安定化することである。

制御器８は，参照周波数“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ”の値と，相電流Ｉｓと反起電力Ｅｓとの間の角“γ_ａｃｔ”に比例する補正係数Δｆｒｅｑとの差として，前述の第２デジタル信号“ｆｒｅｑ＿ａｃｔ”を計算するようにプログラムされている。

周波数“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ”は，上述の制御インタフェースによって制御器８の外部で設定されるか，又は次に説明するように制御器８の内部で設定される。

制御器８は周波数“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ”を計算する第１計算ユニット１５を備える。

制御器８は，角“γ_ａｃｔ”に比例する補正係数“Δｆｒｅｑ”を得るための比例定数Ｋｐを適用するために，相電流Ｉｓと反起電力Ｅｓとの間の角“γ_ａｃｔ”を入力として受信する第２計算ユニット１６を備える。

制御器８は，“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ”の値を入力として受信する第１計算ユニット１５と通信し，補正係数“Δｆｒｅｑ”を入力として受信する第２計算ユニット１６と通信し，“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ”の値と補正係数“Δｆｒｅｑ”の値との差として第２デジタル信号“ｆｒｅｑ＿ａｃｔ”を計算する第２減算器ノード１７を備える。

文献（例えば，“A Sensorless, Stable V/f Control Method for Permanent-Magnet Synchronous Motor Drives”，IEEE Transactions on Industry Applications，vol. 39，no. 3，2003年5/6月を参照）から，永久磁石同期モータドライブに電圧及び周波数を印加することに基づいて正弦波駆動ユニットが，モータの動的振舞を説明する式，すなわち，電圧の式の及びトルクの式を分析することによって示すことができる，回転速度の「構造的」不安定性を示すことが知られている。

不安定性は，負荷の慣性と，モータのＫ_Ｅと，自身の同期インダクタンスＬｓとに依存して適切に決定できる周波数における角“δ”の振動で示され，印加された周波数をモータの入力電力の妨害に比例して変調することによって，角“δ”の振動が弱められることが示される。

本発明によれば，比例定数Ｋｐによって，周波数“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ”の，“γ_ａｃｔ”に対する比例補正“Δｆｒｅｑ”を導入することによって角“δ”の振動が弱められる，すなわち，安定化効果が得られる。

補正は第２減算器ノード１７（図１参照）を介して行われる。

“γ_ａｃｔ”は単純な電気周波数の標本化によって得られるため，先行技術と異なり，低価格の８ビットマイクロコントローラを制御器として用いることができる。

安定状態の条件下では“γ_ａｃｔ”は０になる傾向があるため，好適には印加電圧Ｖｓの最適制御を上述のとおり設定したとき，駆動ユニット１は，上述の外部インタフェースによって設定された速度が静止条件（安定状態）下で補正係数“Δｆｒｅｑ”によって変更されないことを保証する。

電気モータに印加された電圧Ｖｓと相電流Ｉｓとの間の角φ_ａｃｔを測定するためのアナログ／デジタル段１２をより詳細に見ると，段１２は，電気モータ２の，例えばＵで示される相，第１相の電流のゼロ交差を検出する，“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｄｅｔｅｃｔ”と呼ばれるアナログユニット１８と，制御器８内の“ｆｉ＿ｃａｌｃ”と呼ばれるデジタルユニット１９とを備えることに注意されたい。

アナログユニット１８は第３デジタル信号“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ”を出力として生成し，この信号の高低遷移が以降詳細に説明する第１動作設定において第一相Ｕの電流のゼロ交差を特定する。

図１及び５を特に参照すると，駆動ユニット１は，好適には次に詳しく説明する機能のために，制御器８内部にアナログユニット１８の有効化ユニット２０を備える。

有効化ユニット２０は，高又は低の有効化信号“ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ”を生成する。

有効化信号“ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ”が高のときはアナログユニット１８の上述の第１動作設定があり，一方，有効化信号“ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ”が低のときはアナログユニット１８の第２動作設定がある。

図示した実施例によれば，有効化信号“ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ”が高に維持されているとき，すなわち第１動作設定では，アナログユニット１８は相信号Ｉｓのゼロ交差の読取が有効になる。

有効化信号“ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ”が低に維持されているとき，すなわち第２動作設定では，アナログユニット１８は反起電力のゼロ交差の読取が有効になる。

第１及び第２動作条件は次により詳細に説明する。

制御器８は有効化ユニット２０を制御する第１デビエータ（ｄｅｖｉａｔｏｒ）ソフトウェアｓｗ１を備える。

第１デビエータソフトウェアｓｗ１は，制御器８が生成する第５“ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ”デジタル信号によって制御される。

低レベル論理“ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ”は，制御器８が，変調器５が三相ブリッジ３の６個のＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｈｉｇｈ＿Ｕ及びＱ＿ｌｏｗ＿Ｕ，Ｑ＿ｈｉｇｈ＿Ｖ及びＱ＿ｌｏｗ＿Ｖ並びにＱ＿ｈｉｇｈ＿Ｗ及びＱ＿ｌｏｗ＿Ｗのいずれも制御しないことを検証したときだけ作動し，有効化信号“ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ”が高のときはその逆である。

図５を参照すると，アナログユニット１８は，第１相Ｕのインバータの供給側分岐の低側ＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕのドレイン端子“ｄ”と通信する第１入力と，低側ＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕのソース端子“ｓ”と通信する第２入力と，低側ＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕのゲート端子“ｇ”と通信する第３入力と，有効化信号“ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ”を受信する有効化ユニット２０と通信する第４有効化入力とを備えていることに注意されたい。

基本的に，アナログユニット“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｄｅｔｅｃｔ”の入力は次のとおりである。
・低側ＭＯＳＦＥＴのうち一つ（図１のＱ＿ｌｏｗ＿Ｕ）のドレイン−ソース間電圧
・ＭＯＳＦＥＴＱ＿ｌｏｗ＿Ｕのゲート電圧
・“ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ”と呼ばれる有効化信号

アナログユニット１８は上述のように，有効化信号が高のとき，第１入力と第２入力との間の電圧降下によって，電気モータ２の第１相電流Ｕのゼロ交差を検出するように設計されている。

図５に示すように，アナログユニット１８は極めて低価格の比較器を備える。

例として示す好適な実施例においては，アナログユニット１８は第１比較器“ＣＯＭＰ＿１”と，第２比較器“ＣＯＭＰ＿２”と，第３比較器“ＣＯＭＰ＿３”とを備える。

アナログユニット１８は上述のようにデジタル信号“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ”を生成し，第１動作設定においてはこの信号の高低遷移がモータの相のうち一つの電流（図１のブロック図においてはＵ相の電流）のゼロ交差（ｚｃ）を特定する。

第１及び第２の比較器“ＣＯＭＰ＿１”及び“ＣＯＭＰ＿２”は，「オープンコレクタ」型の出力を短絡させて，出力をＡＮＤ論理にすることができる。第１比較器“ＣＯＭＰ＿１”は，ＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕが動作状態で電圧降下の読みが電流に比例するときと，ロックされて電圧降下の読みがＵ相を循環する電流と何らの相関もないときとの双方でＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕ両端の電圧降下を読み取る。

第１及び第２の比較器“ＣＯＭＰ＿１”，“ＣＯＭＰ＿２”の共有出力は“ＺＣ”で示されている。

第２比較器“ＣＯＭＰ＿２”は“ＣＯＭＰ＿１”とＡＮＤ論理で接続され，ＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕのゲート信号によって駆動されて，出力ＺＣにおけるＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕの電圧降下の不要な部分の読みを除去して，第３比較器“ＣＯＭＰ＿３”を低域通過フィルタ及びヒステリシス付き比較器の目的だけにする。

このようにして，第３比較器“ＣＯＭＰ＿３”は高信号対雑音比で電流のゼロ交差を規定する。

回路シミュレーションによって得られた，回路の振舞を表す信号（電圧及び電流）の図を図６に示す。

曲線“Ａ”はゼロ交差の傾向，すなわち信号“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ”，特に電流相のゼロ交差を示す。

曲線“Ｂ”は，“ＣＯＭＰ＿１”及び“ＣＯＭＰ＿２”の共有出力における上述の信号ＺＣの傾向を示す。

曲線“Ｃ”は，ＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕを横切る電流であって，動作状態のとき正である電流を示す。

曲線“Ｄ”は，ＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕ両端の電圧Ｖｄｓを表す。実際上、アナログユニット１８はＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕのゲート制御において同期読取を行う。

第１動作設定において，低側ＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕのドレイン−ソース間電圧を用いることによって，相電流Ｕの符号が得られる。

読取は低側ＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕで行われるため，行われる読取は「仮想接地（ｖｉｒｔｕａｌ ｅａｒｔｈ）」読取である。

このようにして，電流のゼロ交差を判定するためにホール効果センサも，高共通モード増幅器も必要ではないことに注意されたい。

図５を参照すると，例として示した実施例においては，アナログユニット１８“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｄｅｔｅｃｔ”は，Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕのドレインに接続された“ＣＯＭＰ＿１”の非反転入力と直列に，抵抗Ｒｄ及び逆並列（ａｎｔｉｐａｒａｌｌｅｌ）に接続された二つのダイオードによって形成された保護回路２１を備えることに注意されたい。

“ＣＯＭＰ＿１”の反転入力は直列に，抵抗Ｒｓ及びこれも逆並列に接続された二つのダイオードによって形成された保護回路２２を有する。

ユニット１８は，第２比較器“ＣＯＭＰ＿２”の非反転入力と直列に，抵抗Ｒｇ
及び「プルアップ」抵抗Ｒｇｈを備える。

また，「プルアップ」抵抗Ｒ６が“ＣＯＭＰ＿１”及び“ＣＯＭＰ＿２”の共有出力に提供される。

比較器“ＣＯＭＰ＿３”は，説明していない先行技術によって，上述のようにヒステリシスを有する比較器を形成するようになっている。

上述のデジタルユニット１９はタイマ２６を備え，タイマはアナログユニット１８と通信して第３デジタル信号“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ”を入力として受信する。

デジタルユニット１９は上述の変調器５と通信して第４デジタル信号“ｚｃ＿Ｙ＿ｐｈａｓｅＵ”を入力として受信し，第４デジタル信号の高低遷移が電気モータ２の第１相Ｕに印加された電圧のゼロ交差を特定する。

デジタルユニット１９は，タイマ２６を用いて第１相に印加された電圧のゼロ交差と，第１相の電流のゼロ交差との期間“Ｔφ”を信号“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ”から測定し，電気モータ２に印加された電圧Ｖｓと，期間“Ｔφ”の測定から得られた相電流Ｉｓとの角φａｃｔを，次の式によって第２デジタル信号に基づいて取得する。

先の式において，“ｆｒｅｑ＿ａｃｔ”がＨｚで表され，“Ｔφ”が秒で表されているとき，“φ”は「電気」ラジアンで表される。

換言すれば、制御器８に存在するデジタルユニット１９はデジタル信号“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ”を入力として受信し，タイマ２６を用いて相Ｕに印加された相電圧のゼロ交差と，相Ｕの電流のゼロ交差との期間“Ｔφ”を測定する（“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ”の高から低への遷移）。相Ｕに印加された電圧のゼロ交差の瞬間は，変調器５内部の従来技法によって取得される。すなわち，角“φａｃｔ”は，上述の公式によって，印加された電気周波数“ｆｒｅｑ＿ａｃｔ”の値に基づいて，上述の期間の測定から演繹される。

上述のファン７を駆動するモータ２が励磁されていないときであっても，上述のファン７が正常動作の方向に回転する動作条件がある。これらの条件下では，いわゆる「回転している回転子を捕捉（catch rotor spinning）」を要求してもよい。

非常に有害な過渡的な余分の電流が発生すること（例えば，ゼロ速度からモータを強制的に再始動する場合）を避けるため，駆動ユニット１はＣＥＭＦを読み取るシステムを有する。

この読取を行うために駆動ユニット１は，電流ゼロ交差が読み取られる相（この例の場合では相Ｕ）に対して１２０電気度だけ遅延した相（図１の図における相Ｗ）に，Ｒｄに等しい値の“Ｒｚｃ＿ｆｃｅｍ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ”と呼ばれる追加の抵抗を有する。

「回転している回転子を捕捉」が要求されたとき，段“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｄｅｔｅｃｔ”の入力“ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ”は，制御器８内部の“ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ”信号によって制御されるデビエータソフトウェアｓｗ１によって「低」論理レベルに保持されて，上述のアナログユニット１８の第２動作設定を形成する。

高インピーダンス三相ブリッジ３によるシステムの回路分析を用いて（モータ２は励磁されない），段“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｄｅｔｅｃｔ”の出力信号“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ”の高から低への遷移は，端子Ｕと単位Ｗとの間の電圧（ＶＵがＶＷより大きいとき正）のゼロ交差（負から正へ通過）と一致することが示される。

上述のゼロ交差と相ＵのＣＥＭＦのゼロ交差との間には３０電気度があり，モータが励磁される動作において印加される最適電圧の上述の計算に用いられる。

換言すれば，ＣＥＭＦを読み取るシステムは，相Ｕと相Ｗとの間のＣＥＭＦの関連する読取（ｌｉｎｋｅｄ ｒｅａｄｉｎｇ）に基づく。

上記を確認する回路シミュレーションを図７に示す。

ブリッジ３がオンになっている状況を示す左側において，ゼロ交差の傾向を示す曲線“Ａ”，すなわち，信号“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ”，特に相電流のゼロ交差の傾向と，相Ｕと交差し，モータから去るとき正である電流を示す曲線“Ｃ”とを見ることができる。

ブリッジ３が励磁されていないか，オフになっている（曲線“Ｃ”がゼロである）右側において，曲線“Ａ”は，ＣＥＭＦのゼロ交差を表す，信号“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ”の傾向を表している。

信号“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ”は穏やかな「回転している回転子を捕捉」のためにＣＥＭＦのゼロ交差を確認するために有用であり，“ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ”が「高」論理レベルであるとき，相電流のゼロ交差を確認するために用いられる信号と同一である。

図７の右側はまた，相Ｕと相Ｗとの間に結合したＣＥＭＦの傾向を表す曲線“Ｇ”と，ブリッジ３がオフになっているときのＭＯＳＦＥＴ Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕのドレイン−ソース間電圧の傾向を表す曲線“Ｈ”と，相ＵのＣＥＭＦ Ｅｓの傾向を表す曲線“Ｌ”とを示している。

正常動作の方向に回転しており，励磁されずに回転しているときも，モータ２に給電しなければならない，すなわち，穏やかな加速をする上述の「回転している回転子を捕捉」を行っているファン７の場合，次のことを行う必要がある。
・励磁されていないモータによって発生されたＣＥＭＦに等しい初期電圧Ｖｓを印加
・励磁の瞬間におけるモータの回転速度に対応する初期周波数を印加

上述の計算ユニット１５は，「回転している回転子を捕捉」の場合に印加される“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ”の値を決定するための，制御器８に存在する“ｆｒｅｑ＿ｃａｌｃ”と呼ばれるユニット２４を備える。

ユニット２４はアナログユニット１８から信号“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ”を入力として受信する。

ユニット“ｆｒｅｑ＿ｃａｌｃ”は，信号“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ”の二つの連続する高から低への遷移の間の時間Ｔｆｌｙを測定するタイマ２５を備える。

ユニット“ｆｒｅｑ＿ｃａｌｃ”は，「回転している回転子を捕捉」のための“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ”の初期値として，“ｆｒｅｑ＿ｆｌｙ”で示される，計算された値を印加するための上述の時間に対応する周波数Ｆ＿ｆｌｙ＝１／Ｔｆｌｙを計算する。

図示したとおり，駆動ユニット１は第２デビエータソフトウェアｓｗ２を備え，ｓｗ２は“ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ”信号によって制御されて，ブリッジ３がオフになっている場合に“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ”に値”ｆｒｅｑ＿ｆｌｙ”を設定（ｉｍｐｏｓｅ）する。ブリッジ３がオンになっているときは，“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ”は上述の外部インタフェース“ｆｅｑ＿ｓｅｔ＿ｒｕｎ”によって設定された値に対応する。

上述の減算器ノード１７が存在するとして，“ｆｒｅｑ＿ａｃｔ”の不要な過渡現象を避けるために，駆動ユニット１は，状況によって第２計算ユニット１６の入力にゼロを設定する“ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ”信号によって制御される第３デビエータソフトウェア“ｓｗ３”（図１参照）を備える。

実際上，回路“ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｄｅｔｅｃｔ”は，励磁されていないモータの速度に対応する電気周波数を測定し，そしてモータがゼロ速度から再始動することを避けるために“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ”の同期を可能にする。

信号“ｆｒｅｑ＿ｆｌｙ”を有し，制御器８がＣＥＭＦ定数Ｋ_Ｅ０と，温度係数α_ｍａｇと，永久磁石の参照温度Ｔ_０ｍａｇとの値を記憶しており，制御器８がセンサ１０から磁石の現在温度Ｔ_ｍａｇを取得することを念頭に置いて，制御器８は最初に印加される値“Ｖｓ＿ａｃｔ”を計算する。

モータに印加される“Ｖｓ＿ａｃｔ”及び“ｆｒｅｑ＿ａｃｔ”の初期値を特定し，「作動」させて，制御器８は“ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ”信号をレベル「高」に再設定し，有効化信号“ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ”を論理レベル「高」に戻し，最適かつ安定な作動のための上述の動作（最適電圧に達するためのγ_ａｃｔに対する積分演算と，安定化のための“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ”の補正のためのγａｃｔに対する復元比例演算）に進む。上述の抵抗“Ｒｚｃ＿ｆｃｅｍ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ”の存在は，“ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ”が論理レベル「高」であるとき，システムの動作に何らの影響も与えず，駆動ユニットが制御信号“ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ＿ｒｕｎ”を作動させる必要がないとき，駆動ユニットの電流の何らの過度な吸収にもならない。

Claims (7)

1. 電気駆動ユニットであって，
   永久磁石を有する電気モータ（２）と，
   前記電気モータ（２）に給電するインバータ（３）と，
   前記インバータに給電する定電流段（４）と，
   前記インバータを駆動する変調器（５）と，
   制御器（８）であって，該制御器（８）の外部又は内部に設定された参照周波数（ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ）に基づいて，前記電気モータ（２）に印加される相電圧（Ｖｓ）の振幅を表す第１デジタル信号（Ｖｓ＿ａｃｔ）と，前記電気モータ（２）に印加される前記相電圧の電気周波数を表す第２デジタル信号（ｆｒｅｑ＿ａｃｔ）とによって前記変調器（５）を制御する制御器と，
   前記電気モータ（２）に印加される前記電圧（Ｖｓ）の反起電力(Ｅｓ）に対する進角の最適値（δ_ｏｐｔ）を計算する第１アナログ／デジタル段（６）と，
   前記電気モータに印加される前記電圧（Ｖｓ）と相電流（Ｉｓ）との角（φ_ａｃｔ）を測定する第２アナログ／デジタル段（１２）とを備え，
   前記駆動ユニットは，
   前記永久磁石の近くに配置され，前記第１アナログ／デジタル段（６）に前記永久磁石の温度に関する情報を提供するために前記第１アナログ／デジタル段（６）と通信する温度センサ（１０）を備え，
   前記第１アナログ／デジタル段（６）は，前記進角の最適値（δ_ｏｐｔ）を，次の式
   

   

   に従う，前記相電流（Ｉｓ）のピーク値の線形関数として計算し，
   ここで，“Ｌｓ”はヘンリで表した前記電気モータの同期インダクタンスであり，“ｐ”は前記電気モータの極数であり，“Ｋ_ｃｏｒｒ”は１より大きく，１．２より小さい値を有する補正係数であり，“Ｋ_Ｅ０”は前記永久磁石の参照温度“Ｔ_０ｍａｇ”における前記反起電力であり，“α_ｍａｇ”は前記永久磁石の残留誘導温度の変動係数であり，“Ｔ_ｍａｇ”は前記温度センサ（１０）によって測定された前記永久磁石の温度であって，
   前記制御器（８）は，電気周波数の標本化によって，前記相電流（Ｉｓ）と前記反起電力（Ｅｓ）との間の角γ_ａｃｔを，前記進角の最適値（δ_ｏｐｔ）と，前記電気モータ（２）に印加された前記電圧（Ｖｓ）と前記相電流（Ｉｓ）との間の角（φ_ａｃｔ）との差として推定するようにプログラムされることを特徴とする，電気駆動ユニット。
2. 前記制御器（８）は，前記第１デジタル信号（Ｖｓ＿ａｃｔ）を決定するために，前記相電流（Ｉｓ）と前記反起電力（Ｅｓ）との間の角（γ_ａｃｔ）を積分するための積分器（１４）を備える，請求項１に記載の電気駆動ユニット。
3. 前記制御器（８）は，前記相電流（Ｉｓ）と前記反起電力（Ｅｓ）との間の角（γ_ａｃｔ）に比例する周波数補正係数（Δｆｒｅｑ）を計算し，前記参照周波数（ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ）の値と前記周波数補正係数（Δｆｒｅｑ）との差として前記第２デジタル信号（ｆｒｅｑ＿ａｃｔ）を計算するようにプログラムされている，請求項１又は２に記載の電気駆動ユニット。
4. 前記第２アナログ／デジタル段（１２）は，第３デジタル信号（ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ）を出力として生成し，前記電気モータ（２）の第１相（Ｕ）の前記インバータ（３）の供給側分岐の下側ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕ）のドレイン端子と通信する第１入力と，前記下側ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕ）のソース端子と通信する第２入力と，前記下側ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕ）のゲート端子と通信する第３入力と，第４有効化入力とを有するアナログユニット（１８）を備え，
   前記駆動ユニットは，高又は低の有効化信号（ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ）を生成し，有効化信号（ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ）を前記アナログユニット（１８）に送信するために前記第４入力と通信する前記アナログユニット（１８）の有効化ユニット（２０）を備え，
   前記アナログユニット（１８）は前記第３入力によって駆動され，前記第１入力と前記第２入力との間の電圧降下に基づいて，前記電気モータ（２）の第１相（Ｕ）の前記電流（Ｉｓ）のゼロ交差を検出するように設計されており，前記有効化信号（ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ）は高であり，前記インバータ（３）がオンになっているとき，前記第３デジタル信号（ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ）の高低遷移が前記第１相（Ｕ）の前記電流の前記ゼロ交差を特定する，請求項１〜３のいずれか一項に記載の電気駆動ユニット。
5. 前記第２アナログ／デジタル段（１２）は，第３デジタル信号（ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ）を出力として生成し，前記電気モータ（２）の第１相（Ｕ）の前記インバータ（３）の供給側分岐の下側ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕ）のドレイン端子と通信する第１入力と，前記下側ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕ）のソース端子と通信する第２入力と，前記下側ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ＿ｌｏｗ＿Ｕ）のゲート端子と通信する第３入力と，第４有効化入力とを有するアナログユニット（１８）を備え，
   前記駆動ユニットは，
   前記第１相（Ｕ）に対して１２０電気度だけ遅延した第２相（Ｗ）上の抵抗（Ｒｚｃ＿ｆｃｅｍ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ）と，
   高又は低の有効化信号（ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ）を生成し，前記アナログユニット（１８）に前記有効化信号（ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ）を送信するために前記第４入力と通信する前記アナログユニット（１８）の有効化ユニット（２０）とを備え，
   前記アナログユニット（１８）は，
   前記第２相（Ｗ）上の前記抵抗（Ｒｚｃ＿ｆｃｅｍ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ）と等しい値を有する抵抗を前記第１入力と直列に有し，
   前記第３入力によって駆動され，
   前記第１相（Ｕ）と前記第２相（Ｗ）との間に結合する前記反起電力のゼロ交差を検出するように設計されており，前記有効化信号（ｚｃｅ＿ｒｕｎ＿ｏｎ＿ｆｌｙ）は低であり，前記インバータ（３）はオフになっている，請求項１〜４のいずれか一項に記載の電気駆動ユニット。
6. 前記制御器（８）は，前記第３デジタル信号（ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ）を入力として受信するために前記アナログユニット（１８）と通信し，前記第３デジタル信号（ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ）の二つの高低遷移間の時間に対応する電気周波数（ｆｒｅｑ＿ｆｌｙ）を計算する第１計算ユニット（１５）を備え，
   前記制御器（８）は，前記インバータ（３）がオフになっているとき，前記第３デジタル信号（ｚｃ＿Ｅ−Ｉ＿ｐｈａｓｅＵ）の二つの高低遷移間の時間に対応する前記電気周波数（ｆｒｅｑ＿ｆｌｙ）に等しい値を前記参照周波数（ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ）に設定するようにプログラムされており，前記参照周波数（ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ）は前記制御器（８）の内部に設定される，請求項５に記載の電気駆動ユニット。
7. 前記制御器（８）は，前記変調器（５）が，前記インバータ（３）の少なくとも一つの分岐を制御しているときは高論理レベル，前記インバータ（３）のすべての分岐がオフになっているときは低論理レベルを想定する第５デジタル信号（ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ）を生成するように設計されており，
   前記有効化ユニット（２０）は前記第５デジタル信号（ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ）によって制御されて，
   前記第５デジタル信号（ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ）が高論理レベルのときは前記有効化信号に高値を設定し，
   前記第５デジタル信号（ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ）が低論理レベルのときは前記有効化信号に低値を設定し，
   前記計算ユニット（１５）は前記第５デジタル信号（ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ）によって制御されて，
   前記第５デジタル信号（ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ）が低論理レベルのときは，前記参照周波数（ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ）に前記第３デジタル信号（ｚｃ＿Ｅ−Ｉ−ｐｈａｓｅＵ）の二つの高低遷移の間の時間に対応する前記電気周波数（ｆｒｅｑ＿ｆｌｙ）に等しい値を設定し，
   前記第５デジタル信号（ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ）が高論理レベルのときは，前記参照周波数（ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ）に事前設定された周波数値（ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ＿ｒｕｎ）を設定し，
   前記参照周波数（ｆｒｅｑ＿ｓｅｔ）は，
   前記第５デジタル信号（ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ）が低論理レベルのときは，前記制御器（８）の内部で設定され，
   前記第５デジタル信号（ｂｒｉｄｇｅ＿ｅｎａｂｌｅｄ）が高論理レベルのときは，前記制御器（８）の外部で設定される，請求項６に記載の電気駆動ユニット。

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