JP3682853B2 - 直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置に係り、特に符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex）信号に変換して送受信する直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、２５６直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）などの多値変調されたディジタル情報を多数の搬送波を用いてＯＦＤＭ信号として伝送するＯＦＤＭ方式が、マルチパスに強い、妨害を受けにくい、周波数利用効率が比較的良いなど特長から従来より知られている。このＯＦＤＭ方式は多数の搬送波を直交して配置し、各々の搬送波で独立したディジタル情報を伝送する方式である。なお、「搬送波が直交している」とは、隣接する搬送波のスペクトラムが当該搬送波の周波数位置で零になることを意味する。
【０００３】
このＯＦＤＭ波を送信する送信装置では、送信するデータを逆離散的フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算して得られたディジタルベースバンドの複数の同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）を、Ｄ／Ａ変換器、低域フィルタ（ＬＰＦ）をそれぞれ通過させた後、直交変調器により中間周波数（ＩＦ）に変換合成し、更にその後、周波数変換器でＲＦ信号帯に周波数変換し、帯域フィルタ（ＢＰＦ）で不要周波数成分を除去し、送信部で電力増幅して、送信アンテナより電波発射する。
【０００４】
一方、受信装置においては、周波数変換器で受信ＲＦ信号の中間周波数への周波数変換を行って増幅器で中間周波増幅を行い、ＢＰＦで不要周波数成分を除去した後、直交復調器によりＩ信号とＱ信号に分離する。その後、分離したＩ信号とＱ信号をＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器及び離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）回路、ＱＡＭ復号回路をそれぞれ通してＱＡＭ復号等を施し、データを復元する。
【０００５】
これらのＯＦＤＭ信号伝送過程において、送信装置、受信装置ともに、Ｉ信号とＱ信号に分離されている時点で、互いの系の間に相対的な振幅特性差、位相特性差があると、あるいは、直交変調器、直交復調器に正確な９０度位相差の変調波あるいは復調波が供給されないと、符号誤りを生じてしまう。すなわち、自身の周波数の振幅変化と位相変化、および、対称な反対側の周波数へのクロストーク（イメージ成分）の発生が起こる。
【０００６】
そこで、従来より上記の符号誤りの発生を防止するために、Ｉ信号とＱ信号に分離されている時点での振幅特性差、位相特性差、あるいは、直交変調器、直交復調器に正確な９０度位相差の変復調波が供給されないという、Ｉ信号及びＱ信号相互間の特性差（誤差）をなくすための方法が種々提案されている（例えば、特開平６−３５０６５８号、特開平３−７６６２３号、特開平５−２２７２３９号、特開平５−１１０３６９号、特開平３−５３７３５号、特開平６−１８８９３２号、特開平４−２９０３３７号）。
【０００７】
また、Ｉ信号及びＱ信号自体の周波数振幅特性や周波数位相特性を規定の特性とするための補正も従来より提案されており、例えば送信装置においてはＩ信号、Ｑ信号の周波数振幅特性と周波数位相特性、直交変調波の位相、ＩＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周波数位相特性、ＲＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周波数位相特性、また、受信装置においてもＩ信号、Ｑ信号の周波数振幅特性と周波数位相特性、直交復調波の位相、ＩＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周波数位相特性、ＲＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周波数位相特性、更に電波伝搬のマルチパス環境下における周波数振幅特性と周波数位相特性などの、各種特性のいずれか一つ又は二以上の特性を補正する提案もなされている（特開平６−３１１１３４号、特開平５−２１９０２１号各公報）。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これらの従来の補正方法は、いずれも回路構成の複雑さからコストアップとなり、精度にも限度がある。すべての誤差を補正するにはさらに複雑となる。また、ＯＦＤＭ信号用については適当でないものもある。更に送受信機で直交性のズレを補償している従来方法（特開平６−１８８９３２号公報）はＩ信号、Ｑ信号の振幅のズレは補償していなかったり、送信機において、Ｄ／Ａ変換器の前段にディジタル直交変調器を配置して、送信系の誤差を原理的になくすようにした従来方法（特開平４−２９０３３７号公報）では、Ｄ／Ａ変換器の動作速度とビット幅の制約から使用できる装置が限定されるなどの問題がある。
【０００９】
このように、従来はＩ信号、Ｑ信号の振幅特性差、位相特性差、直交性誤差は、送受信信号の符号誤りの直接の原因となり、これら誤差の除去若しくは補償が行われているが、より一層の精度の向上を図るには一定の限界がある。更に、周波数特性の補償等、ＯＦＤＭ信号への対応まで考慮したものは従来なかった。
【００１０】
本発明は以上の点に鑑みなされたもので、誤差を許容して誤差を補正することにより、回路構成を複雑にすることなく、符号誤りの発生を防止し得る直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置を提供することを目的とする。
【００１１】
また、本発明の他の目的は誤差のほかに、周波数による特性を補正することによりＯＦＤＭ信号伝送に適用して好適な直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の直交周波数分割多重信号伝送方式は、送信側では、互いに周波数の異なる複数の搬送波のそれぞれを、各搬送波に割り当てられた伝送すべき情報信号からそれぞれ得た同相信号と直交信号で別々に変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成してシンボル単位で送信し、受信側では周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復号した後情報信号を復調する直交周波数分割多重信号伝送方式において、
送信側では、複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組で既知の参照信号を送信すると共に、既知の参照信号を送信する正負の搬送波の組の送信位置を特定の搬送波で伝送するシンボル番号により指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、受信側では、受信した周波数分割多重信号からシンボル番号に基づいて参照信号を復号し、この参照信号から正の搬送波の実数部と虚数部、負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した伝送路特性から補正式を算出して記憶し、補正式を用いて復号した同相信号と直交信号を補正するようにしたものである。
【００１３】
また、本発明の周波数分割多重信号伝送方式では、参照信号を、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とし、正の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ及びｑであり、負の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ及びｕであるときに、受信した正の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ’及びｑ’であり、受信した負の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ’及びｕ’であるとき、受信側は伝送路特性として次式
【００１４】
【数８】
で表される係数Ｓ０〜Ｓ７を、受信参照信号を既知の参照信号から算出し、補正式として次式
【００１５】
【数９】
（ただし、H0=+S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)、H1=+S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6)、H2=+S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)、H3=+S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)、H4=+S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)、H5=+S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)、H6=+S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)、H7=+S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)、det A = S0×H0+S1×H1+S4×H2+S5×H3）
で算出された値を記憶保持し、補正式を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式
【００１６】
【数１０】
（ただし、上式中、ａ及びｂは前記正の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ｃ及びｄは前記負の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記正の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部）の演算をして補正後の受信データａ、ｂ、ｃ及びｄを得るようにしたものである。
【００１７】
ここで、参照信号は、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、正負の搬送波の組のうち正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の各値と負の搬送波で伝送する実数部と虚数部のうち、１組目の参照信号は、正の搬送波で伝送する実数部又は虚数部の値のみを所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとし、２組目の参照信号は、負の搬送波で伝送する実数部又は虚数部の値のみを所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとすることが、伝送路特性の係数算出において計算が容易になり、望ましい。
【００１８】
同様に、参照信号は、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、正負の搬送波の組のうち正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の各値と負の搬送波で伝送する実数部と虚数部のうち、１組目の参照信号は、正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の値をそれぞれ所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとし、２組目の参照信号は、負の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の値をそれぞれ所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとするようにしても、伝送路特性の係数算出において計算が容易になる。
【００１９】
また、前記目的達成のため、本発明の直交周波数分割多重信号送信装置は、複素数で表される伝送すべきディジタル情報信号が複数の実数部入力端子と虚数部入力端子にそれぞれ入力されて逆離散的フーリエ変換し、互いに周波数の異なる複数の搬送波でそれぞれ伝送される同相信号と直交信号をシンボル単位で発生する演算部と、伝送すべきディジタル情報信号のシンボル毎に値が変化するシンボル番号を発生して演算部の特定の入力端子に入力するシンボル番号計数回路と、複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波で伝送されるディジタル情報信号が入力される演算部の実数部入力端子及び虚数部入力端子と、低域側の負の搬送波で伝送されるディジタル情報信号が入力される演算部の実数部入力端子及び虚数部入力端子の組に参照信号をそれぞれ入力すると共に、参照信号を入力する実数部入力端子及び虚数部入力端子の組を一定時間毎に切り替える参照信号挿入手段と、演算部の出力同相信号及び直交信号を一時記憶する出力バッファと、出力バッファの出力同相信号及び直交信号をそれぞれ直交周波数分割多重信号に変換する変換手段と、直交周波数分割多重信号を送信する送信手段とを有する構成としたものである。
【００２０】
更に、前記目的達成のため、本発明の直交周波数分割多重信号受信装置は、互いに周波数の異なる複数の搬送波で伝送すべきディジタル情報信号を伝送すると共に、複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組に既知の参照信号が挿入され、参照信号を送信する正負の搬送波の組を、特定の搬送波で伝送するシンボル番号で指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更してなる直交周波数分割多重信号を受信する受信手段と、受信手段からの受信直交周波数分割多重信号を直交復調して、それぞれ複素数で表される同相信号及び直交信号とシンボル番号及び参照信号を得る復調手段と、復調手段からの前記同相信号及び直交信号とシンボル番号及び参照信号をそれぞれ離散的フーリエ変換してディジタル情報信号を復号すると共に、シンボル番号及び参照信号を復号する復号手段と、復号手段よりの前記シンボル番号から参照信号を復号し、この参照信号から正の搬送波の実数部と虚数部、負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をもとに伝送路特性を検出する検出手段と、検出手段により検出した伝送路特性から補正式を算出して記憶する補正式算出及び保持手段と、記憶された補正式を用いて復号手段からの同相信号及び直交信号の復号信号を補正する補正回路とから構成したものである。
【００２１】
直交周波数分割多重信号伝送方式で発生する同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）誤差の発生は送受信装置において、Ｉ信号、Ｑ信号間の振幅特性差、位相特性差、直交性誤差が原因となる。送信装置でＩ信号、Ｑ信号が合成された後から、受信装置でＩ信号、Ｑ信号が分離されるまでは、誤差は発生しない。また、従来の技術の項でも述べたように、Ｉ信号及びＱ信号相互間の特性差（誤差）をなくすような補正やＩ信号Ｑ信号それ自体の特性を規定値にするための補正では一定の制約があり、十分な補正ができない。
【００２２】
本発明は上記の点に鑑み、「誤差を発生させない」ための補正を行う従来の周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置とは異なり、「誤差を許容」して誤差を補正するようにしたものである。すなわち、本発明では、送信側で既知の基準データとして参照信号を周波数分割多重信号中に挿入して送信し、受信側でこの参照信号に基づいて、Ｉ信号とＱ信号の誤差を示す伝送路特性を検出し、補正式を求めて検出した伝送路特性を補正するようにしたものである。
【００２３】
ここで、伝送路特性の係数を１６個として４つの参照信号の送受信で伝送路特性を検出するようにしてもよいが、時々刻々と変化する伝送路特性に対する追従速度が遅くなるので、本発明では、複数の搬送波のうちの中心搬送波に対してクロストークの影響のある、互いに対称な、高域側の一の正の搬送波と、低域側の一の負の搬送波を組としてこれらの搬送波で参照信号を伝送する。更に、本発明では参照信号を挿入する正負の搬送波をシンボル番号で指定し、かつ、正負の搬送波の組を一定時間毎に切り替えることにより、すべての搬送波についての伝送路特性をも検出できるようにしたものである。
【００２４】
これにより、本発明では、前述したＩ信号及びＱ信号自体の周波数特性を従来と同様に補正できると共に、これに加えて、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、送信装置の直交変調器の直交性誤差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、受信装置の直交復調器の直交性誤差などの特性誤差をも補正することができる。
【００２５】
また、本発明は、送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、前記受信側では受信した直交周波数分割多重信号から参照信号を復号し、この参照信号から所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した情報信号を第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、第２の補正式を用いて補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第１の補正式及び第２の補正式の少なくとも一方の補正式あるいは両者を合成した補正式を構成する各係数に対して、前記それぞれの変調された搬送波を周波数順に整列し、周波数軸上で低域フィルタを挿入したフィルタ処理を行うようにした。
また、送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、その際に、前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組として、既知の参照信号が含まれるシンボルを連続的に送信し、前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、その際に、受信した前記複数の参照信号から前記正の搬送波の実数部と虚数部、前記負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をそれぞれ平均化して、又は前記漏洩成分より検出した複数の伝送路特性に基づいて平均化した前記第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正するようにした。
さらに、送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を 算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第１の補正式を用いて補正された前記正負の組の搬送波の情報信号を（ａ”＋ｊｂ”）、（ｃ”＋ｊｄ”）とし、送信された前記正負の組の搬送波の情報信号を（ａ＋ｊｂ）、（ｃ＋ｊｄ）としたとき、４行４列で表され、
第１行が Ｋ０ Ｋ１ ０ ０
第２行が −Ｋ１ Ｋ２ ０ ０
第３行が ０ ０ Ｋ６ Ｋ７
第４行が ０ ０ −Ｋ７ Ｋ６
（ただし、Ｋ０＝（ａａ”＋ｂｂ”）／（ａ” 2 ＋ｂ” 2 ）、Ｋ１＝（ａｂ”−ａ”ｂ）／（ａ” 2 ＋ｂ” 2 ）、Ｋ６＝（ｃｃ”＋ｄｄ”）／（ｃ” 2 ＋ｄ” 2 ）、Ｋ７＝（ｃｄ”−ｃ”ｄ）／（ｃ” 2 ＋ｄ” 2 ））
で表される行列を前記第２の補正式として生成し、次のシンボルで使用するようにした。
そしてまた、送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第２の補正式を、前記第１の補正式を用いて補正された情報信号における誤差信号の絶対値が小さいほど重み付けを大にして生成するようにした。
【００２６】
これにより、本発明では、第１の補正式により、受信装置のそれぞれの周波数で、Ｉ、Ｑ信号間での相対振幅・位相特性差や受信装置の直交復調器の直交性誤差などの特性誤差と、送信装置のＩＦ、ＲＦ波帯信号処理の周波数振幅・位相特性、受信装置のＲＦ、ＩＦ波帯信号処理の周波数振幅・位相特性、受信装置のＩ、Ｑ信号それぞれの周波数振幅・位相特性、緩やかに変化する電波伝搬下における周波数振幅・位相特性、送受信機の直交変復調波の位相などの周波数特性を補正できる。更に加えてこの発明では、第２の補正式を用いた補正により、高速に変化する電波伝搬下における周波数振幅・位相特性を補正できる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の各実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２８】
図１は本発明伝送方式の送信装置である直交周波数分割多重信号送信装置の第１の実施の形態のブロック図を示す。同図において、入力端子１には伝送すべきディジタルデータが入力される。このディジタルデータとしては、例えばカラー動画像符号化方式であるＭＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたディジタル映像信号や音声信号などである。この入力ディジタルデータは、入力回路２に供給されて必要に応じて誤り訂正符号の付与がクロック分周器３よりのクロックに基づいて行われる。クロック分周器３は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周して、この中間周波数に同期したクロックを発生する。
【００２９】
誤り訂正符号が付加されたディジタルデータは入力回路２から演算部４に供給される。この演算部４は本実施例の要部を構成する回路で、入力回路２よりのディジタルデータを逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算して同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を生成すると共に、後述するようにシンボル番号計数回路５よりのシンボル番号及び参照信号挿入回路６よりの参照信号もそれぞれ所定の入力端子に供給されてＩＤＦＴ演算する。
【００３０】
演算部４は一例としてデータ系列Ｎが２５６本の搬送波で送信されるとき、２倍オーバーサンプリングのＩＤＦＴ演算をして信号を発生させる。このときの演算部４への入力割り当ては、入力周波数整列型で順番に番号をふると、次のようになる。
【００３１】
ｎ＝０〜１２８ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００３２】
ｎ＝１２９〜３８３ 搬送波レベルを０とし、信号を発生させない。
【００３３】
ｎ＝３８４〜５１１ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００３４】
すなわち、演算部４の入力端子数は実数部（Ｒ）信号用と虚数部（Ｉ）信号用とに、それぞれ０番目から５１１番目までの５１２ずつあり、そのうち１番目（ｎ＝１）から１２７番目（ｎ＝１２７）までの計１２７個ずつと、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１１番目（ｎ＝５１１）の計１２７個ずつの入力端子に情報信号が入力され、また、０番目（ｎ＝０）の入力端子には直流電圧（一定）が入力され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／４）と３８４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力端子には例えばパイロット信号のための固定電圧が入力される。
【００３５】
演算部４は、このように１番目から１２７番目の入力端子と３８５番目から５１１番目の入力端子に４ビットのＲ信号及び４ビットのＩ信号とがそれぞれ入力されると共に、０番目、１２８番目及び３８４番目の入力端子に一定電圧が入力され、それ以外の１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力されて、２倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結果同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を得た後、Ｉ信号とＱ信号にそれぞれマルチパス歪みを軽減させるためのガードインターバルを挿入してから、出力バッファ７へ出力する。
【００３６】
ここで、１番目から１２８番目までの計１２８個の入力端子の入力情報は、０番目の入力端子の入力情報を伝送する中心搬送波周波数Ｆ０に対し、上側（高域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では正のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、３８４番目から５１１番目までの計１２８個の入力端子の入力情報は、中心搬送波周波数Ｆ０に対し下側（低域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では負のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、特に１２８番目と３８４番目の入力端子の入力パイロット信号はＩＤＦＴ演算の結果、ナイキスト周波数の１／２倍の周波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送され、残りの１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が発生しないようにされる（データ伝送には用いない）。
【００３７】
出力バッファ７は、演算部４の出力演算結果が１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の入力情報が５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）として、バースト的に発生されるのに対し、出力バッファ７以降の回路としては、出力バッファ７の内容の読み取り速度一定で連続的に動作するため、両者の時間的違いを調整するために設けられている。
【００３８】
図１のクロック分周器３からのクロックに基づいて、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）８に供給され、ここでクロック分周器３からのクロックをサンプリングクロックとしてアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要な周波数帯域の成分のＩ信号とＱ信号とが通過されて直交変調器９へそれぞれ供給される。
【００３９】
直交変調器９は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の搬送波とし、かつ、この中間周波数の位相を９０°シフタ１１により９０°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の搬送波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８より入力されたディジタルデータのＩ信号とＱ信号で直交振幅変調（ＱＡＭ）して２５７波（正負１２８組の搬送波と中心搬送波一つ）の情報搬送波からなるＯＦＤＭ信号を生成する。直交変調器９より出力されたＯＦＤＭ信号は周波数変換器１２により所定の送信周波数帯のＲＦ信号に周波数変換された後、送信部１３で電力増幅等の送信処理を受けて図示しないアンテナより放射される。
【００４０】
図２はこのＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラムの一例を示す。ここで、”−２５６”と”＋２５６”は演算部４の２５６番目（ｎ＝Ｍ／２）の入力端子に入力された信号（ただし、この実施の形態では使用しない）が伝送される正負一組の搬送波周波数で、”−１２８”は｛（３Ｍ／４）｝番目の入力端子に入力された信号が伝送される負の搬送波周波数で、”＋１２８”は｛（Ｍ／４）｝番目の入力端子に入力された信号が伝送される正の搬送波周波数で、これらは正負一組の搬送波を構成している。
【００４１】
上記の送信されたＯＦＤＭ信号は例えば図３に示す如き構成の周波数分割多重信号受信装置により受信される。この周波数分割多重信号受信装置は後述するように、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の構成に特徴がある。図３において、空間伝送路を介して入力されたＯＦＤＭ信号は、受信部２１により受信アンテナを介して受信された後高周波増幅され、更に周波数変換器２２により中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器２３により増幅された後、後述の構成のキャリア抽出及び直交復調器４４に供給される。
【００４２】
キャリア抽出及び直交復調器２４のキャリア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シンボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤＭ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れており、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けないように、選択度の高い回路が必要となる。
【００４３】
そこで、キャリア抽出回路部にＰＬＬ回路を用いて中心搬送波Ｆ０の抽出を行う。ただし、この場合のＰＬＬ回路を構成するＶＣＯとしては、可変範囲が隣接する搬送波周波数の約１／２である±２００Ｈｚ程度で発振する水晶振動子を用いた電圧制御型水晶発振回路（ＶＣＸＯ）を用い、かつ、ＰＬＬ回路を構成するＬＰＦとして３８７Ｈｚに対して充分にカットオフ周波数の低いＬＰＦを用いる。
【００４４】
キャリア抽出及び直交復調器２４により抽出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６により位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００４５】
これにより、キャリア抽出及び直交復調器２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器９に入力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回路２７に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供給されてディジタル信号に変換される。
【００４６】
ここで重要なのはＡ／Ｄ変換器２９の入力信号に対するサンプリングのタイミングで、これは同期信号発生回路２７によりパイロット信号より生成された、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号はサンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定されており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプルクロックのタイミングを得る。
【００４７】
同期信号発生回路２７は、復調アナログ信号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生するサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、これらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガードインターバル期間除去のための区間信号などのシステムクロックを発生するシステムクロック発生回路部とよりなる。
【００４８】
Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジタル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供給され、ここで同期信号発生回路２７よりのシステムクロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシンボル期間信号を得てＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に供給される。
【００４９】
ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１のＦＦＴ（高速フーリエ変換）回路部は、同期信号発生回路２７よりのシステムクロックにより複素フーリエ演算を行い、ガードインターバル期間処理回路３０の出力信号の各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出する。
【００５０】
これにより得られた各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルは、ＱＡＭ復号回路部により参照用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号される。この復号ディジタル情報信号は、出力回路３２により並直列変換などの出力処理が行われて出力端子３３へ出力される。
【００５１】
上記の図１に示した周波数分割多重信号送信装置と図３に示した周波数分割多重信号受信装置からなる周波数分割多重信号伝送方式は、Ｉ信号とＱ信号に着目した場合、図４に示す如くに書き改めることができる。
【００５２】
図４において、信号処理部４１及び４２はそれぞれ図１に示したＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８及び図１では図示を省略した増幅器等からなる回路部分であり、乗算器４３、４４及び加算器４５は図１に示した直交変調器９を構成する回路部分であり、伝送系回路４６は図１に示した周波数変換器１２、送信部１３、空間伝送路の特性、図３に示した受信部２１、帯域フィルタ（図示せず）、周波数変換器２２、中間周波増幅器２３などからなる伝送路に相当する伝送系の構成部分であり、乗算器４７及び４８は図３に示したキャリア抽出及び直交復調器２４の回路部分であり、信号処理部４９及び５０は図３に示したＬＰＦ２８、Ａ／Ｄ変換器２９からなる回路部分にそれぞれ相当する。
【００５３】
ここで、ある搬送波周波数＋Ｗnに割り当てられた複素数（ｐ＋ｊｑ）と、中心周波数Ｆ０に対して搬送波周波数＋Ｗnに対称な負の搬送波周波数−Ｗnに割り当てられた複素数（ｒ＋ｊｕ）は、前記演算部４によるＩＤＦＴ演算によりそれぞれ次式に示す時間軸波形のＩ信号とＱ信号として生成される。
【００５４】
Ｉ信号＝Ａｃｏｓ（Ｗnｔ＋ａ） （１）
Ｑ信号＝Ａｓｉｎ（Ｗnｔ＋ａ） （２）
Ｉ信号＝Ｂｃｏｓ（−Ｗnｔ＋ｂ） （３）
Ｑ信号＝Ｂｓｉｎ（−Ｗnｔ＋ｂ） （４）
ただし、Ａ＝√（ｐ2＋ｑ2）、ａ＝ｔａｎ-1（ｑ／ｐ）、Ｂ＝√（ｒ2＋ｕ2）、ｂ＝ｔａｎ-1（ｕ／ｒ）。
【００５５】
（１）式と（２）式はそれぞれ周波数＋ＷnのＩ信号とＱ信号で、（３）式と（４）式はそれぞれ周波数−ＷnのＩ信号とＱ信号である。（１）式及び（３）式で表されるＩ信号がそれぞれ図４の信号処理部４１に入力されると、振幅変化Ｘ1と位相変化ｃ１を受けて、（５）式及び（７）式で表されるＩ信号とされて取り出される。一方、（２）式及び（４）式で表されるＱ信号がそれぞれ図４の信号処理部４２に入力されると、ここで振幅変化Ｘ２と位相変化ｃ２を受けて（６）式及び（８）式で表されるＱ信号とされて取り出される。
【００５６】
Ｉ信号＝Ｘ1Ａｃｏｓ（＋Ｗnｔ＋ａ＋ｃ１） （５）
Ｑ信号＝Ｘ2Ａｓｉｎ（＋Ｗnｔ＋ａ＋ｃ２） （６）
Ｉ信号＝Ｘ1Ｂｃｏｓ（−Ｗnｔ＋ｂ＋ｃ１） （７）
Ｑ信号＝Ｘ2Ｂｓｉｎ（−Ｗnｔ＋ｂ＋ｃ２） （８）
これらのＩ信号、Ｑ信号はそれぞれ直交変調器９を構成する乗算器４３、４４で乗算されて次式で表されるＩ信号、Ｑ信号とされる。ここで、直交性の誤差をｃ４とし、変調波をＩ信号ではＸ3ｃｏｓ（Ｗ0ｔ＋ｃ３＋ｃ４）、Ｑ信号では−Ｘ4ｓｉｎ（Ｗ0ｔ＋ｃ３）とする。これにより、乗算器４３からは次式の＋Ｗnから生成されるＩ信号、−Ｗnから生成されるＩ信号が出力される。
【００５７】
となる。同様に、乗算器４４からは次式で表される＋Ｗnから生成されるＱ信号、−Ｗnから生成されるＱ信号が出力される。
【００５８】
これらのＩ信号及びＱ信号は加算器４５により合成される。この合成された信号を、（Ｗ0＋Ｗn）成分と（Ｗ0−Ｗn）成分に分けると、次式で表される。ただし、振幅変化、位相変化がある場合、振幅変化をＩ信号ではＸ1（又はＸ3）、Ｑ信号ではＸ2（又はＸ4）に、位相変化をＩ信号ではｃ３＋ｃ４、Ｑ信号ではｃ３に含める。
次に、伝送系回路４６をＩ信号、Ｑ信号が伝送されることにより、マルチパス環境下での影響をも含めて伝送系の影響を受ける。この間の周波数＋Ｗn、−Ｗnに対応する周波数の特性変化を振幅変化をまとめて＋Ｗn側ではＹ1、−Ｗn側ではＹ2とし、位相変化をまとめて＋Ｗn側ではｄ１、−Ｗn側ではｄ２とすると、（Ｗ0＋Ｗn）成分と、（Ｗ0−Ｗn）成分はそれぞれ次式で表される。
次に、Ｉ信号、Ｑ信号は乗算器４７及び４８により直交復調される。このときの直交性の誤差をｇ４とし、復調用搬送波をＩ信号では２Ｚ3ｃｏｓ（Ｗ0ｔ＋ｇ３＋ｇ４）、Ｑ信号では−２Ｚ4ｓｉｎ（Ｗ0ｔ＋ｇ３）とすると、（Ｗ0＋Ｗn）成分から生成される＋Ｗn成分は（１３）式及び（１４）式で示す如くになる（ただし、高調波成分は省略）。
【００５９】
同様に、（Ｗ0−Ｗn）成分から生成される−Ｗn成分は（１５）式及び（１６）式で示す如くになる（ただし、高調波成分は省略）。
【００６０】
最後に、直交復調器より出力されたＩ信号は信号処理部４９により振幅変化Ｚ1、位相変化ｇ１を受けて復調信号Ｉ’として出力され、またＱ信号は信号処理部５０により振幅変化Ｚ2、位相変化ｇ２を受けて、復調信号Ｑ’として出力される。これにより、正の搬送波周波数＋Ｗnで伝送されて受信復調された信号Ｉ’及びＱ’の場合は、（１７）式及び（１８）式に、また、負の搬送波周波数−Ｗnで伝送されて受信復調された信号Ｉ’及びＱ’の場合は、（１９）式及び（２０）式に示される。
【００６１】
これらのＩ’信号、Ｑ’信号は次にＤＦＴ演算が行われ、搬送波周波数＋Ｗnと−Ｗnの成分が複素数として求められる。この操作は、（１７）式〜（２０）式を指数関数で表示したとき、ｅj(+Wnt)とｅ-j(+Wnt)の回転ベクトルについての大きさと位相の合成を求めることを意味する。（１７）式、（１９）式を実数部、（１８）式、（２０）式を虚数部として指数関数で表現し整理すると、下の２式が求められる。ただし、Ｘ’＝Ｘ1Ｘ3，Ｘ＝Ｘ2Ｘ4，Ｚ’＝Ｚ1Ｚ3，Ｚ＝Ｚ2Ｚ4，Ｙ’＝Ｙ1，Ｙ＝Ｙ2とした。
【００６２】
＋Ｗn成分、−Ｗn成分ともに、１６個のベクトルの合成で大きさと位相を表示する。上側の＋Ｗn成分の式はＡ’ｅj(+Wnt+a')を示し、下側の−Ｗn成分の式はＢ’ｅj(-Wnt+b')を示しており、それぞれｐ’＋ｊｑ’、ｒ’＋ｊｕ’を意味することは明らかである。
【００６３】
これらの式を再度複素数で表現し、新たにＳ０〜Ｓ７の係数を導入して整理すると、ＤＦＴ演算後の結果として、
の関係が求まる。すなわち、
【００６４】
【数１１】
である。
【００６５】
これから、Ｓ０は、正キャリアの実数部が、正キャリアの実数部へ伝達する率を示しており、正キャリアの虚数部が、正キャリアの虚数部へ伝達する率を示している。Ｓ１は、正キャリアの実数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ２は、負キャリアの実数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示している。
【００６６】
Ｓ３は、負キャリアの実数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ４は、正キャリアの実数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示している。
Ｓ５は、正キャリアの実数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ６は、負キャリアの実数部が、負キャリアの実数部へ伝達する率を示しており、負キャリアの虚数部が、負キャリアの虚数部へ伝達する率を示している。Ｓ７は、負キャリアの実数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。ここで、率の−，＋の説明は省略した。
【００６７】
すなわち、上記の係数Ｓ０〜Ｓ７はＩ信号、Ｑ信号の伝送路の特性を示しており、これらの係数Ｓ０〜Ｓ７を算出することにより、伝送路の特性を検出できることになる。また、（２３）式の逆行列を求めることにより、受信データを補正し、送信データを推定することができる。
【００６８】
そこで、本発明の実施の形態では、図１の送信装置において、シンボル番号計数回路５はシンボル毎に、０，１，２，３，．．．，２５４，２５５，０，１，２．．．というように順次巡回的に増加していくシンボル番号を発生し、このシンボル番号を参照信号挿入回路６に供給すると共に、演算部４に供給して特定キャリア（例えば第１キャリア）にシンボル番号を挿入する。
【００６９】
また、参照信号挿入回路６は、ある搬送波周波数＋Ｗnで伝送されるデータに既知の基準データとして参照信号を挿入すると共に、直交性の誤差によりイメージ成分あるいはクロストークとして漏洩する可能性のある、中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な負の搬送波周波数−Ｗnで伝送されるデータにも既知の参照信号（基準データ）を挿入する。この参照信号を挿入して伝送する搬送波周波数は、予めシンボル番号に対応付けて決められており、かつ、一定時間毎に切り替えられる。各周波数でそれぞれ伝送特性が異なる場合が多いからである。
【００７０】
一例として、２種類の参照信号をシンボル番号によって指定された当該搬送波（キャリア）に挿入する。すなわち、偶数シンボルで（２４ａ）式、奇数シンボルでは（２４ｂ）式で表される行列式の参照信号を挿入する。
【００７１】
【数１２】
また、上記の参照信号を挿入する搬送波周波数は中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正負の搬送波周波数を組として、ここでは上記のように２シンボル毎に切り替えるようにしているため、図２と共に説明したように、２５６シンボルですべての正負１２８組の搬送波周波数で伝送される。つまり、任意の一搬送波周波数は２５６シンボル周期で参照信号を伝送する。
【００７２】
一方、図３に示した周波数分割多重信号受信装置においては、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１を図５のブロック図に示す如き構成として、補正された伝送信号Ｒ’及びＩ’を得る。すなわち、図５において、図４の信号処理部４９、５０より取り出された受信Ｉ信号Ｉ’、受信Ｑ信号Ｑ’は、それぞれ図５のＦＦＴシンボル番号復号回路３１１に供給され、ここでＦＦＴ演算されてまずシンボル番号が復号され、次にシンボル番号に対応した正負キャリアの受信値（受信参照信号）が求められる。
【００７３】
受信参照信号の組は偶数シンボルではｐ1S'、ｑ1S'、ｒ1S'、ｕ1S'で、奇数シンボルではｐ2S'、ｑ2S'、ｒ2S'、ｕ2S'である。これらのシンボル番号及び受信参照信号は、伝送路特性検出回路３１２に供給される。また、ＦＦＴシンボル番号復号回路３１１は、送信装置においてＩＤＦＴ演算して得られたＩ信号及びＱ信号をＦＦＴ演算して、Ｉ信号及びＱ信号の変調信号出力Ｒ′信号及びＩ′信号も得る。この受信参照信号及びシンボル番号以外の受信伝送情報Ｒ′信号及びＩ′信号は補正回路３１４へ供給される。
【００７４】
伝送路特性検出回路３１２は入力された受信参照信号を既知の参照信号で次式で示すように除算して、前記係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。
【００７５】
【数１３】
上式は、（２４ａ）式、（２４ｂ）式を（２３）式に代入して整理した行列式である。未知数が８個であるので、２種類の参照信号の送受により、係数Ｓ０〜Ｓ７を求めることができる。当然、参照信号が送信装置及び受信装置において既知であるので、係数Ｓ０〜Ｓ７が求まるような値であれば、（２４ａ）式、（２４ｂ）式の値に限定されるものではない。このようにして、伝送路の特性が上記の係数Ｓ０〜Ｓ７より検出することができる。
【００７６】
また、（２３）式の逆行列を求めることにより、受信データを補正し送信データを推定することができる。ここで、（２３）式の逆行列は次式で表される。
【００７７】
【数１４】
ただし、上式中Ｈ０〜Ｈ７及びｄｅｔ Ａは次式で表される。
【００７８】
H0 = +S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)
H1 = +S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6)
H2 = +S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)
H3 = +S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)
H4 = +S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)
H5 = +S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)
H6 = +S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)
H7 = +S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)
det A = S0×H0+S1×H1+S4×H2+S5×H3
そこで、補正式導出保持回路３１３は、入力された係数Ｓ０〜Ｓ７から上式に基づいてｄｅｔ ＡとＨ０〜Ｈ７を算出して、更にこれらの算出値から（２６）式中の逆行列のうち次式の補正式の値を算出して記憶保持する。
【００７９】
【数１５】
このようにして、該当正負搬送波での補正式が用意される。該当正負搬送波はシンボル番号によって決定される。当然、各搬送波毎に補正式があり、この実施の形態のように２５７本のキャリアを使用する場合は、約１２８個の補正式が順次算出保持される。また、係数Ｓ０〜Ｓ７は時々刻々と変化しているので、補正式も時々刻々と更新される。
【００８０】
補正回路３１４はＦＦＴシンボル番号復号回路３１１よりの受信情報を、補正式導出保持回路３１３により導出されて保持されている、それぞれの補正式を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式を演算して補正し、これにより補正された伝送情報Ｒ’及びＩ’を出力する。
【００８１】
【数１６】
ただし、（２７）式中、ａ〜ｄは（１）式〜（２０）式のａ〜ｄとは異なる別の値で、周波数＋Ｗnに割り当てられた受信データ（補正後）の複素数を（ａ＋ｊｂ）とし、周波数−Ｗnに割り当てられた受信データ（補正後）の複素数を（ｃ＋ｊｄ）としたときの値である。なお、（２７）式中、ａ’〜ｄ’は周波数＋Ｗnに割り当てられた受信データ（補正前）の複素数を（ａ’＋ｊｂ’）とし、周波数−Ｗnに割り当てられた受信データ（補正前）の複素数を（ｃ’＋ｊｄ’）としたときの値である。
【００８２】
なお、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１におけるＦＦＴ演算をディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）で行う場合は、上記の補正を図６で示すフローチャートで行うこともできる。すなわち、まず、シンボル番号をもとに当該周波数の参照信号を抜き取り（ステップ６１）、当該周波数の係数Ｓ０〜Ｓ７を前記数３の式で算出する（ステップ６２）。更に、当該周波数の係数Ｓ０〜Ｓ７を前記数４及び数５の式に基づいて補正式（逆行列）の算出又は更新を行い（ステップ６３）、それぞれの周波数でそれぞれの補正式から受信情報信号Ｒ’、Ｉ’を数６の式に基づいて補正する（ステップ６４）。
【００８３】
また、実施の形態では参照信号（基準データ）は（２４ａ）式及び（２４ｂ）式に示したように、偶数シンボルでは（１組目として）正の搬送波周波数＋Ｗnで伝送される複素数の実数部のみ所定値ｐSを設定し、その他をゼロとし、奇数シンボルでは（２組目として）対称な負の搬送波周波数−Ｗnで伝送される複素数の実数部のみ所定値ｒSを設定し、その他をゼロとしたが、これに限定されるものではなく、下記の式で表される参照データとしてもよい。
【００８４】
【数１７】
この場合、伝送路特性検出回路３１２は入力された受信参照信号を既知の参照信号で次式で示すように除算して、前記係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。なお、次式でダッシュを付した値は受信値を示す。
【００８５】
【数１８】
また、１組目として正の搬送波周波数の実数部と虚数部のみ所定値を設定し、負の搬送波周波数の実数部と虚数部をそれぞれゼロとし、２組目として負の搬送波周波数の実数部と虚数部のみ所定値を設定し、正の搬送波周波数の実数部と虚数部を零とした下記の式で表されるデータを参照信号としてもよい。
【００８６】
【数１９】
この場合、伝送路特性検出回路３１２は入力された受信参照信号を既知の参照信号で次式で示すように除算して、前記係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。なお、次式でダッシュを付した値は受信値を示す。
【００８７】
【数２０】
また、その他の参照信号の例として（Ｘ，Ｙ，Ｘ，Ｙ）と（Ｙ，Ｘ，Ｙ，Ｘ）を送信し、次式
ｐ１’＝Ｓ０×Ｘ−Ｓ１×Ｙ＋Ｓ２×Ｘ＋Ｓ３×Ｙ
ｐ２’＝Ｓ０×Ｙ−Ｓ１×Ｘ＋Ｓ２×Ｙ＋Ｓ３×Ｘ
ｑ１’＝Ｓ１×Ｘ＋Ｓ０×Ｙ＋Ｓ３×Ｘ−Ｓ２×Ｙ
ｑ２’＝Ｓ１×Ｙ＋Ｓ０×Ｘ＋Ｓ３×Ｙ−Ｓ２×Ｘ
ｒ１’＝Ｓ４×Ｘ＋Ｓ５×Ｙ＋Ｓ６×Ｘ−Ｓ７×Ｙ
ｒ２’＝Ｓ４×Ｙ＋Ｓ５×Ｘ＋Ｓ６×Ｙ−Ｓ７×Ｘ
ｕ１’＝Ｓ５×Ｘ−Ｓ４×Ｙ＋Ｓ７×Ｘ＋Ｓ６×Ｙ
ｕ２’＝Ｓ５×Ｙ−Ｓ４×Ｘ＋Ｓ７×Ｙ＋Ｓ６×Ｘ
で表される参照信号に対し、次式の方法で補正係数Ｓ０〜Ｓ７を求めることもできる。
【００８８】
Ｓ０＝（ｐ１’Ｘ−ｐ２’Ｙ−ｑ１’Ｙ＋ｑ２’Ｘ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ１＝（ｐ１’Ｙ−ｐ２’Ｘ＋ｑ１’Ｘ−ｑ２’Ｙ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ２＝（ｐ１’Ｘ−ｐ２’Ｙ＋ｑ１’Ｙ−ｑ２’Ｘ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ３＝−（ｐ１’Ｙ−ｐ２’Ｘ−ｑ１’Ｘ＋ｑ２’Ｙ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ４＝（ｒ１’Ｘ−ｒ２’Ｙ＋ｕ１’Ｙ−ｕ２’Ｘ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ５＝−（ｒ１’Ｙ−ｒ２’Ｘ−ｕ１’Ｘ＋ｕ２’Ｙ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ６＝（ｒ１’Ｘ−ｒ２’Ｙ−ｕ１’Ｙ＋ｕ２’Ｘ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ７＝（ｒ１’Ｙ−ｒ２’Ｘ＋ｕ１’Ｘ−ｕ２’Ｙ／（２（Ｘ2−Ｙ2））
ところで、上記の第１の実施の形態では、参照信号を定期的に送信し、それによって受信系を補正するようにしたため、次の新たな参照信号を受信して新たな補正式を算出するまでの期間は、以前の参照信号を基準にした補正式で補正しているため、その間の特性（環境）変化分は緩やかな場合に適している。しかし、移動体通信、あるいは高速に変化するマルチパス環境に対しては十分な補正ができないこともあり得る。そこで、次に説明する第２の実施の形態は、このような高速に変化する特性（環境）変化にも対応できるようにしたものである。
【００８９】
図７は本発明伝送方式の送信側の直交周波数分割多重信号送信装置の第２の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図７において、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、ディジタル直交変調器１５に供給され、中間周波数発振器１６よりの４２．８ＭＨｚの中間周波数を搬送波としてディジタル直交振幅変調（ＱＡＭ）され、２５７波の情報搬送波からなるディジタルＯＦＤＭ信号に変換される。
【００９０】
このディジタルＯＦＤＭ信号は、Ｄ／Ａ変換器・帯域フィルタ（ＢＰＦ）１７によりアナログ信号に変換され、かつ、必要な帯域成分のみが濾波され、周波数変換器１２及び送信部１３をそれぞれ通して図示しないアンテナより放射される。この送信ＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラムは、図２と同様となる。ただし、後述するようにシンボル番号計数回路１４により演算部４に挿入されるシンボル番号は９ビットとされている。
【００９１】
上記の送信ＯＦＤＭ信号は、図３と同様のブロック構成の周波数分割多重信号受信装置により受信され復調される。この周波数分割多重信号受信装置は、後述するように、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の構成に特徴がある。これら図７の周波数分割多重信号送信装置と図３に示した周波数分割多重信号受信装置からなる周波数分割多重信号伝送方式は、Ｉ信号とＱ信号に着目した場合、図８に示す如くに書き改めることができる。
【００９２】
図８において、ディジタル直交変調器１５は図７に示したディジタル直交変調器１５であり、信号処理部７２はＤ／Ａ変換器・ＢＰＦ１７及び図７では図示を省略した増幅器等からなる回路部分であり、伝送系回路７３は図７に示した周波数変換器１２、送信部１３、空間伝送路の特性、図３に示した受信部２１、帯域フィルタ（図示せず）、周波数変換器２２、中間周波増幅器２３などからなる伝送路に相当する伝送系の構成部分であり、乗算器７４及び７５は図３に示したキャリア抽出及び直交復調器２４の回路部分であり、信号処理部７６及び７７は図３に示したＬＰＦ２８、Ａ／Ｄ変換器２９からなる回路部分にそれぞれ相当する。
【００９３】
ここで、前記（１）式及び（３）式で表されるＩ信号と前記（２）式及び（４）式で表されるＱ信号がそれぞれディジタル直交変調器１５によりディジタル直交変調されてＯＦＤＭ信号とされた後、図８の信号処理部７２に入力されて、振幅変化Ｘと位相変化ｃを受け、更に伝送系回路７３で振幅変化と位相変化を受ける。ここで、伝送系回路７３におけるＯＦＤＭ信号の搬送波周波数＋Ｗn、−Ｗnの振幅変化をまとめて＋Ｗn側ではＹ’、−Ｗn側ではＹとし、位相変化をまとめて＋Ｗn側ではｄ１、−Ｗn側ではｄ２とする。ここでは、ディジタル直交変調器１４を用い送信系の誤差を無視している。
【００９４】
伝送系回路７３を経たＯＦＤＭ信号は、乗算器７４、７５によりそれぞれ直交復調される。このときの直交性の誤差をｇ４とし、復調用搬送波をＩ信号では２ｃｏｓ（Ｗ0ｔ＋ｇ３＋ｇ４）、Ｑ信号では−２ｓｉｎ（Ｗ0ｔ＋ｇ３）とする。直交復調器２４で直交復調されたＩ信号は信号処理部７６で振幅変化Ｚ’、位相変化ｇ１を受けて復調信号Ｉ’として出力される。また、直交復調器２４で直交復調されたＱ信号は信号処理部７７で振幅変化Ｚ、位相変化ｇ２を受けて復調信号Ｑ’として出力される。
【００９５】
これらのＩ’信号、Ｑ’信号は次にＤＦＴ演算が行われ、搬送波周波数＋Ｗnと−Ｗnの成分が複素数として求められる。これにより、次式が得られる。
【００９６】
ただし、（３１）式及び（３２）式中、Ａ’＝√（ｐ’2＋ｑ’2）、ａ’＝ｔａｎ-1（ｑ’／ｐ’）、Ｂ’＝√（ｒ’2＋ｕ’2）、ｂ’＝ｔａｎ-1（ｕ’／ｒ’）である。また、正の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ及びｑであり、中心搬送波に対して正の搬送波と対称な負の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ及びｕであるときに、受信した正の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ’及びｑ’であり、受信した負の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ’及びｕ’である。また、ｃ３、ｇ３は送受信機の変復調波の位相、ｇ４は受信側の直交復調器２４の誤差である。
【０９７】
（３１）式、（３２）式は新たに前記係数Ｓ０〜Ｓ７を導入して整理すると、ＤＦＴ演算後の結果として、前記（２１）式、（２２）式の関係が求まり、（２３）式で示した行列式が得られる。
【０９８】
ここで、この実施の形態では、移動によって高速に変化する特性（マルチパス環境特性）に対する応答速度を高速にする。その特性変化は、Ｙ’、Ｙ、ｄ１、ｄ２に現われる。それぞれの変化をＭＹ’、ＮＹ、ｄ１＋ｄ３、ｄ２＋ｄ４とする。これにより、（３１）式、（３２）式はそれぞれ次式のようになる。
【０９９】
ここで、新たに、Ｍｅjd3＝Ｖ１＋ｊＶ２、Ｍｅ-jd3＝Ｖ１−ｊＶ２、Ｎｅjd4＝Ｖ３＋ｊＶ４、Ｎｅ-jd4＝Ｖ３−ｊＶ４とおくと、前記（２３）式で示した行列式は次のように表される。
【０１００】
【数２１】
よって、従来の参照信号による補正式はそのままで、これとは分離した、新たな補正式を取り出すことができる。また、（３５）式は参照信号について説明しているが、これは伝送される通常の情報信号にも当てはまるため、（３５）式は次式のように表すことができる。
【０１０１】
【数２２】
ただし、（３５）式中ａ及びｂは前記正の搬送波周波数に割り当てられた送信データの実数部と虚数部、ｃ及びｄは前記負の搬送波周波数に割り当てられた送信データの実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記正の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部）である。
【０１０２】
（３５）式中の伝送路特性を示すＳ行列と、Ｓ行列の逆行列である（３６）式中のＨ行列は、第１の実施の形態と同様にして求めることができる。一方、（３５）式中の高速変化特性を示すＶ行列の逆行列である、（３６）式中のＫ行列は次式により表現できる。
【０１０３】
【数２３】
このＫ行列は（３７）式よりわかるように、０の要素が多いから前記Ｈ行列を求める場合よりも非常に計算量が少なくても済む。このＫ行列はシンボル毎にすべての周波数でそれぞれ更新するため、あまり多くの計算量になっては実現できないが、（３７）式によれば実現可能である。また、Ｋ行列は正負の周波数の組ではなく、各周波数毎に独立であることが分かる。
【０１０４】
処理手段としては、Ｈ行列は第１の実施の形態と同様にして参照信号の受信毎に更新する。Ｈ行列の更新時点では、Ｋ行列は単位行列とする。その後、Ｈ行列で補正した第１の補正情報について、希望する信号点配置との差、つまり振幅、位相の高速変化分をシンボル毎に検出し、それを基にＫ行列を周波数毎にシンボル毎に更新する。更新したＫ行列は、次のシンボルで使用する。
【０１０５】
次に、シンボル毎の流れで詳細に説明するに、あるシンボルｎで所定の周波数に参照信号が到来したとする。この時点でＨ行列が更新される。Ｋ行列は単位行列にする。Ｈ行列は第１の実施の形態と同様の方法で求め、補正式は次式により得る。
【０１０６】
【数２４】
次に受信入力されるシンボルｎ＋１に対しては、次式により補正を行う。
【０１０７】
【数２５】
この（３９）式により補正された信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成する。ここで、高速な特性変化が無いときには（伝送路特性が同一）
【０１０８】
【数２６】
となり、完全な送信信号ａ、ｂ、ｃ及びｄが補正復号される。
【０１０９】
しかしながら、移動体通信などを考慮した場合は、特性変化が現れる。この特性変化は次式により表現できる。
【０１１０】
【数２７】
と求めることができる。ここで、（４１）式の左辺は、送信情報信号ａ、ｂ、ｃ、ｄに高速変化成分である誤差δp、δq、δr、δuをそれぞれ加算した信号に相当し、かつ、これは、第１の補正式により補正された情報信号ａ”、ｂ”、ｃ”、ｄ”に相当することを意味している。なお、（４３）式中、Ｋ０、Ｋ１、Ｋ６及びＫ７は次式で表される。
【０１１１】
Ｋ０＝（ａａ”＋ｂｂ”）／（ａ”2＋ｂ”2） （４４ａ）
Ｋ１＝（ａｂ”−ａ”ｂ）／（ａ”2＋ｂ”2） （４４ｂ）
Ｋ６＝（ｃｃ”＋ｄｄ”）／（ｃ”2＋ｄ”2） （４４ｃ）
Ｋ７＝（ｃｄ”−ｃ”ｄ）／（ｃ”2＋ｄ”2） （４４ｄ）
（４３）式のＫ行列は、次のシンボルｎ＋２で使用する。シンボルｎ＋２では、次式に基づいて補正を実施し、次式により求められる＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成する。
【０１１２】
【数２８】
そして、（４５）式のａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”に基づいて新たなＫ行列を前記（４２）式及び（４３）式と同様の式により算出する。これにより得られた新たなＫ行列は、次のシンボルｎ＋３で使用する。
【０１１３】
シンボルｎ＋３では、（４５）式と同様の式により補正を実施し、これにより得られた補正信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成する。なお、このシンボルｎ＋３においては、（４５）式中のＫ行列がシンボルｎ＋２で求められたＫ行列である点が異なるだけで、他は（４５）式と同様の式により補正信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞を算出できる。
【０１１４】
これ以降の各シンボルも上記と同様にして、前のシンボルで求めたＫ行列を用いて（４５）式と同様の式により、補正信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞を算出し、これにより算出された補正信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成すると共に、次のシンボルのためにａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”に基づいて新たなＫ行列を前記（４２）式及び（４３）式と同様の式により算出する。なお、上記の（３５）式〜（４５）式において、送信信号ａ、ｂ、ｃ及びｄや、受信信号ａ’、ｂ’、ｃ’及びｄ’などは異なる数値であることは勿論である。
【０１１５】
上記の説明では次の参照信号が到来するまでは、Ｈ行列は変更しないで、シンボル毎に受信情報信号からＫ行列を更新する方法を説明したが、他の方法として、Ｋ行列とＨ行列を合成してこれを次式のように新たなＨ行列と次々と置き換えていってもよい。
【０１１６】
【数２９】
この場合、あるシンボルでの補正を
【０１１７】
【数３０】
からＫ行列を求め、再び新しいＨ行列を（４６）式と同様にして生成する（この場合、古いＨ行列は（４７）式のＨ行列である）。新しいＨ行列は次のシンボルで使用する。
【０１１８】
次に、上記の方法による、より具体的な処理例について説明する。図７の送信装置において、第１の実施の形態と同様に、特定の搬送波にシンボル番号を挿入すると共に、シンボル番号に対応した正負の他の搬送波に基地の参照信号（基準データ）を挿入する。具体的には、図７のシンボル番号計数回路１４は、９ビットで表現され、０，１，２，３，．．．，５１１，０，１，２，．．というように、シンボル周期毎に順次巡回的に変化するシンボル番号を計数出力する。
【０１１９】
ここで、シンボル番号の正確な復号は重要なので、専用の基準データ（参照信号）を用意すると共に、他の搬送波で使用する多値ＱＡＭ（２５６ＱＡＭ）より、多値数の少ない多値変調をする。具体的には、シンボル番号を表現する上記の９ビットのうち、９、８、３、２ビット目の４ビットを１６ＱＡＭで送受する。受信側では、この４ビットからのシンボル番号を９ビットに直す。シンボル番号は順次１ずつ増加する数列なので、この復号は容易である。
【０１２０】
図７において、シンボル番号計数回路１４から出力された９ビットのうち、９、８、３、２ビット目の４ビットが演算部４に入力され、ここで特定の搬送波、例えば第１キャリアで伝送されるようにＩＤＦＴ演算される。また、参照信号挿入回路６はシンボル番号計数回路１４から出力された９ビットのシンボル番号を受け、そのうちの上位７ビットに基づいて得た参照信号を演算部４に入力し、特定の搬送波、例えば第ｍ１キャリアで伝送されるようにＩＤＦＴ演算させる。シンボル番号の下位の２ビットは無視されるため、４シンボルの間は同じ値の参照信号が挿入される。
【０１２１】
また、９ビットのシンボル番号の最下位ビットに基づき、参照信号挿入回路６は奇数シンボルと偶数シンボルに分けて、次の２種類の参照信号を挿入する。
【０１２２】
【数３１】
（４９ａ）式で表される行列式の参照信号は偶数シンボルに、（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号は奇数シンボルに挿入する。ここで、Ｘは既知の参照信号値である。また、上記の参照信号を挿入する搬送波周波数は中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正負の搬送波周波数を組として伝送される。
【０１２３】
一方、周波数分割多重信号受信装置は、この実施の形態では図３とほぼ同様の構成であるが、図３に３１で示したＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路を図９のブロック図に３１’で示す構成として、補正された伝送信号Ｒ及びＩを得る。図９中、図５と同一構成部分には同一符号を付してある。図９において、図８の信号処理部７６、７７より取り出された受信Ｉ信号Ｉ’、受信Ｑ信号Ｑ’はＦＦＴシンボル番号復号回路３１１に供給されて、まずシンボル番号が復号された後、次にシンボル番号に対応した正負キャリアの組の受信参照信号値が求められる。
【０１２４】
なお、この実施の形態では、シンボル番号は前記所定の４ビットが１６ＱＡＭされているため、これを他の伝送情報よりもエラーレート良好に復号できると共に、９ビットで表される０〜５１１までのシンボル番号を確実に復号でき、送信情報用参照信号の挿入搬送波の特定が各シンボル毎に確実にできる。
【０１２５】
この受信参照信号値は０回目のシンボル（偶数シンボル）では、ｐ0s’、ｑ0s
’、ｒ0s’、ｕ0s’で、１回目のシンボル（奇数シンボル）では、ｐ1s’、ｑ1s
’、ｒ1s’、ｕ1s’で、２回目のシンボル（偶数シンボル）では、ｐ2s’、ｑ2s
’、ｒ2s’、ｕ2s’で、３回目のシンボル（奇数シンボル）では、ｐ3s’、ｑ3s
’、ｒ3s’、ｕ3s’であるものとする。
【０１２６】
図９の伝送路特性検出回路３１２は前記（２３）式と（４９ａ）式及び（４９ｂ）式に基づいて０回目のシンボルと１回目のシンボルによって次式で表される伝送路特性を表す係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。
【０１２７】
２回目のシンボルと３回目のシンボルも同様にして係数Ｓ０〜Ｓ７が求まる。その後これらの係数Ｓ０〜Ｓ７をそれぞれ平均してホワイトノイズを除去する。この実施の形態では、４シンボル間の平均が得られる。
【０１２８】
係数はＳ０〜Ｓ７の８個であるので、２種類の参照信号の送受により求めることができる。当然、参照信号が受信装置において既知であるので、係数が求まるような値であればどのような参照信号でもよい。このようにして伝送路特性検出回路３１２は伝送路特性係数Ｓ０〜Ｓ７を検出し、これをシンボル番号とともに第１の補正式導出保持回路３１３に供給する。
【０１２９】
第１の補正式導出保持回路３１３は第１の実施の形態と同様の動作を行う。すなわち、係数Ｓ０〜Ｓ７から前記ｄｅｔ ＡとＨ０〜Ｈ７を算出し、更にこれらの算出値から前記数１４に示した行列で表される第１の補正式の値を算出してこれを記憶保持する。ここでは、２５７搬送波を用いているので、約１２８個の第１の補正式が順次生成され、時々刻々と更新される。第１の補正式は４シンボルで一つの該当正負キャリアについて平均化して求めているので、次に同一正負キャリアの平均補正式の更新がなされる間隔は、５１２シンボル後である（４シンボル×１２８組＝５１２シンボル）。
【０１３０】
なお、上記のように伝送路特性を検出した後、逆行列の計算を行う代わりに、他の方法として前記（２６）式から直接に数１４に示した補正式を算出してもよい。
【０１３１】
第１の補正回路３１４は、ＦＦＴシンボル番号復号回路３１１よりの受信情報を、第１の補正式導出保持回路３１３により導出されて保持されている第１の補正式を用いて第１の実施の形態と同様に、（２７）式に相当する次式の演算を行い、補正された信号を出力する。
【０１３２】
【数３２】
ただし、（５１）式中、ａ”及びｂ”は前記正の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ｃ”及びｄ”は前記負の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記正の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部である。
【０１３３】
このようにして、第１の実施の形態と同様にして受信信号は補正され、第１の補正回路３１４から補正された伝送情報Ｒ”（ａ”、ｃ”）、Ｉ”（ｂ”、ｄ”）として出力され、第２の補正回路３１６及び第２の補正式導出保持回路３１５にそれぞれ供給される。また、第１の補正式導出保持回路３１３からシンボル番号が第２の補正式導出保持回路３１５に供給される。
【０１３４】
第２の補正回路３１６は参照信号を受信した次のシンボルでは単位行列であるＫ行列を、その他のシンボルでは一つ前のシンボルで生成されたＫ行列を使用して、次式
【０１３５】
【数３３】
に基づいて入力信号ａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”を更に補正（第２の補正）して＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞とし、これに基づいて復号データａ、ｂ、ｃ及びｄを生成し図３の出力回路３２へ出力する。
【０１３６】
第２の補正式導出保持回路３１５は、第１の補正回路３１４から入力される補正された信号ａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”と、第１の補正式導出保持回路３１３から入力されるシンボル番号と、第２の補正回路３１６から入力される復号されたデータａ、ｂ、ｃ及びｄとに基づいて、前記（４３）式に基づいてＫ行列を生成し、これを第２の補正式として保持する。このＫ行列は受信搬送波周波数毎に生成し、かつ、次のシンボルで使用する。
【０１３７】
このようにして、第２の補正回路３１６からは、第１の補正式を用いた第一段階の補正により経時変化や温度変化等の比較的緩やかに変化する誤差と特性が補正され、また、既知の参照信号を使用することにより、正確な補正がされ、続いて第２の補正式を用いた第二段階の補正により移動体通信などで発生するマルチパス環境等の比較的高速に変化する特性を補正の対象とし、シンボル毎に最適化が図られた、復号データａ、ｂ、ｃ及びｄ（実数部データＲ及び虚数部データＩ）が出力される。
【０１３８】
次に、具体的な数値例を用いて第２の補正式を用いた補正方法の動作を説明する。Ｈ行列については、簡略に表現して説明を省き、Ｋ行列の動作を詳細に説明する。また、Ｈ行列が正負キャリアの組で補正されるため、Ｋ行列も組で表現していたが、Ｋ行列は正負のキャリアで独立なので、一方のみの説明で十分なので、ここではある一方の周波数のみに着目して説明する。
【０１３９】
まず、あるシンボルｎで、所定の参照信号値（実数部、虚数部）として（７．５、７．５）が送信され、受信装置ではこの参照信号を（６．２５、６．２５）なる値で受信したとする。ここでは、簡略してＨ行列は次式で表される。
【０１４０】
【数３４】
すなわち、伝送系に誤差を含まず、位相特性の変化が無く、振幅特性は６．２５／７．５倍された状態を示す。
【０１４１】
第１の補正式による第一段階の補正ではこのＨ行列を用いて補正し、以降新たな参照信号が到来するまで、変更しない。（５３）式は第１の補正式導出保持回路３１３が保持する第１の補正式である。この時点でＫ行列は
【０１４２】
【数３５】
とする。これは第２の補正式導出保持回路３１５が保持する第２の補正式である。
【０１４３】
次のシンボルｎ＋１では、受信した伝送情報が次式であったものとする。
【０１４４】
【数３６】
従って、第２の補正回路３１６は受信したデータは（７．５、６．５）で送信されたデータであるものと判定し、図３に示した出力回路３２に実数部データ、虚数部の復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（７、６）を受信データとして渡す。なお、０．５についてはＱＡＭの復号を簡単にするために加えているバイアス値であり、従来より知られた方法である。
【０１４５】
最後に、第２の補正式導出保持回路３１５は前記（４３）式、（４４）式に基づき新たなＫ行列を計算して、これを次のシンボルｎ＋２のための第２の補正式として導出して保持する。この新たに計算されたＫ行列は次式で表される。
【０１４６】
【数３７】
このＫ行列はシンボルｎの送信時からシンボルｎ＋１の送信時までの間の伝送経路で発生した振幅特性と位相特性の変化分を表している。
【０１４７】
次のシンボルｎ＋２では、受信した伝送情報が次式であったものとする。
【０１４８】
【数３８】
従って、第２の補正回路３１６は受信したデータは（７．５、２．５）で送信されたデータであるものと判定し、図３に示した出力回路３２に実数部データ、虚数部の復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（７、２）を受信データとして渡す。ここで第１の補正式による第一段階の補正のみであったとすると、受信したデータは（６．５、２．５）で送信されたデータであるものと判定するため、出力回路３２に復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（６、２）を受信データとして渡すことになるが、これに比べて本実施の形態の方がより信頼性のある復号データを得ることができる。
【０１４９】
最後に、第２の補正式導出保持回路３１５は前記（４３）式、（４４）式に基づき新たなＫ行列を計算して、これを次のシンボルｎ＋３のための第２の補正式として導出して保持する。この新たに計算されたＫ行列は次式で表される。
【０１５０】
【数３９】
このＫ行列はシンボルｎの送信時とシンボルｎ＋２の送信時までの、相互間で発生した振幅特性と位相特性の変化分を表している。以下、上記と同様の動作が繰り返される。
【０１５１】
次に、この第２の実施の形態の各変形例について説明する。
【０１５２】
（変形例１）
参照信号を挿入する周波数は１組に限定しなくてもよく、数組に挿入してもよい。上記の第２の実施の形態の説明では、参照信号を複数シンボル間で同じ周波数に割当てて、求めた係数Ｓ０〜Ｓ７の平均化を行い、すなわち、ガウスノイズを除去した伝送路系を検出して、第一の補正式を利用した。
【０１５３】
第二の補正式も平均化し、ガウスノイズの除去を行うことができる。ここでは、Ｋ行列を５シンボルにわたって平均する方法について述べる。
【０１５４】
シンボルｎにおいて、参照信号の送受が行われたとする。
初期値として、Ｋ０1＝１、Ｋ０2＝１、Ｋ０3＝１、Ｋ０4＝１、Ｋ０5＝１、Ｋ１1＝０、Ｋ１2＝０、Ｋ１3＝０、Ｋ１4＝０、Ｋ１5＝０とおく。そして、
Ｋ０＝（Ｋ０1＋Ｋ０2＋Ｋ０3＋Ｋ０4＋Ｋ０5）／５
Ｋ１＝（Ｋ１1＋Ｋ１2＋Ｋ１3＋Ｋ１4＋Ｋ１5）／５ （５６）
とおく。シンボルｎ＋１では、（５６）式で第二の平均補正を行う。また、新たなＫ行列を求める方法は既述の通りである。ここで求めた係数をＫ０0、Ｋ１0とおく。次に、Ｋ０mをＫ０m+1に、Ｋ１mをＫ１m+1に置き換えて、（５６）式により平均化した第２の補正式（平均したＫ行列）を生成してゆく（ただし、ｍ＝０、１、２、３、４の各値）。
【０１５５】
このような処理の繰り返しにより、最新の５シンボル間の係数を保持し、平均して使用する。この平均化処理は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０１５６】
（変形例２）
（４３）、（４４ａ）〜（４４ｄ）及び（５２）式でＫ行列を求める際に、ａ”〜ｄ”における誤差信号（つまり、信号ａ”の場合は信号ａと信号ａ”との差、他の信号ｂ”〜ｄ”も同様）において、所定の上限値と下限値を設定し、それ以上あるいはそれ以下の場合は、Ｋ行列を所定値で代替えをする。具体的には、実数部、或いは虚数部のいずれかにおいて、誤差信号値が０．４以上または−０．４以下になった場合に、それぞれ０．４、あるいは−０．４を設定してＫ行列を代替えする。
【０１５７】
第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従できる高速変化以上の変動が発生した場合、あるいはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。その逆補正を回避するために上記の制限値を設ける。この制限処理は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０１５８】
（変形例３）
（４３）、（４４ａ）〜（４４ｄ）及び（５２）式でＫ行列を求める際に、ａ”〜ｄ”における誤差信号において、所定の重み付けを行う。これは、特に、Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合に有効である。
【０１５９】
Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。しかしながら、誤差信号は、ガウスノイズの影響でばらつきをもっていると考えてよく。したがって、正規分布をしているとしてよい。そこで、中央値に近い部分の重み付けを多くし、より多く影響させ、周辺部の重み付けを軽くして、より少なく影響するようにしてＫ行列を生成する。
【０１６０】
簡単な例として、２回平均を行う場合で説明すると、誤差信号の絶対値が０．１以下の場合５、０．１より大きく０．２以下の場合４、０．２より大きく０．３以下の場合３、０．３より大きく０．４以下の場合２、０．４より大きく０．５以下の場合１、のような重み付けを行うテーブルを設け、その後、全体を重み付け数で割る。
【０１６１】
数値例で示すと、１回目の誤差信号が０．１５で、２回目の誤差信号が０．４５であったとすると、２回平均する場合の全体の誤差信号は、重み付けしない場合、３（＝（０．１５＋０．４５）／２）であるが、重み付けをした場合、０．２１（＝（０．１５×４＋０．４５×１）／（４＋１））となる。
このような重み付けは、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０１６２】
（変形例４）
第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従できる高速変化以上の変動が発生した場合、あるいはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。
【０１６３】
そこで、この変形例では、既述しないエラー訂正回路から発生する信号をもとに誤りを検出し、誤り検出時には第２の補正式を更新しないようにする。誤りが発生した場合には、第２の補正式であるＫ行列を生成しても逆補正となってしまうからである。この場合は、Ｋ行列の生成を行わず、単位行列で代替えし平均化の効果で補完する。
【０１６４】
（変形例５）
（４３）、（４４ａ）〜（４４ｄ）、（５２）式でＫ行列を求める際に、＜ｐ＞〜＜ｕ＞における信号点配置において（整数部）、所定の上限値と下限値を設定し、それ以上あるいはそれ以下の信号点配置の場合は、Ｋ行列を単位行列で代替えする。
【０１６５】
簡単な具体例では、実数部、虚数部、かつ実数部＋虚数部のいずれかの値において、所定値以上または以下になった場合に、Ｋ行列を単位行列で代替えする。数値例で説明すると、２５６ＱＡＭにおいて、実数部あるいは虚数部の絶対値が８以上、または実数部＋虚数部の絶対値が６以上の信号点配置においては、その誤差信号を利用せず単位行列で代替えする。その例を図１０に示す。同図中、黒丸が使用する信号点、白丸が使用しない信号点を示す。
【０１６６】
特に、第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従出来る高速変化以上の変動が発生した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。高速変化は、より外周側の信号点配置に影響するため、誤りも外周側で発生する確率が高い。よって、この変形例では、図１０に黒丸で示す、より信頼性の高い内周側の信号点配置の誤差信号のみを使用する。
【０１６７】
（変形例６）
Ｈ行列、Ｋ行列、あるいは（４６）式〜（４８）式で説明したＨ行列とＫ行列を合成した行列について、上記の実施の形態では時間軸上での平均化処理を説明した。この変形例は、周波数軸上での平均化処理を行うものである。
【０１６８】
ＯＦＤＭ信号の各搬送波は、互いに隣接して設定されており、相互間では類似した特性を示す。すなわち、各行列の係数を周波数順に並べると、数次の曲線となる。更にその曲線の変化は連動しており、所定値以上の高周波成分を持たない。この曲線に大きな変化点がある場合は、これは、Ｓ／Ｎの劣化あるいは時間軸上の平均化が十分におこなわれず、不適切な補正係数を算出していると考えてよい。
【０１６９】
したがって、この変形例ではＨ行列とＫ行列を合成した行列について各係数を算出した後に、周波数軸順の系列に所定量の低域フィルタを挿入し高域成分の除去を行う。このようなフィルタ処理は、第１の補正式導出保持回路３１３又は第２の補正式導出保持回路３１５においてデジタルフィルタリングで容易に実施できる。このフィルタリングは、周波数軸上の一次元のみの演算でなく、既述の時間軸上での係数の並びも利用して二次元フィルタで構成してもよい。
【０１７０】
この周波数軸及び時間軸上での二次元フィルタについて、簡単に説明する。既述のＨ行列は参照信号を複数シンボルの間送受することにより平均化される。また、Ｋ行列においても複数シンボル間で平均化する。このことにより、時間軸上での平均化がなされる。そして、新たに、次式
【０１７１】
【数４０】
で表されるＥ行列を生成し、このＥ行列の係数において、自分の搬送波の係数と近傍（例えば±１０搬送波）の係数を平均する。勿論、すべての搬送波において同様の平均化をする。これにより、周波数軸上での平均がされる。そして、次式により補正計算を行う。
【０１７２】
【数４１】
今まではＨ行列とＫ行列をそれぞれ用いて２段階の計算をしていたが、この場合はＨ行列とＫ行列を求める処理は同様で、補正式を合成した（５７）式のＥ行列で（５８）式により補正する。
【０１７３】
その他の例として、隣接する３つの搬送波毎に組を作り、その中央の搬送波のみに参照信号を挿入して補正式の導出処理を行い、その両隣の搬送波は、その中央の搬送波の補正式で補正することも可能である。これによって、計算量の削減や、参照信号の到来期間の短縮をもたらし、装置の低価格化や高速追従性を達成できる。
【０１７４】
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。以上説明した第１及び第２の実施の形態とその変形例はいずれもＯＦＤＭ信号の中心搬送波に対して対称な正負一組の搬送波で既知の値の参照信号を挿入している。これに対し、この第３の実施の形態は参照信号を正負の組に限定せず送受信し、第２の実施の形態の第２の補正方式を利用することにより、従来のＯＦＤＭ信号に対しても移動体通信あるいは高速に変化するマルチパス環境に対応できるＯＦＤＭ信号補正を行うものである。また、この第３の実施の形態及び前記の第１及び第２の実施の形態において、受信側でシンボル番号を識別できれば、送信の信号形態を問うものではなく、例えば同期用シンボルやトランスミッションパラメータなどで伝送するようにしたものにも適用できる。
【０１７５】
この第３の実施の形態では、周波数分割多重信号送信装置は図１に示した構成の送信装置と同様の構成でＯＦＤＭ信号が送信される。ただし、参照信号はＯＦＤＭ信号中の一の搬送波で送信される。また、送信側は、既知の参照信号で変調された特定の搬送波を、所定の搬送波で伝送するシンボル番号若しくは特定のパラメータ情報又は同期シンボル情報に基づいて指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更して送信する。
【０１７６】
ここで、ある搬送周波数＋Ｗnに割り当てられた複素数（ｐ＋ｊｑ）で表される情報は、演算部４で前記（１）式と（２）式で表されるＩ信号とＱ信号として生成され、これがＯＦＤＭ信号に変換されてその中の周波数＋Ｗnで伝送される。
【０１７７】
上記の（１）式と（２）式で表されるＩ信号とＱ信号は、図１１に模式的に示す伝送系回路８０を伝送されることにより、振幅変化Ｙ、位相変化ｄの変化を受けてＩ’信号とＱ’信号として図３に示した周波数分割多重信号受信装置で受信される。ただし、後述するように、この実施の形態では、図３に示した周波数分割多重信号受信装置中のＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１は図１２に３１”で示す構成である点に特徴がある。なお、上記の伝送系回路８０は図１に示した周波数変換器１２、送信部１３、空間伝送路の特性に相当する。また、ここでは、周波数分割多重信号送信装置と周波数分割多重信号受信装置で受ける誤差は無視している。
【０１７８】
上記のＩ’信号とＱ’信号は周波数分割多重信号受信装置でＤＦＴ演算されて次式で表される複素数として求められる。
【０１７９】
A'ej(+Wnt+a')＝Aej(+Wnt+a) ×(Yejd) （５９）
ただし、上式中、Ａ’＝√（ｐ’2 ＋ｑ’2 ）、ａ’＝ｔａｎ-1（ｑ’／ｐ’）ｐ’、ｑ’は受信信号である。（５９）式は伝送路特性を示す新たな係数Ｓ０、Ｓ１を導入することにより、次の行列式に書き改めることができる。
【０１８０】
【数４２】
そして、後述するように、この第３の実施の形態では、移動によって高速に変化する特性（マルチパス環境特性）に対する応答速度を高速にするため、上記の伝送系回路８０の振幅変化Ｙ、位相変化ｄをそれぞれ高速特性変化であるＭＹ、ｄ＋ｄ１とする。これにより、前記（５９）式は次式で表される。
【０１８１】
A'ej(+Wnt+a')=Aej(+Wnt+a) ×(Yejd)×(Mejd1) （６１）
ここで、新たに
Ｍｅjd1＝Ｖ１＋ｊＶ２
とおくと、
ｐ’＋ｊｑ’＝（ｐ＋ｊｑ）（Ｓ０＋ｊＳ１）（Ｖ１＋ｊＶ２）
となり、これは次式の行列式で表される。
【０１８２】
【数４３】
よって、参照信号による補正式はそのままで、これとは分離した新たな補正式を取り出すことができる。また、（６２）式は参照信号について説明しているが、これは伝送される通常の情報信号にも当てはまるため、（６２）式は次式のように表すことができる。
【０１８３】
【数４４】
Ｓ行列もＳ行列の逆行列であるＨ行列も従来通りの方法で求めることができる。ここで、Ｖ行列の逆行列であるＫ行列は次式で表現できる。
【０１８４】
【数４５】
（６４）式のＫ行列はシンボル毎にすべての周波数でそれぞれ更新するため、あまり多くの計算量になっては実現できないが、（６４）式は２行２列の行列式であるので十分に実現できる。
【０１８５】
処理手段としては、Ｈ行列は従来通り参照信号の到来毎に更新する。Ｈ行列の更新時点では、Ｋ行列は単位行列とする。その後、Ｈ行列で補正した第１の補正情報について、希望する信号点配置との差、つまり振幅、位相の高速変化分をシンボル毎に検出し、それを基にＫ行列を周波数毎に、かつ、シンボル毎に更新する。更新したＫ行列は次のシンボルで使用する。
【０１８６】
このように、この実施の形態では第２の実施の形態で説明した第２の補正式を用いた補正と同様な方法により高速に変化する特性（マルチパス環境特性）を補正するので、シンボル毎の流れの説明は省略する。ただし、この実施の形態におけるＨ行列やＫ行列は２行２列である点が第２の実施の形態と異なる。また、Ｋ行列は（４４ａ）式、（４４ｂ）式のＫ０とＫ１からなる。
【０１８７】
この第３の実施の形態では図１の構成の送信装置により、第１キャリアにシンボル番号を挿入し、第ｍ１キャリアに第１キャリア、つまりシンボル番号を補正するためのみに使用する基準データを参照信号として挿入する。シンボル番号はシンボル期間毎に順次増加し巡回する。シンボル番号計数回路５は９ビットで表現され、０，１，２，３，．．．，５１１，０，１，２．．．と巡回するシンボル番号を計数出力する。このうちシンボル番号を表現する９ビットのうち、９、８、３、２ビット目の４ビットを１６ＱＡＭで変調して所定の搬送波で送受信する。
【０１８８】
図１の参照信号挿入回路６はこの実施の形態の場合はシンボル番号を表現する９ビットのうちの上位８ビットに基づいて、参照信号の挿入を行う。最下位の１ビットを無視するため、すなわち、２シンボルの間は同じキャリアに参照信号が挿入される。参照信号は次式で表される。
【０１８９】
【数４６】
ただし、（６５）式のＸ、Ｙは既知の参照信号値である。
【０１９０】
一方、周波数分割多重信号受信装置は、この実施の形態では図３とほぼ同様の構成であるが、図３に３１で示したＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路を図１２のブロック図に３１”で示す構成として、補正された伝送信号Ｒ及びＩを得る。図１２中、図５と同一構成部分には同一符号を付してある。図１２において、図１１の信号処理部８０より取り出された受信Ｉ信号、受信Ｑ信号はＦＦＴシンボル番号復号回路３１１に供給されて、まずシンボル番号が復号された後、次にシンボル番号に対応した正負キャリアの組の受信参照信号値が求められる。
【０１９１】
なお、この実施の形態では、シンボル番号は前記所定の４ビットが１６ＱＡＭされているため、これを他の伝送情報よりもエラーレート良好に復号できると共に、９ビットで表される０〜５１１までのシンボル番号を確実に復号でき、送信情報用参照信号の挿入搬送波の特定が各シンボル毎に確実にできる。この受信参照信号値は０回目のシンボル（偶数シンボル）では、ｐ0s’、ｑ0s’で、１回目のシンボル（奇数シンボル）では、ｐ1s’、ｑ1s’であるものとする。
【０１９２】
図１２の補正処理回路３１７は、まず（６０）式に基づいて０回目のシンボルと１回目のシンボルによって、次式で表される伝送路特性を表す係数Ｓ０とＳ１を算出する。
【０１９３】
Ｓ０＝（Ｘｐ0s’＋Ｙｑ0s’）／（Ｘ2＋Ｙ2）、
Ｓ１＝（Ｘｑ0s’＋Ｙｑ0s’）／（Ｘ2＋Ｙ2） （６６）
あるいは、
Ｓ０＝（Ｘｐ1s’＋Ｙｑ1s’）／（Ｘ2＋Ｙ2）、
Ｓ１＝（Ｘｑ1s’−Ｙｐ1s’）／（Ｘ2＋Ｙ2） （６７）
その後これらの係数Ｓ０とＳ１をそれぞれ平均してホワイトノイズを除去する。この実施の形態では、２シンボル間の平均が得られる。
【０１９４】
係数はＳ０とＳ１の２個であるので、１種類の参照信号の送受により求めることができる。当然、参照信号が受信装置において既知であるので、係数が求まるような値であればどのような参照信号でもよい。このようにして補正処理回路３１７は伝送路特性係数Ｓ０とＳ１をまず検出し、続いてこの伝送路特性係数Ｓ０とＳ１とシンボル番号に基づいて該当キャリアの平均補正式（第１の補正式）を次式に基づいて導出して記憶保持する。
【０１９５】
【数４７】
ただし、（６８）式中、Ｈ０＝Ｓ０、Ｈ１＝Ｓ１、ｄｅｔ Ａ＝Ｓ０2＋Ｓ１2である。
【０１９６】
この第１の補正式は、各搬送波（キャリア）毎にあり、ここでは２５７搬送波を用いているので、約２５６個の第１の補正式が順次生成され、時々刻々と更新される。第１の補正式は２シンボルで一つの該当キャリアについて平均化して求めているので、次に同一キャリアの平均補正式の更新がなされる間隔は、５１２シンボル後である（２シンボル×２５６＝５１２シンボル）。
【０１９７】
なお、上記のように伝送路特性を検出した後、逆行列の計算を行う代わりに、他の方法として次式から直接に補正式を算出してもよい。
【０１９８】
【数４８】
第１の補正回路３１８は、ＦＦＴシンボル番号復号回路３１１よりの受信情報を、補正処理回路３１７により導出されて保持されている第１の補正式を用いて次式の演算を行い、補正された信号を出力する。
【０１９９】
【数４９】
当然のことながら、計数Ｓ０とＳ１は時々刻々と５１２シンボル毎に変化するので、上記の第１の補正式も時々刻々と５１２シンボル毎に変化する。この第１の補正式による補正自体は従来より知られており、これにより経時変化や温度変化等の比較的緩やかに変化する伝送路上の特性を補正することができる。
【０２００】
第２の補正回路３１６は、第２の実施の形態と同様に参照信号が送受された次のシンボルでは、単位行列であるＫ行列を、その他のシンボルでは一つ前のシンボルで生成されたＫ行列を使用して次式で補正データ＜ａ＞、＜ｂ＞を生成し、これから復号された実数部データＲ、虚数部データＩを生成し出力回路３２へ出力する。
【０２０１】
【数５０】
第２の補正式算出保持回路３１５は、第１の補正回路３１８により（７０）式に基づいて補正演算されて出力された補正信号ａ”、ｂ”と、補正処理回路３１７から出力されるシンボル番号と、第２の補正回路３１６から得られる復号データａ、ｂとに基づいて、次式で表されるＫ行列を生成し、これを記憶保持する。
【０２０２】
【数５１】
ただし、（７２）式中のＫ０は前記（４４ａ）式で、また、Ｋ１は（４４ｂ）式で表される値で、これは復号されたデータｐ，ｑと所望の信号点配置との誤差に基づく伝送路の高速変化成分の伝送路特性に対応した第２の補正式である。
【０２０３】
このようにして、この第３の実施の形態も第１の補正式に基づいて補正された信号に対して、第２の実施の形態と同様の高速変化特性に対応した第２の補正式により補正動作するようにしているため、移動体通信で発生するマルチパス環境等の比較的高速に変化する特性を補正し、シンボル毎に最適な復号データを得ることができる。
【０２０４】
次に、具体的な数値例を用いて第２の補正式を用いた補正方法の動作を説明する。Ｈ行列については、簡略に表現して説明を省き、Ｋ行列の動作を詳細に説明する。
【０２０５】
まず、あるシンボルｎで、所定の参照信号値（実数部、虚数部）として前記第２実施の形態のときと同じ（７．５、７．５）が送信され、受信装置ではこの参照信号を（６．２５、６．２５）なる値で受信したとする。このとき、Ｈ行列は、伝送系に誤差を含まず、位相特性の変化が無く、振幅特性は６．２５／７．５倍された状態を示す前記（５３）式で表される。
【０２０６】
第１の補正式による第一段階の補正ではこのＨ行列を用いて補正し、以降新たな参照信号が到来するまで、変更しない。（５３）式は第１の補正式導出保持回路３１３が保持する第１の補正式である。この時点でＫ行列は前記数３５で示したと同じ単位行列とする。
【０２０７】
次のシンボルｎ＋１で、受信した伝送情報がａ’＝６．１０、ｂ’＝５．３０であるときには、前記したように補正信号＜ａ＞＝７．３２、＜ｂ＞＝６．３６が得られ、第２の補正回路３１６は受信したデータは（７．５、６．５）で送信されたデータであるものと判定し、図３に示した出力回路３２に実数部データ、虚数部の復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（７、６）を受信データとして渡す。なお、０．５についてはＱＡＭの復号を簡単にするために加えているバイアス値であり、従来より知られた方法である。
【０２０８】
最後に、第２の補正式導出保持回路３１５は前記（４３）式、（４４）式に基づき（５４）式で表される新たなＫ行列を計算して、これを次のシンボルｎ＋２のための第２の補正式として導出して保持する。この新たに計算されたＫ行列は次式で表される。このＫ行列はシンボルｎの送信時からシンボルｎ＋１の送信時までの間の伝送経路で発生した振幅特性と位相特性の変化分を表している。以下、上記と同様の動作が繰り返され、第２の実施の形態と同様の結果が得られる。
【０２０９】
次に、この第３の実施の形態の各変形例について説明する。この第３の実施の形態でも第２の実施の形態で説明したと同様の以下の変形例が考えられる。
【０２１０】
（変形例１）
参照信号を挿入する周波数は１組に限定しなくてもよく、数組に挿入してもよい。上記の第３の実施の形態の説明では、参照信号を複数シンボル間で同じ周波数に割当てて、求めた係数Ｓ０、Ｓ１の平均化を行い、すなわち、ガウスノイズを除去した伝送路系を検出して、第一の補正式を利用した。
【０２１１】
第二の補正式も平均化し、ガウスノイズの除去を行うことができる。ここでは、Ｋ行列を５シンボルにわたって平均する方法について述べる。
【０２１２】
シンボルｎにおいて、参照信号の送受が行われたとする。
初期値として、Ｋ０1＝１、Ｋ０2＝１、Ｋ０3＝１、Ｋ０4＝１、Ｋ０5＝１、Ｋ１1＝０、Ｋ１2＝０、Ｋ１3＝０、Ｋ１4＝０、Ｋ１5＝０とおく。そして、
Ｋ０＝（Ｋ０1＋Ｋ０2＋Ｋ０3＋Ｋ０4＋Ｋ０5）／５
Ｋ１＝（Ｋ１1＋Ｋ１2＋Ｋ１3＋Ｋ１4＋Ｋ１5）／５ （７３）
とおく。シンボルｎ＋１では、（７３）式で第二の平均補正を行う。また、新たなＫ行列を求める方法は既述の通りである。ここで求めた係数をＫ０0、Ｋ１0とおく。次に、Ｋ０mをＫ０m+1に、Ｋ１mをＫ１m+1に置き換えて、（７３）式により平均化した第２の補正式（平均したＫ行列）を生成してゆく（ただし、ｍ＝０、１、２、３、４の各値）。
【０２１３】
このような処理の繰り返しにより、最新の５シンボル間の係数を保持し、平均して使用する。この平均化処理は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０２１４】
（変形例２）
（７１）式、（７２）式、（４４ａ）式、（４４ｂ）式でＫ行列を求める際に、ａ”、ｂ”における誤差信号（つまり、信号ａ”の場合は信号ａと信号ａ”との差、信号ｂ”の場合は信号ｂと信号ｂ”との差）において、所定の上限値と下限値を設定し、それ以上あるいはそれ以下の場合は、Ｋ行列を所定値で代替えをする。具体的には、実数部、或いは虚数部のいずれかにおいて、誤差信号値が０．４以上または−０．４以下になった場合に、それぞれ０．４、あるいは−０．４を設定してＫ行列を代替えする。
【０２１５】
第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従できる高速変化以上の変動が発生した場合、あるいはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。その逆補正を回避するために上記の制限値を設ける。この制限処理は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０２１６】
（変形例３）
（７１）式、（７２）式、（４４ａ）式、（４４ｂ）式でＫ行列を求める際に、ａ”、ｂ”における誤差信号において、所定の重み付けを行う。これは、特に、Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合に有効である。
【０２１７】
Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。しかしながら、誤差信号は、ガウスノイズの影響でばらつきをもっていると考えてよく。したがって、正規分布をしているとしてよい。そこで、中央値に近い部分の重み付けを多くし、より多く影響させ、周辺部の重み付けを軽くして、より少なく影響するようにしてＫ行列を生成する。このような重み付けは、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０２１８】
（変形例４）
第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従できる高速変化以上の変動が発生した場合、あるいはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。
【０２１９】
そこで、この変形例では、既述しないエラー訂正回路の誤り検出時には第２の補正式であるＫ行列を生成しても逆補正となってしまうため、Ｋ行列の生成を行わず、単位行列で代替し平均化の効果で補完する。
【０２２０】
（変形例５）
（７１）式、（７２）式、（４４ａ）式、（４４ｂ）式でＫ行列を求める際に、＜ａ＞、＜ｂ＞における信号点配置において（整数部）、所定の上限値と下限値を設定し、それ以上あるいはそれ以下の信号点配置の場合は、Ｋ行列を単位行列で代替えする。例えば、図１０に示すように、２５６ＱＡＭにおいて、実数部あるいは虚数部の絶対値が８以上、または実数部＋虚数部の絶対値が６以上の信号点配置においては、その誤差信号を利用せず単位行列で代替えする。高速変化は、より外周側の信号点配置に影響するため、誤りも外周側で発生する確率が高い。よって、この変形例では、図１０に黒丸で示す、より信頼性の高い内周側の信号点配置の誤差信号のみを使用する。
【０２２１】
（変形例６）
この変形例は、周波数軸上での平均化処理を行うものである。この変形例では各係数を算出した後に、周波数軸順の系列に所定量の低域フィルタを挿入し高域成分の除去を行う。このようなフィルタ処理は、補正処理回路３１７又は第２の補正式導出保持回路３１５においてデジタルフィルタリングで容易に実施できる。このフィルタリングは、周波数軸上の一次元のみの演算でなく、既述の時間軸上での係数の並びも利用して二次元フィルタで構成してもよい。
【０２２２】
この周波数軸及び時間軸上での二次元フィルタについて、簡単に説明する。既述のＨ行列は参照信号を複数シンボルの間送受することにより平均化される。また、Ｋ行列においても複数シンボル間で平均化する。このことにより、時間軸上での平均化がなされる。そして、新たに、前記（５７）式と同様のＥ行列を生成し、このＥ行列の係数において、自分の搬送波の係数と近傍（例えば±１０搬送波）の係数を平均する。勿論、すべての搬送波において同様の平均化をする。これにより、周波数軸上での平均がされる。そして、次式により補正計算を行う。
【０２２３】
【数５２】
今まではＨ行列とＫ行列をそれぞれ用いて２段階の計算をしていたが、この場合はＨ行列とＫ行列を求める処理は同様で、補正式を合成したＥ行列で（７４）式により補正する。
【０２２４】
その他の例として、隣接する３つの搬送波毎に組を作り、その中央の搬送波のみに参照信号を挿入して補正式の導出処理を行い、その両隣の搬送波は、その中央の搬送波の補正式で補正することも可能である。これによって、計算量の削減や、参照信号の到来期間の短縮をもたらし、装置の低価格化や高速追従性を達成できる。
【０２２５】
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。以上説明した第１及び第２の実施の形態とその変形例はいずれもＯＦＤＭ信号の中心搬送波に対して対称その他の例として、隣接する３つの搬送波毎に組を作り、その中央の搬送波のみに参照信号を挿入して補正式の導出処理を行い、その両隣の搬送波は、その中央の搬送波の補正式で補正することも可能である。これによって、計算量の削減や、参照信号の到来期間の短縮をもたらし、装置の低価格化や高速追従性を達成できる。
【０２２６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、複数の搬送波のうちの中心搬送波に対してクロストークの影響のある、互いに対称な、高域側の一の正の搬送波と、低域側の一の負の搬送波を組としてこれらの搬送波で参照信号を伝送するようにしたため、迅速に伝送路特性を検出できると共に、参照信号を挿入する正負の搬送波の組を一定時間毎に切り替えることにより、すべての搬送波についての伝送路特性をも検出できる。
【０２２７】
これにより、本発明によれば、前述したＩ信号及びＱ信号自体の周波数特性を従来と同様に補正できると共に、これに加えて、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、送信装置の直交変調器の直交性誤差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、受信装置の直交復調器の直交性誤差などの特性誤差をも補正することができるため、これら送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、送信装置の直交変調器の直交性誤差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、受信装置の直交復調器の直交性誤差などの特性誤差を精度良くしなくてもよく、また、これらの温度変化、経時変化を考慮しなくてよく、以上より従来に比べて高品質な直交周波数分割多重信号の伝送ができる。
【０２２８】
また、本発明によれば、既知の参照信号を使用することにより、正確に得られた補正係数からなる第一の補正式を用いて、復号されたデータに対して経時変化や温度変化等の比較的緩やかに変化する誤差と特性を補正し、続いてこの補正されたデータに対して、ある参照信号を受信してから次の参照信号を受信して新たな補正式を算出するまでの期間の変化に対応した伝送路特性を検出して得た第２の補正式に基づいて補正するようにしたため、移動体通信で発生するマルチパス環境等の比較的高速に変化する特性をも補正することができ、シンボル毎の最適化が図れる。
【０２２９】
更に、本発明によれば、第１の補正式を複数の搬送波のうちの中心搬送波に対して互いに対称な正の搬送波と負の搬送波を組として伝送される既知の値の参照信号を用いて生成し、この第１の補正式による補正と前記第２の補正式による補正とを順次行うことにより、より一層伝送路特性の変化に対応した高精度な補正を行うことができ、より一層正確な復号ができる。
【０２３０】
更に、本発明によれば、第１及び第２の補正式の一方若しくは両者において平均化を行うことにより、ガウスノイズを除去でき、より信頼性の高い補正係数の導出ができ、これにより補正の確度を向上できる。
【０２３１】
更に、本発明によれば、第２の補正式に所定の上限値と下限値を設けたり、所定の重み付けを誤差信号に応じて行ったり、エラー訂正回路による誤り検出時に第２の補正式の更新を停止して第２の補正式を単位行列で代替したり、あるいは、第２の補正式を算出するために用いる補正信号に上限値及び下限値を設けたりする処理により、第２の（平均）補正式算出時に高速変化に追従できずに、あるいは極端なＳ／Ｎ低下により発生する可能性のある、逆補正を回避できる。
【０２３２】
更に、本発明によれば、時間軸上の平均回数を少なくし、周波数軸上での平均化を行い、より高速で信頼性の高い装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明送信装置の第１の実施の形態のブロック図である。
【図２】本発明で伝送されるＯＦＤＭ信号の一例の周波数スペクトラムを示す図である。
【図３】本発明受信装置の一実施の形態のブロック図である。
【図４】本発明方式の第１の実施の形態において伝送されるＩ信号とＱ信号について着目して書き改めたブロック図である。
【図５】図３の要部の第１の実施の形態のブロック図である。
【図６】図３のＦＦＴ演算をソフトウェアで行うときの一実施の形態のフロチャートである。
【図７】本発明方式の第２の実施の形態の受信装置のブロック図である。
【図８】本発明方式の第２の実施の形態において伝送されるＩ信号とＱ信号について着目して書き改めたブロック図である。
【図９】図７の要部の第２の実施の形態のブロック図である。
【図１０】Ｋ行列生成に使用する一例の信号点配置図である。
【図１１】本発明方式の第３の実施の形態において伝送されるＩ信号とＱ信号について着目して書き改めたブロック図である。
【図１２】本発明方式の要部の第３の実施の形態のブロック図である。
【符号の説明】
２ 入力回路
３ クロック分周回路
４ 演算部
５、１４ シンボル番号計数回路
６ 参照信号挿入回路
７ 出力バッファ
８ Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）
９ 直交変調器
１０、１６、２５ 中間周波数発振器
１１、２６ ９０°シフタ
１２、２２ 周波数変換器
１５ ディジタル直交変調器
１７ Ｄ／Ａ変換器・帯域フィルタ（ＢＰＦ）
２４ キャリア抽出及び直交復調器
２７ 同期信号発生回路
３１、３１’、３１” ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路
４１、４２、７２ 送信装置の信号処理部
４３、４４、４７、４８、７４、７５ 乗算器
４６、７３、８０ 伝送系回路
４９、５０、７６、７７ 受信装置の信号処理部
３１１ ＦＦＴシンボル番号復号回路
３１２ 伝送路特性検出回路
３１３ 第１の補正式導出保持回路
３１４ 第１の補正回路
３１５ 第２の補正式導出保持回路
３１６ 第２の補正回路
３１７ 補正処理回路
３１８ 第１の補正回路
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置に係り、特に符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex）信号に変換して送受信する直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、２５６直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）などの多値変調されたディジタル情報を多数の搬送波を用いてＯＦＤＭ信号として伝送するＯＦＤＭ方式が、マルチパスに強い、妨害を受けにくい、周波数利用効率が比較的良いなど特長から従来より知られている。このＯＦＤＭ方式は多数の搬送波を直交して配置し、各々の搬送波で独立したディジタル情報を伝送する方式である。なお、「搬送波が直交している」とは、隣接する搬送波のスペクトラムが当該搬送波の周波数位置で零になることを意味する。
【０００３】
このＯＦＤＭ波を送信する送信装置では、送信するデータを逆離散的フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算して得られたディジタルベースバンドの複数の同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）を、Ｄ／Ａ変換器、低域フィルタ（ＬＰＦ）をそれぞれ通過させた後、直交変調器により中間周波数（ＩＦ）に変換合成し、更にその後、周波数変換器でＲＦ信号帯に周波数変換し、帯域フィルタ（ＢＰＦ）で不要周波数成分を除去し、送信部で電力増幅して、送信アンテナより電波発射する。
【０００４】
一方、受信装置においては、周波数変換器で受信ＲＦ信号の中間周波数への周波数変換を行って増幅器で中間周波増幅を行い、ＢＰＦで不要周波数成分を除去した後、直交復調器によりＩ信号とＱ信号に分離する。その後、分離したＩ信号とＱ信号をＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器及び離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）回路、ＱＡＭ復号回路をそれぞれ通してＱＡＭ復号等を施し、データを復元する。
【０００５】
これらのＯＦＤＭ信号伝送過程において、送信装置、受信装置ともに、Ｉ信号とＱ信号に分離されている時点で、互いの系の間に相対的な振幅特性差、位相特性差があると、あるいは、直交変調器、直交復調器に正確な９０度位相差の変調波あるいは復調波が供給されないと、符号誤りを生じてしまう。すなわち、自身の周波数の振幅変化と位相変化、および、対称な反対側の周波数へのクロストーク（イメージ成分）の発生が起こる。
【０００６】
そこで、従来より上記の符号誤りの発生を防止するために、Ｉ信号とＱ信号に分離されている時点での振幅特性差、位相特性差、あるいは、直交変調器、直交復調器に正確な９０度位相差の変復調波が供給されないという、Ｉ信号及びＱ信号相互間の特性差（誤差）をなくすための方法が種々提案されている（例えば、特開平６−３５０６５８号、特開平３−７６６２３号、特開平５−２２７２３９号、特開平５−１１０３６９号、特開平３−５３７３５号、特開平６−１８８９３２号、特開平４−２９０３３７号）。
【０００７】
また、Ｉ信号及びＱ信号自体の周波数振幅特性や周波数位相特性を規定の特性とするための補正も従来より提案されており、例えば送信装置においてはＩ信号、Ｑ信号の周波数振幅特性と周波数位相特性、直交変調波の位相、ＩＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周波数位相特性、ＲＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周波数位相特性、また、受信装置においてもＩ信号、Ｑ信号の周波数振幅特性と周波数位相特性、直交復調波の位相、ＩＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周波数位相特性、ＲＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周波数位相特性、更に電波伝搬のマルチパス環境下における周波数振幅特性と周波数位相特性などの、各種特性のいずれか一つ又は二以上の特性を補正する提案もなされている（特開平６−３１１１３４号、特開平５−２１９０２１号各公報）。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これらの従来の補正方法は、いずれも回路構成の複雑さからコストアップとなり、精度にも限度がある。すべての誤差を補正するにはさらに複雑となる。また、ＯＦＤＭ信号用については適当でないものもある。更に送受信機で直交性のズレを補償している従来方法（特開平６−１８８９３２号公報）はＩ信号、Ｑ信号の振幅のズレは補償していなかったり、送信機において、Ｄ／Ａ変換器の前段にディジタル直交変調器を配置して、送信系の誤差を原理的になくすようにした従来方法（特開平４−２９０３３７号公報）では、Ｄ／Ａ変換器の動作速度とビット幅の制約から使用できる装置が限定されるなどの問題がある。
【０００９】
このように、従来はＩ信号、Ｑ信号の振幅特性差、位相特性差、直交性誤差は、送受信信号の符号誤りの直接の原因となり、これら誤差の除去若しくは補償が行われているが、より一層の精度の向上を図るには一定の限界がある。更に、周波数特性の補償等、ＯＦＤＭ信号への対応まで考慮したものは従来なかった。
【００１０】
本発明は以上の点に鑑みなされたもので、誤差を許容して誤差を補正することにより、回路構成を複雑にすることなく、符号誤りの発生を防止し得る直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置を提供することを目的とする。
【００１１】
また、本発明の他の目的は誤差のほかに、周波数による特性を補正することによりＯＦＤＭ信号伝送に適用して好適な直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の直交周波数分割多重信号伝送方式は、送信側では、互いに周波数の異なる複数の搬送波のそれぞれを、各搬送波に割り当てられた伝送すべき情報信号からそれぞれ得た同相信号と直交信号で別々に変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成してシンボル単位で送信し、受信側では周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復号した後情報信号を復調する直交周波数分割多重信号伝送方式において、
送信側では、複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組で既知の参照信号を送信すると共に、既知の参照信号を送信する正負の搬送波の組の送信位置を特定の搬送波で伝送するシンボル番号により指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、受信側では、受信した周波数分割多重信号からシンボル番号に基づいて参照信号を復号し、この参照信号から正の搬送波の実数部と虚数部、負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した伝送路特性から補正式を算出して記憶し、補正式を用いて復号した同相信号と直交信号を補正するようにしたものである。
【００１３】
また、本発明の周波数分割多重信号伝送方式では、参照信号を、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とし、正の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ及びｑであり、負の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ及びｕであるときに、受信した正の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ’及びｑ’であり、受信した負の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ’及びｕ’であるとき、受信側は伝送路特性として次式
【００１４】
【数８】
で表される係数Ｓ０〜Ｓ７を、受信参照信号を既知の参照信号から算出し、補正式として次式
【００１５】
【数９】
（ただし、H0=+S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)、H1=+S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6)、H2=+S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)、H3=+S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)、H4=+S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)、H5=+S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)、H6=+S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)、H7=+S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)、det A = S0×H0+S1×H1+S4×H2+S5×H3）
で算出された値を記憶保持し、補正式を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式
【００１６】
【数１０】
（ただし、上式中、ａ及びｂは前記正の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ｃ及びｄは前記負の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記正の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部）の演算をして補正後の受信データａ、ｂ、ｃ及びｄを得るようにしたものである。
【００１７】
ここで、参照信号は、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、正負の搬送波の組のうち正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の各値と負の搬送波で伝送する実数部と虚数部のうち、１組目の参照信号は、正の搬送波で伝送する実数部又は虚数部の値のみを所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとし、２組目の参照信号は、負の搬送波で伝送する実数部又は虚数部の値のみを所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとすることが、伝送路特性の係数算出において計算が容易になり、望ましい。
【００１８】
同様に、参照信号は、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、正負の搬送波の組のうち正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の各値と負の搬送波で伝送する実数部と虚数部のうち、１組目の参照信号は、正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の値をそれぞれ所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとし、２組目の参照信号は、負の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の値をそれぞれ所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとするようにしても、伝送路特性の係数算出において計算が容易になる。
【００１９】
また、前記目的達成のため、本発明の直交周波数分割多重信号送信装置は、複素数で表される伝送すべきディジタル情報信号が複数の実数部入力端子と虚数部入力端子にそれぞれ入力されて逆離散的フーリエ変換し、互いに周波数の異なる複数の搬送波でそれぞれ伝送される同相信号と直交信号をシンボル単位で発生する演算部と、伝送すべきディジタル情報信号のシンボル毎に値が変化するシンボル番号を発生して演算部の特定の入力端子に入力するシンボル番号計数回路と、複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波で伝送されるディジタル情報信号が入力される演算部の実数部入力端子及び虚数部入力端子と、低域側の負の搬送波で伝送されるディジタル情報信号が入力される演算部の実数部入力端子及び虚数部入力端子の組に参照信号をそれぞれ入力すると共に、参照信号を入力する実数部入力端子及び虚数部入力端子の組を一定時間毎に切り替える参照信号挿入手段と、演算部の出力同相信号及び直交信号を一時記憶する出力バッファと、出力バッファの出力同相信号及び直交信号をそれぞれ直交周波数分割多重信号に変換する変換手段と、直交周波数分割多重信号を送信する送信手段とを有する構成としたものである。
【００２０】
更に、前記目的達成のため、本発明の直交周波数分割多重信号受信装置は、互いに周波数の異なる複数の搬送波で伝送すべきディジタル情報信号を伝送すると共に、複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組に既知の参照信号が挿入され、参照信号を送信する正負の搬送波の組を、特定の搬送波で伝送するシンボル番号で指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更してなる直交周波数分割多重信号を受信する受信手段と、受信手段からの受信直交周波数分割多重信号を直交復調して、それぞれ複素数で表される同相信号及び直交信号とシンボル番号及び参照信号を得る復調手段と、復調手段からの前記同相信号及び直交信号とシンボル番号及び参照信号をそれぞれ離散的フーリエ変換してディジタル情報信号を復号すると共に、シンボル番号及び参照信号を復号する復号手段と、復号手段よりの前記シンボル番号から参照信号を復号し、この参照信号から正の搬送波の実数部と虚数部、負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をもとに伝送路特性を検出する検出手段と、検出手段により検出した伝送路特性から補正式を算出して記憶する補正式算出及び保持手段と、記憶された補正式を用いて復号手段からの同相信号及び直交信号の復号信号を補正する補正回路とから構成したものである。
【００２１】
直交周波数分割多重信号伝送方式で発生する同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）誤差の発生は送受信装置において、Ｉ信号、Ｑ信号間の振幅特性差、位相特性差、直交性誤差が原因となる。送信装置でＩ信号、Ｑ信号が合成された後から、受信装置でＩ信号、Ｑ信号が分離されるまでは、誤差は発生しない。また、従来の技術の項でも述べたように、Ｉ信号及びＱ信号相互間の特性差（誤差）をなくすような補正やＩ信号Ｑ信号それ自体の特性を規定値にするための補正では一定の制約があり、十分な補正ができない。
【００２２】
本発明は上記の点に鑑み、「誤差を発生させない」ための補正を行う従来の周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置とは異なり、「誤差を許容」して誤差を補正するようにしたものである。すなわち、本発明では、送信側で既知の基準データとして参照信号を周波数分割多重信号中に挿入して送信し、受信側でこの参照信号に基づいて、Ｉ信号とＱ信号の誤差を示す伝送路特性を検出し、補正式を求めて検出した伝送路特性を補正するようにしたものである。
【００２３】
ここで、伝送路特性の係数を１６個として４つの参照信号の送受信で伝送路特性を検出するようにしてもよいが、時々刻々と変化する伝送路特性に対する追従速度が遅くなるので、本発明では、複数の搬送波のうちの中心搬送波に対してクロストークの影響のある、互いに対称な、高域側の一の正の搬送波と、低域側の一の負の搬送波を組としてこれらの搬送波で参照信号を伝送する。更に、本発明では参照信号を挿入する正負の搬送波をシンボル番号で指定し、かつ、正負の搬送波の組を一定時間毎に切り替えることにより、すべての搬送波についての伝送路特性をも検出できるようにしたものである。
【００２４】
これにより、本発明では、前述したＩ信号及びＱ信号自体の周波数特性を従来と同様に補正できると共に、これに加えて、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、送信装置の直交変調器の直交性誤差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、受信装置の直交復調器の直交性誤差などの特性誤差をも補正することができる。
【００２５】
また、本発明は、送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、前記受信側では受信した直交周波数分割多重信号から参照信号を復号し、この参照信号から所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した情報信号を第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、第２の補正式を用いて補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第１の補正式及び第２の補正式の少なくとも一方の補正式あるいは両者を合成した補正式を構成する各係数に対して、前記それぞれの変調された搬送波を周波数順に整列し、周波数軸上で低域フィルタを挿入したフィルタ処理を行うようにした。
また、送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、その際に、前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組として、既知の参照信号が含まれるシンボルを連続的に送信し、前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、その際に、受信した前記複数の参照信号から前記正の搬送波の実数部と虚数部、前記負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をそれぞれ平均化して、又は前記漏洩成分より検出した複数の伝送路特性に基づいて平均化した前記第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正するようにした。
さらに、送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を 算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第１の補正式を用いて補正された前記正負の組の搬送波の情報信号を（ａ”＋ｊｂ”）、（ｃ”＋ｊｄ”）とし、送信された前記正負の組の搬送波の情報信号を（ａ＋ｊｂ）、（ｃ＋ｊｄ）としたとき、４行４列で表され、
第１行が Ｋ０ Ｋ１ ０ ０
第２行が −Ｋ１ Ｋ２ ０ ０
第３行が ０ ０ Ｋ６ Ｋ７
第４行が ０ ０ −Ｋ７ Ｋ６
（ただし、Ｋ０＝（ａａ”＋ｂｂ”）／（ａ” 2 ＋ｂ” 2 ）、Ｋ１＝（ａｂ”−ａ”ｂ）／（ａ” 2 ＋ｂ” 2 ）、Ｋ６＝（ｃｃ”＋ｄｄ”）／（ｃ” 2 ＋ｄ” 2 ）、Ｋ７＝（ｃｄ”−ｃ”ｄ）／（ｃ” 2 ＋ｄ” 2 ））
で表される行列を前記第２の補正式として生成し、次のシンボルで使用するようにした。
そしてまた、送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第２の補正式を、前記第１の補正式を用いて補正された情報信号における誤差信号の絶対値が小さいほど重み付けを大にして生成するようにした。
【００２６】
これにより、本発明では、第１の補正式により、受信装置のそれぞれの周波数で、Ｉ、Ｑ信号間での相対振幅・位相特性差や受信装置の直交復調器の直交性誤差などの特性誤差と、送信装置のＩＦ、ＲＦ波帯信号処理の周波数振幅・位相特性、受信装置のＲＦ、ＩＦ波帯信号処理の周波数振幅・位相特性、受信装置のＩ、Ｑ信号それぞれの周波数振幅・位相特性、緩やかに変化する電波伝搬下における周波数振幅・位相特性、送受信機の直交変復調波の位相などの周波数特性を補正できる。更に加えてこの発明では、第２の補正式を用いた補正により、高速に変化する電波伝搬下における周波数振幅・位相特性を補正できる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の各実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２８】
図１は本発明伝送方式の送信装置である直交周波数分割多重信号送信装置の第１の実施の形態のブロック図を示す。同図において、入力端子１には伝送すべきディジタルデータが入力される。このディジタルデータとしては、例えばカラー動画像符号化方式であるＭＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたディジタル映像信号や音声信号などである。この入力ディジタルデータは、入力回路２に供給されて必要に応じて誤り訂正符号の付与がクロック分周器３よりのクロックに基づいて行われる。クロック分周器３は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周して、この中間周波数に同期したクロックを発生する。
【００２９】
誤り訂正符号が付加されたディジタルデータは入力回路２から演算部４に供給される。この演算部４は本実施例の要部を構成する回路で、入力回路２よりのディジタルデータを逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算して同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を生成すると共に、後述するようにシンボル番号計数回路５よりのシンボル番号及び参照信号挿入回路６よりの参照信号もそれぞれ所定の入力端子に供給されてＩＤＦＴ演算する。
【００３０】
演算部４は一例としてデータ系列Ｎが２５６本の搬送波で送信されるとき、２倍オーバーサンプリングのＩＤＦＴ演算をして信号を発生させる。このときの演算部４への入力割り当ては、入力周波数整列型で順番に番号をふると、次のようになる。
【００３１】
ｎ＝０〜１２８ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００３２】
ｎ＝１２９〜３８３ 搬送波レベルを０とし、信号を発生させない。
【００３３】
ｎ＝３８４〜５１１ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００３４】
すなわち、演算部４の入力端子数は実数部（Ｒ）信号用と虚数部（Ｉ）信号用とに、それぞれ０番目から５１１番目までの５１２ずつあり、そのうち１番目（ｎ＝１）から１２７番目（ｎ＝１２７）までの計１２７個ずつと、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１１番目（ｎ＝５１１）の計１２７個ずつの入力端子に情報信号が入力され、また、０番目（ｎ＝０）の入力端子には直流電圧（一定）が入力され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／４）と３８４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力端子には例えばパイロット信号のための固定電圧が入力される。
【００３５】
演算部４は、このように１番目から１２７番目の入力端子と３８５番目から５１１番目の入力端子に４ビットのＲ信号及び４ビットのＩ信号とがそれぞれ入力されると共に、０番目、１２８番目及び３８４番目の入力端子に一定電圧が入力され、それ以外の１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力されて、２倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結果同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を得た後、Ｉ信号とＱ信号にそれぞれマルチパス歪みを軽減させるためのガードインターバルを挿入してから、出力バッファ７へ出力する。
【００３６】
ここで、１番目から１２８番目までの計１２８個の入力端子の入力情報は、０番目の入力端子の入力情報を伝送する中心搬送波周波数Ｆ０に対し、上側（高域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では正のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、３８４番目から５１１番目までの計１２８個の入力端子の入力情報は、中心搬送波周波数Ｆ０に対し下側（低域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では負のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、特に１２８番目と３８４番目の入力端子の入力パイロット信号はＩＤＦＴ演算の結果、ナイキスト周波数の１／２倍の周波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送され、残りの１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が発生しないようにされる（データ伝送には用いない）。
【００３７】
出力バッファ７は、演算部４の出力演算結果が１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の入力情報が５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）として、バースト的に発生されるのに対し、出力バッファ７以降の回路としては、出力バッファ７の内容の読み取り速度一定で連続的に動作するため、両者の時間的違いを調整するために設けられている。
【００３８】
図１のクロック分周器３からのクロックに基づいて、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）８に供給され、ここでクロック分周器３からのクロックをサンプリングクロックとしてアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要な周波数帯域の成分のＩ信号とＱ信号とが通過されて直交変調器９へそれぞれ供給される。
【００３９】
直交変調器９は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の搬送波とし、かつ、この中間周波数の位相を９０°シフタ１１により９０°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の搬送波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８より入力されたディジタルデータのＩ信号とＱ信号で直交振幅変調（ＱＡＭ）して２５７波（正負１２８組の搬送波と中心搬送波一つ）の情報搬送波からなるＯＦＤＭ信号を生成する。直交変調器９より出力されたＯＦＤＭ信号は周波数変換器１２により所定の送信周波数帯のＲＦ信号に周波数変換された後、送信部１３で電力増幅等の送信処理を受けて図示しないアンテナより放射される。
【００４０】
図２はこのＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラムの一例を示す。ここで、”−２５６”と”＋２５６”は演算部４の２５６番目（ｎ＝Ｍ／２）の入力端子に入力された信号（ただし、この実施の形態では使用しない）が伝送される正負一組の搬送波周波数で、”−１２８”は｛（３Ｍ／４）｝番目の入力端子に入力された信号が伝送される負の搬送波周波数で、”＋１２８”は｛（Ｍ／４）｝番目の入力端子に入力された信号が伝送される正の搬送波周波数で、これらは正負一組の搬送波を構成している。
【００４１】
上記の送信されたＯＦＤＭ信号は例えば図３に示す如き構成の周波数分割多重信号受信装置により受信される。この周波数分割多重信号受信装置は後述するように、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の構成に特徴がある。図３において、空間伝送路を介して入力されたＯＦＤＭ信号は、受信部２１により受信アンテナを介して受信された後高周波増幅され、更に周波数変換器２２により中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器２３により増幅された後、後述の構成のキャリア抽出及び直交復調器４４に供給される。
【００４２】
キャリア抽出及び直交復調器２４のキャリア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シンボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤＭ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れており、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けないように、選択度の高い回路が必要となる。
【００４３】
そこで、キャリア抽出回路部にＰＬＬ回路を用いて中心搬送波Ｆ０の抽出を行う。ただし、この場合のＰＬＬ回路を構成するＶＣＯとしては、可変範囲が隣接する搬送波周波数の約１／２である±２００Ｈｚ程度で発振する水晶振動子を用いた電圧制御型水晶発振回路（ＶＣＸＯ）を用い、かつ、ＰＬＬ回路を構成するＬＰＦとして３８７Ｈｚに対して充分にカットオフ周波数の低いＬＰＦを用いる。
【００４４】
キャリア抽出及び直交復調器２４により抽出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６により位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００４５】
これにより、キャリア抽出及び直交復調器２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器９に入力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回路２７に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供給されてディジタル信号に変換される。
【００４６】
ここで重要なのはＡ／Ｄ変換器２９の入力信号に対するサンプリングのタイミングで、これは同期信号発生回路２７によりパイロット信号より生成された、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号はサンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定されており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプルクロックのタイミングを得る。
【００４７】
同期信号発生回路２７は、復調アナログ信号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生するサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、これらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガードインターバル期間除去のための区間信号などのシステムクロックを発生するシステムクロック発生回路部とよりなる。
【００４８】
Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジタル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供給され、ここで同期信号発生回路２７よりのシステムクロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシンボル期間信号を得てＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に供給される。
【００４９】
ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１のＦＦＴ（高速フーリエ変換）回路部は、同期信号発生回路２７よりのシステムクロックにより複素フーリエ演算を行い、ガードインターバル期間処理回路３０の出力信号の各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出する。
【００５０】
これにより得られた各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルは、ＱＡＭ復号回路部により参照用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号される。この復号ディジタル情報信号は、出力回路３２により並直列変換などの出力処理が行われて出力端子３３へ出力される。
【００５１】
上記の図１に示した周波数分割多重信号送信装置と図３に示した周波数分割多重信号受信装置からなる周波数分割多重信号伝送方式は、Ｉ信号とＱ信号に着目した場合、図４に示す如くに書き改めることができる。
【００５２】
図４において、信号処理部４１及び４２はそれぞれ図１に示したＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８及び図１では図示を省略した増幅器等からなる回路部分であり、乗算器４３、４４及び加算器４５は図１に示した直交変調器９を構成する回路部分であり、伝送系回路４６は図１に示した周波数変換器１２、送信部１３、空間伝送路の特性、図３に示した受信部２１、帯域フィルタ（図示せず）、周波数変換器２２、中間周波増幅器２３などからなる伝送路に相当する伝送系の構成部分であり、乗算器４７及び４８は図３に示したキャリア抽出及び直交復調器２４の回路部分であり、信号処理部４９及び５０は図３に示したＬＰＦ２８、Ａ／Ｄ変換器２９からなる回路部分にそれぞれ相当する。
【００５３】
ここで、ある搬送波周波数＋Ｗnに割り当てられた複素数（ｐ＋ｊｑ）と、中心周波数Ｆ０に対して搬送波周波数＋Ｗnに対称な負の搬送波周波数−Ｗnに割り当てられた複素数（ｒ＋ｊｕ）は、前記演算部４によるＩＤＦＴ演算によりそれぞれ次式に示す時間軸波形のＩ信号とＱ信号として生成される。
【００５４】
Ｉ信号＝Ａｃｏｓ（Ｗnｔ＋ａ） （１）
Ｑ信号＝Ａｓｉｎ（Ｗnｔ＋ａ） （２）
Ｉ信号＝Ｂｃｏｓ（−Ｗnｔ＋ｂ） （３）
Ｑ信号＝Ｂｓｉｎ（−Ｗnｔ＋ｂ） （４）
ただし、Ａ＝√（ｐ2＋ｑ2）、ａ＝ｔａｎ-1（ｑ／ｐ）、Ｂ＝√（ｒ2＋ｕ2）、ｂ＝ｔａｎ-1（ｕ／ｒ）。
【００５５】
（１）式と（２）式はそれぞれ周波数＋ＷnのＩ信号とＱ信号で、（３）式と（４）式はそれぞれ周波数−ＷnのＩ信号とＱ信号である。（１）式及び（３）式で表されるＩ信号がそれぞれ図４の信号処理部４１に入力されると、振幅変化Ｘ1と位相変化ｃ１を受けて、（５）式及び（７）式で表されるＩ信号とされて取り出される。一方、（２）式及び（４）式で表されるＱ信号がそれぞれ図４の信号処理部４２に入力されると、ここで振幅変化Ｘ２と位相変化ｃ２を受けて（６）式及び（８）式で表されるＱ信号とされて取り出される。
【００５６】
Ｉ信号＝Ｘ1Ａｃｏｓ（＋Ｗnｔ＋ａ＋ｃ１） （５）
Ｑ信号＝Ｘ2Ａｓｉｎ（＋Ｗnｔ＋ａ＋ｃ２） （６）
Ｉ信号＝Ｘ1Ｂｃｏｓ（−Ｗnｔ＋ｂ＋ｃ１） （７）
Ｑ信号＝Ｘ2Ｂｓｉｎ（−Ｗnｔ＋ｂ＋ｃ２） （８）
これらのＩ信号、Ｑ信号はそれぞれ直交変調器９を構成する乗算器４３、４４で乗算されて次式で表されるＩ信号、Ｑ信号とされる。ここで、直交性の誤差をｃ４とし、変調波をＩ信号ではＸ3ｃｏｓ（Ｗ0ｔ＋ｃ３＋ｃ４）、Ｑ信号では−Ｘ4ｓｉｎ（Ｗ0ｔ＋ｃ３）とする。これにより、乗算器４３からは次式の＋Ｗnから生成されるＩ信号、−Ｗnから生成されるＩ信号が出力される。
【００５７】
となる。同様に、乗算器４４からは次式で表される＋Ｗnから生成されるＱ信号、−Ｗnから生成されるＱ信号が出力される。
【００５８】
これらのＩ信号及びＱ信号は加算器４５により合成される。この合成された信号を、（Ｗ0＋Ｗn）成分と（Ｗ0−Ｗn）成分に分けると、次式で表される。ただし、振幅変化、位相変化がある場合、振幅変化をＩ信号ではＸ1（又はＸ3）、Ｑ信号ではＸ2（又はＸ4）に、位相変化をＩ信号ではｃ３＋ｃ４、Ｑ信号ではｃ３に含める。
次に、伝送系回路４６をＩ信号、Ｑ信号が伝送されることにより、マルチパス環境下での影響をも含めて伝送系の影響を受ける。この間の周波数＋Ｗn、−Ｗnに対応する周波数の特性変化を振幅変化をまとめて＋Ｗn側ではＹ1、−Ｗn側ではＹ2とし、位相変化をまとめて＋Ｗn側ではｄ１、−Ｗn側ではｄ２とすると、（Ｗ0＋Ｗn）成分と、（Ｗ0−Ｗn）成分はそれぞれ次式で表される。
次に、Ｉ信号、Ｑ信号は乗算器４７及び４８により直交復調される。このときの直交性の誤差をｇ４とし、復調用搬送波をＩ信号では２Ｚ3ｃｏｓ（Ｗ0ｔ＋ｇ３＋ｇ４）、Ｑ信号では−２Ｚ4ｓｉｎ（Ｗ0ｔ＋ｇ３）とすると、（Ｗ0＋Ｗn）成分から生成される＋Ｗn成分は（１３）式及び（１４）式で示す如くになる（ただし、高調波成分は省略）。
【００５９】
同様に、（Ｗ0−Ｗn）成分から生成される−Ｗn成分は（１５）式及び（１６）式で示す如くになる（ただし、高調波成分は省略）。
【００６０】
最後に、直交復調器より出力されたＩ信号は信号処理部４９により振幅変化Ｚ1、位相変化ｇ１を受けて復調信号Ｉ’として出力され、またＱ信号は信号処理部５０により振幅変化Ｚ2、位相変化ｇ２を受けて、復調信号Ｑ’として出力される。これにより、正の搬送波周波数＋Ｗnで伝送されて受信復調された信号Ｉ’及びＱ’の場合は、（１７）式及び（１８）式に、また、負の搬送波周波数−Ｗnで伝送されて受信復調された信号Ｉ’及びＱ’の場合は、（１９）式及び（２０）式に示される。
【００６１】
これらのＩ’信号、Ｑ’信号は次にＤＦＴ演算が行われ、搬送波周波数＋Ｗnと−Ｗnの成分が複素数として求められる。この操作は、（１７）式〜（２０）式を指数関数で表示したとき、ｅj(+Wnt)とｅ-j(+Wnt)の回転ベクトルについての大きさと位相の合成を求めることを意味する。（１７）式、（１９）式を実数部、（１８）式、（２０）式を虚数部として指数関数で表現し整理すると、下の２式が求められる。ただし、Ｘ’＝Ｘ1Ｘ3，Ｘ＝Ｘ2Ｘ4，Ｚ’＝Ｚ1Ｚ3，Ｚ＝Ｚ2Ｚ4，Ｙ’＝Ｙ1，Ｙ＝Ｙ2とした。
【００６２】
＋Ｗn成分、−Ｗn成分ともに、１６個のベクトルの合成で大きさと位相を表示する。上側の＋Ｗn成分の式はＡ’ｅj(+Wnt+a')を示し、下側の−Ｗn成分の式はＢ’ｅj(-Wnt+b')を示しており、それぞれｐ’＋ｊｑ’、ｒ’＋ｊｕ’を意味することは明らかである。
【００６３】
これらの式を再度複素数で表現し、新たにＳ０〜Ｓ７の係数を導入して整理すると、ＤＦＴ演算後の結果として、
の関係が求まる。すなわち、
【００６４】
【数１１】
である。
【００６５】
これから、Ｓ０は、正キャリアの実数部が、正キャリアの実数部へ伝達する率を示しており、正キャリアの虚数部が、正キャリアの虚数部へ伝達する率を示している。Ｓ１は、正キャリアの実数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ２は、負キャリアの実数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示している。
【００６６】
Ｓ３は、負キャリアの実数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ４は、正キャリアの実数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示している。
Ｓ５は、正キャリアの実数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ６は、負キャリアの実数部が、負キャリアの実数部へ伝達する率を示しており、負キャリアの虚数部が、負キャリアの虚数部へ伝達する率を示している。Ｓ７は、負キャリアの実数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。ここで、率の−，＋の説明は省略した。
【００６７】
すなわち、上記の係数Ｓ０〜Ｓ７はＩ信号、Ｑ信号の伝送路の特性を示しており、これらの係数Ｓ０〜Ｓ７を算出することにより、伝送路の特性を検出できることになる。また、（２３）式の逆行列を求めることにより、受信データを補正し、送信データを推定することができる。
【００６８】
そこで、本発明の実施の形態では、図１の送信装置において、シンボル番号計数回路５はシンボル毎に、０，１，２，３，．．．，２５４，２５５，０，１，２．．．というように順次巡回的に増加していくシンボル番号を発生し、このシンボル番号を参照信号挿入回路６に供給すると共に、演算部４に供給して特定キャリア（例えば第１キャリア）にシンボル番号を挿入する。
【００６９】
また、参照信号挿入回路６は、ある搬送波周波数＋Ｗnで伝送されるデータに既知の基準データとして参照信号を挿入すると共に、直交性の誤差によりイメージ成分あるいはクロストークとして漏洩する可能性のある、中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な負の搬送波周波数−Ｗnで伝送されるデータにも既知の参照信号（基準データ）を挿入する。この参照信号を挿入して伝送する搬送波周波数は、予めシンボル番号に対応付けて決められており、かつ、一定時間毎に切り替えられる。各周波数でそれぞれ伝送特性が異なる場合が多いからである。
【００７０】
一例として、２種類の参照信号をシンボル番号によって指定された当該搬送波（キャリア）に挿入する。すなわち、偶数シンボルで（２４ａ）式、奇数シンボルでは（２４ｂ）式で表される行列式の参照信号を挿入する。
【００７１】
【数１２】
また、上記の参照信号を挿入する搬送波周波数は中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正負の搬送波周波数を組として、ここでは上記のように２シンボル毎に切り替えるようにしているため、図２と共に説明したように、２５６シンボルですべての正負１２８組の搬送波周波数で伝送される。つまり、任意の一搬送波周波数は２５６シンボル周期で参照信号を伝送する。
【００７２】
一方、図３に示した周波数分割多重信号受信装置においては、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１を図５のブロック図に示す如き構成として、補正された伝送信号Ｒ’及びＩ’を得る。すなわち、図５において、図４の信号処理部４９、５０より取り出された受信Ｉ信号Ｉ’、受信Ｑ信号Ｑ’は、それぞれ図５のＦＦＴシンボル番号復号回路３１１に供給され、ここでＦＦＴ演算されてまずシンボル番号が復号され、次にシンボル番号に対応した正負キャリアの受信値（受信参照信号）が求められる。
【００７３】
受信参照信号の組は偶数シンボルではｐ1S'、ｑ1S'、ｒ1S'、ｕ1S'で、奇数シンボルではｐ2S'、ｑ2S'、ｒ2S'、ｕ2S'である。これらのシンボル番号及び受信参照信号は、伝送路特性検出回路３１２に供給される。また、ＦＦＴシンボル番号復号回路３１１は、送信装置においてＩＤＦＴ演算して得られたＩ信号及びＱ信号をＦＦＴ演算して、Ｉ信号及びＱ信号の変調信号出力Ｒ′信号及びＩ′信号も得る。この受信参照信号及びシンボル番号以外の受信伝送情報Ｒ′信号及びＩ′信号は補正回路３１４へ供給される。
【００７４】
伝送路特性検出回路３１２は入力された受信参照信号を既知の参照信号で次式で示すように除算して、前記係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。
【００７５】
【数１３】
上式は、（２４ａ）式、（２４ｂ）式を（２３）式に代入して整理した行列式である。未知数が８個であるので、２種類の参照信号の送受により、係数Ｓ０〜Ｓ７を求めることができる。当然、参照信号が送信装置及び受信装置において既知であるので、係数Ｓ０〜Ｓ７が求まるような値であれば、（２４ａ）式、（２４ｂ）式の値に限定されるものではない。このようにして、伝送路の特性が上記の係数Ｓ０〜Ｓ７より検出することができる。
【００７６】
また、（２３）式の逆行列を求めることにより、受信データを補正し送信データを推定することができる。ここで、（２３）式の逆行列は次式で表される。
【００７７】
【数１４】
ただし、上式中Ｈ０〜Ｈ７及びｄｅｔ Ａは次式で表される。
【００７８】
H0 = +S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)
H1 = +S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6)
H2 = +S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)
H3 = +S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)
H4 = +S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)
H5 = +S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)
H6 = +S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)
H7 = +S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)
det A = S0×H0+S1×H1+S4×H2+S5×H3
そこで、補正式導出保持回路３１３は、入力された係数Ｓ０〜Ｓ７から上式に基づいてｄｅｔ ＡとＨ０〜Ｈ７を算出して、更にこれらの算出値から（２６）式中の逆行列のうち次式の補正式の値を算出して記憶保持する。
【００７９】
【数１５】
このようにして、該当正負搬送波での補正式が用意される。該当正負搬送波はシンボル番号によって決定される。当然、各搬送波毎に補正式があり、この実施の形態のように２５７本のキャリアを使用する場合は、約１２８個の補正式が順次算出保持される。また、係数Ｓ０〜Ｓ７は時々刻々と変化しているので、補正式も時々刻々と更新される。
【００８０】
補正回路３１４はＦＦＴシンボル番号復号回路３１１よりの受信情報を、補正式導出保持回路３１３により導出されて保持されている、それぞれの補正式を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式を演算して補正し、これにより補正された伝送情報Ｒ’及びＩ’を出力する。
【００８１】
【数１６】
ただし、（２７）式中、ａ〜ｄは（１）式〜（２０）式のａ〜ｄとは異なる別の値で、周波数＋Ｗnに割り当てられた受信データ（補正後）の複素数を（ａ＋ｊｂ）とし、周波数−Ｗnに割り当てられた受信データ（補正後）の複素数を（ｃ＋ｊｄ）としたときの値である。なお、（２７）式中、ａ’〜ｄ’は周波数＋Ｗnに割り当てられた受信データ（補正前）の複素数を（ａ’＋ｊｂ’）とし、周波数−Ｗnに割り当てられた受信データ（補正前）の複素数を（ｃ’＋ｊｄ’）としたときの値である。
【００８２】
なお、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１におけるＦＦＴ演算をディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）で行う場合は、上記の補正を図６で示すフローチャートで行うこともできる。すなわち、まず、シンボル番号をもとに当該周波数の参照信号を抜き取り（ステップ６１）、当該周波数の係数Ｓ０〜Ｓ７を前記数３の式で算出する（ステップ６２）。更に、当該周波数の係数Ｓ０〜Ｓ７を前記数４及び数５の式に基づいて補正式（逆行列）の算出又は更新を行い（ステップ６３）、それぞれの周波数でそれぞれの補正式から受信情報信号Ｒ’、Ｉ’を数６の式に基づいて補正する（ステップ６４）。
【００８３】
また、実施の形態では参照信号（基準データ）は（２４ａ）式及び（２４ｂ）式に示したように、偶数シンボルでは（１組目として）正の搬送波周波数＋Ｗnで伝送される複素数の実数部のみ所定値ｐSを設定し、その他をゼロとし、奇数シンボルでは（２組目として）対称な負の搬送波周波数−Ｗnで伝送される複素数の実数部のみ所定値ｒSを設定し、その他をゼロとしたが、これに限定されるものではなく、下記の式で表される参照データとしてもよい。
【００８４】
【数１７】
この場合、伝送路特性検出回路３１２は入力された受信参照信号を既知の参照信号で次式で示すように除算して、前記係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。なお、次式でダッシュを付した値は受信値を示す。
【００８５】
【数１８】
また、１組目として正の搬送波周波数の実数部と虚数部のみ所定値を設定し、負の搬送波周波数の実数部と虚数部をそれぞれゼロとし、２組目として負の搬送波周波数の実数部と虚数部のみ所定値を設定し、正の搬送波周波数の実数部と虚数部を零とした下記の式で表されるデータを参照信号としてもよい。
【００８６】
【数１９】
この場合、伝送路特性検出回路３１２は入力された受信参照信号を既知の参照信号で次式で示すように除算して、前記係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。なお、次式でダッシュを付した値は受信値を示す。
【００８７】
【数２０】
また、その他の参照信号の例として（Ｘ，Ｙ，Ｘ，Ｙ）と（Ｙ，Ｘ，Ｙ，Ｘ）を送信し、次式
ｐ１’＝Ｓ０×Ｘ−Ｓ１×Ｙ＋Ｓ２×Ｘ＋Ｓ３×Ｙ
ｐ２’＝Ｓ０×Ｙ−Ｓ１×Ｘ＋Ｓ２×Ｙ＋Ｓ３×Ｘ
ｑ１’＝Ｓ１×Ｘ＋Ｓ０×Ｙ＋Ｓ３×Ｘ−Ｓ２×Ｙ
ｑ２’＝Ｓ１×Ｙ＋Ｓ０×Ｘ＋Ｓ３×Ｙ−Ｓ２×Ｘ
ｒ１’＝Ｓ４×Ｘ＋Ｓ５×Ｙ＋Ｓ６×Ｘ−Ｓ７×Ｙ
ｒ２’＝Ｓ４×Ｙ＋Ｓ５×Ｘ＋Ｓ６×Ｙ−Ｓ７×Ｘ
ｕ１’＝Ｓ５×Ｘ−Ｓ４×Ｙ＋Ｓ７×Ｘ＋Ｓ６×Ｙ
ｕ２’＝Ｓ５×Ｙ−Ｓ４×Ｘ＋Ｓ７×Ｙ＋Ｓ６×Ｘ
で表される参照信号に対し、次式の方法で補正係数Ｓ０〜Ｓ７を求めることもできる。
【００８８】
Ｓ０＝（ｐ１’Ｘ−ｐ２’Ｙ−ｑ１’Ｙ＋ｑ２’Ｘ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ１＝（ｐ１’Ｙ−ｐ２’Ｘ＋ｑ１’Ｘ−ｑ２’Ｙ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ２＝（ｐ１’Ｘ−ｐ２’Ｙ＋ｑ１’Ｙ−ｑ２’Ｘ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ３＝−（ｐ１’Ｙ−ｐ２’Ｘ−ｑ１’Ｘ＋ｑ２’Ｙ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ４＝（ｒ１’Ｘ−ｒ２’Ｙ＋ｕ１’Ｙ−ｕ２’Ｘ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ５＝−（ｒ１’Ｙ−ｒ２’Ｘ−ｕ１’Ｘ＋ｕ２’Ｙ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ６＝（ｒ１’Ｘ−ｒ２’Ｙ−ｕ１’Ｙ＋ｕ２’Ｘ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ７＝（ｒ１’Ｙ−ｒ２’Ｘ＋ｕ１’Ｘ−ｕ２’Ｙ／（２（Ｘ2−Ｙ2））
ところで、上記の第１の実施の形態では、参照信号を定期的に送信し、それによって受信系を補正するようにしたため、次の新たな参照信号を受信して新たな補正式を算出するまでの期間は、以前の参照信号を基準にした補正式で補正しているため、その間の特性（環境）変化分は緩やかな場合に適している。しかし、移動体通信、あるいは高速に変化するマルチパス環境に対しては十分な補正ができないこともあり得る。そこで、次に説明する第２の実施の形態は、このような高速に変化する特性（環境）変化にも対応できるようにしたものである。
【００８９】
図７は本発明伝送方式の送信側の直交周波数分割多重信号送信装置の第２の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図７において、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、ディジタル直交変調器１５に供給され、中間周波数発振器１６よりの４２．８ＭＨｚの中間周波数を搬送波としてディジタル直交振幅変調（ＱＡＭ）され、２５７波の情報搬送波からなるディジタルＯＦＤＭ信号に変換される。
【００９０】
このディジタルＯＦＤＭ信号は、Ｄ／Ａ変換器・帯域フィルタ（ＢＰＦ）１７によりアナログ信号に変換され、かつ、必要な帯域成分のみが濾波され、周波数変換器１２及び送信部１３をそれぞれ通して図示しないアンテナより放射される。この送信ＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラムは、図２と同様となる。ただし、後述するようにシンボル番号計数回路１４により演算部４に挿入されるシンボル番号は９ビットとされている。
【００９１】
上記の送信ＯＦＤＭ信号は、図３と同様のブロック構成の周波数分割多重信号受信装置により受信され復調される。この周波数分割多重信号受信装置は、後述するように、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の構成に特徴がある。これら図７の周波数分割多重信号送信装置と図３に示した周波数分割多重信号受信装置からなる周波数分割多重信号伝送方式は、Ｉ信号とＱ信号に着目した場合、図８に示す如くに書き改めることができる。
【００９２】
図８において、ディジタル直交変調器１５は図７に示したディジタル直交変調器１５であり、信号処理部７２はＤ／Ａ変換器・ＢＰＦ１７及び図７では図示を省略した増幅器等からなる回路部分であり、伝送系回路７３は図７に示した周波数変換器１２、送信部１３、空間伝送路の特性、図３に示した受信部２１、帯域フィルタ（図示せず）、周波数変換器２２、中間周波増幅器２３などからなる伝送路に相当する伝送系の構成部分であり、乗算器７４及び７５は図３に示したキャリア抽出及び直交復調器２４の回路部分であり、信号処理部７６及び７７は図３に示したＬＰＦ２８、Ａ／Ｄ変換器２９からなる回路部分にそれぞれ相当する。
【００９３】
ここで、前記（１）式及び（３）式で表されるＩ信号と前記（２）式及び（４）式で表されるＱ信号がそれぞれディジタル直交変調器１５によりディジタル直交変調されてＯＦＤＭ信号とされた後、図８の信号処理部７２に入力されて、振幅変化Ｘと位相変化ｃを受け、更に伝送系回路７３で振幅変化と位相変化を受ける。ここで、伝送系回路７３におけるＯＦＤＭ信号の搬送波周波数＋Ｗn、−Ｗnの振幅変化をまとめて＋Ｗn側ではＹ’、−Ｗn側ではＹとし、位相変化をまとめて＋Ｗn側ではｄ１、−Ｗn側ではｄ２とする。ここでは、ディジタル直交変調器１４を用い送信系の誤差を無視している。
【００９４】
伝送系回路７３を経たＯＦＤＭ信号は、乗算器７４、７５によりそれぞれ直交復調される。このときの直交性の誤差をｇ４とし、復調用搬送波をＩ信号では２ｃｏｓ（Ｗ0ｔ＋ｇ３＋ｇ４）、Ｑ信号では−２ｓｉｎ（Ｗ0ｔ＋ｇ３）とする。直交復調器２４で直交復調されたＩ信号は信号処理部７６で振幅変化Ｚ’、位相変化ｇ１を受けて復調信号Ｉ’として出力される。また、直交復調器２４で直交復調されたＱ信号は信号処理部７７で振幅変化Ｚ、位相変化ｇ２を受けて復調信号Ｑ’として出力される。
【００９５】
これらのＩ’信号、Ｑ’信号は次にＤＦＴ演算が行われ、搬送波周波数＋Ｗnと−Ｗnの成分が複素数として求められる。これにより、次式が得られる。
【００９６】
ただし、（３１）式及び（３２）式中、Ａ’＝√（ｐ’2＋ｑ’2）、ａ’＝ｔａｎ-1（ｑ’／ｐ’）、Ｂ’＝√（ｒ’2＋ｕ’2）、ｂ’＝ｔａｎ-1（ｕ’／ｒ’）である。また、正の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ及びｑであり、中心搬送波に対して正の搬送波と対称な負の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ及びｕであるときに、受信した正の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ’及びｑ’であり、受信した負の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ’及びｕ’である。また、ｃ３、ｇ３は送受信機の変復調波の位相、ｇ４は受信側の直交復調器２４の誤差である。
【０９７】
（３１）式、（３２）式は新たに前記係数Ｓ０〜Ｓ７を導入して整理すると、ＤＦＴ演算後の結果として、前記（２１）式、（２２）式の関係が求まり、（２３）式で示した行列式が得られる。
【０９８】
ここで、この実施の形態では、移動によって高速に変化する特性（マルチパス環境特性）に対する応答速度を高速にする。その特性変化は、Ｙ’、Ｙ、ｄ１、ｄ２に現われる。それぞれの変化をＭＹ’、ＮＹ、ｄ１＋ｄ３、ｄ２＋ｄ４とする。これにより、（３１）式、（３２）式はそれぞれ次式のようになる。
【０９９】
ここで、新たに、Ｍｅjd3＝Ｖ１＋ｊＶ２、Ｍｅ-jd3＝Ｖ１−ｊＶ２、Ｎｅjd4＝Ｖ３＋ｊＶ４、Ｎｅ-jd4＝Ｖ３−ｊＶ４とおくと、前記（２３）式で示した行列式は次のように表される。
【０１００】
【数２１】
よって、従来の参照信号による補正式はそのままで、これとは分離した、新たな補正式を取り出すことができる。また、（３５）式は参照信号について説明しているが、これは伝送される通常の情報信号にも当てはまるため、（３５）式は次式のように表すことができる。
【０１０１】
【数２２】
ただし、（３５）式中ａ及びｂは前記正の搬送波周波数に割り当てられた送信データの実数部と虚数部、ｃ及びｄは前記負の搬送波周波数に割り当てられた送信データの実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記正の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部）である。
【０１０２】
（３５）式中の伝送路特性を示すＳ行列と、Ｓ行列の逆行列である（３６）式中のＨ行列は、第１の実施の形態と同様にして求めることができる。一方、（３５）式中の高速変化特性を示すＶ行列の逆行列である、（３６）式中のＫ行列は次式により表現できる。
【０１０３】
【数２３】
このＫ行列は（３７）式よりわかるように、０の要素が多いから前記Ｈ行列を求める場合よりも非常に計算量が少なくても済む。このＫ行列はシンボル毎にすべての周波数でそれぞれ更新するため、あまり多くの計算量になっては実現できないが、（３７）式によれば実現可能である。また、Ｋ行列は正負の周波数の組ではなく、各周波数毎に独立であることが分かる。
【０１０４】
処理手段としては、Ｈ行列は第１の実施の形態と同様にして参照信号の受信毎に更新する。Ｈ行列の更新時点では、Ｋ行列は単位行列とする。その後、Ｈ行列で補正した第１の補正情報について、希望する信号点配置との差、つまり振幅、位相の高速変化分をシンボル毎に検出し、それを基にＫ行列を周波数毎にシンボル毎に更新する。更新したＫ行列は、次のシンボルで使用する。
【０１０５】
次に、シンボル毎の流れで詳細に説明するに、あるシンボルｎで所定の周波数に参照信号が到来したとする。この時点でＨ行列が更新される。Ｋ行列は単位行列にする。Ｈ行列は第１の実施の形態と同様の方法で求め、補正式は次式により得る。
【０１０６】
【数２４】
次に受信入力されるシンボルｎ＋１に対しては、次式により補正を行う。
【０１０７】
【数２５】
この（３９）式により補正された信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成する。ここで、高速な特性変化が無いときには（伝送路特性が同一）
【０１０８】
【数２６】
となり、完全な送信信号ａ、ｂ、ｃ及びｄが補正復号される。
【０１０９】
しかしながら、移動体通信などを考慮した場合は、特性変化が現れる。この特性変化は次式により表現できる。
【０１１０】
【数２７】
と求めることができる。ここで、（４１）式の左辺は、送信情報信号ａ、ｂ、ｃ、ｄに高速変化成分である誤差δp、δq、δr、δuをそれぞれ加算した信号に相当し、かつ、これは、第１の補正式により補正された情報信号ａ”、ｂ”、ｃ”、ｄ”に相当することを意味している。なお、（４３）式中、Ｋ０、Ｋ１、Ｋ６及びＫ７は次式で表される。
【０１１１】
Ｋ０＝（ａａ”＋ｂｂ”）／（ａ”2＋ｂ”2） （４４ａ）
Ｋ１＝（ａｂ”−ａ”ｂ）／（ａ”2＋ｂ”2） （４４ｂ）
Ｋ６＝（ｃｃ”＋ｄｄ”）／（ｃ”2＋ｄ”2） （４４ｃ）
Ｋ７＝（ｃｄ”−ｃ”ｄ）／（ｃ”2＋ｄ”2） （４４ｄ）
（４３）式のＫ行列は、次のシンボルｎ＋２で使用する。シンボルｎ＋２では、次式に基づいて補正を実施し、次式により求められる＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成する。
【０１１２】
【数２８】
そして、（４５）式のａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”に基づいて新たなＫ行列を前記（４２）式及び（４３）式と同様の式により算出する。これにより得られた新たなＫ行列は、次のシンボルｎ＋３で使用する。
【０１１３】
シンボルｎ＋３では、（４５）式と同様の式により補正を実施し、これにより得られた補正信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成する。なお、このシンボルｎ＋３においては、（４５）式中のＫ行列がシンボルｎ＋２で求められたＫ行列である点が異なるだけで、他は（４５）式と同様の式により補正信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞を算出できる。
【０１１４】
これ以降の各シンボルも上記と同様にして、前のシンボルで求めたＫ行列を用いて（４５）式と同様の式により、補正信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞を算出し、これにより算出された補正信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成すると共に、次のシンボルのためにａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”に基づいて新たなＫ行列を前記（４２）式及び（４３）式と同様の式により算出する。なお、上記の（３５）式〜（４５）式において、送信信号ａ、ｂ、ｃ及びｄや、受信信号ａ’、ｂ’、ｃ’及びｄ’などは異なる数値であることは勿論である。
【０１１５】
上記の説明では次の参照信号が到来するまでは、Ｈ行列は変更しないで、シンボル毎に受信情報信号からＫ行列を更新する方法を説明したが、他の方法として、Ｋ行列とＨ行列を合成してこれを次式のように新たなＨ行列と次々と置き換えていってもよい。
【０１１６】
【数２９】
この場合、あるシンボルでの補正を
【０１１７】
【数３０】
からＫ行列を求め、再び新しいＨ行列を（４６）式と同様にして生成する（この場合、古いＨ行列は（４７）式のＨ行列である）。新しいＨ行列は次のシンボルで使用する。
【０１１８】
次に、上記の方法による、より具体的な処理例について説明する。図７の送信装置において、第１の実施の形態と同様に、特定の搬送波にシンボル番号を挿入すると共に、シンボル番号に対応した正負の他の搬送波に基地の参照信号（基準データ）を挿入する。具体的には、図７のシンボル番号計数回路１４は、９ビットで表現され、０，１，２，３，．．．，５１１，０，１，２，．．というように、シンボル周期毎に順次巡回的に変化するシンボル番号を計数出力する。
【０１１９】
ここで、シンボル番号の正確な復号は重要なので、専用の基準データ（参照信号）を用意すると共に、他の搬送波で使用する多値ＱＡＭ（２５６ＱＡＭ）より、多値数の少ない多値変調をする。具体的には、シンボル番号を表現する上記の９ビットのうち、９、８、３、２ビット目の４ビットを１６ＱＡＭで送受する。受信側では、この４ビットからのシンボル番号を９ビットに直す。シンボル番号は順次１ずつ増加する数列なので、この復号は容易である。
【０１２０】
図７において、シンボル番号計数回路１４から出力された９ビットのうち、９、８、３、２ビット目の４ビットが演算部４に入力され、ここで特定の搬送波、例えば第１キャリアで伝送されるようにＩＤＦＴ演算される。また、参照信号挿入回路６はシンボル番号計数回路１４から出力された９ビットのシンボル番号を受け、そのうちの上位７ビットに基づいて得た参照信号を演算部４に入力し、特定の搬送波、例えば第ｍ１キャリアで伝送されるようにＩＤＦＴ演算させる。シンボル番号の下位の２ビットは無視されるため、４シンボルの間は同じ値の参照信号が挿入される。
【０１２１】
また、９ビットのシンボル番号の最下位ビットに基づき、参照信号挿入回路６は奇数シンボルと偶数シンボルに分けて、次の２種類の参照信号を挿入する。
【０１２２】
【数３１】
（４９ａ）式で表される行列式の参照信号は偶数シンボルに、（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号は奇数シンボルに挿入する。ここで、Ｘは既知の参照信号値である。また、上記の参照信号を挿入する搬送波周波数は中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正負の搬送波周波数を組として伝送される。
【０１２３】
一方、周波数分割多重信号受信装置は、この実施の形態では図３とほぼ同様の構成であるが、図３に３１で示したＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路を図９のブロック図に３１’で示す構成として、補正された伝送信号Ｒ及びＩを得る。図９中、図５と同一構成部分には同一符号を付してある。図９において、図８の信号処理部７６、７７より取り出された受信Ｉ信号Ｉ’、受信Ｑ信号Ｑ’はＦＦＴシンボル番号復号回路３１１に供給されて、まずシンボル番号が復号された後、次にシンボル番号に対応した正負キャリアの組の受信参照信号値が求められる。
【０１２４】
なお、この実施の形態では、シンボル番号は前記所定の４ビットが１６ＱＡＭされているため、これを他の伝送情報よりもエラーレート良好に復号できると共に、９ビットで表される０〜５１１までのシンボル番号を確実に復号でき、送信情報用参照信号の挿入搬送波の特定が各シンボル毎に確実にできる。
【０１２５】
この受信参照信号値は０回目のシンボル（偶数シンボル）では、ｐ0s’、ｑ0s
’、ｒ0s’、ｕ0s’で、１回目のシンボル（奇数シンボル）では、ｐ1s’、ｑ1s
’、ｒ1s’、ｕ1s’で、２回目のシンボル（偶数シンボル）では、ｐ2s’、ｑ2s
’、ｒ2s’、ｕ2s’で、３回目のシンボル（奇数シンボル）では、ｐ3s’、ｑ3s
’、ｒ3s’、ｕ3s’であるものとする。
【０１２６】
図９の伝送路特性検出回路３１２は前記（２３）式と（４９ａ）式及び（４９ｂ）式に基づいて０回目のシンボルと１回目のシンボルによって次式で表される伝送路特性を表す係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。
【０１２７】
２回目のシンボルと３回目のシンボルも同様にして係数Ｓ０〜Ｓ７が求まる。その後これらの係数Ｓ０〜Ｓ７をそれぞれ平均してホワイトノイズを除去する。この実施の形態では、４シンボル間の平均が得られる。
【０１２８】
係数はＳ０〜Ｓ７の８個であるので、２種類の参照信号の送受により求めることができる。当然、参照信号が受信装置において既知であるので、係数が求まるような値であればどのような参照信号でもよい。このようにして伝送路特性検出回路３１２は伝送路特性係数Ｓ０〜Ｓ７を検出し、これをシンボル番号とともに第１の補正式導出保持回路３１３に供給する。
【０１２９】
第１の補正式導出保持回路３１３は第１の実施の形態と同様の動作を行う。すなわち、係数Ｓ０〜Ｓ７から前記ｄｅｔ ＡとＨ０〜Ｈ７を算出し、更にこれらの算出値から前記数１４に示した行列で表される第１の補正式の値を算出してこれを記憶保持する。ここでは、２５７搬送波を用いているので、約１２８個の第１の補正式が順次生成され、時々刻々と更新される。第１の補正式は４シンボルで一つの該当正負キャリアについて平均化して求めているので、次に同一正負キャリアの平均補正式の更新がなされる間隔は、５１２シンボル後である（４シンボル×１２８組＝５１２シンボル）。
【０１３０】
なお、上記のように伝送路特性を検出した後、逆行列の計算を行う代わりに、他の方法として前記（２６）式から直接に数１４に示した補正式を算出してもよい。
【０１３１】
第１の補正回路３１４は、ＦＦＴシンボル番号復号回路３１１よりの受信情報を、第１の補正式導出保持回路３１３により導出されて保持されている第１の補正式を用いて第１の実施の形態と同様に、（２７）式に相当する次式の演算を行い、補正された信号を出力する。
【０１３２】
【数３２】
ただし、（５１）式中、ａ”及びｂ”は前記正の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ｃ”及びｄ”は前記負の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記正の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部である。
【０１３３】
このようにして、第１の実施の形態と同様にして受信信号は補正され、第１の補正回路３１４から補正された伝送情報Ｒ”（ａ”、ｃ”）、Ｉ”（ｂ”、ｄ”）として出力され、第２の補正回路３１６及び第２の補正式導出保持回路３１５にそれぞれ供給される。また、第１の補正式導出保持回路３１３からシンボル番号が第２の補正式導出保持回路３１５に供給される。
【０１３４】
第２の補正回路３１６は参照信号を受信した次のシンボルでは単位行列であるＫ行列を、その他のシンボルでは一つ前のシンボルで生成されたＫ行列を使用して、次式
【０１３５】
【数３３】
に基づいて入力信号ａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”を更に補正（第２の補正）して＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞とし、これに基づいて復号データａ、ｂ、ｃ及びｄを生成し図３の出力回路３２へ出力する。
【０１３６】
第２の補正式導出保持回路３１５は、第１の補正回路３１４から入力される補正された信号ａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”と、第１の補正式導出保持回路３１３から入力されるシンボル番号と、第２の補正回路３１６から入力される復号されたデータａ、ｂ、ｃ及びｄとに基づいて、前記（４３）式に基づいてＫ行列を生成し、これを第２の補正式として保持する。このＫ行列は受信搬送波周波数毎に生成し、かつ、次のシンボルで使用する。
【０１３７】
このようにして、第２の補正回路３１６からは、第１の補正式を用いた第一段階の補正により経時変化や温度変化等の比較的緩やかに変化する誤差と特性が補正され、また、既知の参照信号を使用することにより、正確な補正がされ、続いて第２の補正式を用いた第二段階の補正により移動体通信などで発生するマルチパス環境等の比較的高速に変化する特性を補正の対象とし、シンボル毎に最適化が図られた、復号データａ、ｂ、ｃ及びｄ（実数部データＲ及び虚数部データＩ）が出力される。
【０１３８】
次に、具体的な数値例を用いて第２の補正式を用いた補正方法の動作を説明する。Ｈ行列については、簡略に表現して説明を省き、Ｋ行列の動作を詳細に説明する。また、Ｈ行列が正負キャリアの組で補正されるため、Ｋ行列も組で表現していたが、Ｋ行列は正負のキャリアで独立なので、一方のみの説明で十分なので、ここではある一方の周波数のみに着目して説明する。
【０１３９】
まず、あるシンボルｎで、所定の参照信号値（実数部、虚数部）として（７．５、７．５）が送信され、受信装置ではこの参照信号を（６．２５、６．２５）なる値で受信したとする。ここでは、簡略してＨ行列は次式で表される。
【０１４０】
【数３４】
すなわち、伝送系に誤差を含まず、位相特性の変化が無く、振幅特性は６．２５／７．５倍された状態を示す。
【０１４１】
第１の補正式による第一段階の補正ではこのＨ行列を用いて補正し、以降新たな参照信号が到来するまで、変更しない。（５３）式は第１の補正式導出保持回路３１３が保持する第１の補正式である。この時点でＫ行列は
【０１４２】
【数３５】
とする。これは第２の補正式導出保持回路３１５が保持する第２の補正式である。
【０１４３】
次のシンボルｎ＋１では、受信した伝送情報が次式であったものとする。
【０１４４】
【数３６】
従って、第２の補正回路３１６は受信したデータは（７．５、６．５）で送信されたデータであるものと判定し、図３に示した出力回路３２に実数部データ、虚数部の復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（７、６）を受信データとして渡す。なお、０．５についてはＱＡＭの復号を簡単にするために加えているバイアス値であり、従来より知られた方法である。
【０１４５】
最後に、第２の補正式導出保持回路３１５は前記（４３）式、（４４）式に基づき新たなＫ行列を計算して、これを次のシンボルｎ＋２のための第２の補正式として導出して保持する。この新たに計算されたＫ行列は次式で表される。
【０１４６】
【数３７】
このＫ行列はシンボルｎの送信時からシンボルｎ＋１の送信時までの間の伝送経路で発生した振幅特性と位相特性の変化分を表している。
【０１４７】
次のシンボルｎ＋２では、受信した伝送情報が次式であったものとする。
【０１４８】
【数３８】
従って、第２の補正回路３１６は受信したデータは（７．５、２．５）で送信されたデータであるものと判定し、図３に示した出力回路３２に実数部データ、虚数部の復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（７、２）を受信データとして渡す。ここで第１の補正式による第一段階の補正のみであったとすると、受信したデータは（６．５、２．５）で送信されたデータであるものと判定するため、出力回路３２に復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（６、２）を受信データとして渡すことになるが、これに比べて本実施の形態の方がより信頼性のある復号データを得ることができる。
【０１４９】
最後に、第２の補正式導出保持回路３１５は前記（４３）式、（４４）式に基づき新たなＫ行列を計算して、これを次のシンボルｎ＋３のための第２の補正式として導出して保持する。この新たに計算されたＫ行列は次式で表される。
【０１５０】
【数３９】
このＫ行列はシンボルｎの送信時とシンボルｎ＋２の送信時までの、相互間で発生した振幅特性と位相特性の変化分を表している。以下、上記と同様の動作が繰り返される。
【０１５１】
次に、この第２の実施の形態の各変形例について説明する。
【０１５２】
（変形例１）
参照信号を挿入する周波数は１組に限定しなくてもよく、数組に挿入してもよい。上記の第２の実施の形態の説明では、参照信号を複数シンボル間で同じ周波数に割当てて、求めた係数Ｓ０〜Ｓ７の平均化を行い、すなわち、ガウスノイズを除去した伝送路系を検出して、第一の補正式を利用した。
【０１５３】
第二の補正式も平均化し、ガウスノイズの除去を行うことができる。ここでは、Ｋ行列を５シンボルにわたって平均する方法について述べる。
【０１５４】
シンボルｎにおいて、参照信号の送受が行われたとする。
初期値として、Ｋ０1＝１、Ｋ０2＝１、Ｋ０3＝１、Ｋ０4＝１、Ｋ０5＝１、Ｋ１1＝０、Ｋ１2＝０、Ｋ１3＝０、Ｋ１4＝０、Ｋ１5＝０とおく。そして、
Ｋ０＝（Ｋ０1＋Ｋ０2＋Ｋ０3＋Ｋ０4＋Ｋ０5）／５
Ｋ１＝（Ｋ１1＋Ｋ１2＋Ｋ１3＋Ｋ１4＋Ｋ１5）／５ （５６）
とおく。シンボルｎ＋１では、（５６）式で第二の平均補正を行う。また、新たなＫ行列を求める方法は既述の通りである。ここで求めた係数をＫ０0、Ｋ１0とおく。次に、Ｋ０mをＫ０m+1に、Ｋ１mをＫ１m+1に置き換えて、（５６）式により平均化した第２の補正式（平均したＫ行列）を生成してゆく（ただし、ｍ＝０、１、２、３、４の各値）。
【０１５５】
このような処理の繰り返しにより、最新の５シンボル間の係数を保持し、平均して使用する。この平均化処理は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０１５６】
（変形例２）
（４３）、（４４ａ）〜（４４ｄ）及び（５２）式でＫ行列を求める際に、ａ”〜ｄ”における誤差信号（つまり、信号ａ”の場合は信号ａと信号ａ”との差、他の信号ｂ”〜ｄ”も同様）において、所定の上限値と下限値を設定し、それ以上あるいはそれ以下の場合は、Ｋ行列を所定値で代替えをする。具体的には、実数部、或いは虚数部のいずれかにおいて、誤差信号値が０．４以上または−０．４以下になった場合に、それぞれ０．４、あるいは−０．４を設定してＫ行列を代替えする。
【０１５７】
第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従できる高速変化以上の変動が発生した場合、あるいはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。その逆補正を回避するために上記の制限値を設ける。この制限処理は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０１５８】
（変形例３）
（４３）、（４４ａ）〜（４４ｄ）及び（５２）式でＫ行列を求める際に、ａ”〜ｄ”における誤差信号において、所定の重み付けを行う。これは、特に、Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合に有効である。
【０１５９】
Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。しかしながら、誤差信号は、ガウスノイズの影響でばらつきをもっていると考えてよく。したがって、正規分布をしているとしてよい。そこで、中央値に近い部分の重み付けを多くし、より多く影響させ、周辺部の重み付けを軽くして、より少なく影響するようにしてＫ行列を生成する。
【０１６０】
簡単な例として、２回平均を行う場合で説明すると、誤差信号の絶対値が０．１以下の場合５、０．１より大きく０．２以下の場合４、０．２より大きく０．３以下の場合３、０．３より大きく０．４以下の場合２、０．４より大きく０．５以下の場合１、のような重み付けを行うテーブルを設け、その後、全体を重み付け数で割る。
【０１６１】
数値例で示すと、１回目の誤差信号が０．１５で、２回目の誤差信号が０．４５であったとすると、２回平均する場合の全体の誤差信号は、重み付けしない場合、３（＝（０．１５＋０．４５）／２）であるが、重み付けをした場合、０．２１（＝（０．１５×４＋０．４５×１）／（４＋１））となる。
このような重み付けは、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０１６２】
（変形例４）
第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従できる高速変化以上の変動が発生した場合、あるいはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。
【０１６３】
そこで、この変形例では、既述しないエラー訂正回路から発生する信号をもとに誤りを検出し、誤り検出時には第２の補正式を更新しないようにする。誤りが発生した場合には、第２の補正式であるＫ行列を生成しても逆補正となってしまうからである。この場合は、Ｋ行列の生成を行わず、単位行列で代替えし平均化の効果で補完する。
【０１６４】
（変形例５）
（４３）、（４４ａ）〜（４４ｄ）、（５２）式でＫ行列を求める際に、＜ｐ＞〜＜ｕ＞における信号点配置において（整数部）、所定の上限値と下限値を設定し、それ以上あるいはそれ以下の信号点配置の場合は、Ｋ行列を単位行列で代替えする。
【０１６５】
簡単な具体例では、実数部、虚数部、かつ実数部＋虚数部のいずれかの値において、所定値以上または以下になった場合に、Ｋ行列を単位行列で代替えする。数値例で説明すると、２５６ＱＡＭにおいて、実数部あるいは虚数部の絶対値が８以上、または実数部＋虚数部の絶対値が６以上の信号点配置においては、その誤差信号を利用せず単位行列で代替えする。その例を図１０に示す。同図中、黒丸が使用する信号点、白丸が使用しない信号点を示す。
【０１６６】
特に、第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従出来る高速変化以上の変動が発生した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。高速変化は、より外周側の信号点配置に影響するため、誤りも外周側で発生する確率が高い。よって、この変形例では、図１０に黒丸で示す、より信頼性の高い内周側の信号点配置の誤差信号のみを使用する。
【０１６７】
（変形例６）
Ｈ行列、Ｋ行列、あるいは（４６）式〜（４８）式で説明したＨ行列とＫ行列を合成した行列について、上記の実施の形態では時間軸上での平均化処理を説明した。この変形例は、周波数軸上での平均化処理を行うものである。
【０１６８】
ＯＦＤＭ信号の各搬送波は、互いに隣接して設定されており、相互間では類似した特性を示す。すなわち、各行列の係数を周波数順に並べると、数次の曲線となる。更にその曲線の変化は連動しており、所定値以上の高周波成分を持たない。この曲線に大きな変化点がある場合は、これは、Ｓ／Ｎの劣化あるいは時間軸上の平均化が十分におこなわれず、不適切な補正係数を算出していると考えてよい。
【０１６９】
したがって、この変形例ではＨ行列とＫ行列を合成した行列について各係数を算出した後に、周波数軸順の系列に所定量の低域フィルタを挿入し高域成分の除去を行う。このようなフィルタ処理は、第１の補正式導出保持回路３１３又は第２の補正式導出保持回路３１５においてデジタルフィルタリングで容易に実施できる。このフィルタリングは、周波数軸上の一次元のみの演算でなく、既述の時間軸上での係数の並びも利用して二次元フィルタで構成してもよい。
【０１７０】
この周波数軸及び時間軸上での二次元フィルタについて、簡単に説明する。既述のＨ行列は参照信号を複数シンボルの間送受することにより平均化される。また、Ｋ行列においても複数シンボル間で平均化する。このことにより、時間軸上での平均化がなされる。そして、新たに、次式
【０１７１】
【数４０】
で表されるＥ行列を生成し、このＥ行列の係数において、自分の搬送波の係数と近傍（例えば±１０搬送波）の係数を平均する。勿論、すべての搬送波において同様の平均化をする。これにより、周波数軸上での平均がされる。そして、次式により補正計算を行う。
【０１７２】
【数４１】
今まではＨ行列とＫ行列をそれぞれ用いて２段階の計算をしていたが、この場合はＨ行列とＫ行列を求める処理は同様で、補正式を合成した（５７）式のＥ行列で（５８）式により補正する。
【０１７３】
その他の例として、隣接する３つの搬送波毎に組を作り、その中央の搬送波のみに参照信号を挿入して補正式の導出処理を行い、その両隣の搬送波は、その中央の搬送波の補正式で補正することも可能である。これによって、計算量の削減や、参照信号の到来期間の短縮をもたらし、装置の低価格化や高速追従性を達成できる。
【０１７４】
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。以上説明した第１及び第２の実施の形態とその変形例はいずれもＯＦＤＭ信号の中心搬送波に対して対称な正負一組の搬送波で既知の値の参照信号を挿入している。これに対し、この第３の実施の形態は参照信号を正負の組に限定せず送受信し、第２の実施の形態の第２の補正方式を利用することにより、従来のＯＦＤＭ信号に対しても移動体通信あるいは高速に変化するマルチパス環境に対応できるＯＦＤＭ信号補正を行うものである。また、この第３の実施の形態及び前記の第１及び第２の実施の形態において、受信側でシンボル番号を識別できれば、送信の信号形態を問うものではなく、例えば同期用シンボルやトランスミッションパラメータなどで伝送するようにしたものにも適用できる。
【０１７５】
この第３の実施の形態では、周波数分割多重信号送信装置は図１に示した構成の送信装置と同様の構成でＯＦＤＭ信号が送信される。ただし、参照信号はＯＦＤＭ信号中の一の搬送波で送信される。また、送信側は、既知の参照信号で変調された特定の搬送波を、所定の搬送波で伝送するシンボル番号若しくは特定のパラメータ情報又は同期シンボル情報に基づいて指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更して送信する。
【０１７６】
ここで、ある搬送周波数＋Ｗnに割り当てられた複素数（ｐ＋ｊｑ）で表される情報は、演算部４で前記（１）式と（２）式で表されるＩ信号とＱ信号として生成され、これがＯＦＤＭ信号に変換されてその中の周波数＋Ｗnで伝送される。
【０１７７】
上記の（１）式と（２）式で表されるＩ信号とＱ信号は、図１１に模式的に示す伝送系回路８０を伝送されることにより、振幅変化Ｙ、位相変化ｄの変化を受けてＩ’信号とＱ’信号として図３に示した周波数分割多重信号受信装置で受信される。ただし、後述するように、この実施の形態では、図３に示した周波数分割多重信号受信装置中のＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１は図１２に３１”で示す構成である点に特徴がある。なお、上記の伝送系回路８０は図１に示した周波数変換器１２、送信部１３、空間伝送路の特性に相当する。また、ここでは、周波数分割多重信号送信装置と周波数分割多重信号受信装置で受ける誤差は無視している。
【０１７８】
上記のＩ’信号とＱ’信号は周波数分割多重信号受信装置でＤＦＴ演算されて次式で表される複素数として求められる。
【０１７９】
A'ej(+Wnt+a')＝Aej(+Wnt+a) ×(Yejd) （５９）
ただし、上式中、Ａ’＝√（ｐ’2 ＋ｑ’2 ）、ａ’＝ｔａｎ-1（ｑ’／ｐ’）ｐ’、ｑ’は受信信号である。（５９）式は伝送路特性を示す新たな係数Ｓ０、Ｓ１を導入することにより、次の行列式に書き改めることができる。
【０１８０】
【数４２】
そして、後述するように、この第３の実施の形態では、移動によって高速に変化する特性（マルチパス環境特性）に対する応答速度を高速にするため、上記の伝送系回路８０の振幅変化Ｙ、位相変化ｄをそれぞれ高速特性変化であるＭＹ、ｄ＋ｄ１とする。これにより、前記（５９）式は次式で表される。
【０１８１】
A'ej(+Wnt+a')=Aej(+Wnt+a) ×(Yejd)×(Mejd1) （６１）
ここで、新たに
Ｍｅjd1＝Ｖ１＋ｊＶ２
とおくと、
ｐ’＋ｊｑ’＝（ｐ＋ｊｑ）（Ｓ０＋ｊＳ１）（Ｖ１＋ｊＶ２）
となり、これは次式の行列式で表される。
【０１８２】
【数４３】
よって、参照信号による補正式はそのままで、これとは分離した新たな補正式を取り出すことができる。また、（６２）式は参照信号について説明しているが、これは伝送される通常の情報信号にも当てはまるため、（６２）式は次式のように表すことができる。
【０１８３】
【数４４】
Ｓ行列もＳ行列の逆行列であるＨ行列も従来通りの方法で求めることができる。ここで、Ｖ行列の逆行列であるＫ行列は次式で表現できる。
【０１８４】
【数４５】
（６４）式のＫ行列はシンボル毎にすべての周波数でそれぞれ更新するため、あまり多くの計算量になっては実現できないが、（６４）式は２行２列の行列式であるので十分に実現できる。
【０１８５】
処理手段としては、Ｈ行列は従来通り参照信号の到来毎に更新する。Ｈ行列の更新時点では、Ｋ行列は単位行列とする。その後、Ｈ行列で補正した第１の補正情報について、希望する信号点配置との差、つまり振幅、位相の高速変化分をシンボル毎に検出し、それを基にＫ行列を周波数毎に、かつ、シンボル毎に更新する。更新したＫ行列は次のシンボルで使用する。
【０１８６】
このように、この実施の形態では第２の実施の形態で説明した第２の補正式を用いた補正と同様な方法により高速に変化する特性（マルチパス環境特性）を補正するので、シンボル毎の流れの説明は省略する。ただし、この実施の形態におけるＨ行列やＫ行列は２行２列である点が第２の実施の形態と異なる。また、Ｋ行列は（４４ａ）式、（４４ｂ）式のＫ０とＫ１からなる。
【０１８７】
この第３の実施の形態では図１の構成の送信装置により、第１キャリアにシンボル番号を挿入し、第ｍ１キャリアに第１キャリア、つまりシンボル番号を補正するためのみに使用する基準データを参照信号として挿入する。シンボル番号はシンボル期間毎に順次増加し巡回する。シンボル番号計数回路５は９ビットで表現され、０，１，２，３，．．．，５１１，０，１，２．．．と巡回するシンボル番号を計数出力する。このうちシンボル番号を表現する９ビットのうち、９、８、３、２ビット目の４ビットを１６ＱＡＭで変調して所定の搬送波で送受信する。
【０１８８】
図１の参照信号挿入回路６はこの実施の形態の場合はシンボル番号を表現する９ビットのうちの上位８ビットに基づいて、参照信号の挿入を行う。最下位の１ビットを無視するため、すなわち、２シンボルの間は同じキャリアに参照信号が挿入される。参照信号は次式で表される。
【０１８９】
【数４６】
ただし、（６５）式のＸ、Ｙは既知の参照信号値である。
【０１９０】
一方、周波数分割多重信号受信装置は、この実施の形態では図３とほぼ同様の構成であるが、図３に３１で示したＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路を図１２のブロック図に３１”で示す構成として、補正された伝送信号Ｒ及びＩを得る。図１２中、図５と同一構成部分には同一符号を付してある。図１２において、図１１の信号処理部８０より取り出された受信Ｉ信号、受信Ｑ信号はＦＦＴシンボル番号復号回路３１１に供給されて、まずシンボル番号が復号された後、次にシンボル番号に対応した正負キャリアの組の受信参照信号値が求められる。
【０１９１】
なお、この実施の形態では、シンボル番号は前記所定の４ビットが１６ＱＡＭされているため、これを他の伝送情報よりもエラーレート良好に復号できると共に、９ビットで表される０〜５１１までのシンボル番号を確実に復号でき、送信情報用参照信号の挿入搬送波の特定が各シンボル毎に確実にできる。この受信参照信号値は０回目のシンボル（偶数シンボル）では、ｐ0s’、ｑ0s’で、１回目のシンボル（奇数シンボル）では、ｐ1s’、ｑ1s’であるものとする。
【０１９２】
図１２の補正処理回路３１７は、まず（６０）式に基づいて０回目のシンボルと１回目のシンボルによって、次式で表される伝送路特性を表す係数Ｓ０とＳ１を算出する。
【０１９３】
Ｓ０＝（Ｘｐ0s’＋Ｙｑ0s’）／（Ｘ2＋Ｙ2）、
Ｓ１＝（Ｘｑ0s’＋Ｙｑ0s’）／（Ｘ2＋Ｙ2） （６６）
あるいは、
Ｓ０＝（Ｘｐ1s’＋Ｙｑ1s’）／（Ｘ2＋Ｙ2）、
Ｓ１＝（Ｘｑ1s’−Ｙｐ1s’）／（Ｘ2＋Ｙ2） （６７）
その後これらの係数Ｓ０とＳ１をそれぞれ平均してホワイトノイズを除去する。この実施の形態では、２シンボル間の平均が得られる。
【０１９４】
係数はＳ０とＳ１の２個であるので、１種類の参照信号の送受により求めることができる。当然、参照信号が受信装置において既知であるので、係数が求まるような値であればどのような参照信号でもよい。このようにして補正処理回路３１７は伝送路特性係数Ｓ０とＳ１をまず検出し、続いてこの伝送路特性係数Ｓ０とＳ１とシンボル番号に基づいて該当キャリアの平均補正式（第１の補正式）を次式に基づいて導出して記憶保持する。
【０１９５】
【数４７】
ただし、（６８）式中、Ｈ０＝Ｓ０、Ｈ１＝Ｓ１、ｄｅｔ Ａ＝Ｓ０2＋Ｓ１2である。
【０１９６】
この第１の補正式は、各搬送波（キャリア）毎にあり、ここでは２５７搬送波を用いているので、約２５６個の第１の補正式が順次生成され、時々刻々と更新される。第１の補正式は２シンボルで一つの該当キャリアについて平均化して求めているので、次に同一キャリアの平均補正式の更新がなされる間隔は、５１２シンボル後である（２シンボル×２５６＝５１２シンボル）。
【０１９７】
なお、上記のように伝送路特性を検出した後、逆行列の計算を行う代わりに、他の方法として次式から直接に補正式を算出してもよい。
【０１９８】
【数４８】
第１の補正回路３１８は、ＦＦＴシンボル番号復号回路３１１よりの受信情報を、補正処理回路３１７により導出されて保持されている第１の補正式を用いて次式の演算を行い、補正された信号を出力する。
【０１９９】
【数４９】
当然のことながら、計数Ｓ０とＳ１は時々刻々と５１２シンボル毎に変化するので、上記の第１の補正式も時々刻々と５１２シンボル毎に変化する。この第１の補正式による補正自体は従来より知られており、これにより経時変化や温度変化等の比較的緩やかに変化する伝送路上の特性を補正することができる。
【０２００】
第２の補正回路３１６は、第２の実施の形態と同様に参照信号が送受された次のシンボルでは、単位行列であるＫ行列を、その他のシンボルでは一つ前のシンボルで生成されたＫ行列を使用して次式で補正データ＜ａ＞、＜ｂ＞を生成し、これから復号された実数部データＲ、虚数部データＩを生成し出力回路３２へ出力する。
【０２０１】
【数５０】
第２の補正式算出保持回路３１５は、第１の補正回路３１８により（７０）式に基づいて補正演算されて出力された補正信号ａ”、ｂ”と、補正処理回路３１７から出力されるシンボル番号と、第２の補正回路３１６から得られる復号データａ、ｂとに基づいて、次式で表されるＫ行列を生成し、これを記憶保持する。
【０２０２】
【数５１】
ただし、（７２）式中のＫ０は前記（４４ａ）式で、また、Ｋ１は（４４ｂ）式で表される値で、これは復号されたデータｐ，ｑと所望の信号点配置との誤差に基づく伝送路の高速変化成分の伝送路特性に対応した第２の補正式である。
【０２０３】
このようにして、この第３の実施の形態も第１の補正式に基づいて補正された信号に対して、第２の実施の形態と同様の高速変化特性に対応した第２の補正式により補正動作するようにしているため、移動体通信で発生するマルチパス環境等の比較的高速に変化する特性を補正し、シンボル毎に最適な復号データを得ることができる。
【０２０４】
次に、具体的な数値例を用いて第２の補正式を用いた補正方法の動作を説明する。Ｈ行列については、簡略に表現して説明を省き、Ｋ行列の動作を詳細に説明する。
【０２０５】
まず、あるシンボルｎで、所定の参照信号値（実数部、虚数部）として前記第２実施の形態のときと同じ（７．５、７．５）が送信され、受信装置ではこの参照信号を（６．２５、６．２５）なる値で受信したとする。このとき、Ｈ行列は、伝送系に誤差を含まず、位相特性の変化が無く、振幅特性は６．２５／７．５倍された状態を示す前記（５３）式で表される。
【０２０６】
第１の補正式による第一段階の補正ではこのＨ行列を用いて補正し、以降新たな参照信号が到来するまで、変更しない。（５３）式は第１の補正式導出保持回路３１３が保持する第１の補正式である。この時点でＫ行列は前記数３５で示したと同じ単位行列とする。
【０２０７】
次のシンボルｎ＋１で、受信した伝送情報がａ’＝６．１０、ｂ’＝５．３０であるときには、前記したように補正信号＜ａ＞＝７．３２、＜ｂ＞＝６．３６が得られ、第２の補正回路３１６は受信したデータは（７．５、６．５）で送信されたデータであるものと判定し、図３に示した出力回路３２に実数部データ、虚数部の復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（７、６）を受信データとして渡す。なお、０．５についてはＱＡＭの復号を簡単にするために加えているバイアス値であり、従来より知られた方法である。
【０２０８】
最後に、第２の補正式導出保持回路３１５は前記（４３）式、（４４）式に基づき（５４）式で表される新たなＫ行列を計算して、これを次のシンボルｎ＋２のための第２の補正式として導出して保持する。この新たに計算されたＫ行列は次式で表される。このＫ行列はシンボルｎの送信時からシンボルｎ＋１の送信時までの間の伝送経路で発生した振幅特性と位相特性の変化分を表している。以下、上記と同様の動作が繰り返され、第２の実施の形態と同様の結果が得られる。
【０２０９】
次に、この第３の実施の形態の各変形例について説明する。この第３の実施の形態でも第２の実施の形態で説明したと同様の以下の変形例が考えられる。
【０２１０】
（変形例１）
参照信号を挿入する周波数は１組に限定しなくてもよく、数組に挿入してもよい。上記の第３の実施の形態の説明では、参照信号を複数シンボル間で同じ周波数に割当てて、求めた係数Ｓ０、Ｓ１の平均化を行い、すなわち、ガウスノイズを除去した伝送路系を検出して、第一の補正式を利用した。
【０２１１】
第二の補正式も平均化し、ガウスノイズの除去を行うことができる。ここでは、Ｋ行列を５シンボルにわたって平均する方法について述べる。
【０２１２】
シンボルｎにおいて、参照信号の送受が行われたとする。
初期値として、Ｋ０1＝１、Ｋ０2＝１、Ｋ０3＝１、Ｋ０4＝１、Ｋ０5＝１、Ｋ１1＝０、Ｋ１2＝０、Ｋ１3＝０、Ｋ１4＝０、Ｋ１5＝０とおく。そして、
Ｋ０＝（Ｋ０1＋Ｋ０2＋Ｋ０3＋Ｋ０4＋Ｋ０5）／５
Ｋ１＝（Ｋ１1＋Ｋ１2＋Ｋ１3＋Ｋ１4＋Ｋ１5）／５ （７３）
とおく。シンボルｎ＋１では、（７３）式で第二の平均補正を行う。また、新たなＫ行列を求める方法は既述の通りである。ここで求めた係数をＫ０0、Ｋ１0とおく。次に、Ｋ０mをＫ０m+1に、Ｋ１mをＫ１m+1に置き換えて、（７３）式により平均化した第２の補正式（平均したＫ行列）を生成してゆく（ただし、ｍ＝０、１、２、３、４の各値）。
【０２１３】
このような処理の繰り返しにより、最新の５シンボル間の係数を保持し、平均して使用する。この平均化処理は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０２１４】
（変形例２）
（７１）式、（７２）式、（４４ａ）式、（４４ｂ）式でＫ行列を求める際に、ａ”、ｂ”における誤差信号（つまり、信号ａ”の場合は信号ａと信号ａ”との差、信号ｂ”の場合は信号ｂと信号ｂ”との差）において、所定の上限値と下限値を設定し、それ以上あるいはそれ以下の場合は、Ｋ行列を所定値で代替えをする。具体的には、実数部、或いは虚数部のいずれかにおいて、誤差信号値が０．４以上または−０．４以下になった場合に、それぞれ０．４、あるいは−０．４を設定してＫ行列を代替えする。
【０２１５】
第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従できる高速変化以上の変動が発生した場合、あるいはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。その逆補正を回避するために上記の制限値を設ける。この制限処理は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０２１６】
（変形例３）
（７１）式、（７２）式、（４４ａ）式、（４４ｂ）式でＫ行列を求める際に、ａ”、ｂ”における誤差信号において、所定の重み付けを行う。これは、特に、Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合に有効である。
【０２１７】
Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。しかしながら、誤差信号は、ガウスノイズの影響でばらつきをもっていると考えてよく。したがって、正規分布をしているとしてよい。そこで、中央値に近い部分の重み付けを多くし、より多く影響させ、周辺部の重み付けを軽くして、より少なく影響するようにしてＫ行列を生成する。このような重み付けは、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０２１８】
（変形例４）
第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従できる高速変化以上の変動が発生した場合、あるいはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。
【０２１９】
そこで、この変形例では、既述しないエラー訂正回路の誤り検出時には第２の補正式であるＫ行列を生成しても逆補正となってしまうため、Ｋ行列の生成を行わず、単位行列で代替し平均化の効果で補完する。
【０２２０】
（変形例５）
（７１）式、（７２）式、（４４ａ）式、（４４ｂ）式でＫ行列を求める際に、＜ａ＞、＜ｂ＞における信号点配置において（整数部）、所定の上限値と下限値を設定し、それ以上あるいはそれ以下の信号点配置の場合は、Ｋ行列を単位行列で代替えする。例えば、図１０に示すように、２５６ＱＡＭにおいて、実数部あるいは虚数部の絶対値が８以上、または実数部＋虚数部の絶対値が６以上の信号点配置においては、その誤差信号を利用せず単位行列で代替えする。高速変化は、より外周側の信号点配置に影響するため、誤りも外周側で発生する確率が高い。よって、この変形例では、図１０に黒丸で示す、より信頼性の高い内周側の信号点配置の誤差信号のみを使用する。
【０２２１】
（変形例６）
この変形例は、周波数軸上での平均化処理を行うものである。この変形例では各係数を算出した後に、周波数軸順の系列に所定量の低域フィルタを挿入し高域成分の除去を行う。このようなフィルタ処理は、補正処理回路３１７又は第２の補正式導出保持回路３１５においてデジタルフィルタリングで容易に実施できる。このフィルタリングは、周波数軸上の一次元のみの演算でなく、既述の時間軸上での係数の並びも利用して二次元フィルタで構成してもよい。
【０２２２】
この周波数軸及び時間軸上での二次元フィルタについて、簡単に説明する。既述のＨ行列は参照信号を複数シンボルの間送受することにより平均化される。また、Ｋ行列においても複数シンボル間で平均化する。このことにより、時間軸上での平均化がなされる。そして、新たに、前記（５７）式と同様のＥ行列を生成し、このＥ行列の係数において、自分の搬送波の係数と近傍（例えば±１０搬送波）の係数を平均する。勿論、すべての搬送波において同様の平均化をする。これにより、周波数軸上での平均がされる。そして、次式により補正計算を行う。
【０２２３】
【数５２】
今まではＨ行列とＫ行列をそれぞれ用いて２段階の計算をしていたが、この場合はＨ行列とＫ行列を求める処理は同様で、補正式を合成したＥ行列で（７４）式により補正する。
【０２２４】
その他の例として、隣接する３つの搬送波毎に組を作り、その中央の搬送波のみに参照信号を挿入して補正式の導出処理を行い、その両隣の搬送波は、その中央の搬送波の補正式で補正することも可能である。これによって、計算量の削減や、参照信号の到来期間の短縮をもたらし、装置の低価格化や高速追従性を達成できる。
【０２２５】
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。以上説明した第１及び第２の実施の形態とその変形例はいずれもＯＦＤＭ信号の中心搬送波に対して対称その他の例として、隣接する３つの搬送波毎に組を作り、その中央の搬送波のみに参照信号を挿入して補正式の導出処理を行い、その両隣の搬送波は、その中央の搬送波の補正式で補正することも可能である。これによって、計算量の削減や、参照信号の到来期間の短縮をもたらし、装置の低価格化や高速追従性を達成できる。
【０２２６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、複数の搬送波のうちの中心搬送波に対してクロストークの影響のある、互いに対称な、高域側の一の正の搬送波と、低域側の一の負の搬送波を組としてこれらの搬送波で参照信号を伝送するようにしたため、迅速に伝送路特性を検出できると共に、参照信号を挿入する正負の搬送波の組を一定時間毎に切り替えることにより、すべての搬送波についての伝送路特性をも検出できる。
【０２２７】
これにより、本発明によれば、前述したＩ信号及びＱ信号自体の周波数特性を従来と同様に補正できると共に、これに加えて、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、送信装置の直交変調器の直交性誤差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、受信装置の直交復調器の直交性誤差などの特性誤差をも補正することができるため、これら送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、送信装置の直交変調器の直交性誤差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、受信装置の直交復調器の直交性誤差などの特性誤差を精度良くしなくてもよく、また、これらの温度変化、経時変化を考慮しなくてよく、以上より従来に比べて高品質な直交周波数分割多重信号の伝送ができる。
【０２２８】
また、本発明によれば、既知の参照信号を使用することにより、正確に得られた補正係数からなる第一の補正式を用いて、復号されたデータに対して経時変化や温度変化等の比較的緩やかに変化する誤差と特性を補正し、続いてこの補正されたデータに対して、ある参照信号を受信してから次の参照信号を受信して新たな補正式を算出するまでの期間の変化に対応した伝送路特性を検出して得た第２の補正式に基づいて補正するようにしたため、移動体通信で発生するマルチパス環境等の比較的高速に変化する特性をも補正することができ、シンボル毎の最適化が図れる。
【０２２９】
更に、本発明によれば、第１の補正式を複数の搬送波のうちの中心搬送波に対して互いに対称な正の搬送波と負の搬送波を組として伝送される既知の値の参照信号を用いて生成し、この第１の補正式による補正と前記第２の補正式による補正とを順次行うことにより、より一層伝送路特性の変化に対応した高精度な補正を行うことができ、より一層正確な復号ができる。
【０２３０】
更に、本発明によれば、第１及び第２の補正式の一方若しくは両者において平均化を行うことにより、ガウスノイズを除去でき、より信頼性の高い補正係数の導出ができ、これにより補正の確度を向上できる。
【０２３１】
更に、本発明によれば、第２の補正式に所定の上限値と下限値を設けたり、所定の重み付けを誤差信号に応じて行ったり、エラー訂正回路による誤り検出時に第２の補正式の更新を停止して第２の補正式を単位行列で代替したり、あるいは、第２の補正式を算出するために用いる補正信号に上限値及び下限値を設けたりする処理により、第２の（平均）補正式算出時に高速変化に追従できずに、あるいは極端なＳ／Ｎ低下により発生する可能性のある、逆補正を回避できる。
【０２３２】
更に、本発明によれば、時間軸上の平均回数を少なくし、周波数軸上での平均化を行い、より高速で信頼性の高い装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明送信装置の第１の実施の形態のブロック図である。
【図２】本発明で伝送されるＯＦＤＭ信号の一例の周波数スペクトラムを示す図である。
【図３】本発明受信装置の一実施の形態のブロック図である。
【図４】本発明方式の第１の実施の形態において伝送されるＩ信号とＱ信号について着目して書き改めたブロック図である。
【図５】図３の要部の第１の実施の形態のブロック図である。
【図６】図３のＦＦＴ演算をソフトウェアで行うときの一実施の形態のフロチャートである。
【図７】本発明方式の第２の実施の形態の受信装置のブロック図である。
【図８】本発明方式の第２の実施の形態において伝送されるＩ信号とＱ信号について着目して書き改めたブロック図である。
【図９】図７の要部の第２の実施の形態のブロック図である。
【図１０】Ｋ行列生成に使用する一例の信号点配置図である。
【図１１】本発明方式の第３の実施の形態において伝送されるＩ信号とＱ信号について着目して書き改めたブロック図である。
【図１２】本発明方式の要部の第３の実施の形態のブロック図である。
【符号の説明】
２ 入力回路
３ クロック分周回路
４ 演算部
５、１４ シンボル番号計数回路
６ 参照信号挿入回路
７ 出力バッファ
８ Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）
９ 直交変調器
１０、１６、２５ 中間周波数発振器
１１、２６ ９０°シフタ
１２、２２ 周波数変換器
１５ ディジタル直交変調器
１７ Ｄ／Ａ変換器・帯域フィルタ（ＢＰＦ）
２４ キャリア抽出及び直交復調器
２７ 同期信号発生回路
３１、３１’、３１” ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路
４１、４２、７２ 送信装置の信号処理部
４３、４４、４７、４８、７４、７５ 乗算器
４６、７３、８０ 伝送系回路
４９、５０、７６、７７ 受信装置の信号処理部
３１１ ＦＦＴシンボル番号復号回路
３１２ 伝送路特性検出回路
３１３ 第１の補正式導出保持回路
３１４ 第１の補正回路
３１５ 第２の補正式導出保持回路
３１６ 第２の補正回路
３１７ 補正処理回路
３１８ 第１の補正回路
Claims (11)
- 送信側では、互いに周波数の異なる複数の搬送波のそれぞれを、各搬送波に割り当てられた伝送すべき情報信号からそれぞれ得た同相信号と直交信号で別々に変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成してシンボル単位で送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、
前記送信側では、前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組で既知の参照信号を送信すると共に、前記既知の参照信号を送信する正負の搬送波の組の送信位置を特定の搬送波で伝送するシンボル番号により指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、受信側では、受信した前記周波数分割多重信号から前記シンボル番号に基づいて前記参照信号を復号し、この参照信号から前記正の搬送波の実数部と虚数部、前記負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から補正式を算出して記憶し、前記補正式を用いて復号した前記同相信号と直交信号を補正することを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送方式。 - 前記参照信号は、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、前記正の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ及びｑであり、前記負の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ及びｕであるときに、受信した正の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ’及びｑ’であり、受信した負の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ’及びｕ’であるとき、受信側は前記伝送路特性として次式
で算出された値を記憶保持し、前記補正式を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式
の演算をして補正後の受信データａ、ｂ、ｃ及びｄを得ることを特徴とする請求項１記載の直交周波数分割多重信号伝送方式。 - 前記参照信号は、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、前記正負の搬送波の組のうち正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の各値と前記負の搬送波で伝送する実数部と虚数部のうち、前記１組目の参照信号は、前記正の搬送波で伝送する実数部又は虚数部の値のみを所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとし、前記２組目の参照信号は、前記負の搬送波で伝送する実数部又は虚数部の値のみを所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとすることを特徴とする請求項１記載の直交周波数分割多重信号伝送方式。
- 前記参照信号は、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、前記正負の搬送波の組のうち正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の各値と前記負の搬送波で伝送する実数部と虚数部のうち、前記１組目の参照信号は、前記正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の値をそれぞれ所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとし、前記２組目の参照信号は、前記負の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の値をそれぞれ所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとすることを特徴とする請求項１記載の直交周波数分割多重信号伝送方式。
- 複素数で表される伝送すべきディジタル情報信号が複数の実数部入力端子と虚数部入力端子にそれぞれ入力されて逆離散的フーリエ変換し、互いに周波数の異なる複数の搬送波でそれぞれ伝送される同相信号と直交信号をシンボル単位で発生する演算部と、
前記伝送すべきディジタル情報信号のシンボル毎に値が変化するシンボル番号を発生して前記演算部の特定の入力端子に入力するシンボル番号計数回路と、
前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波で伝送されるディジタル情報信号が入力される前記演算部の実数部入力端子及び虚数部入力端子と、低域側の負の搬送波で伝送されるディジタル情報信号が入力される前記演算部の実数部入力端子及び虚数部入力端子の組に参照信号をそれぞれ入力すると共に、前記参照信号を入力する前記実数部入力端子及び虚数部入力端子の組を一定時間毎に切り替える参照信号挿入手段と、
前記演算部の出力同相信号及び直交信号を一時記憶する出力バッファと、
前記出力バッファの出力同相信号及び直交信号をそれぞれ直交周波数分割多重信号に変換する変換手段と、
前記直交周波数分割多重信号を送信する送信手段と
を有することを特徴とする直交周波数分割多重信号送信装置。 - 互いに周波数の異なる複数の搬送波で伝送すべきディジタル情報信号を伝送すると共に、前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組に既知の参照信号が挿入され、前記参照信号を送信する正負の搬送波の組を、特定の搬送波で伝送するシンボル番号で指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更してなる直交周波数分割多重信号を受信する受信手段と、
前記受信手段からの受信直交周波数分割多重信号を直交復調して、それぞれ複素数で表される同相信号及び直交信号と前記シンボル番号及び参照信号を得る復調手段と、
前記復調手段からの前記同相信号及び直交信号と前記シンボル番号及び参照信号をそれぞれ離散的フーリエ変換してディジタル情報信号を復号すると共に、前記シンボル番号及び参照信号を復号する復号手段と、
前記復号手段よりの前記シンボル番号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記正の搬送波の実数部と虚数部、前記負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をもとに伝送路特性を検出する検出手段と、
前記検出手段により検出した前記伝送路特性から補正式を算出して記憶する補正式算出及び保持手段と、
前記記憶された補正式を用いて前記復号手段からの前記同相信号及び直交信号の復号信号を補正する補正回路と
を有することを特徴とする直交周波数分割多重受信装置。 - 前記参照信号は、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、前記検出手段は、前記正の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ及びｑであり、前記負の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ及びｕであるときに、受信した正の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ’及びｑ’であり、受信した負の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ’及びｕ’であるとき、前記伝送路特性として次式
前記補正式算出及び保持手段は、前記補正式として次式
で算出された値を記憶保持する手段であり、
前記補正回路は、前記補正式を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式
の演算をして補正後の受信データａ、ｂ、ｃ及びｄを得る手段であることを特徴とする請求項６記載の直交周波数分割多重信号受信装置。 - 送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、
前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、
前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第１の補正式及び第２の補正式の少なくとも一方の補正式あるいは両者を合成した補正式を構成する各係数に対して、前記それぞれの変調された搬送波を周波数順に整列し、周波数軸上で低域フィルタを挿入したフィルタ処理を行うことを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送方式。 - 送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、
前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、その際に、前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組として、既知の参照信号が含まれるシンボルを連続的に送信し、
前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、その際に、受信した前記複数の参照信号から前記正の搬送波の実数部と虚数部、前記負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をそれぞれ平均化して、又は前記漏洩成分より検出した複数の伝送路特性に基づいて平均化した前記第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正することを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送方式。 - 送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、
前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、
前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第１の補正式を用いて補正された前記正負の組の搬送波の情報信号を（ａ”＋ｊｂ”）、（ｃ”＋ｊｄ”）とし、送信された前記正負の組の搬送波の情報信号を（ａ＋ｊｂ）、（ｃ＋ｊｄ）としたとき、次式
で表される行列を前記第２の補正式として生成し、次のシンボルで使用することを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送方式。 - 送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、
前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、
前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第２の補正式を、前記第１の補正式を用いて補正された情報信号における誤差信号の絶対値が小さいほど重み付けを大にして生成することを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送方式。
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7626921B2 (en) | 2006-02-01 | 2009-12-01 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Wireless communication method using OFDM and OFDM transmitter and receiver thereof |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US8064550B2 (en) | 2007-03-09 | 2011-11-22 | Qualcomm, Incorporated | Quadrature imbalance estimation using unbiased training sequences |
| KR101075288B1 (ko) * | 2007-03-09 | 2011-10-19 | 콸콤 인코포레이티드 | 직교 변조 회전 트레이닝 시퀀스 |
| US8428175B2 (en) | 2007-03-09 | 2013-04-23 | Qualcomm Incorporated | Quadrature modulation rotating training sequence |
| JP4421635B2 (ja) | 2007-06-18 | 2010-02-24 | 株式会社東芝 | 無線通信方法及び無線通信装置 |
-
2000
- 2000-09-25 JP JP2000290216A patent/JP3682853B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7626921B2 (en) | 2006-02-01 | 2009-12-01 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Wireless communication method using OFDM and OFDM transmitter and receiver thereof |
Also Published As
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