JP2735025B2

JP2735025B2 - 周波数分割多重信号発生装置

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Publication number: JP2735025B2
Application number: JP7100215A
Authority: JP
Inventors: 宣明高橋
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1995-03-31
Filing date: 1995-03-31
Publication date: 1998-04-02
Anticipated expiration: 2013-04-02
Also published as: JPH08274748A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は周波数分割多重信号発生
装置に係り、特に符号化されたディジタル映像信号など
を限られた周波数帯域の直交周波数分割多重（ＯＦＤ
Ｍ：OrthogonalFrequency Division Multiplex）信号に
変換して発生する周波数分割多重信号発生装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】符号化されたディジタル映像信号などを
限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、２５
６直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modul
ation）などの多値変調されたディジタル情報を多数の
搬送波を用いて伝送するＯＦＤＭ方式が従来より知られ
ている。このＯＦＤＭ方式は多数の搬送波を直交して配
置し、各々の搬送波で独立したディジタル情報を伝送す
る方式である。なお、「搬送波が直交している」とは、
隣接する搬送波のスペクトラムが当該搬送波の周波数位
置で零になることを意味する。

【０００３】このＯＦＤＭ方式によれば、ガードバンド
期間（ガードインターバル）を設定し、その期間の情報
を重複して伝送するようにしているため、電波のマルチ
パスにより生ずる伝送歪みを軽減できる。すなわち、こ
のＯＦＤＭ信号の受信は、シンボル期間内に伝送される
信号の振幅、位相変調成分を検出し、これらのレベルに
より情報の値を復号するものであるから、最初のガード
インターバル期間の信号を除いて復号することにより、
同一シンボル区間のマルチパス信号と、受信すべき信号
の周波数成分は同一であるため、比較的狭い周波数帯域
で、伝送歪みの少ない復号ディジタルデータを伝送でき
る。

【０００４】従来は、上記のＯＦＤＭ信号は単一の逆高
速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ回路）を用いて生成され
ている。このＩＦＦＴ回路はデータ系列の長さＮが２の
べき乗２^Ｌであるとき、サイズＮの離散的フーリエ変換
（ＤＦＴ）をサイズがＮ／２のＤＦＴに分解してバタフ
ライ演算を多重して行う回路であり、次数をｋとすると
きｋの実数部と虚数部の端子に伝送しようとするディジ
タル値に対応する値（レベル）の信号を与えて、ディジ
タル値を伝送するための信号を得る。時間間隔Ｔの間に
Ｎ個の複素数による逆ＤＦＴを実行すると、ＯＦＤＭ信
号を生成でき、逆ＤＦＴの各点が搬送波に相当すること
が知られている（「データ圧縮とディジタル変調」、日
経エレクトロニクスブック、２３３頁）。

【０００５】このＩＦＦＴ回路を用いて発生された多数
の情報搬送波は、送信すべき情報に応じて変調、送信さ
れるため、これらの情報搬送波の周波数分割多重信号で
あるＯＦＤＭ信号はランダム信号としての形態をとる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
装置では多数の情報搬送波を合成してできるＯＦＤＭ信
号に対し、特に瞬間的に生じるピーク電力に対する対策
を施していないため、まれに大電力が発生されることが
ある。例えば、２５６個の情報搬送波を用いるＯＦＤＭ
信号の電力は、１情報搬送波電力の２５６倍の合成した
平均電力であるため、仮に全情報搬送波の最大振幅電圧
値が一致して発生させられた場合は２５６の２乗倍にあ
たる６５５３６倍となる。従って、仮に１情報搬送波の
電力を１ｍＷとすると、これら２５６個の情報搬送波を
合成した平均電力は２５６ｍＷ程度であるが、全情報搬
送波の最大振幅位置が一致した時には６５Ｗとなってし
まう。

【０００７】このため、従来の周波数分割多重信号発生
装置では、全情報搬送波の最大振幅値が一致する確率は
非常に小さく、実際には殆ど発生しないが、平均電力値
は余裕をもった低い値に設定し、送信電力装置も平均電
力１０〜２０倍程度の余裕をもった大きな出力信号を発
生させられるもの（１情報搬送波の電力を１ｍＷとする
ときは２．５Ｗ〜５Ｗを発生できる装置）を用い、まれ
に生じる大電力信号に対しても飽和させないで送信でき
るように考慮していた。このため、従来の周波数分割多
重信号発生装置は装置全体が高価で大型化するという問
題がある。

【０００８】本発明は上記の点に鑑みてなされたもの
で、発生する周波数分割多重信号のピーク電力を小さく
することにより、送信装置の小型・軽量化を送信装置の
電源装置も含めて実現し得る周波数分割多重信号発生装
置を提供することを目的とする。

【０００９】また、本発明の他の目的は、受信点におけ
る搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）を改善することが
できる周波数分割多重信号発生装置を提供することにあ
る。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、ディジタル情報信号を複数に分割するデー
タ分配器と、データ分配器により分割されたディジタル
情報信号のそれぞれに基づいて変調された複数の周波数
分割多重信号を発生する複数の演算回路と、複数の演算
回路より取り出された複数の周波数分割多重信号のピー
ク電力を検出する複数のピーク検出回路と、複数のピー
ク検出回路の出力検出ピーク電力のうちしきい値を越え
た検出ピーク電力の周波数分割多重信号以外の一又は二
以上の周波数分割多重信号の極性を、しきい値を越えた
検出ピーク電力を打ち消す方向に制御する極性制御手段
と、極性制御手段を経た複数の周波数分割多重信号を加
算して出力する加算回路とを有する構成としたものであ
る。

【００１１】また、本発明は、データ分配器により分割
されたディジタル情報信号に対し複数のグループ毎に各
段で前段出力の乗算結果と前段出力の加算とを順次に行
って最終段よりそれぞれ変調された複数の周波数分割多
重信号を発生する複数の演算回路と、複数の演算回路の
それぞれの最終段の加算入力の極性を切り換える複数の
極性切換回路と、複数の演算回路のそれぞれの一部より
取り出された信号に基づいて複数の周波数分割多重信号
のピーク電力、ピーク位置を検出し、しきい値を越えた
検出ピーク電力を打ち消す方向に複数の極性切換回路を
制御する極性判定回路と、複数の演算回路の周波数分割
多重信号を加算して出力する加算回路とを有する構成と
したものである。

【００１２】

【作用】本発明では、ｎ個（ｎは２以上の整数）の演算
回路より出力される変調された周波数分割多重信号を加
算回路に加算して所望の搬送波数からなる周波数分割多
重信号を生成するようにしたため、単一の演算回路で所
望の搬送波数からなる周波数分割多重信号を発生する場
合よりも信号のピーク電力を１／ｎに抑えることができ
る。また、複数の演算回路のうちある一つの演算回路が
発生するピーク電力位置で他の演算回路から発生させら
れる信号の極性を制御あるいは反転することにより、更
に出力周波数分割多重信号の瞬時電力を低い値に抑える
ことができる。

【００１３】

【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。ま
ず、本発明の周波数分割多重信号発生装置について説明
する前に、本発明の周波数分割多重信号発生装置が適用
されるＯＦＤＭ信号の送信装置及びＯＦＤＭ信号の受信
装置について説明する。

【００１４】図４は本発明の周波数分割多重信号発生装
置が適用されるＯＦＤＭ信号送信装置及び受信装置の一
例のブロック図を示す。同図において、入力端子１には
伝送すべきディジタルデータが入力される。このディジ
タルデータとしては、例えばカラー動画像符号化表示方
式であるＭＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたデ
ィジタル映像信号や音声信号などである。この入力ディ
ジタルデータは、入力回路２に供給されて必要に応じて
誤り訂正符号の付与がクロック分周器３よりのクロック
に基づいて行われる。クロック分周器３は中間周波数発
振器８よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周して、
この中間周波数に同期したクロックを発生する。

【００１５】誤り訂正符号が付加されたディジタルデー
タは、入力回路２から逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）
装置４に供給される。このＩＦＦＴ装置４は本発明装置
の要部をなす装置部で後述する如く、本発明では複数の
ＩＦＦＴ回路を用いている。このＩＦＦＴ装置４とし
て、データ系列Ｎが２５６であるＩＦＦＴ回路と、２Ｎ
＝Ｍ＝５１２であるＩＦＦＴ回路の２つの例について説
明する。ＩＦＦＴ装置４を構成するＩＦＦＴ回路が前者
のＩＦＦＴ回路である場合は、実数部（Ｒ）の入力端子
数が２５６、虚数部（Ｉ）の入力端子数が２５６であ
り、それぞれ４ビットのディジタルデータが実数部及び
虚数部共に計２５６個ずつの入力端子に入力されること
により、０番目（ｋ＝０）の入力端子の入力情報は伝送
する搬送波の中心周波数で伝送され、ｋ＝Ｎ／２、１２
７番目（ｋ＝Ｎ／２）の入力端子の入力情報はナイキス
ト周波数に等価である両端周波数で伝送される。

【００１６】また、ＩＦＦＴ装置４を構成するＩＦＦＴ
回路が後者のＩＦＦＴ回路である場合には、実数部
（Ｒ）の入力端子数が５１２、虚数部（Ｉ）の入力端子
数が５１２であり、それぞれ４ビットのディジタルデー
タが実数部及び虚数部共に０番目から１２７番目までの
計１２８個ずつと、３８４番目から５１１番目までの計
１２７個ずつの入力端子にそれぞれ入力されることによ
り、０番目（ｋ＝０）の入力端子の入力情報は伝送する
搬送波の中心周波数で伝送され、１２７番目（ｋ＝Ｍ／
４）と３８４番目（ｋ＝３Ｍ／４）の入力端子の入力情
報はナイキスト周波数に等価である両端周波数で伝送さ
れる。

【００１７】ここで、１番目から１２７番目までの計１
２７個の入力端子の入力情報は中心搬送波周波数の上側
（高域側）の情報伝送用搬送波で伝送され、３８４番目
から５１１番目までの計１２７個の入力端子の入力情報
は中心搬送波周波数の下側（低域側）の情報伝送用搬送
波で伝送される。１２７番目と３８４番目の入力端子の
入力情報はナイキスト周波数に等価である両端周波数で
伝送される。なお、残りの入力端子には０が入力され
る。

【００１８】ここでは、上記のいずれの場合もＩＦＦＴ
装置４からの２５８組の出力のうち、ｋ＝０の中心搬送
波周波数で伝送される一組の出力を除く２５７波のう
ち、２４８波の搬送波を用いて情報を伝送し、残りの９
波はキャリブレーション用、その他の補助信号の伝送の
ために用いられる。そのため、１シンボル期間中に２４
８バイトのディジタルデータ、すなわち、１シンボル期
間中に、４ビットずつ一対の並列データ２４８組が入力
回路２からＩＦＦＴ装置４の実数部入力端子と虚数部入
力端子に入力される。

【００１９】クロック分周器３からのクロックに基づい
て、ＩＦＦＴ装置４からＩＦＦＴ演算されて取り出され
た計２５７組の出力データは、マルチパス歪みを軽減さ
せるためのガードインターバル回路５を通してＤ／Ａ変
換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）６に供給され、ここでク
ロック分周器３からのクロックをサンプリングクロック
としてアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要
な周波数帯域の成分の実数部成分と虚数部成分とが通過
されて直交変調器７へそれぞれ供給される。

【００２０】直交変調器７は中間周波数発振器８よりの
１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の搬送波とし、か
つ、この中間周波数の位相を９０°シフタ９により９０
°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の搬送波
として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ６より入力され
たディジタルデータの実数部成分（実数部データ）と虚
数部成分（虚数部データ）で直交振幅変調（ＱＡＭ）し
て２５７波の情報搬送波からなるＯＦＤＭ信号を生成す
る。

【００２１】すなわち、本実施例ではそれぞれ１６のレ
ベルを示す４ビットの実数部データと４ビットの虚数部
データのディジタル・アナログ変換信号を直交変調器７
に供給することにより、直交変調器７からは中心周波数
Ｆ０が１０．７ＭＨｚの例えば図５に示す如き周波数ス
ペクトラムのＯＦＤＭ信号が取り出される。

【００２２】図５（Ａ）の周波数スペクトラムは、ＩＦ
ＦＴ装置４のデータ系列がＮ（＝２５６）である場合の
ＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラムで、周波数帯域９９
ｋＨｚ内に全部で２５７波の搬送波が存在し、そのうち
２４８波の搬送波が１バイトの情報データで２５６ＱＡ
Ｍ変調されており、中心周波数Ｆ０を含む残りの９波の
搬送波が補助信号の伝送のために使用される。

【００２３】ここで、中心周波数Ｆ０より高域側の搬送
波は、前記ＩＦＦＴ回路の１番目から１２８番目の実数
部入力端子及び虚数部入力端子に入力されたデータ等で
変調されており、また中心周波数Ｆ０より低域側の搬送
波は、前記ＩＦＦＴ回路の１２８番目から２５５番目の
実数部入力端子及び虚数部入力端子に入力されたデータ
等で変調されている。

【００２４】また、図５（Ａ）に「１２８」及び「−１
２８」で示す位置には、それぞれナイキスト周波数の搬
送波が発生し、これは前記したように１２８番目の入力
端子に入力された固定電圧データに基づいて生成された
パイロット信号伝送用搬送波である。すなわち、同一の
１２８番目の入力端子に入力された固定電圧データは、
二つの搬送波により伝送される。

【００２５】なお、ＩＦＦＴの周期をＮ（＝２５６）と
したときの有効シンボル周波数ｆ_Sと、有効シンボル期
間ｔ_Sとは次のようになる。

【００２６】ｆ_S＝９９，０００／２５６＝３８７（Ｈｚ）ｔ_S＝１／ｆ_S＝２５８６（μｓｅｃ）これにガードインターバル回路５により与えられたマル
チパス歪除去用区間であるガードインターバルｇ_iを６
０μｓｅｃとして付加したときのシンボル期間ｔ_aとシ
ンボル周波数ｆ_aはそれぞれ次のようになる。

【００２７】ｔ_a＝ｔ_S＋ｇ_i＝２５８６＋６０＝２６４
６（μｓｅｃ）ｆ_a＝１／ｔ_a＝３７８（Ｈｚ）なお、ＩＦＦＴ装置４のデータ系列が２Ｎ（＝５１２）
である場合のＯＦＤＭ信号も、周波数帯域９９ｋＨｚ内
に全部で２５７波の搬送波が存在し、そのうち２４８波
の搬送波が１バイトの情報データで２５６ＱＡＭ変調さ
れており、中心周波数Ｆ０を含む残りの９波の搬送波が
補助信号の伝送のために使用される。

【００２８】ただし、この場合のＯＦＤＭ信号の周波数
スペクトラムは、図５（Ｂ）に示すように、中心周波数
Ｆ０より高域側の搬送波は、前記ＩＦＦＴ回路の１番目
から１２８番目の実数部入力端子及び虚数部入力端子に
入力されたデータ等で変調されており、また中心周波数
Ｆ０より低域側の搬送波は、前記ＩＦＦＴ回路の３８４
番目から５１１番目の実数部入力端子及び虚数部入力端
子に入力されたデータ等で変調されている。

【００２９】この場合は、図５（Ｂ）に示すように、
「１２８」は上記のＩＦＦＴ回路の１２８番目の実数部
入力端子及び虚数部入力端子に入力された固定電圧によ
り生成されたパイロット信号伝送用搬送波であり、「−
１２８」はＩＦＦＴ回路の３８４番目の実数部入力端子
及び虚数部入力端子に入力された固定電圧により生成さ
れたパイロット信号伝送用搬送波で、これらはナイキス
ト周波数の１／２倍の周波数の搬送波である。

【００３０】直交変調器７より取り出された、ガードイ
ンターバル処理される前のデータのシンボル周波数であ
る３８７Ｈｚ毎に隣接配置された複数の搬送波からなる
上記のＯＦＤＭ信号は、図４の周波数変換器１０に供給
されて送信周波数帯に周波数変換され、例えば上記の中
心搬送波周波数Ｆ０が１００ＭＨｚとされてから送信部
１１によりリニア増幅され、送信アンテナより送信され
る。

【００３１】これにより、図４の送信装置で送信される
信号の仕様は信号中心周波数１００ＭＨｚ、伝送帯域幅
１００ｋＨｚ（実際には図８に示したように９９ｋＨ
ｚ）、変調方式２５６ＱＡＭ、ＯＦＤＭ、使用搬送波数
２５７波（そのうち情報伝送用搬送波数２４８波）、ガ
ードインターバル６０μｓｅｃとなる。また、一対の４
ビットデータ２４８組が２４８波の搬送波で伝送される
ため、１シンボル期間当り２４８ｋバイトの伝送速度で
あり、よって１秒当りの伝送速度（転送レート）は、約
７５０ｋｂｐｓ（≒８ビット×３７８Ｈｚ×２４８÷１
０００）となる。

【００３２】次に、周波数分割多重信号受信装置につい
て説明する。上記のＯＦＤＭ信号は、図４の空間伝送路
１２を経て受信部１３により受信アンテナを介して受信
された後高周波増幅され、更に周波数変換器１４により
中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器１５によ
り増幅された後、直交復調器１６及びキャリア抽出回路
１７に供給される。

【００３３】キャリア抽出回路１７は、入力ＯＦＤＭ信
号の中心搬送波（キャリア）を位相誤差少なくできるだ
け正確に抽出する回路である。本実施例では、情報を伝
送する各搬送波は、シンボル周波数である３８７Ｈｚ毎
に隣接配置されてＯＦＤＭ信号を構成しているため、中
心搬送波に隣接する情報伝送用搬送波も中心周波数に対
して３８７Ｈｚ離れており、中心搬送波を抽出するため
には、３８７Ｈｚしか離れていない隣接する情報伝送用
搬送波の影響を受けないように、選択度の高い回路が必
要となる。

【００３４】そこで、キャリア抽出回路１７はＰＬＬ回
路を用いて中心搬送波Ｆ０の抽出を行う。ただし、この
場合のＰＬＬ回路を構成するＶＣＯとしては、可変範囲
が隣接する搬送波周波数の約１／２である±２００Ｈｚ
程度で発振する水晶振動子を用いた電圧制御型水晶発振
回路（ＶＣＸＯ）を用い、かつ、ＰＬＬ回路を構成する
ＬＰＦとして３８７Ｈｚに対して充分にカットオフ周波
数の低いＬＰＦを用いる。

【００３５】キャリア抽出回路１７により抽出された中
心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器１８に供給され、こ
こで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７ＭＨｚの中
間周波数を発生させる。中間周波数発振器１８の出力中
間周波数は第１の復調用搬送波として直交復調器１６に
直接に供給される一方、９０°シフタ１９により位相が
９０°シフトされてから第２の復調用搬送波として直交
復調器１６に供給される。

【００３６】これにより、直交復調器１６からは送信装
置の直交変調器７に入力された実数部、虚数部の各アナ
ログ信号と同等のアナログ信号（周波数分割多重信号）
が復調されて取り出され、サンプルクロック復号回路２
０に供給される一方、低域フィルタ２１によりＯＦＤＭ
信号情報として伝送された必要な周波数帯域の信号が通
過されてＡ／Ｄ変換器２２に供給されてディジタル信号
に変換される。

【００３７】Ａ／Ｄ変換器２２の入力信号に対するサン
プリングのタイミングは、サンプルクロック復号回路２
０により例えば特定の搬送波で伝送される、サンプルク
ロック周波数に対して所定の整数比に設定されパイロッ
ト信号より生成された、ナイキスト周波数の２倍の周波
数のサンプルクロックに基づいて発生される。すなわ
ち、サンプルクロック復号回路２０は、中間周波数と復
調アナログ信号が入力され、ガードインターバル期間を
含む各シンボル期間で連続信号として伝送されるパイロ
ット信号に位相同期するＰＬＬ回路によりサンプルクロ
ックを発生する。

【００３８】また、シンボル同期信号復号回路２３は、
このサンプルクロックによりパイロット信号の位相状態
を調べ、シンボル期間を検出してシンボル同期信号を復
号する。システムクロック発生回路２４は、これらサン
プルクロック及びシンボル同期信号よりガードインター
バル期間除去のための区間信号などのシステムクロック
を発生する。

【００３９】Ａ／Ｄ変換器２２より取り出されたディジ
タル信号は、ガードインターバル期間処理回路２５に供
給され、ここでシステムクロック発生回路２４よりのシ
ステムクロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少な
い方のシンボル期間信号を得てＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路
２６に供給される。

【００４０】ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２６のＦＦＴ（高
速フーリエ変換）回路部は、システムクロック発生回路
２４よりのシステムクロックにより複素フーリエ演算を
行い、ガードインターバル期間処理回路２５の出力信号
の各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出す
る。

【００４１】これにより得られた各周波数毎の実数部、
虚数部の各信号レベルは、ＱＡＭ復号回路部により参照
用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタ
ル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタ
ル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号され
る。この復号ディジタル情報信号は、出力回路２７によ
り並直列変換などの出力処理が行われて出力端子２８へ
出力される。

【００４２】次に、本発明の要部のＩＦＦＴ装置４の各
実施例について説明する。図１は本発明の要部の一実施
例のブロック図を示す。ＩＦＦＴ装置は入力ディジタル
データを４分配するデータ分配器３２と、４個のＩＦＦ
Ｔ回路３３〜３６と、ピーク検出回路３７〜４０と、デ
ータ極性判定回路４１と、極性制御回路４２〜４５と、
加算回路４６からなる。

【００４３】入力端子３１を介して入力された入力ディ
ジタルデータは、１シンボル期間に伝送すべき２５６バ
イトの信号であり、データ分配器３２に入力されて６４
バイト毎の４つのディジタル信号（実数部データ及び虚
数部データ）に分割された後、ＩＦＦＴ回路３３〜３６
にそれぞれ供給される。

【００４４】ＩＦＦＴ回路３３〜３６のそれぞれはデー
タ系列Ｎが２５６であるＩＦＦＴ回路であるものとする
と、実数部（Ｒ）の入力端子数が２５６、虚数部（Ｉ）
の入力端子数が２５６であり、それぞれ４ビットのディ
ジタルデータが実数部及び虚数部共に計２５６個ずつの
入力端子を有しているが、そのうち実数部及び虚数部共
に６４個ずつの入力端子に４ビットのディジタルデータ
が入力される。

【００４５】ここで、これら６４個ずつの入力端子はＩ
ＦＦＴ回路３３は±４ｍ（ｍは０〜３１の整数）番目の
搬送波周波数を出力する入力端子に、ＩＦＦＴ回路３４
は±４ｍ＋１（ｍは０〜３１の整数）番目の搬送波周波
数を出力する入力端子に、ＩＦＦＴ回路３５は±４ｍ＋
２（ｍは０〜３１の整数）番目の搬送波周波数を出力す
る入力端子に、ＩＦＦＴ回路３６は±４ｍ＋３（ｍは０
〜３１の整数）番目の搬送波周波数を出力する入力端子
にそれぞれ設定されている。

【００４６】このように、ＩＦＦＴ回路３３〜３６から
ＯＦＤＭ信号を構成する搬送波周波数が櫛歯状に４分割
されて出力される。これらの出力信号をそのまま加算し
てＯＦＤＭ信号を生成する場合は、従来の課題とされて
いたピーク電力の問題がそのまま残る。ＯＦＤＭ信号を
構成する各搬送波の振幅と位相は変調信号により決めら
れるため、入力信号に相関性が少ないときは出力信号も
ランダムな搬送波信号の集合となる。

【００４７】前記したように、ランダムな２５６波の搬
送波信号を合成した平均電力は、搬送波１波の電力の２
５６倍になる。仮に、全搬送波の瞬時ピーク位置が一致
するとその電力値は２５６の２乗である６５５３６倍と
なる。実際には、２５６の搬送波のピーク値が一致する
確率は非常に小さく、起こり得ないといえる。通常起こ
り得る電力のピーク値は、平均電力の１０〜２０倍とい
われている。すなわち、ＯＦＤＭ信号の平均送信電力を
１０Ｗに設定するとき、送信部１１の電力増幅器は１０
０Ｗ〜２００Ｗ程度の電力を歪み無く送信できる能力が
必要とされる（このときの理論最大電力は２５６０
Ｗ）。

【００４８】そこで、本実施例ではこのような瞬時電力
を低く抑えることにより、平均電力を増加させ、受信点
でのＣ／Ｎを改善するものである。すなわち、ＩＦＦＴ
回路３３〜３６の各出力信号は、対応して設けられた極
性制御回路４２〜４５に供給される一方、ピーク検出回
路３７〜４０にそれぞれ入力されてその信号の最大瞬時
電力値、その極性、発生時間位置がＩＦＦＴ動作のどの
位置で生じているかが検出される。ＩＦＦＴ回路３３〜
３６はそれぞれ６４の搬送波について演算を行うので、
当然のことながら平均電力値に対するピーク電力値は２
５６の搬送波について演算を行うときの１／４倍の値で
ある。

【００４９】４つのピーク検出回路３７〜４０から取り
出された、ＩＦＦＴ回路３３〜３６の出力信号の最大瞬
時電力値、その極性、発生時間位置を示す検出データは
データ極性判定回路４１に供給される。データ極性判定
回路４１は、入力検出データよりピーク電力値が少なく
なる極性の組み合わせを求め、その結果により極性制御
回路４２〜４５から共通の加算回路４６へ供給されるＩ
ＦＦＴ回路３３〜３６の出力信号の極性を制御する。

【００５０】データ極性判定回路４１は、通常はＩＦＦ
Ｔ回路３３〜３６の出力信号を同相で出力するように極
性制御回路４２〜４５を制御するが、大きなピーク電力
が検出された時には、大きなピーク電力が検出されたＩ
ＦＦＴ回路の出力信号と異なる他のＩＦＦＴ回路の出力
信号の極性がそれを打ち消すように極性制御回路４２〜
４５を制御する。これにより、極性制御回路４２〜４５
の各出力信号を加算する加算回路４６からはピーク電力
が所定値以下に抑圧された２５６の搬送波からなるＯＦ
ＤＭ信号が出力される。

【００５１】ところで、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回
路は、データ系列の長さＮが２のべき乗２^Ｌであると
き、サイズＮの離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）をサイズ
がＮ／２のＤＦＴに分解してバタフライ演算を多重して
行う回路である。このバタフライ演算は例えばＮ＝８の
場合、図２に示すようなシグナルフローダイヤグラムで
表すことができることが知られている（例えば、今井
聖、「信号処理工学」、株式会社コロナ社、８０頁）。
同図中、ｘ

〔０〕〜ｘ〔７〕はデータ系列、Ｗ_Ｎ ^ｉ（但
し、ｉ＝０〜７）は回転因子、Ｘ

〔０〕〜Ｘ〔７〕はＤ
ＦＴの値を示す。また、矢印は信号が伝搬する方向を示
し、丸印の付近の数値は乗算する値を、また丸印は加算
点を示す。

【００５２】図２の最終段の回路部分は、図３（Ａ）に
示す如くに表すことができる。同図（Ａ）において、２
つのＮ＝４からのデータは加算回路５１_０〜５１_７に入
力される一方、回転因子（Ｗ^０ _Ｎ）５２_０〜回転因子
（Ｗ^７ _Ｎ）５２_７と乗算された後加算回路５１_０〜５１
_７に入力されて加算される。これにより、加算回路５１
_０〜５１_７からは次式で表される値Ｘ［ｋ］が出力され
る。

【００５３】

【数１】これはＦＦＴ回路に関するものであるが、入力信号のサ
ンプル値と出力信号のＦＦＴ演算結果とを入れ替えると
ＩＦＦＴ回路として動作させることができる。ＩＦＦＴ
の動作は、偶数項の値をＩＦＦＴしたサンプル値に、奇
数項の値をＩＦＦＴしたサンプル値に所定の回転因子を
乗じて加算する。

【００５４】本発明の他の実施例は、この最終段の回路
部分を図３（Ｂ）に示す構成としたものである。同図
（Ｂ）中、同図（Ａ）と同一構成部分には同一符号を付
し、その説明を省略する。図３（Ｂ）において、加算回
路５１_０〜５１_７の一方の入力端子に入力される２つの
Ｎ＝４からのサンプル値は、回転因子５２_０〜５２_７か
らの乗算結果と共にそれぞれ極性判定回路５５に供給さ
れる。回転因子５２_０〜５２_７からの乗算結果は、また
極性切換回路５６_０〜５６_７を介して加算回路５１_０〜
５１_７の他方の入力端子にも供給される。

【００５５】極性判定回路５５は図１に示したピーク検
出回路３７〜４０とデータ極性判定回路４１とからなる
構成と同様の構成であり、加算回路５１_０〜５１_７に入
力されるサンプル値を調べ、予め定めたしきい値より大
きな値を検出したときは、そのサンプル値が供給される
加算回路の他方の入力端子に入力される回転因子の乗算
結果の極性を、極性切換回路を制御してその信号が打ち
消される方向の極性に切り替える。加算回路５１_０〜５
１_７の出力信号は合成されて出力される。

【００５６】図２はＮ＝８のバタフライ演算を３段重ね
るＦＦＴ方式であるが、Ｎ＝２５６のＩＦＦＴは８段の
バタフライ演算を行う。なお、図３に示した方法は最終
段に限らず、これに加えてそれ以外の段でも同様に行う
ことにより、更に細かなピーク電力の抑圧ができる。

【００５７】また、極性の切り替えられたＯＦＤＭ信号
は、受信装置でも極性を切り替えてＦＦＴ演算を行い、
復号する必要がある。従って、極性を切り替えるときに
は、その情報を受信装置に何らかの形で知らせる必要が
ある。その意味からも極性切り替えの組み合わせを所定
のグループ別などのパターンに限定し、少ない情報で確
実に受信装置に伝送する配慮が必要である。

【００５８】ＯＦＤＭ信号はＩＦＦＴの入力端子電圧を
０に設定すると、それに対応する搬送波のレベルは０と
なる。これをキャリアホールと呼び、他の送信方式と伝
送帯域を共通にするときなどこの性質を利用する。例え
ばＮＴＳＣ方式と重なる伝送帯域でＯＦＤＭ信号を伝送
するときに、ＮＴＳＣ方式テレビジョン信号の中心搬送
波周波数部分、色信号を伝送する帯域の搬送波を０に設
定するなどの利用もされている。

【００５９】各実施例では、極性切り替え情報を特定の
搬送波周波数により伝送を行う。上記の各実施例では、
極性制御回路４２〜４５あるいは極性切り替え回路５６
_０〜５６_７が４系統あるが、それに対応する搬送波を
４本配置する。すなわち、４本の搬送波に相当する周波
数の位置にＩＦＦＴ回路より出力信号が生じないように
予めその端子の電圧は０に保っておく。このようにし
て、搬送波４本分のホールができるが、その各々の周波
数で発振する４個の発振器を設ける。通常は、この発振
器の出力はオフとしておくが、ＩＦＦＴの極性が反転さ
れたときはそれに対応する発振器の出力を直交変調器
（図４）の入力に加算印加し、周波数変換器を介してＯ
ＦＤＭ信号と共に送出する。受信装置では、最初に所定
のキャリアホールに信号があるかないかを調べ、あると
きはそれに対応するＦＦＴ回路の極性を反転し、復調を
行う。

【００６０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ｎ個（ｎは２以上の整数）の演算回路より出力される変
調された周波数分割多重信号を加算回路に加算して所望
の搬送波数からなる周波数分割多重信号を生成すること
により、単一の演算回路で所望の搬送波数からなる周波
数分割多重信号を発生する場合よりも信号のピーク電力
を１／ｎに抑えることができ、また、複数の演算回路の
うちある一つの演算回路が発生するピーク電力位置で他
の演算回路から発生させられる信号の極性を制御あるい
は反転することにより、更に出力周波数分割多重信号の
瞬時電力を低い値に抑えることができるため、ピーク電
力値を小さく管理した周波数分割多重信号を送信装置内
の電力増幅器へ入力でき、よって、電力増幅器の余裕度
を小さくでき、送信装置の小型・軽量化を送信装置の電
源装置も含めて実現することができる。

【００６１】また、本発明によれば、合成された多数の
情報搬送波からなる周波数分割多重信号のピーク電力値
を小さな値に抑え込めるため、従来と同一の電力増幅器
を用いた場合は、その分平均送信電力を大きく設定する
ことができ、受信点における搬送波電力対雑音電力比
（Ｃ／Ｎ）を改善することができ、より誤り率の少な
い、弱電界位置での通信品質を向上することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のブロック図である。

【図２】通常用いられるＦＦＴの一例のシグナルフロー
ダイヤグラムである。

【図３】ＩＦＦＴ回路の最終段の回路の従来例と本発明
の他の実施例とをそれぞれ対比して示す図である。

【図４】本発明が適用されるディジタルデータ送受信装
置の構成を示すブロック図である。

【図５】ＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラムを示す図で
ある。

【符号の説明】

２入力回路３クロック分周器４逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）装置７直交変調器８、１８中間周波数発振器９、１９９０°シフタ３１ディジタルデータ入力端子３２データ分配器３３〜３６ＩＦＦＴ回路（演算回路）３７〜４０ピーク検出回路４１データ極性判定回路（極性制御手段）４２〜４５極性制御回路（極性制御手段）４６、５１_０〜５１_７加算回路５２_０〜５２_７回転因子５５極性判定回路５６_０〜５６_７極性切換回路

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル情報信号を複数に分割するデ
ータ分配器と、前記データ分配器により分割されたディジタル情報信号
のそれぞれに基づいて変調された複数の周波数分割多重
信号を発生する複数の演算回路と、前記複数の演算回路より取り出された複数の周波数分割
多重信号のピーク電力を検出する複数のピーク検出回路
と、前記複数のピーク検出回路の出力検出ピーク電力のうち
しきい値を越えた検出ピーク電力の周波数分割多重信号
以外の一又は二以上の周波数分割多重信号の極性を、前
記しきい値を越えた検出ピーク電力を打ち消す方向に制
御する極性制御手段と、前記極性制御手段を経た前記複数の周波数分割多重信号
を加算して出力する加算回路とを有することを特徴とす
る周波数分割多重信号発生装置。
【請求項２】前記複数の演算回路は、逆高速フーリエ
変換回路であり、前記加算回路から直交周波数分割多重
信号を出力することを特徴とする請求項１記載の周波数
分割多重信号発生装置。
【請求項３】ディジタル情報信号を複数に分割するデ
ータ分配器と、前記データ分配器により分割されたディジタル情報信号
に対し複数のグループ毎に各段で前段出力の乗算結果と
前段出力の加算とを順次に行って最終段よりそれぞれ変
調された複数の周波数分割多重信号を発生する複数の演
算回路と、前記複数の演算回路のそれぞれの最終段の加算入力の極
性を切り換える複数の極性切換回路と、前記複数の演算回路のそれぞれの一部より取り出された
信号に基づいて前記複数の周波数分割多重信号のピーク
電力、ピーク位置を検出し、しきい値を越えた検出ピー
ク電力を打ち消す方向に前記複数の極性切換回路を制御
する極性判定回路と、前記複数の演算回路の周波数分割多重信号を加算して出
力する加算回路とを有することを特徴とする周波数分割
多重信号発生装置。
【請求項４】前記複数の演算回路は、バタフライ演算
を行う逆高速フーリエ変換回路であり、前記複数の極性
切換回路は、最終段の加算回路に入力される回転因子と
の乗算結果を入力信号として受け、前記極性判定回路の
出力信号に基づいて入力信号の極性をそのまま又は反転
して出力することを特徴とする請求項３記載の周波数分
割多重信号発生装置。
【請求項５】前記極性の切り換え情報を前記演算回路
の特定の入力端子に入力して前記極性の切り換え情報を
特定の搬送波で出力することを特徴とする請求項１又は
３記載の周波数分割多重信号発生装置。