JP3541526B2

JP3541526B2 - 周波数分割多重信号生成方法及び復号方法

Info

Publication number: JP3541526B2
Application number: JP27525695A
Authority: JP
Inventors: 敬一金子
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1995-10-24
Filing date: 1995-10-24
Publication date: 2004-07-14
Anticipated expiration: 2015-10-24
Also published as: JPH09116521A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は周波数分割多重信号生成方法及び復号方法に係り、特に符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex）信号に変換して送受信する周波数分割多重信号の生成方法及び復号方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、２５６直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）などの多値変調されたディジタル情報を多数の搬送波を用いてＯＦＤＭ信号として伝送するＯＦＤＭ方式が、マルチパスに強い、妨害を受けにくい、周波数利用効率が比較的良いなどの特長が従来より知られている。このＯＦＤＭ方式は多数の搬送波を直交して配置し、各々の搬送波で独立したディジタル情報を伝送する方式である。なお、「搬送波が直交している」とは、隣接する搬送波のスペクトラムが当該搬送波の周波数位置で零になることを意味する。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式によれば、ガードバンド期間（ガードインターバル）を設定し、その期間の情報を重複して伝送するようにしているため、電波のマルチパスにより生ずる伝送歪みを軽減できる。すなわち、このＯＦＤＭ信号の受信は、シンボル期間内に伝送される信号の振幅、位相変調成分を検出し、これらのレベルにより情報の値を復号するものであるから、最初のガードインターバル期間の信号を除いて復号することにより、同一シンボル区間のマルチパス信号と、受信すべき信号の周波数成分は同一であるため、比較的狭い周波数帯域で、伝送歪みの少ない復号ディジタルデータを伝送できる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、上記のＯＦＤＭ信号を生成する従来の周波数分割多重信号生成方法では、多数の情報搬送波を合成してできるＯＦＤＭ信号に対し、特に瞬間的に生じるピーク電力に対する対策を施していないため、まれに大電力が発生されることがある。例えば、２５６個の情報搬送波を用いるＯＦＤＭ信号の電力は、１情報搬送波電力の２５６倍の合成した平均電力であるため、仮に全情報搬送波の最大振幅電圧値が一致して発生させられた場合は、一本の搬送波の２５６倍の伝送電力（又は、Ｄ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ、アナログ系のリニアリティ等）が要求される。逆に言うと、その分搬送波一本あたりの信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）が低下してしまう。
【０００５】
上記の全搬送波の位相が一致する確率は非常に小さく、実際には殆ど発生しないが、平均電力値は余裕をもった低い値に設定し、送信電力装置も平均電力１０〜２０倍程度の余裕をもった大きな出力信号を発生させられるものを用い、まれに生じる大電力信号に対しても飽和させないで送信できるように考慮していた。このため、従来の周波数分割多重信号発生装置は装置全体が高価で大型化するという問題がある。
【０００６】
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、直交周波数分割多重信号を生成する逆離散的フーリエ変換演算の所定のステージ演算結果に応じて演算の仕方を制御することにより、ピーク電力を小さくし得る周波数分割多重信号生成方法及び復号方法を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の目的を達成するため、それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を生成するために、複数の入力端子に入力されたディジタル情報信号を逆離散的フーリエ変換する演算部を備えた周波数分割多重信号生成方法において、演算部の最終ステージの直前のステージの演算結果を前半部と後半部に２分割し、前半部をそのままとし、かつ、後半部をゼロに設定して第１の最終ステージを実施して第１の演算結果Ｆ１（ｔ）を生成すると共に、前半部をゼロに設定し、かつ、後半部をそのままとして第２の最終ステージを実施して第２の演算結果Ｆ２（ｔ）を生成し、第１及び第２の演算結果の和の絶対値が所定値以上となるとき、第２の演算結果Ｆ２（ｔ）に対して時間軸上での移動及び所定値の乗算の少なくとも一方を実施した後、第１の演算結果Ｆ１（ｔ）に加算合成して周波数分割多重信号を生成することを特徴とする。本発明では、最終ステージを２回実施することで、ピーク値を通常の１／２にすることができる。
【０００８】
また、本発明は、演算部の最終ステージを含む演算後方部のＸ個のステージを実施する際、｛（最終ステージ）−Ｘ｝番目のステージの演算結果を２^Ｘのブロックに分割し、分割したブロックの一つはそのまま使用し、残りのブロックをすべてゼロに設定して演算後方部のＸ個のステージを実施することを、すべてのブロックで実施し、得られた２^Ｘ個の演算結果の和の絶対値が所定値以上となるとき、２^Ｘ個の演算結果に対して時間軸上での移動及び所定値の乗算の少なくとも一方を実施した後、これら２^Ｘ個の演算結果を加算合成して周波数分割多重信号を生成することを特徴とする。これにより、本発明では、最終ステージのＸ番目前のステージからＸ回ステージ演算することで、ピーク値を通常の１／Ｘにすることができる。
【０００９】
ここで、本発明では演算情報を受信側に伝送する必要があるため、演算部の特定の入力端子の入力信号をゼロとして特定の入力端子に割り当てられた搬送波をキャリアホールとし、演算部の出力周波数分割信号中にキャリアホールで伝送される信号として、時間軸上での移動及び／又は所定値の乗算を行った演算情報を加算合成するか、後半部の初期入力データに、時間軸上での移動及び／又は所定値の乗算を行った演算情報として、少なくとも１つの基準データが挿入されている特定搬送波を設定するか、２^Ｘ個のブロックのそれぞれの初期入力データに、時間軸上での移動及び／又は所定値の乗算を行った演算情報として、少なくとも１つの基準データが挿入されている特定搬送波を設定する。
【００１０】
また、本発明の復号方法は前記目的を達成するため、それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を離散的フーリエ変換してディジタル情報信号を復号する復号方法において、請求項３記載の周波数分割多重信号中に予め定めたキャリアホールで伝送される演算情報を復号し、復号されたディジタル情報信号を復号された演算情報で補正することを特徴とする。
【００１１】
更に、本発明の復号方法は前記目的を達成するため、それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を離散的フーリエ変換してディジタル情報信号を復号する復号方法において、請求項４記載の周波数分割多重信号中の特定の搬送波で伝送される基準データを復号し、復号されたディジタル情報信号を復号された基準データで補正するか、請求項５記載の周波数分割多重信号中の特定の搬送波で伝送される基準データを復号し、復号された２^Ｘのブロック毎に復号された基準データで演算結果を補正するように構成したものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。まず、本発明の周波数分割多重信号生成方法について説明する前に、本発明の周波数分割多重信号生成方法が適用されるＯＦＤＭ信号の送信装置の概要について説明する。ここでは、２５６本の搬送波で伝送情報をＯＦＤＭ信号として送信する。また、後段のアナログ信号系の設計を容易にするために、２倍オーバーサンプリングを使用し、５１２ポイントの逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算を実行し、ＯＦＤＭ信号を発生させるものとする。
【００１３】
この送信装置では、例えばカラー動画像符号化表示方式であるＭＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたディジタル映像信号や音声信号などの伝送すべきディジタルデータを演算部４に供給する。この演算部４は入力ディジタルデータを逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算して同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を生成する。この演算部は所定の周波数帯域幅よりも高いサンプルクロック周波数で動作を行う。２５６本の搬送波で伝送情報を伝送する場合、２倍オーバーサンプリングを使用し、５１２ポイントのＩＤＦＴ演算をして信号を発生させる。このときのＩＤＦＴ演算部への入力割り当ては、入力周波数整列型で順番に番号をふると、次のようになる。
【００１４】
ｎ＝０〜１２８搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００１５】
ｎ＝１２９〜３８３搬送波レベルを０とし、信号を発生させない。
【００１６】
ｎ＝３８４〜５１１搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００１７】
すなわち、ＩＤＦＴ演算部の入力端子数は実数部（Ｒ）信号用と虚数部（Ｉ）信号用とにそれぞれ５１２ずつあり、そのうち１番目（ｎ＝１）から１２７番目（ｎ＝１２７）までの計１２７個ずつと、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１１番目（ｎ＝５１１）の計１２７個ずつの入力端子に情報信号が入力され、また、０番目（ｎ＝０）の入力端子には直流電圧（一定）が入力されて伝送する搬送波の中心周波数で伝送され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／４）と３８４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力端子には例えば、パイロット信号のための固定電圧が入力され、ナイキスト周波数の１／２倍の周波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送される。
【００１８】
ここで、１番目から１２８番目までの計１２８個の入力端子の入力情報は中心搬送波周波数Ｆ０の上側（高域側）の情報伝送用搬送波で伝送され、３８４番目から５１１番目までの計１２８個の入力端子の入力情報は中心搬送波周波数の下側（低域側）の情報伝送用搬送波で伝送される。また、残りの１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が発生しないようにされる（データ伝送には用いない）。
【００１９】
すなわち、演算部は外部システムからの伝送情報が８ビットずつ、”ＡＢ”、”ＣＤ”、”ＥＦ”、”ＧＨ”、．．．（各文字は４ビットの固まりを表す）の順に到来する場合、１番目から１２８番目の実数部入力端子及び虚数部入力端子と、３８４番目から５１１番目の実数部入力端子及び虚数部入力端子に、それぞれ４ビットの信号が入力される。この場合の搬送波番号と実数部入力端子、虚数部入力端子のデータの割り当ては次の第１の配置とする。
【００２０】
【表１】

更に、特定搬送波（キャリア）で受信側での振幅・位相補正のための基準データや同期用データ等（伝送モードもこれらに含まれる）を挿入するので、これらに該当するところのデータは、後に他の搬送波に転送される。
【００２１】
上記の演算部のＩＤＦＴ演算結果（Ｉ信号及びＱ信号）は、出力バッファを介して直交変調手段に供給され、ここで直交変調されて互いに周波数の異なる２５７波（正負１２８組の搬送波と中心搬送波一つ）の情報搬送波のそれぞれが２５６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号に変換された後、周波数変換器により送信周波数帯に周波数変換され、更に送信部で電力増幅等されてアンテナより放射される。
【００２２】
周波数分割多重信号受信装置においては、直交復調及びＤＦＴ演算後、特定キャリアの基準データに従い、ＤＦＴ演算結果の補正を行う。
【００２３】
次に、本発明の実施の形態について説明するに、図１は本発明になる周波数分割多重信号生成方法の一実施の形態のブロック図を示す。同図において、演算部１はディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）により具現化され、図示しない外部システムから伝送情報信号（前記ディジタルデータなど）がビットリバース順で各搬送波に対応する実数部入力端子と虚数部入力端子に供給され、前記したＩＤＦＴ演算を行い、得られた演算結果に所定値以上のピーク値が発生しないように、後述する各実施の形態の方法で演算結果の時間軸上での移動や所定値の乗算などを行って、これにより得られた演算結果を出力バッファ２へ出力する。
【００２４】
その際、受信系の復号の基準となる基準データは、第１キャリアを生成する実数部及び虚数部入力端子に入力されてＩＤＦＴ演算された後、出力バッファ２へ出力される。
【００２５】
演算部１のＩＤＦＴ演算結果（Ｉ信号及びＱ信号）は、１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の入力情報が５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）として、バースト的に発生されるのに対し、後段の回路では一定で連続的に信号処理を行う必要から、両者の時間的違いを調整するために、ＩＤＦＴ演算結果は出力バッファ２に一時蓄積される。その後、出力バッファ２からＩ信号及びＱ信号は、連続的に読み出されて図示しない直交変調手段に入力される。
【００２６】
上記のようにして送信された周波数分割多重信号は、直交復調器で直交復調された後、図１０に示すＤＦＴ演算部１０に供給されてＤＦＴ演算され、伝送情報が復号される。ここで、受信されるＯＦＤＭ信号は後述するように送信側の演算部１で所定値以上のピーク値を生じさせない処理を行っているので、受信側でのＤＦＴ演算部１０による復号の際に、元のデータを復号できるように、識別のための基準データあるいは演算情報が付加されて送受信される。ＤＦＴ演算部１０はこの基準データあるいは演算情報に基づいて、後述する方法で受信データを補正して元のデータを復元する。
【００２７】
（第１の実施の形態）
図１の演算部１は基数２、時間間引き、入力データビットリバース型、出力データ整列型で５１２（＝２⁹）ポイントのＩＤＦＴ演算を行うものとする。このＩＤＦＴ演算は、第１ステージから第９ステージまでの演算を必要とするが、この実施の形態では最終ステージ（すなわち、第９ステージ）を残し、第８ステージまでを演算し、これにより得られた５１２個の演算結果のうち前半部をＥ₀〜Ｅ₂₅₅、後半部をＨ₀〜Ｈ₂₅₅とおくと、第１の最終ステージとして、Ｅ₀〜Ｅ₂₅₅をそのまま使用し、Ｈ₀〜Ｈ₂₅₅をゼロとして演算して演算結果Ｆ１（ｔ）を得る。また、第２の最終ステージとして、演算部１はＥ₀〜Ｅ₂₅₅をゼロとし、Ｈ₀〜Ｈ₂₅₅をそのまま使用して演算して演算結果Ｆ２（ｔ）を得る。
【００２８】
通常の最終ステージ結果をＦ（ｔ）とすると、これはＦ１（ｔ）＋Ｆ２（ｔ）であることは自明である。ここで、Ｆ（ｔ）に所定値以上のピーク値があるとすると、本実施の形態ではＦ２（ｔ）のデータ列をずらしてＦ１（ｔ）に加算することにより、ピーク値を減少させるものである。
【００２９】
次に、上記の最終ステージ結果Ｆ（ｔ）がＦ１（ｔ）＋Ｆ２（ｔ）となることについて、詳細に説明する。いま、説明を簡単にするため、上記のＩＤＦＴ演算を１６ポイントＩＤＦＴ演算とすると、ビットリバース順で入力されるデータに対して、通常は図２に示す如き第１ステージから第４ステージまでのバタフライ演算が実行される。
【００３０】
ここで、図２中の数値はバタフライ演算の回転因子Ｗⁿ＝ｅｘｐ（−ｊ２πｎ／１６）のｎの値を示している。各バタフライ演算は複素数で表現したとき、（Ｒ１＋ｊＩ１）と（Ｒ２＋ｊＩ２）の各データのうち、（Ｒ１＋ｊＩ１）に対しては（Ｒ１＋ｊＩ１）＋（Ｒ２＋ｊＩ２）Ｗⁿ、（Ｒ２＋ｊＩ２）に対しては（Ｒ１＋ｊＩ１）−（Ｒ２＋ｊＩ２）Ｗⁿの演算を実施する。なお、全体を通して各ステージ演算毎の１／２スケーリングについては省略して記述してある。
【００３１】
１６ポイントＩＤＦＴ演算では、４つのステージを実施するが、前記したようにこの実施の形態では最終ステージである第４ステージを残し、第３ステージの演算結果を前半部Ｅ₀〜Ｅ₇と後半部Ｈ₀〜Ｈ₇とに分け、図３に示すように第４ステージを演算すると同図に示す演算結果が得られる。
【００３２】
ここで、第４ステージ（最終ステージ）の演算結果をＦ（ｔ）とし、これを２つの関数Ｆ１（ｔ）、Ｆ２（ｔ）として扱う。すなわち、
Ｆ（ｔ）＝Ｆ１（ｔ）＋Ｆ２（ｔ）
【００３３】
【数１】

Ｆ１（ｔ）を求めるには、Ｅ₀〜Ｅ₇をそのまま使用し、Ｈ₀〜Ｈ₇をゼロと仮定して第４ステージの演算を実施すると得られる。または、図３から明らかなように、Ｅ₀〜Ｅ₇の繰り返しとしても得られる。
【００３４】
一方、Ｆ２（ｔ）を求めるには、Ｈ₀〜Ｈ₇をそのまま使用し、Ｅ₀〜Ｅ₇をゼロと仮定して第４ステージの演算を実施すると得られる。または、図３からもわかるように、Ｗ⁰Ｈ₀〜Ｗ⁷Ｈ₇までを計算し、その極性反転を利用しても得られる。
【００３５】
ここで、伝送情報として、入カデータ列｛ａ₀，ａ₁，・・・，ａ₁₅｝が入つてきた場合を考える。これら１６個のデータ値は、所定の規則で周波数割当されるが、割り当てられた入力データ列を、以降の説明をわかりやすくするために、仮に、｛ｂ₀，ｂ₈，ｂ₄，ｂ₁₂，ｂ₂，ｂ₁₀，ｂ₆，ｂ₁₄，ｂ₁，ｂ₉，ｂ₅，ｂ₁₃，ｂ₃，ｂ₁₁，ｂ₇，ｂ₁₅｝とする。ａ_nとｂ_nの関連は本発明の範囲外である。このデータ列が図２の左から入力され、ＩＦＤＴ演算されることになる。
【００３６】
Ｆ１（ｔ）、Ｆ２（ｔ）を求めることに関して、別の見方をすると、｛ｂ₀，ｂ₈，ｂ₄，ｂ₁₂，ｂ₂，ｂ₁₀，ｂ₆，ｂ₁₄，０，０，０，０，０，０，０，０｝の入力列をＩＤＦＴ演算した結果がＦ１（ｔ）に対応し、｛０，０，０，０，０，０，０，０，ｂ₁，ｂ₉，ｂ₅，ｂ₁₃，ｂ₃，ｂ₁₁，ｂ₇，ｂ₁₅｝の入力列をＩＤＦＴ演算した結果がＦ２（ｔ）に対応することは自明である。
【００３７】
送出すべき最終結果（ＯＦＤＭ波）は、Ｆ１（ｔ）＋Ｆ２（ｔ）であるが、この結果に所定値以上のピーク値があった場合は、Ｆ２（ｔ）を数サンプルずらして加算をする。
【００３８】
次に、上記の加算方法について説明する。加算方法としては、▲１▼Ｆ１（ｔ）とＦ２（ｔ）の最大、最小ピーク値が重ならないように、Ｆ２（ｔ）を数サンプルだけ、前又は後ろにずらす、▲２▼Ｆ１（ｔ）の最大ピーク点に対し、Ｆ２（ｔ）の最小ピーク点が一致するようにＦ２（ｔ）を数サンプルだけ、前又は後ろにずらす、▲３▼Ｆ１（ｔ）のレベルが大きい点（例えば５点）と、Ｆ２（ｔ）のレベルが大きい点（例えば５点）が一致しないように、かつ、Ｆ１（ｔ）のレベルが小さい点（例えば５点）と、Ｆ２（ｔ）のレベルが小さい点（例えば５点）が一致しないように、Ｆ２（ｔ）をずらす、などの方法が考えられる。
【００３９】
なお、Ｆ１（ｔ）、Ｆ２（ｔ）ともに、複素関数であり、
Ｆ１（ｔ）＝Ｆ１_R（ｔ）＋ｊＦ１_I（ｔ）
Ｆ２（ｔ）＝Ｆ２_R（ｔ）＋ｊＦ２_I（ｔ）
とおくと、Ｆ１_R（ｔ）＋Ｆ２_R（ｔ）がＩ（ＩｎＰｈａｓｅ）信号列、Ｆ２_I（ｔ）＋Ｆ２_I（ｔ）がＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）信号列、になるため、Ｆ２_R（ｔ）、Ｆ２_I（ｔ）が同じサンプル数だけずれる条件で、Ｉ信号列、Ｑ信号列をともに考慮してピーク値を削減することは言うまでもない。図１の演算部１は上記のようにＦ２（ｔ）をずらし、ピーク値を所定値以下にした後、出力バッファ２を介して図示しない直交変調器へデータを送出する。
【００４０】
ここで、一例として、図３の演算結果で、Ｆ２（ｔ）をひとつずらしたものを次表に示す。
【００４１】
【表２】

上記の表２のずらした後の整理結果からわかるように、第３ステージ演算結果が次式であったことと同等である。
【００４２】
Ｈ_t’＝Ｗ¹Ｈ_t+1 ｍｏｄ（ｔ，８）
第２ステージ演算結果の後半部の８点をＣ₀〜Ｃ₃、Ｄ₀〜Ｄ₃とおくと、通常は図４に示すように演算されるが、上式から逆算して第２ステージ演算結果が図５であったことに相当している。
【００４３】
更に、入力データ列まで計算すると、通常は図６に示すように演算されるが、ずらした場合を逆算すると、図７に示すようになる。結論として、伝送情報、つまり入力データ列が、｛ｂ₀，ｂ₈，ｂ₄，ｂ₁₂，ｂ₂，ｂ₁₀，ｂ₆，ｂ₁₄，ｂ₁，ｂ₉，ｂ₅，ｂ₁₃，ｂ₃，ｂ₁₁，ｂ₇，ｂ₁₅｝の場合、前記したずらし方により、入力データ列に、｛ｂ₀，ｂ₈，ｂ₄，ｂ₁₂，ｂ₂，ｂ₁₀，ｂ₆，ｂ₁₄，Ｗ¹ｂ₁，Ｗ⁹ｂ₉，Ｗ⁵ｂ₅，Ｗ¹³ｂ₁₃，Ｗ³ｂ₃，Ｗ¹¹ｂ₁₁，Ｗ⁷ｂ₇，Ｗ¹⁵ｂ₁₅｝が入ることと同等である。周波数割当の前半部は、そのままで、後半部のみ１サンプル時間だけ波形を進めたかたちとなる。
【００４４】
上記の場合において、全ての入力データは、振幅が同一であり、ｂ₀〜ｂ₁₄までは、入カデータの位相は同一であり、ｂ₁は、基本周波数（１シンボルに１周期）に割当られるので、位相（以下、角度ともいう）はＷ¹の１個分、ｂ₉は、基本周波数× ９に割当られるので、角度としてはＷの¹９個分、ｂ₅は、基本周波数× ５に割当られるので、角度としてはＷ¹の５個分、ｂ₁₃は、基本周波数×１３に割当られるので、角度としてはＷ¹の１３個分、ｂ₃は、基本周波数× ３に割当られるので、角度としてはＷ¹の３個分、ｂ₁₁は、基本周波数×１１に割当られるので、角度としてはＷ¹の１１個分、ｂ₇は、基本周波数× ７に割当られるので、角度としてはＷ¹の７個分、ｂ₁₅は、基本周波数×１５に割当られるので、角度としてはＷ¹の１５個分の位相が進んだデータを入力したと考えられる。
【００４５】
次に、図１０のＤＦＴ演算部１０による復号方法について述べる。一例として、送信側で基本周波数割当データに基準データを挿入し、これに基づいて復号時の補正量を決定する。この基準データの値は、ある決められた基準位相値であれば何でもよい。例えば、位相０度の値を基準データと決めたとき、受信側で、ｂ₁’のデータが位相α'度を検出したとする。この値は、Ｗ¹の±数個分に相当している。
【００４６】
この場合、ｂ₁がα’度位相が進んでいることから、ｂ₀のデータを復元する為に、ｂ₉’のデータの位相をα’× ９度遅らせ、ｂ₅のデータを復元する為に、ｂ₅’のデータの位相をα’× ５度遅らせ、ｂ₁₃のデータを復元する為に、ｂ₁ ₃’のデータの位相をα’×１３度遅らせ、ｂ₃のデータを復元する為に、ｂ₃’のデータの位相をα’× ３度遅らせ、ｂ₁₁のデータを復元する為に、ｂ₁₁’のデータの位相をα’× １１度遅らせ、ｂ₇のデータを復元する為に、ｂ₇’のデータの位相をα’×７度遅らせ、ｂ₁₅のデータを復元する為に、ｂ₁₅’のデータの位相をα’× １５度遅らせる操作をすればよい。
【００４７】
同様に考えて、ｂ₃に基準データを挿入したとき、β'度位相が進んでいたときは、ｂ₁のデータを復元する為に、ｂ₁’のデータの位相を（β’／３）× １度遅らせ、ｂ₉のデータを復元する為に、ｂ₉’のデータの位相を（β’／３）× ９度遅らせ、ｂ₅のデータを復元する為に、ｂ₅’のデータの位相を（β’／３）× ５度遅らせ、ｂ₁₃のデータを復元する為に、ｂ₁₃’のデータの位相を（β’／３）× １３度遅らせ、ｂ₁₁のデータを復元する為に、ｂ₁₁’のデータの位相を（β’／３）× １１度遅らせ、ｂ₇のデータを復元する為に、ｂ₇’のデータの位相を（β’／３）× ７度遅らせ、ｂ₁₅のデータを復元する為に、ｂ₁₅’のデータの位相を（β’／３）× １５度遅らせる操作をすればよい。その他の周波数に基準データを挿入しても、同様に処理できる。
【００４８】
このように、図１の実施の形態では、第２の最終ステージとして、演算部１はＥ₀〜Ｅ₂₅₅をゼロとし、Ｈ₀〜Ｈ₂₅₅をそのまま使用して演算して演算結果Ｆ２（ｔ）を得る。このＦ２（ｔ）のデータ列を｛Ｋ₀、Ｋ₁、Ｋ₂、・・・、Ｋ₅₁₁｝とする。データ列を＋１サンプルずらしたものを｛Ｋ₁、Ｋ₂、・・・、Ｋ₅₁₁、Ｋ₀｝とする。この操作は、Ｆ２（ｔ）（時間軸波形）を１サンプル時間早めたことを示す。よって、各周波数はそれぞれに、その時間分の位相進みを起こして受信される。演算部１への入カデータ列の前半部、後半部を、それぞれ、
前半部＝｛b₀,0,0,b₃₈₄,b₆₄，0,0,b₄₄₈,b₃₂,0,0,b₄₁₆,b₉₆,0,0,b₄₈₀,b₁₆,・・・,b₅₁₀｝
後半部＝｛b₁,0,0,b₃₈₅,b₆₅，0,0,b₄₄₉,b₃₃,0,0,b₄₁₇,b₉₇,0,0,b₄₈₁,b₁₇,・・・,b₅₁₁｝
とすると、図１０のＤＦＴ演算部１０において、前半部はそのままにデータが復号され、後半部は、｛W¹b₁,0,0,W³⁸⁵b₃₈₅,W⁶⁵b₆₅,0,0,W⁴⁴⁹b₄₄₉,W³³b₃₃,0,0,W⁴¹⁷b₄₁₇,W⁹⁷b₉₇,0,0,W⁴⁸¹b₄₈₁,W¹⁷b₁₇,0,0,W⁵¹¹b₅₁₁｝とデータが復号される。なお、ＷⁿはＩＤＦＴ演算の回転因子で、Ｗⁿ＝ｅｘｐ（−ｊ２πｎ／５１２）を示している。
【００４９】
そこで、＋１サンプルずらしたときの補正としては、後半部の復号結果に対し、それぞれ、Ｗ^-1，Ｗ^-385，Ｗ^-65，Ｗ^-449，Ｗ^-33，Ｗ^-417，Ｗ^-97，Ｗ^-481，Ｗ^-17，・・・，Ｗ^-511の補正量を乗じればよい。
【００５０】
実際に、±ｎサンプルずらしたときの補正量の求め方としては、第１の方法として、特定キャリアを設けキャリアホールとしておき、ＩＤＦＴ演算後に、特定キャリア相当信号の所にずらした情報を（時間軸関数で）加算すればよい。これは、ＩＤＦＴ演算用に用意されているＳＩＮテーブルを利用することにより、容易に実施できる。受信機では、この情報をもとに補正を行う。各周波数のデータと補正量には一定の関係があるため、情報量としては、８ピットで２５６通り、９ビットならすべてのずらし方である５１２通りが表現できる。
【００５１】
ここでは、既述したとおり、第２の方法として、既述のｂ₁に基準データを常に挿入する。ｂ₁に割当られる周波数は１シンボルに１周期の基本周波数（ｆ₁）である。受信機で、ｂ₁’（これはｂ₁の受信データ）を受信した場合、(b₁'／ｂ₁)の計算からｆ₁ の位相差がわかり、補正量としては、（ｂ₁／ｂ₁’）が得られる。これをもとに、受信データｂ_n’について、（ｂ₁／ｂ₁’）ⁿｂ_n’の計算によりｂ_nが求まる。
【００５２】
このことについて、更に詳細に説明する。いま、送信する基準データＳ_TXを
Ｓ_TX＝ｘ_S＋ｊｙ_S
とすると、これは極座標表記すると次式で表される。
【００５３】
ｘ_S＝Ｓcos(θ_S)，ｙ_S＝Ｓsin(θ_n)
ただし、Ｓ＝√(ｘ² _S＋ｙ² _S)，θ_S＝tan^-1(ｙ_S／ｘ_S)
一方、上記の基準データＳ_TXを受信して得られる受信基準データＳ_TX’は次式で表される。
【００５４】
Ｓ_TX'＝ｘ_S'＋ｊｙ_S'
これは極座標表記すると次式で表される。
【００５５】
ｘ_S'＝Ｓ'cos(θ_S')，ｙ_S'＝Ｓ'sin(θ_S')
ただし、Ｓ'＝√(ｘ_S'²＋ｙ_S'²)，θ_S'＝tan^-1(ｙ_S'／ｘ_S')
基本周波数ｆ₁の補正量は、
（ｂ₁／ｂ₁’）＝（ｘ_S＋ｊｙ_S）／（ｘ_S’＋ｊｙ_s’）
より求める。これを極座標で表記すると、
(b₁／b₁')＝(Ｓ／Ｓ')(cos(θ_S−θ_S')＋ｊsin(θ_S−θ_S'))
ここでは、位相のみ変化させ、振幅は同じなので、Ｓ＝Ｓ'で、ｆ₁の補正量は、
cos(θ_S−θ_S')＋ｊsin(θ_S−θ_S') を得る。
また、θ_S＝０と設定しておくことにより、より計算の簡単な、
cos(−θ_S')＋ｊsin(−θ_S') を得る。
なお、角度は左まわりを正の方向とする。 (この場合、θ_S'＜０)
一方、伝送情報に関する送信データＤ_TXn（＝ｘ＋ｊｙ）を受信して得られる受信データＤ_TXn'＝（ｘ'＋ｊｙ')に対する補正は、次式より求まる。
【００５６】

また、θ_S＝０と設定しておくことにより、より簡単な計算式
Ｄ_TXn＝Ｄ_TXn'((cos（ｎθ_S')-ｊsin（ｎθ_S'))
により受信データが求まる。
【００５７】
基準データを、ｂ₁でなくｂ_m に設定した場合は、（ｂ_m’／ｂ_m）の計算からｆ_mの位相差がわかり、補正量としては、（ｂ_m／ｂ_m’）が得られる。既述した内容から明かなように、データの補正は、
Ｄ_TXn＝Ｄ_TXn'(cos（（ｎ／ｍ）(θ_S−θ_S'))＋ｊsin（（ｎ／ｍ）(θ_S−θ_S')))
より求まる。
【００５８】
理論的に、θ_S−θ_S'、(１/ｍ)(θ_S−θ_S')、あるいはθ_S'は、サンプル時間の整数倍なので、受信機においてこれらの計算には、ＤＦＴ演算用のＳＩＮテーブルを利用する事ができ、計算が簡単に行える。
【００５９】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。この第２の実施の形態では、演算部１の最終ステージを含む演算後方部のＸ個のステージを実施する際、｛（最終ステージ）−Ｘ｝番目のステージの演算結果を２^Ｘのブロックに分割し、分割したブロックの一つはそのまま使用し、残りのブロックをすべてゼロに設定して演算後方部のＸ個のステージを実施することを、すべてのブロックで実施し、得られた２^Ｘ個の演算結果の和の絶対値が所定値以上となるとき、２^Ｘ個の演算結果に対して時間軸上で移動した後、これら２^Ｘ個の演算結果を加算合成して周波数分割多重信号を生成する。
【００６０】
ここでは、上記のＸを”２”とした場合について説明する。いま、第２ステージの演算結果を、Ａ₀〜Ａ₃、Ｂ₀〜Ｂ₃、Ｃ₀〜Ｃ₃、Ｄ₀〜Ｄ₃で表される４つのブロックに分割し、第１のブロックの演算結果Ａ₀〜Ａ₃をそのまま使用し、残りのブロックの演算結果Ｂ₀〜Ｂ₃、Ｃ₀〜Ｃ₃、Ｄ₀〜Ｄ₃はすべて０として第３、４ステージを実施し、演算結果Ｆ１（ｔ）を得る。
【００６１】
同様に、第２のブロックの演算結果Ｂ₀〜Ｂ₃をそのまま使用し、残りのブロックの演算結果Ａ₀〜Ａ₃、Ｃ₀〜Ｃ₃、Ｄ₀〜Ｄ₃はすべて０として第３、４ステージを実施し、演算結果Ｆ２（ｔ）を、第３のブロックの演算結果Ｃ₀〜Ｃ₃をそのまま使用し、残りのブロックの演算結果Ａ₀〜Ａ₃、Ｂ₀〜Ｂ₃、Ｄ₀〜Ｄ₃はすべて０として第３、４ステージを実施し、演算結果Ｆ３（ｔ）を得、更に、第４のブロックの演算結果Ｄ₀〜Ｄ₃をそのまま使用し、残りのブロックの演算結果Ａ₀〜Ａ₃、Ｂ₀〜Ｂ₃、Ｃ₀〜Ｃ₃はすべて０として第３、４ステージを実施し、演算結果Ｆ４（ｔ）を得る。これらの演算の様子を図８に示す。
【００６２】
通常の最終ステージの演算結果Ｆ（ｔ）は
Ｆ（ｔ）＝Ｆ１（ｔ）＋Ｆ２（ｔ）＋Ｆ３（ｔ）＋Ｆ４（ｔ）
で表される。ここで、この実施の形態では、この演算結果Ｆ（ｔ）に所定値以上のピーク値がでるときには、Ｆ２（ｔ）、Ｆ３（ｔ）、Ｆ４（ｔ）をそれぞれ±数サンプルずらして加算することにより、ピーク値が所定値未満になるようにする。このとき、時間軸上でずらしたサンプル数が受信系で識別できるように、第２〜第４のブロックには、それぞれ基準データを挿入しておく。
【００６３】
このようにして、生成された周波数分割多重信号を受信する受信機においては、各ブロックの基準データの受信値に従って補正値を決定し、データを復号する。
【００６４】
一例として、演算部１がＦ２（ｔ）を２サンプル時間進め、Ｆ３（ｔ）を３サンプル時間進め、Ｆ４（ｔ）を１サンプル時間遅らせると、ピーク値が減少すると判定したものとすると、演算部１はピーク値を所定値未満にするために、上記のサンプル分の時間軸上での移動をした後加算を実行して、図９の右側に示す「送信するデータ」を生成して出力する。これにより、上記の送信データは図９の左側に示すデータｂ_n’として受信されたものとする。ここで、ｂ₂、ｂ₁、ｂ₃に基準データを挿入していたものとする。
【００６５】
この場合、第１ブロックはサンプルの進み遅れがないので、そのままで補正をしない。第２ブロックは図９に示すように、まずｂ₂’（＝Ｗ⁴ｂ₂）が受信されるが、ずらす前の送信データｂ₂が受信されるべきなので、補正量αとしてｂ₂／ｂ₂’を演算してＷ^-4が求まる。そして、基準データの周波数との関係から前記したように、第２プロックの各受信データに対して、２サンプル時間の進みを補正するために次式の補正が施される。
【００６６】
ｂ₁₀＝（Ｗ^-20ｂ₁₀’）＝α^(10/2)ｂ₁₀’
ｂ₆＝（Ｗ^-12ｂ₆’）＝α^(6/2)ｂ₆’
ｂ₁₄＝（Ｗ^-28ｂ₁₄’）＝α^(14/2)ｂ₁₄’
第３ブロックは図９に示すように、ｂ₁’（＝Ｗ³ｂ₁）が受信されたが、ｂ₁が受信されるべきなので、補正量βとしてｂ₁／ｂ₁’を演算してＷ^-3が求まる。そして、基準データの周波数との関係から前記したように、第３プロックの各受信データに対して、３サンプル時間の進みを補正するために次式の補正が施される。
【００６７】
ｂ₉＝（Ｗ^-27ｂ₉’）＝β^(9/91ｂ₉’
ｂ₅＝（Ｗ^-15ｂ₅’）＝β^(5/1)ｂ₅’
ｂ₁₃＝（Ｗ^-39ｂ₁₃’）＝β^(13/1)ｂ₁₃’
第４ブロックは図９に示すように、ｂ₃’（＝Ｗ^-3ｂ₃）が受信されたが、ｂ₃が受信されるべきなので、補正量γとしてｂ₃／ｂ₃’を演算してＷ³が求まる。そして、基準データの周波数との関係から前記したように、第４プロックの各受信データに対して、１サンプル時間の遅れを補正するために次式の補正が施される。
【００６８】
ｂ₁₁＝（Ｗ¹¹ｂ₁₁’）＝γ^(11/3)ｂ₁₁’
ｂ₇＝（Ｗ⁷ｂ₇’）＝γ^(7/3)ｂ₇’
ｂ₁₅＝（Ｗ¹⁵ｂ₁₅’）＝γ^(15/3)ｂ₁₅’
なお、上記の説明では、所定値以上のピーク値がでないように、演算結果に対して時間軸上で移動するように説明したが、所定値を乗算して振幅を変化させることも考えられる。詳細記述はしないが、これも同様に、基準データをたよりにして補正してデータを復元できることは明らかである。
【００６９】
（第３の実施の形態）
この実施の形態は、演算結果に対して時間軸上で位相をずらす方法に加え、振幅も変化させるものである。
【００７０】
第１の実施の形態で述べた加算方法で、一例として、Ｆ１（ｔ）の最大ピーク点に対し、Ｆ２（ｔ）の最小ピーク点が一致するようにＦ２（ｔ）を数サンプル、前または後ろにずらすように説明した。このとき、Ｆ２（ｔ）の最小ピーク点（絶対値）が小さい場合などは、Ｆ２（ｔ）の振幅を大きくする。この場合の補正の仕方は、既述内容の拡張として説明できる。
【００７１】
すなわち、第１の実施の形態では、基本周波数ｆ₁の補正量は、前記したように、
（ｂ₁／ｂ₁’）＝（ｘ_S＋ｊｙ_S）／（ｘ_S’＋ｊｙ_s’）
より求めている。これを極座標で表記すると、
(b₁／b₁')＝(Ｓ／Ｓ')(cos(θ_S−θ_S')＋ｊsin(θ_S−θ_S'))
これに対し、この実施の形態では位相を変化させると共に、振幅も例えば２倍に変化させて送信するので、２Ｓ＝Ｓ'で、ｆ₁の補正量は、
２cos(θ_S−θ_S')＋ｊsin(θ_S−θ_S') を得る。
【００７２】
一方、伝送情報に関する送信データＤ_TXn（＝ｘ＋ｊｙ）を受信して得られる受信データＤ_TXn'＝（ｘ'＋ｊｙ')に対する補正は、次式より求まる。
【００７３】
Ｄ_TXn＝Ｄ_TXn'(S/S')(cos(n(θ_S−θ_S'))＋ｊsin(n(θ_S−θ_S')))
以上、２ブロック分割（第１の実施の形態）、４ブロック分割（第２の実施の形態）について述べてきたが、４ブロック以上の分割についても、同種の操作により対応できることは明らかである。また、これら分割後のそれぞれの演算結果には、それぞれの規則性があるため、通常のＩＤＦＴ演算ではなく、規則性を利用した演算が可能であり、よって、演算時間の短縮を期待できる。
【００７４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、最終ステージを２回実施することで、ピーク値を通常の１／２にすることができ、あるいは、最終ステージのＸ番目前のステージからＸ回ステージ演算することで、ピーク値を通常の１／Ｘにすることができるため、加算後の周波数分割信号のピーク値の発生を従来に比べて大幅に抑圧することができ、演算時間の急激な増加を伴わずに、安価な電気系（Ｄ／Ａ変換器とＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジの適正化）で構成できると共に、安価な装置での高信頼性（Ｓ／Ｎの改善）の確保が可能となる。
【００７５】
また、本発明によれば、演算処理や復号処理が送信装置や受信装置のファームウェアで実現できるので、ハードウェア的には追加なく構成でき、コスト的に有利な構成にできる。更に、本発明によれば、ＩＤＦＴ演算の規則性を利用して演算時間の短縮化を図ることができ、また、復号時の補正処理も演算情報や基準データを復号することで容易にできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の周波数分割多重信号生成方法が適用される装置の一実施の形態のブロック図である。
【図２】ＩＤＦＴ演算のアルゴリズムの一例を示す図である。
【図３】第４ステージの演算結果を説明する図である。
【図４】第３ステージの演算結果を説明する図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態の第３ステージの演算結果を説明する図である。
【図６】第１〜第３ステージの演算結果を説明する図である。
【図７】演算結果を時間軸上でずらした場合の第１〜第３ステージの演算結果を説明する図である。
【図８】ＩＤＦＴ演算結果を４つのブロックに分ける場合の各ステージ演算結果説明図である。
【図９】時間軸上でずらした送信データと受信データ（補正前）との関係を説明する図である。
【図１０】本発明の復号方法が適用される装置を説明する図である。
【符号の説明】
１演算部
２出力バッファ
１０ＤＦＴ演算部
Ｅ₀〜Ｅ₇ 第３ステージ演算結果の前半部
Ｈ₀〜Ｈ₇ 第３ステージ演算結果の後半部
Ｗ⁰〜Ｗ⁷ 回転因子
Ａ₀〜Ａ₃、Ｂ₀〜Ｂ₃、Ｃ₀〜Ｃ₃、Ｄ₀〜Ｄ₃ 第２ステージ演算結果

Claims

それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を生成するために、複数の入力端子に入力された前記ディジタル情報信号を逆離散的フーリエ変換する演算部を備えた周波数分割多重信号生成方法において、
前記演算部の最終ステージの直前のステージの演算結果を前半部と後半部に２分割し、前記前半部をそのままとし、かつ、前記後半部をゼロに設定して第１の最終ステージを実施して第１の演算結果Ｆ１（ｔ）を生成すると共に、前記前半部をゼロに設定し、かつ、前記後半部をそのままとして第２の最終ステージを実施して第２の演算結果Ｆ２（ｔ）を生成し、前記第１及び第２の演算結果の和の絶対値が所定値以上となるとき、前記第２の演算結果Ｆ２（ｔ）に対して時間軸上での移動及び所定値の乗算の少なくとも一方を実施した後、前記第１の演算結果Ｆ１（ｔ）に加算合成して周波数分割多重信号を生成することを特徴とする周波数分割多重信号生成方法。
それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を生成するために、複数の入力端子に入力された前記ディジタル情報信号を逆離散的フーリエ変換する演算部を備えた周波数分割多重信号生成方法において、
前記演算部の最終ステージを含む演算後方部のＸ個のステージを実施する際、｛（最終ステージ）−Ｘ｝番目のステージの演算結果を２^Ｘのブロックに分割し、分割したブロックの一つはそのまま使用し、残りのブロックをすべてゼロに設定して前記演算後方部のＸ個のステージを実施することを、すべてのブロックで実施し、得られた２^Ｘ個の演算結果の和の絶対値が所定値以上となるとき、前記２^Ｘ個の演算結果に対して時間軸上での移動及び所定値の乗算の少なくとも一方を実施した後、これら２^Ｘ個の演算結果を加算合成して周波数分割多重信号を生成することを特徴とする周波数分割多重信号生成方法。
前記演算部の特定の入力端子の入力信号をゼロとして前記特定の入力端子に割り当てられた搬送波をキャリアホールとし、前記演算回路の出力周波数分割信号中に前記キャリアホールで伝送される信号として、前記時間軸上での移動及び／又は所定値の乗算を行った演算情報を加算合成することを特徴とする請求項１又は２記載の周波数分割多重信号生成方法。
前記後半部の初期入力データに、前記時間軸上での移動及び／又は所定値の乗算を行った演算情報として、少なくとも１つの基準データが挿入されている特定搬送波を設定することを特徴とする請求項１記載の周波数分割多重信号生成方法。
前記２^Ｘのブロックのそれぞれの初期入力データに、前記時間軸上での移動及び／又は所定値の乗算を行った演算情報として、少なくとも１つの基準データが挿入されている特定搬送波を設定することを特徴とする請求項２記載の周波数分割多重信号生成方法。
それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を離散的フーリエ変換して前記ディジタル情報信号を復号する復号方法において、
前記請求項３記載の周波数分割多重信号中に予め定めたキャリアホールで伝送される演算情報を復号し、復号された前記ディジタル情報信号を復号された前記演算情報で補正することを特徴とする復号方法。
それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を離散的フーリエ変換して前記ディジタル情報信号を復号する復号方法において、
前記請求項４記載の周波数分割多重信号中の前記特定の搬送波で伝送される前記基準データを復号し、復号された前記ディジタル情報信号を復号された前記基準データで補正することを特徴とする復号方法。
それぞれディジタル情報信号で変調された複数の搬送波からなる周波数分割多重信号を離散的フーリエ変換して前記ディジタル情報信号を復号する復号方法において、
前記請求項５記載の周波数分割多重信号中の前記特定の搬送波で伝送される前記基準データを復号し、復号された前記２^Ｘのブロック毎に復号された前記基準データで演算結果を補正することを特徴とする復号方法。