JP2002009725A - 直交周波数分割多重信号の生成方法、及び直交周波数分割多重信号生成装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 直交変調器が不要な、直交周波数分割多
重信号の生成装置を実現することにある。 【解決手段】 伝送すべき情報信号を、ＱＡＭマッピン
グ手段（１０）により複数のＱＡＭ平面に信号点情報と
して割り付け、そのＱＡＭ信号点情報に対して、ＩＦＦ
Ｔのナイキスト周波数に対する実数部の信号は偶対称
で、虚数部の信号は奇対称となる信号点情報を直交マル
チキャリア信号点生成手段（１１）により生成すること
により、その生成された信号をＩＦＦＴ（１２）により
逆フーリエ変換を行い、ＩＦＦＴからは実数部成分のみ
の信号が得られ、その次段の直交変調器が不要とされる
直交周波数分割多重信号生成装置を構成するようにす
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（ＯＦＤＭ）信号を１つのキャリアで変調した信号と
して生成する変調方式に係り、特に直交周波数分割多重
信号の生成を、デジタル直交変調を用いずに行うように
した直交周波数分割多重信号の生成方法、及び直交周波
数分割多重信号生成装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、デジタル信号処理技術の進歩に伴
い、高能率圧縮符号化されたデジタル映像、音声を伝送
するための高能率にデジタル情報を伝送する高能率デジ
タル変調方式の開発も併せてなされている。その高能率
なデジタル変調方式は、定められた周波数帯域の中で出
来るだけ大きな情報量のデジタル信号を、小さな誤り率
で伝送する変調、及び復調方式である。

【０００３】その変調、復調方式の１つとして、多数の
キャリアを用い、それらのキャリアのそれぞれを、ＱＡ
Ｍ変調を行って伝送する直交周波数分割多重変調方式
は、デジタル変調信号の周波数をキャリアの数の分だけ
低くすることができ、それに伴ないガードインターバル
期間を設けても伝送効率の低下を少なく保つことができ
る変調信号を生成できるため、マルチパス歪の影響を受
けなく、また変調信号の周波数スペクトラムを矩形にす
ることができるなど、周波数利用効率の高いデジタル変
調を行う方式としてデジタル地上放送をはじめとし、通
信の分野でも利用されるようになってきた。

【０００４】その直交周波数分割多重変調装置は、ＱＡ
Ｍ（Quadrature Amplitude Modulation）やＱＰＳＫ（q
uadrature phase shift keying）のように、情報信号を
同相成分と直交成分からなる変調信号としてＱＡＭ、Ｑ
ＰＳＫ変調した複数のキャリアを周波数軸上に配置さ
せ、マルチキャリアデータをＩＦＦＴ（Inverse fast F
ourier transform；逆フーリエ変換）演算し、時系列信
号に変換した実数部および虚数部からなる二つの時系列
信号を得るようにしている。

【０００５】その得られた二つの時系列信号は直交変調
器により直交変調して一つの時系列信号に生成されると
ともに、マルチパス干渉歪の影響を軽減するためにガー
ドインターバル信号が付加され、そのガードインターバ
ル信号の付加された信号は所定の送信すべき周波数帯域
に変換され、その様にして得られた信号は高周波増幅さ
れて、空中線より放射されるようになされている。

【０００６】図１０に、この様にして構成されるアナロ
グ直交変調器を用いる直交周波数分割多重信号生成装置
の構成を示す。同図に示す直交周波数分割多重信号生成
装置は、ＱＡＭマッピング回路１０、ＩＦＦＴ演算回路
１２、ガードインターバル付加回路１３、並直列データ
変換回路１４ａ、１４ｂ、Ｄ／Ａ変換器１５ａ、１５
ｂ、アナログ直交変調器１７、及びバンドパスフィルタ
１９より構成される。

【０００７】この様に構成される直交周波数分割多重変
調装置の動作について述べるＯＦＤＭ信号として変調
し、伝送すべき情報信号はＱＡＭマッピング回路１０に
供給され、ここでその情報信号は直交周波数分割多重信
号を構成するそれぞれのキャリアのうち、どのキャリア
に割り付けられて伝送されるかが定められ、各々のキャ
リアに対して変調されるデジタルデータの数値に応じて
ＱＡＭ変調に対する信号点の位置が指定され、その指定
がされた信号点の位置に対応する振幅方向、及び角度方
向の位置に対応する信号ｉ（同相部）、ｑ（直交部）が
生成され、その生成された信号ｉ、ｑはＩＦＦＴ演算回
路１２に供給される。

【０００８】ここでは、供給された信号ｉ、ｑをもとに
ＩＦＦＴ演算を行って直交周波数分割多重信号を構成す
る各々のキャリアが所定の信号点の位置として直交周波
数変調され、それらのキャリアが実数部信号Ｒと虚数部
信号Ｉとして合成されたベースバンド信号出力が得ら
れ、それらの得られたベースバンド信号出力はガードイ
ンターバル付加回路１３によりガードインターバル信号
が付加される。

【０００９】そのガードインターバル信号が付加された
信号は、並直列信号変換器１４ａ、及び１４ｂにより、
並列（パラレル）信号として供給される実数部信号と虚
数部信号で構成されるガードインターバル信号のそれぞ
れは、時系列的に直列（シリアル）である信号に変換さ
れ、それらの変換された信号の各々はＤ／Ａ変換器１５
ａ、１５ｂによりアナログ信号に変換されてアナログ直
交変調器１７に供給される。

【００１０】そのアナログ変調器１７では、供給された
実数部信号と虚数部信号は、例えば中間周波数を中心キ
ャリアとして直交変調がなされ、直交変調のなされた信
号はバンドパスフィルタ１９に供給され、ここでは中間
周波数の帯域に生成されたＯＦＤＭ信号成分が通過され
て次段の図示しない高周波回路に供給され、そこでは周
波数変換、電力増幅などが行われ、その様にして生成さ
れた信号は空中線より放射されるようになっている。

【００１１】ここで上述のアナログ直交変調器１７は、
中間周波発振器１７１、９０度移相器１７２、第１、及
び第２の乗算器（×）、及び加算器（＋）より構成され
ており、供給される実数部信号は中間周波発振器１７１
から供給される中間周波信号と第１の乗算器により乗算
されるとともに、供給される虚数部信号は中間周波発振
器１７１から供給される中間周波信号を９０度移相器１
７２により移相された中間周波信号と第２の乗算器で乗
算され、この様にして乗算された第１の乗算器からの信
号と第２の乗算器からの信号は加算器により加算されて
アナログ直交変調の施された信号が供給されるようにな
っている。

【００１２】図１１に、そのようにして動作するアナロ
グ直交変調器の構成を示す。このアナログ直交変調器
は、供給されるＩ（実数部のin-phase）信号と、Ｑ（虚
数部のquadrature）信号に対し、Ｉ信号には局部発振器
より供給される角速度がωｔであるsinωｔの信号を９
０度移相器により位相を９０°シフトしたcosωｔの信
号と乗算し、乗算して得られた信号と、Ｑ信号とsinω
ｔの信号を乗算して得られた信号の両者を加算すること
によりアナログ直交変調出力信号を得るようにしてい
る。

【００１３】この様に構成されるアナログ直交変調器の
性能は、９０度移相器により移相される中間周波数の位
相精度、および第１、第２の乗算器の中間周波数におけ
る演算精度がこれらの回路を構成する回路素子の影響を
受けやすく、温度特性、経年変化特性の面で安定した特
性を得ることが難しかった。

【００１４】そこで、直交変調回路をデジタル回路で実
現し、その様な特性の劣化を防止しようとする開発もな
されている。図１２にデジタル直交変調器を用いる直交
周波数分割多重信号生成装置の構成を示す。

【００１５】同図において、情報信号が供給され、ＱＡ
Ｍマッピング回路１０によるＱＡＭマッピング、ＩＦＦ
Ｔ演算回路１２による直交周波数分割多重信号の生成、
ガードインターバル付加回路１３によるガードインター
バル信号の付加、及び並直列変換回路１４ａ、１４ｂに
よるデジタル信号形式の変換までは前述の図１０と同様
な構成とされ、同様な動作がなされているが、デジタル
直交変調器を用いる場合の直交周波数分割多重信号生成
装置の構成は、その後段の信号処理の方法が異なってい
る。

【００１６】すなわち、並直列変換された実数部及び虚
数部の信号のそれぞれはアップサンプリングフィルタ１
６ａ、及び１６ｂにより供給されるデジタル信号のサン
プリング周波数を、例えば２倍の周波数に変換し、サン
プリング周波数が増加された信号はデジタル直交変調回
路１８に供給され、ここでデジタル直交変調がなされ
る。

【００１７】ここで、デジタル直交変調がなされて生成
された直交周波数分割多重信号はＤ／Ａ変換器１５によ
りアナログ信号に変換され、バンドパスフィルタ１９に
より必要な周波数帯域の信号が通過されて、ＯＦＤＭ信
号として出力される。

【００１８】このように構成されるデジタル直交変調器
は、供給されるI信号と、中間周波数発振器１７１で発
振される発振周波数に対応している余弦データ１、０、
−１、０とが乗算器に供給されて乗算され、供給される
Q信号は正弦波データである０、−１、０、１とともに
乗算され、これらの乗算して得られたデータは加算器に
より加算されてデジタル直交変調器出力信号として供給
される。

【００１９】図１３に、このような原理で動作するデジ
タル直交変調器の構成を示す。供給される実数部の信号
は増幅器と反転増幅器に供給され、虚数部の信号は反転
増幅器と増幅器に供給され、これらの４つの増幅器から
供給される信号はデータセレクタにより中間周波数の４
倍の周波数で、＋I、−Q、−I、＋Q、＋I、−Q、−I、
＋Q、・・・・・・のように切り換えられてデジタル直
交変調器出力として供給されるように構成されている。

【００２０】図１４に、このようにして動作するデジタ
ル直交変調器のタイミングチャートを示す。同図におい
て、サンプル期間と記される時間間隔は直交周波数分割
多重信号のサンプリング周波数に相当する期間であり、
その期間はｎポイントＩＦＦＴ回路を動作させるための
窓区間の１／ｎに相当する。

【００２１】この図において、信号はＩＦＦＴ演算器
１２からの実数部出力信号をＩとし、サンプル期間を単
位とする演算区間をｎ−１、ｎ、ｎ＋１とする添え字に
よって示しており、信号は同様にしてＩＦＦＴ演算器
１２からの虚数部出力信号Ｑに同様のｎ−１、ｎ、ｎ＋
１の添え字を付して示してある。

【００２２】信号は、信号Ｉが増幅器により増幅され
た信号Ｉと、反転増幅された信号−Ｉがデータセレクタ
により、サンプル期間内で複数回切り換えられていると
きの信号を示しており、その信号はＩ_n、0、−Ｉ_n、0、
Ｉ_n、、0、−Ｉ_n、・・・・のように繰り返され、この信
号はＩ_nに余弦関数の９０度おきの値、１、０、−１、
０、・・・・を乗じた値となっている。

【００２３】同様にして信号は0、−Ｑ_n、0、Ｑ_n、
0、−Ｑ_n、0、・・・・となっている。このようにして
得られた信号と信号を加算したのが信号であり、
その信号はＩ_n、−Ｑ_n、−Ｉ_n、Ｑ_n、Ｉ_n、−Ｑ_n、−
Ｉ_n、・・・・となっており、これらがこの直交変調器
の出力信号となる。

【００２４】ここで、この例に示すように１つのサンプ
ル期間の中で多数回信号が繰り返し切り換えられるとき
は、この信号の切り換え順によるIとQ信号に与えられる
変調特性差は少なくなるが、サンプル期間が小さな時間
の場合で、その間に信号の切り換え繰り返し回数を多数
回行えないような場合はそのデジタル直交変調回路より
得られる変調信号に特性の差が生じる。

【００２５】図１５に、サンプル期間が短い場合で、１
サンプル期間中の信号の切り換えが２回である場合につ
いて示す。このような場合における出力信号を信号と
して示すがＩ_nの次に−Ｑ_nがあるように、Ｉ信号に対す
るＱ信号は常に半クロック遅れて出現している。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】本来ならば−Ｑ_nのデ
ータ位置には−Ｑ_nと−Ｑ_n+1の中間のデータである−Ｑ
_{n +0.5}が存在している必要があり、このようなデータの
位置誤差に対して直交変調出力信号にも誤差信号成分が
含まれることとなるため、その位置誤差を補正するため
の信号処理が必要となる。

【００２７】このタイミング位相差を補償する方法とし
てデジタルフィルタを用い、低いサンプリング周波数の
期間のデータを補間することにより、このタイミング位
相差の課題を解決する方法である。

【００２８】しかしながら、このようにして生じた前記
タイミング位相差を補償するデジタルフィルタは高精度
な演算を必要とし、装置の複雑化、高価格化をきたして
しまう。また例えば、直交信号側のみにデジタルフィル
タを挿入した場合、タイミング位相差は吸収できるもの
の、フィルタの振幅周波数特性を平坦にすることが難し
く、その振幅特性の乱れのためデジタル変調特性を劣化
させてしまうなど有効に活用されるには至ってなかっ
た。

【００２９】このようにして、直交周波数分割多重方式
によるデジタル変調方式は優れた変調方式であり、安定
した小形で高性能の回路をデジタル回路により構成する
ことが可能であるが前述のような、デジタル化した直交
変調回路では実数部信号と虚数部信号の演算時間の差に
より特性の劣化が生じてしまうため、これを解決したデ
ジタル回路で構成するための直交周波数分割多重信号の
生成方法、及び直交周波数分割多重信号生成装置の実現
が望まれている。

【００３０】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するために以下の１）、２）の手段より成るものであ
る。すなわち、

【００３１】１） 供給される情報信号を、複数の実数
軸と虚数軸で構成される２次元平面上に第１の信号点情
報として割り付け、それらの割り付けられた第１の信号
点情報を逆離散フーリエ変換して、その第１の信号点情
報に対応するそれぞれの位相振幅変調されたキャリア信
号を得るようになした直交周波数分割多重信号の生成方
法において、前記複数の第１の信号点情報を得る第１の
ステップ（１０）と、その第１のステップで得られた第
１の信号点情報をもとに、前記逆離散フーリエ変換を行
うためのサンプリング周波数と整数比関係にある所定の
周波数に対し、偶対称、又は奇対称であるキャリアに対
する位相振幅変調を与えるための第２の信号点情報を得
る第２のステップ（１１）と、それらの第１、及び第２
のステップで得られた第１の信号点情報、及び第２の信
号点情報を逆離散フーリエ変換し、変換して得られる直
交周波数分割多重変調された実数部信号、又は虚数部信
号を供給する第３のステップ（１２）と、よりなること
を特徴とする直交周波数分割多重信号の生成方法。

【００３２】２） 供給される情報信号を、複数の実数
軸と虚数軸で構成される２次元平面上に第１の信号点情
報として割り付け、それらの割り付けられた第１の信号
点情報を逆離散フーリエ変換して、その第１の信号点情
報に対応するそれぞれの位相振幅変調されたキャリア信
号を得るようになした直交周波数分割多重信号の生成装
置において、前記複数の第１の信号点情報を得るＱＡＭ
マッピング手段（１０）と、そのＱＡＭマッピング手段
より得られた第１の信号点情報をもとに、前記逆離散フ
ーリエ変換を行うためのサンプリング周波数と整数比関
係にある所定の周波数に対し、偶対称、又は奇対称であ
るキャリアに対する位相振幅変調を与えるための第２の
信号点情報を得る直交マルチキャリア信号点生成手段
（１１）と、それらのＱＡＭマッピング手段、及びマル
チキャリア信号点生成手段により得られた第１の信号点
情報、及び第２の信号点情報の逆離散フーリエ変換を行
い、その逆離散フーリエ変換して得られる直交周波数分
割多重変調された実数部信号、又は虚数部信号を供給す
る逆離散フーリエ変換手段（１２）と、よりなることを
特徴とする直交周波数分割多重信号の生成装置。

【００３３】

【発明の実施の形態】本発明は、伝送すべき情報信号
を、複数のキャリアの各々に、実数軸及び虚数軸上の信
号点配置位置に割り付けるようにして直交周波数分割多
重信号を生成する直交周波数分割多重信号の生成方法、
及び直交周波数分割多重信号生成装置に関し、その本発
明の実施の形態につき好ましい実施例により説明する。

【００３４】図１は、その実施例に関わる直交周波数分
割多重信号生成装置の概略構成であり、その構成と動作
について概説する。この装置は、ＱＡＭマッピング回路
１０、直交マルチキャリア信号点生成回路１１、ＩＦＦ
Ｔ回路１２、ガードインターバル付加回路１３、並直列
信号変換回路（Ｐ／Ｓ）１４、Ｄ／Ａ変換器１５、及び
帯域フィルタ（ＢＰＦ）１９より構成される。

【００３５】この直交周波数分割多重信号生成装置は、
伝送すべき情報信号が供給され、その信号は所定の信号
点配置の位置にマッピングされた複数の直交する周波数
のキャリア信号を構成するＯＦＤＭ（Orthogonal Frequ
ency Division Multiplexing）信号として生成されたデ
ジタル変調信号がこの装置により生成されて、出力され
る。

【００３６】つぎに、この直交周波数分割多重信号生成
装置の動作について説明する。まず、デジタル信号に変
換され、圧縮符号化された、例えばＭＰＥＧ（movingpi
cture experts group）−２方式で圧縮符号化されたデ
ジタル映像信号などの情報信号がＱＡＭマッピング回路
１０に供給される。

【００３７】ここに供給された情報信号は、実数軸と虚
数軸で表される平面内に定義される信号点配置の内の、
所定の信号点配置の位置に割り付けられる様にして、Ｑ
ＡＭ（quadrature amplitude modulation）変調信号を
得るための信号の割り当てがＱＡＭマッピング回路１０
により行われる。

【００３８】そのＱＡＭマッピングされた信号は直交マ
ルチキャリア信号点生成回路１１に供給され、ここでは
後述の方法により高域キャリア帯に、低域キャリアに対
して対称な位置関係にある高域キャリアを生成するため
のＱＡＭマッピングデータの付加を行った直交マルチキ
ャリア信号点情報を生成する。

【００３９】このようにして生成された、Ｉ（In phas
e）信号とＱ（quadrature）信号で構成される直交マル
チキャリア信号点情報はＩＦＦＴ変換回路１２に供給さ
れ、ここでＩＦＦＴ変換処理がなされ、時間領域に逆フ
ーリエ変換された信号が生成される。

【００４０】通常のＩＦＦＴ変換処理で生成された信号
は、実数部と虚数部の信号として供給されるが、この例
に示すＩＦＦＴ変換処理は、直交マルチキャリア信号点
生成回路から供給された信号に対して行われるため、Ｉ
ＦＦＴ変換された信号の実数部信号と虚数部信号のうち
虚数部信号成分は打ち消されて供給され、このＩＦＦＴ
回路１２より得られる信号は実数部の信号のみとなり、
その実数部出力信号がガードインターバル付加回路１３
に供給される。

【００４１】そのガードインターバル付加回路１３で
は、ＩＦＦＴ変換処理により生成されたＯＦＤＭ信号の
所定の部分（後部）をＯＦＤＭ信号の所定部分（前部）
に挿入するように、従来技術による方法と同様にしてガ
ードインターバル付加が行なわれ、そのガードインター
バル信号が付加された信号は、並直列変換回路１４によ
りパラレル形式のデジタル信号がシリアル形式のデジタ
ル信号に変換され、変換された信号はＤ／Ａ変換器１５
に供給されてアナログ信号に変換される。

【００４２】この様にして、アナログ信号に変換された
ＯＦＤＭ信号は、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１９によ
り伝送するために必要なＯＦＤＭ信号のみが通過され、
目的とするＯＦＤＭ信号が得られ、この得られたＯＦＤ
Ｍ信号は、図示しない周波数変換回路により送信すべき
無線周波数の信号に変換され、図示しない電力増幅器に
より増幅され、図示しない空中線により伝送空間に放射
されるようになされている。

【００４３】つぎに、この実施例に述べる直交周波数分
割多重信号の生成のされ方について述べる。ここに示す
例は、ＯＦＤＭ信号を複数のキャリアにより構成してお
り、それらのキャリアがＱＰＳＫ（quadrature phase s
hift keying）により変調されており、ＩＦＦＴ演算を
行うＩＦＦＴの次数Ｎを１２８とする場合である。

【００４４】このＱＰＳＫ変調は、４値によるＱＡＭ
（quadrature amplitude modulation）変調と技術的に
等価であり、業界では４値によるＱＡＭを４−ＱＡＭと
呼ばずにＱＰＳＫと呼んでいる。

【００４５】図２に、そのＱＰＳＫ変調信号の実数軸と
虚数軸で構成される２次元平面における、情報信号を割
り付ける場所を、信号点配置図として示す。同図におい
て、情報信号を構成する２ビットのデータ値が００、０
１、１０、又は１１であるときの信号点配置について、
実数部、及び虚数部の信号レベルを定めたものであり、
例えば２ビットのデータ値が１０であるときは実数部の
信号値を−１、虚数部の信号値を＋１とすることを示し
ている。

【００４６】ここで、ＱＡＭマッピング回路１０は、Ｉ
ＦＦＴ演算回路１２の演算期間毎に情報信号より、情報
信号を伝送するキャリア毎に２ビットづつの信号を得、
その得られた信号をもとに、キャリアに対する信号点の
割り付けを行い、その様にして得られる信号点の実数
部、及び虚数部の信号値を供給するようにする。

【００４７】その実数部、及び虚数部の対の信号値は直
交マルチキャリア信号点生成回路１１に供給され、ここ
では、供給されたそれらのキャリアを生成するための信
号をもとに、直交変調されたときに生成されるキャリア
信号を予め生成するための信号点配置情報を付加する
が、この付加した信号をＩＦＦＴ演算処理することによ
り直交マルチキャリア信号が生成されるようにするもの
である。

【００４８】図３に、ＱＡＭマッピングデータに対する
ＱＡＭデータ付加回路で生成されるＱＡＭデータの関係
を示す。同図において、横軸はＩＦＦＴの基底周波数に
対する倍数を示しており、縦軸は信号レベルを模擬的に
示している。

【００４９】このＩＦＦＴの次数Ｎは１２８であり、ナ
イキスト周波数に相当するＮ／２は６４であり、このＩ
ＦＦＴは基底周波数の１倍から６３倍の周波数のキャリ
アを生成することができる。

【００５０】そして、直交マルチキャリア信号点生成回
路１１は、供給されるこれらの基底周波数の１倍から６
３倍の周波数のキャリアに変調を与える６３対のＱＡＭ
マッピングデータに対応させて、基底周波数の６５倍か
ら１２３倍の周波数のキャリアを生成するためのＱＡＭ
マッピングデータを付加する。

【００５１】さらにその周波数関係について述べるに、
例えば基底周波数の４倍のキャリアを生成するためのＱ
ＡＭマッピングされたデータに対しては、ＱＡＭデータ
付加回路１１は基底周波数の１２４倍のキャリアを生成
するためのＱＡＭマッピングデータを生成する。この１
２４は、ＩＦＦＴの次数Ｎである１２８より４を減じた
値である。

【００５２】そして、この１２４番目のキャリアを生成
するために付加される直交マルチキャリア信号点生成回
路１１で生成されるデータ値は、４番目のキャリアを生
成するために割り付けられた信号点の実数部、及び虚数
部の信号値に対して、実数部は同一極性の値を、虚数部
は逆極性の値とされる。

【００５３】即ち、直交マルチキャリア信号点信号は、
その実数部の信号値はＮ／２に対して偶対称の値であ
り、虚数部の信号値はＮ／２の周波数の信号レベルが０
である点に対して奇対称となる値である。つぎに、その
ＱＡＭマッピングデータと、直交マルチキャリア信号点
の関係を図により示す。

【００５４】図４は、供給される情報信号が「００」と
してマッピングされるときの関係を示したものである。
同図は４つの曲線を示しており、左上はＩＦＦＴに供給
される実数部の信号を、左下はＩＦＦＴに供給される虚
数部の信号を示している。

【００５５】これらの左側に示す図の横軸はＩＦＦＴに
より演算されて供給される周波数をＩＦＦＴの基底周波
数に対する倍数で示しており、この値は前述の図３に示
した値に対応している。縦軸はＩＦＦＴに供給されるＩ
信号（実数部）とＱ信号（虚数部）であり、１と−１は
前述の図２に示した信号のレベルに対応している。

【００５６】このようにして、左上のグラフは第４番目
のキャリアと第１２４番目のキャリアの実数部は＋１と
されており、左下のグラフより虚数部の信号の第４番目
のキャリアは＋１であるが、第１２４番目のキャリアは
−１とされていることが分かる。

【００５７】その図4に示す右側のグラフは、ＩＦＦＴ
より供給される実数部と虚数部の信号波形であり、横軸
は時間を示し、縦軸はＩＦＦＴより得られる信号の電圧
値を示している。ＩＦＦＴに、この図の左側に示した電
圧値を供給することにより、そのＩＦＦＴからは、実数
部は所定の時間位相の進められた４サイクルの信号が得
られており、虚数部からは信号が得られていないことを
示している。

【００５８】図５に、第４キャリアの実数部が＋１で、
虚数部が−１であるときのＩＦＦＴの出力信号を示す。
同図において、第１２４キャリアの実数部は第４キャリ
アと同じ＋１であり、虚数部は第４キャリアが−１であ
るのに対して第１２４キャリアは＋１とされている。

【００５９】このときのＩＦＦＴより得られる信号は、
実数部の信号は所定角度位相が進められた４サイクルの
信号であり、虚数部からは実数部で得られているような
信号は得られていない。

【００６０】図６に、第４キャリアの実数部が−１で、
虚数部が＋１であるときのＩＦＦＴの出力信号を示す。
同図において、第１２４キャリアの実数部は第４キャリ
アと同じ−１であり、虚数部は第４キャリアが＋１であ
るのに対して第１２４キャリアは−１とされている。

【００６１】このときも、ＩＦＦＴより得られる信号
は、実数部の信号は所定角度位相が進められた４サイク
ルの信号であるが、虚数部からは実数部で得られている
ようなレベルの信号は得られていない。

【００６２】図７に、第４キャリアの実数部と虚数部が
−１であるときのＩＦＦＴの出力信号を示す。同図にお
いて、第１２４キャリアの実数部は第４キャリアと同じ
−１であり、虚数部は第４キャリアが−１であるのに対
して第１２４キャリアは＋１とされている。

【００６３】このときのＩＦＦＴより得られる信号に関
し、実数部の信号は所定角度位相が進められた４サイク
ルの信号であるが、虚数部からは実数部で得られている
ような信号は得られていない。

【００６４】以上、ＩＦＦＴの基底周波数の４倍の周波
数をキャリアとする場合のＱＡＭ（ＱＰＳＫ）マッピン
グされた信号点の位置に対して、実数部は偶対称、虚数
部は奇対称となる値を与えてＩＦＦＴ演算を行うと、Ｉ
ＦＦＴからは実数部のみには第４キャリアに対応する信
号が得られ、虚数部からは実数部と同様なレベルの信号
が得られないことを示した。次に、複数のキャリアが存
在し、それぞれにＱＡＭマッピングを行う場合の直交マ
ルチキャリア信号点の付加について述べる。

【００６５】図８は、ＱＡＭマッピング回路１０より供
給される信号のスペクトラムを示したもので、複数のキ
ャリアに与えられた実数部、及び虚数部の信号点情報を
周波数軸上に、ＩＦＦＴ回路を駆動するサンプリング周
波数をＦｓとするとき、０〜Ｆｓ／４の間に並べられた
周波数スペクトラムとして示しており、このスペクトラ
ムに対する負の周波数スペクトラムはＦｓ／２〜Ｆｓ／
４の間に並べられている。

【００６６】図９は、このようにしてＱＡＭマッピング
回路より供給される信号を直交マルチキャリア信号点生
成回路１１に供給し、いわゆるＩＦＦＴ変調を行って後
に直交変調を行って得られる直交周波数分割多重信号を
得るために直交マルチキャリア信号点生成回路よりＩＦ
ＦＴに供給される信号に関し、ＩＦＦＴ演算して後に得
られる信号の周波数分布として示したものである。

【００６７】同図において、実数部（Ｒｅ）、及び虚数
部（Ｉｍ）のそれぞれはＦｓ／４を中心とする周波数群
と（３／４）Ｆｓを中心とする周波数群より構成されて
いる。ここで、実数部の（３／４）Ｆｓを中心とする周
波数群は、Ｆｓ／４を中心とする周波数群に対して周波
数Ｆｓ／２に対して偶対称な信号として生成されてお
り、虚数部の（３／４）Ｆｓを中心とする周波数群は、
Ｆｓ／４を中心とする周波数群に対して周波数Ｆｓ／２
に対して奇対称な信号として生成されていることを示し
ている。

【００６８】このようにして生成される信号点情報をＩ
ＦＦＴ演算して得られる実数部信号、及び虚数部信号に
対し、演算された実数部信号としては、前述の図８に対
応した直交周波数分割多重信号が得られるが、虚数部信
号はこれらの偶対称、奇対称の関係により生成された信
号であるため虚数部信号成分は打ち消され、出力信号は
生じない。

【００６９】従来は、ＩＦＦＴ演算器より得られる実数
部信号と虚数部信号の２つのを直交変調器により直交変
調を行い１つの時系列信号を得るようにしていたが、直
交変調器をアナログ回路で構成するときは素子の経時変
化による特性の乱れがあり、またデジタル回路により構
成する場合は、次に述べる理由により実数部信号と虚数
部信号のサンプリングタイミングの差による特性の乱
れ、あるいはそのサンプリングタイミング誤差を位相補
償回路により補償するときは、その位相補償回路が複雑
になるなどの問題があった。

【００７０】そのデジタル直交変調方法におけるサンプ
リングタイミングエラーは次のようにして生じる。その
デジタル直交変調方法は、変調信号（α）のＩ成分とQ
成分に、キャリア周波数（β）の余弦波及び正弦波をそ
れぞれに乗算した後に加算（減算）することにより周波
数（α＋β）の直交変調信号を生成するものであり、そ
の信号は次の様になる。なおここで、例えばαは２πα
ｔと書くべきであるが、記述を簡略的に行うためαのみ
で示している。

【００７１】ここで、デジタル直交変調は、ＩＦＦＴよ
り得られるＩＦＦＴの演算結果として供給される周波数
（α）のキャリアの同相成分（Ｉ成分、cosα）と直交
成分（Q成分、sinα）に、中間周波数（β）の余弦波で
あるcosβ、及び正弦波sinβのそれぞれを乗じて得られ
るため、直交変調により得られる信号を cosα×cosβ−sinα×sinβ と表すことができ、この信号を三角関数の加法定理によ
り展開して整理すると cos(α＋β) となる。

【００７２】ここで、次数がNであるＩＦＦＴ演算デー
タ列の実数部をRe（N）、虚数部をIm（N）として表し、
中間周波数（β）の正弦波、及び余弦波を、その４倍の
サンプリング周波数（4β）の離散データとして表す
と、 cosβ（４N）＝[ 1, 0,-1, 0, 1, 0,-1,・・・・] sinβ（４N）＝[ 0, 1, 0,-1, 0, 1, 0,・・・・] のように、＋１、０、及び−１で表される、４Nポイン
トのデータ列となる性質がある。

【００７３】このようにして得られたcosβ（４N）、及
びsinβ（４N）をＩＦＦＴ演算データ列であるRe
（N）、及びIm(N)とを乗算し、それぞれの離散点での加
算を下記のように行うことにより、次のようにデジタル
直交変調データ列を生成することができる。

【００７４】 cos(α＋β) = [Re(0)×cosβ(0)−Im(0)×sinβ(0)、 Re(0)×cosβ(1)−Im(0)×sinβ(1)、 Re(0)×cosβ(2)−Im(0)×sinβ(2)、 Re(0)×cosβ(3)−Im(0)×sinβ(3)、 Re(1)×cosβ(4)−Im(1)×sinβ(4)、 Re(1)×cosβ(5)−Im(1)×sinβ(5)、 ・・・・・・・・・・・・・・・ ・・・・・・・・・・・・・・・ Re(N)×cosβ(4N)−Im(N)×sinβ(4N)] ＝[Re(0),-Im(0),-Re(0),Im(0),Re(1),-Im(1),・・・,-Re(N),Im(N)]

【００７５】このようにして、Re(n)、及びIm(n)の値
は、余弦波と正弦波の片方が＋１、ないしは−１のとき
は、相対する他方はゼロになっているため、生成される
デジタル直交変調データ列は、Re、及びImが交互に配置
され、且つ符号が順に[＋、−、−、＋]となるものであ
る。

【００７６】しかしながら、このようにしてデジタル直
交変調データ列を生成するとき、ＩＦＦＴ演算後のデー
タ列Re、及びImのサンプル数はNであるのに対して、乗
算する正弦波、及び余弦波のサンプル数は４倍の４Nで
あるため、4n+1番目、4n+2番目、4n+3番目（n＝0、1、
2、・・・、4N）の直交変調データに対するRe、及びIm
はその時刻におけるRe、及びImを使う必要があるが、実
際には4n+1番目、4n+2番目、4n+3番目のデータとしては
4n番目のデータを用いる場合が多く、その時間差に応じ
て直交変調器出力には誤差が含まれてしまうこととな
る。

【００７７】この時間誤差をアップサンプリング補間フ
ィルタ処理により補間する方法はあるが、特性の良い補
間フィルタを実現するためには複雑な回路を必要とする
など、実現がやや困難である。

【００７８】そして、上述のディジタル直交変調器の特
性を補正するための補間データの生成を、フィルタタッ
プ数の大きなデジタルフィルタを用いて実現する方法は
あるが、そのデジタルフィルタの構成を大きくする必要
があり、そのための演算時間の増加、回路規模の増大が
生じる。

【００７９】反対に、デジタルフィルタのタップ数を減
らし、回路規模を縮小させるような場合は、フィルタの
遮断周波数特性は急峻な特性とならず、情報キャリアを
含む帯域中の、特に中心周波数から離れた位置における
キャリア信号の振幅が低下し、そのキャリアの電力劣化
が生じてしまい、矩形な形状の周波数スペクトラムを有
する直交周波数分割多重信号を生成することができな
い。

【００８０】これに対し、前述の実施例による直交周波
数分割多重信号生成装置により生成した変調信号の場合
は、ＩＦＦＴ演算を行うことにより変調信号を得ること
ができるため、矩形なスペクトラムによる変調信号を得
ることができ、且つその信号は、前述のような実数部信
号と虚数部信号間の位相誤差を含むことなく、またデジ
タルフィルタの演算処理の際に生じる端数切捨てなどに
よる量子化誤差の発生もないなど、信号品質の良い直交
周波数分割多重信号を生成できるものである。

【００８１】そして、前述のようなＩＦＦＴに新たな直
交マルチキャリア信号点生成回路によりＱＡＭマッピン
グ付加データを生成して、付加して後にＩＦＦＴを行
い、ＩＦＦＴより直接直交周波数分割多重信号を得る方
法は、このようなデジタル直交変調器、及びその特性を
補償するための回路を必要としなくて済む利点を有して
いる。

【００８２】このような特徴を有する直交周波数分割多
重信号を生成する送信装置を、小さな回路規模で実現す
ることは、これらの変調方式を用いる移動体通信の応用
面で重要であり、専用のＬＳＩにより、またＤＳＰ（di
gital signal processor）素子を用いて回路を、簡便に
実現することが出来る。

【００８３】なお、上記実施例におけるＱＡＭデータ付
加回路は、実数部の信号に対しては偶対称とし、虚数部
については奇対称となる信号点情報を付加してＩＦＦＴ
を行って直交周波数分割多重信号を生成する方法につい
て述べたが、この実数部と奇数部の偶対称と奇対称の関
係を逆としても同様の結果を得ることができ、その場合
はＩＦＦＴの虚数部側よりＩＦＦＴ演算処理された信号
出力が得られることになる。

【００８４】また、偶対称、奇対称な信号点を生成する
ための周波数はＩＦＦＴに対するナイキスト周波数を例
として説明したが、そのＩＦＦＴが高いサンプリング周
波数を用い、いわゆるオーバーサンプリング回路として
動作させるときは、生成されるキャリア信号帯域の上限
に、ＩＦＦＴのサンプリング周波数と整数の関係にある
対称の中心となる周波数を定めて同様な動作を行わせる
ことができる。

【００８５】そしてまた、本実施例では説明を理解しや
すくするため、ＱＰＳＫ変調に応用した例により述べた
が、変調方式はこれに限らず、ＢＰＳＫ変調や、１６Ｑ
ＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、その他のデジタル変
調等にも応用できることは言うまでもない。

【００８６】

【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、伝送すべ
き情報信号を複数の実数軸と虚数軸で構成される２次元
平面上に信号点情報として割り付け、それらの割り付け
られた信号点情報を逆離散フーリエ変換して直交周波数
分割多重信号を生成するに際し、それらの割り付けれれ
た信号点情報に対して、例えば逆離散フーリエ変換のナ
イキスト周波数に対して実数部の信号は偶対称となる様
に、虚数部の信号は奇対称となる様に信号点情報を付加
して後に逆離散フーリエ変換を行うと、変換処理された
出力信号の虚数部成分は打ち消されて実数部成分の信号
のみが得られるため、従来は逆離散フーリエ変換の次に
直交変調機能を設けて実数部信号と虚数部信号との合成
処理を行っていたが、その直交変調機能が不要となり、
アナログ直交変調機能が有していた電気的特性変動によ
る変換誤差、またはデジタル直交変調機能が有している
実数部信号と虚数部信号のサンプリングタイミング誤差
による変換特性の誤差、又はその変換誤差をデジタルフ
ィルタで補償するときはその補償処理を組み込まねばな
らないといった問題を解決することができる直交周波数
分割多重信号の生成方法を提供できる効果がある。

【００８７】また、請求項２記載の発明によれば、伝送
すべき情報信号を複数の実数軸と虚数軸で構成される２
次元平面上に信号点情報として割り付け、それらの割り
付けられた信号点情報を逆離散フーリエ変換して直交周
波数分割多重信号を生成するに際し、それらの割り付け
られた信号点情報に対して、例えば逆離散フーリエ変換
のナイキスト周波数に対して実数部の信号は偶対称とな
る様に、虚数部の信号は奇対称となる様な信号点情報を
直交マルチキャリア信号点生成手段により付加して後に
逆離散フーリエ変換を行うと、変換処理された出力信号
の虚数部成分は打ち消されて実数部の信号のみが得られ
るため、従来は逆離散フーリエ変換の次段に直交変調器
を設けて実数部信号と虚数部信号との合成処理を行って
いたが、その直交変調器が不要となり、アナログ直交変
調器が有していた電気的特性変動による変換誤差、また
はデジタル直交変調器が有している実数部信号と虚数部
信号のサンプリングタイミング誤差による変換特性の誤
差、又はその変換誤差をデジタルフィルタで補償すると
きはその規模の大きなハードウェアを組み込まねばなら
ないといった問題を解決することができ、簡単な構成で
高品質の変調信号を得られる直交周波数分割多重信号生
成装置を構成できる特徴を有する効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係る直交周波数分割多重変調
装置の概略構成を示した図である。

【図２】ＱＰＳＫ変調信号を実数軸と虚数軸で構成され
る２次元平面に信号点配置として示した図である。

【図３】本発明の実施例に係るＱＡＭマッピングデータ
に対する直交マルチキャリア信号点の生成を説明するた
めの図である。

【図４】本発明の実施例に係る情報信号が「００」とし
てマッピングされるときの直交マルチキャリア信号の生
成を説明する図である。

【図５】本発明の実施例に係る情報信号が「０１」とし
てマッピングされるときの直交マルチキャリア信号の生
成を説明する図である。

【図６】本発明の実施例に係る情報信号が「１０」とし
てマッピングされるときの直交マルチキャリア信号の生
成を説明する図である。

【図７】本発明の実施例に係る情報信号が「１１」とし
てマッピングされるときの直交マルチキャリア信号の生
成を説明する図である。

【図８】本発明の実施例に係るＱＡＭマッピング回路よ
り供給される信号のスペクトラムを示した図である。

【図９】本発明の実施例に係るＩＦＦＴ演算して後に得
られる信号の周波数分布を示した図である。

【図１０】従来のアナログ直交変調器を用いる直交周波
数分割多重信号生成装置の構成を示した図である。

【図１１】従来のアナログ直交変調器の構成を示した図
である。

【図１２】従来のデジタル直交変調器を用いる直交周波
数分割多重信号生成装置の構成を示した図である。

【図１３】従来のデジタル直交変調器の構成を示した図
である。

【図１４】従来のデジタル直交変調器の動作をタイミン
グチャートにより示した図である。

【図１５】従来のデジタル直交変調器においてサンプル
期間が短い場合の動作をタイミングチャートにより示し
た図である。

【符号の説明】

１０ ＱＡＭマッピング回路 １１ 直交マルチキャリア信号点生成回路 １２ ＩＦＦＴ演算回路 １３ ガードインターバル付加回路 １４、１４ａ、１４ｂ 並直列データ変換回路 １５、１５ａ、１５ｂ Ｄ／Ａ変換器 １６ａ、１６ｂ アップサンプリングフィルタ １７ アナログ直交変調器 １８ デジタル直交変調器 １９ バンドパスフィルタ １７１ 中間周波発振器 １７２ ９０度移相器

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】供給される情報信号を、複数の実数軸と虚
   数軸で構成される２次元平面上に第１の信号点情報とし
   て割り付け、それらの割り付けられた第１の信号点情報
   を逆離散フーリエ変換して、その第１の信号点情報に対
   応するそれぞれの位相振幅変調されたキャリア信号を得
   るようになした直交周波数分割多重信号の生成方法にお
   いて、 前記複数の第１の信号点情報を得る第１のステップと、 その第１のステップで得られた第１の信号点情報をもと
   に、前記逆離散フーリエ変換を行うためのサンプリング
   周波数と整数比関係にある所定の周波数に対し、偶対
   称、又は奇対称であるキャリアに対する位相振幅変調を
   与えるための第２の信号点情報を得る第２のステップ
   と、 それらの第１、及び第２のステップで得られた第１の信
   号点情報、及び第２の信号点情報を逆離散フーリエ変換
   し、変換して得られる直交周波数分割多重変調された実
   数部信号、又は虚数部信号を供給する第３のステップ
   と、 よりなることを特徴とする直交周波数分割多重信号の生
   成方法。
2. 【請求項２】供給される情報信号を、複数の実数軸と虚
   数軸で構成される２次元平面上に第１の信号点情報とし
   て割り付け、それらの割り付けられた第１の信号点情報
   を逆離散フーリエ変換して、その第１の信号点情報に対
   応するそれぞれの位相振幅変調されたキャリア信号を得
   るようになした直交周波数分割多重信号の生成装置にお
   いて、 前記複数の第１の信号点情報を得るＱＡＭマッピング手
   段と、 そのＱＡＭマッピング手段より得られた第１の信号点情
   報をもとに、前記逆離散フーリエ変換を行うためのサン
   プリング周波数と整数比関係にある所定の周波数に対
   し、偶対称、又は奇対称であるキャリアに対する位相振
   幅変調を与えるための第２の信号点情報を得る直交マル
   チキャリア信号点生成手段と、 それらのＱＡＭマッピング手段、及びマルチキャリア信
   号点生成手段により得られた第１の信号点情報、及び第
   ２の信号点情報の逆離散フーリエ変換を行い、その逆離
   散フーリエ変換して得られる直交周波数分割多重変調さ
   れた実数部信号、又は虚数部信号を供給する逆離散フー
   リエ変換手段と、 よりなることを特徴とする直交周波数分割多重信号の生
   成装置。