JP3579982B2 - 周波数分割多重信号伝送方法、送信装置及び受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は周波数分割多重信号伝送方法、送信装置及び受信装置に係り、特に符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）信号に変換して送受信する周波数分割多重信号伝送方法、送信装置及び受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、２５６直交振幅変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの多値変調されたディジタル情報を多数の搬送波を用いてＯＦＤＭ信号として伝送するＯＦＤＭ方式が、マルチパスに強い、妨害を受けにくい、周波数利用効率が比較的良いなど特長から従来より知られている。このＯＦＤＭ方式は多数の搬送波を直交して配置し、各々の搬送波で独立したディジタル情報を伝送する方式である。なお、「搬送波が直交している」とは、隣接する搬送波のスペクトラムが当該搬送波の周波数位置で零になることを意味する。
【０００３】
このＯＦＤＭ波を送信する送信装置のアナログ信号処理系には、増幅器、フィルタ等が存在するため、振幅特性あるいは位相特性は各周波数（キャリア）毎に異なる。更に、ＯＦＤＭ波の基準となる振幅、位相の再生も困難である。そこで、送信装置において、各キャリア毎に一定のルールで基準データを挿入しておき、受信装置において各キャリア毎の基準データを用いて受信信号を補正する方法が提案されている（例えば、特開平５−２１９０２１号公報、あるいは斉藤他１名、”地上系ディジタル放送用トレリス符号化ＯＦＤＭ変調方式とゴースト環境下における伝送特性”、テレビジョン学会誌Ｖｏｌ．４７，Ｎｏ．１０，ｐｐ．１３７４〜１３８２（１９９３））。
【０００４】
前者の特開平５−２１９０２１号公報によれば、送信側が各搬送波を多値変調すると共に、複数の伝送シンボルからなるフレームの中の決まった位置で各搬送波の振幅・位相基準データを周期的に送出し、ある１つの伝送シンボルにおいては全搬送波の中で一定数の一部の搬送波について振幅・位相基準データを送出し、ある一定数の伝送シンボルの中で全搬送波の振幅・位相基準データが１回ずつ送られるようにし、更に１つの搬送波についてみると、複数の相異なる振幅・位相基準データが順番に送られることとし、他方、受信側が各搬送波毎に受信した振幅・位相基準データを記憶し、これを基準にして送信データを復元する構成である。
【０００５】
後者の文献によれば、各搬送波毎に振幅と位相の基準となるデータを有効送信データの中にインタリーブした形で送る方式であり、キャリア番号ｎ、シンボル番号ｍとすると、第ｍシンボルにおいてはｎ ｍｏｄ８となるキャリアで基準データを伝送する方式であり、例えば搬送波の総数が４４８である場合、各シンボル毎に搬送波の総数の１／８の当たる５６個の搬送波で基準データを送り、１個の搬送波についてみると８シンボルに１回の頻度で基準データを伝送する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、上記の従来の周波数分割多重信号伝送方法では、同期用シンボルを設け、これを基準に所定のルールで基準データで伝送して受信側で基準データの抜き取りを行っているため、同期用シンボルの完全な検出が必要であるが、伝送路の特性などの点から同期用シンボルの完全な検出は従来は困難である。
【０００７】
本発明は上記の点に鑑みなされたもので、シンボル番号を確実に送受信することで正確な基準データ抜き取り動作を保証し得る周波数分割多重信号伝送方法、送信装置及び受信装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の周波数分割多重信号伝送方法は、互いに周波数の異なる複数の搬送波のそれぞれが、各搬送波に割り当てられたシンボル単位で伝送すべきディジタル情報信号で所定の多値数の多値直交振幅変調した信号で変調されてなる直交周波数分割多重信号を送信し、受信した前記直交周波数分割多重信号を送信側と逆の処理をして元のディジタル情報信号を復号する周波数分割多重信号伝送方法において、受信側での位相、振幅補正のための伝送情報用の既知の第１の基準データを、前記直交周波数分割多重信号を構成する複数の搬送波のうち特定の搬送波で伝送すると共に、シンボル番号に対応して順次巡回的に前記特定搬送波を変更して送信し、前記直交周波数分割多重信号を構成する複数の搬送波のうち、前記シンボル番号を示す所定のビットを前記所定の多値数よりも少ない多値数の多値直交振幅変調した第１の搬送波で送信し、かつ、前記シンボル番号用の既知の第２の基準データを前記第１の搬送波の近傍周波数の第２の搬送波で送信する。
【０００９】
また、本発明の周波数分割多重信号伝送方法は、上記第１の基準データを、直交周波数分割多重信号を構成する複数の搬送波のうち特定の搬送波で伝送すると共に、シンボル番号に対応して順次巡回的に特定搬送波を変更して送信し、直交周波数分割多重信号を構成する複数の搬送波のうち、シンボル番号を示す所定のビットを所定の多値数よりも少ない多値数の多値直交振幅変調した複数の第１の搬送波に分けて送信し、かつ、シンボル番号用の既知の第２の基準データを第１の搬送波の近傍周波数の第２の搬送波で送信することものである。
【００１０】
また、本発明の周波数分割多重信号送信装置は、上記の目的を達成するため、所定の複数の入力端子にそれぞれ入力される少なくともディジタル情報信号を逆離散的フーリエ変換して、ディジタル情報信号で所定の多値数の多値直交振幅変調された互いに周波数の異なる複数の搬送波をそれぞれ出力する演算部と、シンボル単位で伝送されるディジタル情報信号のシンボル毎に値が変化するシンボル番号を発生して、ディジタル情報信号よりも少ないビット数の所定ビットを、演算部の第１の特定の入力端子に入力して、演算部から出力される複数の搬送波のうち、第１の特定の入力端子に対応して出力される第１の搬送波を、シンボル番号を示す所定ビットで所定の多値数よりも少ない多値数の多値直交振幅変調させるシンボル番号計数回路と、ディジタル情報信号の受信側での位相、振幅補正のための第１の基準データと、シンボル番号用の第２の基準データをそれぞれ発生し、第１の基準データは演算部の第２の特定の入力端子に入力すると共に第２の特定の入力端子をシンボル番号に対応して順次巡回的に切り換えることにより、演算部から出力される複数の搬送波のうち、第２の特定の入力端子に対応して出力される第１の基準データで直交振幅変調された特定の搬送波を、シンボル番号に対応して順次巡回的に変更させ、第２の基準データは演算部の第１の特定の入力端子に近い一の第３の特定の入力端子に入力して、演算部から出力される複数の搬送波のうち、第３の特定の入力端子に対応した第１の搬送波の近傍周波数の第２の搬送波を第２の基準データで直交振幅変調させる基準データ挿入手段と、演算部の出力信号を一時記憶する出力バッファと、出力バッファの出力信号をそれぞれ直交変調して直交周波数分割多重信号を出力する直交変調手段と、直交変調手段の出力直交周波数分割多重信号を送信する送信手段とを有することを特徴とする。
【００１１】
更に、前記目的達成のため、本発明の周波数分割多重信号受信装置は、シンボル単位で伝送すべきディジタル情報信号で多値直交振幅変調された複数の第１の搬送波と、受信側での位相、振幅補正のための伝送情報用の既知の第１の基準データで多値直交振幅変調された第２の搬送波と、シンボル番号を示す所定のビットで前記第１の搬送波に対する多値直交振幅変調よりも少ない多値数の多値直交振幅変調した一又は複数の第３の搬送波と、シンボル番号用の既知の第２の基準データで多値直交振幅変調され、かつ、第３の搬送波の周波数に近似した周波数の第４の搬送波とが周波数分割多重された信号であって、第２の搬送波の周波数が前記シンボル毎に順次巡回的に切り換えられた直交周波数分割多重信号を受信する受信手段と、受信手段からの受信直交周波数分割多重信号を直交復調する直交復調手段と、直交復調手段の出力信号を離散的フーリエ変換してディジタル情報信号、第１及び第２の基準データ及びシンボル番号の所定のビットをそれぞれ復号する復号手段と、復号手段により復号された第２の基準データをもとにシンボル番号の所定のビットを復号し、この所定のビットの値から次のシンボル番号を予測する予測手段と、予測手段により予測されたシンボル番号に基づいて復号手段により復号された第１の基準データをシンボル番号毎に保持する補正テーブルを有し、この補正テーブルを用いて復号手段により復号されたディジタル情報信号を補正する補正手段とを有することを特徴とする。
【００１２】
更に、本発明の周波数分割多重信号受信装置は、復号手段により復号されるシンボル番号の所定ビットの値からシンボル番号の連続性を監視し、不連続性を検出したとき補正手段の補正テーブルの更新を禁止する連続性監視手段を更に有することが、悪化した環境下での誤って受信した可能性の高い基準データによる誤補正を防止できると共に、悪化した環境下が改善された場合、直ちに適正な第１の基準データで受信信号の補正が可能となる点で、望ましい。
【００１３】
このように、本発明の周波数分割多重信号伝送方法、送信装置及び受信装置では、シンボル単位で伝送すべきディジタル情報信号で多値直交振幅変調された複数の第１の搬送波と、受信側での位相、振幅補正のための伝送情報用の既知の第１の基準データで多値直交振幅変調された第２の搬送波と、シンボル番号を示す所定のビットで第１の搬送波に対する多値直交振幅変調よりも少ない多値数の多値直交振幅変調した一又は複数の第３の搬送波と、シンボル番号用の既知の第２の基準データで多値直交振幅変調され、かつ、第３の搬送波の周波数に近似した周波数の第４の搬送波とが周波数分割多重された信号であって、第２の搬送波の周波数が前記シンボル毎に順次巡回的に切り換えられた直交周波数分割多重信号を送受信するようにしたため、第１の基準データを抜き取る指標として用いるシンボル番号は、他の伝送情報よりも少ない多値数の多値直交振幅変調復調され、他の伝送情報よりもエラーレートが非常に良く、確実に復号できる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図１は本発明の周波数分割多重信号伝送方法の送信系及び送信装置の一実施の形態のブロック図を示す。ここでは、２５６本の搬送波で伝送情報をＯＦＤＭ信号として送信する。また、後段のアナログ信号系の設計を容易にするために、２倍オーバーサンプリングを使用し、５１２ポイントの逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算を実行し、ＯＦＤＭ信号を発生させるものとする。
【００１５】
図１において、入力端子１には伝送すべきディジタルデータが入力される。このディジタルデータとしては、例えばカラー動画像符号化表示方式であるＭＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたディジタル映像信号や音声信号などである。この入力ディジタルデータは、入力回路２に供給されて必要に応じて誤り訂正符号の付与がクロック分周器３よりのクロックに基づいて行われる。クロック分周器３は中間周波数発振器９よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周して、この中間周波数に同期したクロックを発生する。
【００１６】
誤り訂正符号が付加されたディジタルデータは入力回路２から演算部４に供給される。この演算部４はこの実施の形態の要部を構成する回路で、前記したように２倍オーバーサンプリングを使用し、５１２ポイントのＩＤＦＴ演算して同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を生成すると共に、後述するようにシンボル番号計数回路５よりのシンボル番号及び基準データ挿入回路６よりの基準データをそれぞれ所定の入力端子に入力されてＩＤＦＴ演算する。
【００１７】
５１２ポイントの２倍オーバーサンプリングを行う演算部４への入力割り当ては、入力周波数整列型で順番に番号をふると、次のようになる。
【００１８】
ｎ＝０〜１２８ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００１９】
ｎ＝１２９〜３８３ 搬送波レベルを０とし、信号を発生させない。
【００２０】
ｎ＝３８４〜５１１ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００２１】
すなわち、演算部４の入力端子数は実数部（Ｒ）信号用と虚数部（Ｉ）信号用とに、それぞれ０番目から５１１番目までの５１２ずつあり、そのうち１番目（ｎ＝１）から１２７番目（ｎ＝１２７）までの計１２７個ずつと、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１１番目（ｎ＝５１１）の計１２７個ずつの入力端子に情報信号が入力され、また、０番目（ｎ＝０）の入力端子には直流電圧（一定）が入力され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／４）と３８４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力端子には例えばパイロット信号のための固定電圧が入力される。
【００２２】
ここで、ＯＦＤＭの変調方式に２５６ＱＡＭを使用した場合、演算部４の１番目から１２７番目の実数部入力端子及び虚数部入力端子と、３８５番目から５１１番目の実数部入力端子及び虚数部入力端子に、４ビットのＲ信号及び４ビットのＩ信号とがそれぞれ入力されて、１本の搬送波で８ビットの情報を伝送する。また、０番目、１２８番目及び３８４番目の入力端子に一定電圧が入力され、それ以外の１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力されて、２倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結果同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を得た後、Ｉ信号とＱ信号にそれぞれマルチパス歪みを軽減させるためのガードインターバルを挿入してから、出力バッファ７へ出力する。
【００２３】
ここで、１番目から１２８番目までの１２８個ずつの実数部及び虚数部入力端子の入力情報は、０番目の実数部及び虚数部入力端子の入力情報を伝送する中心搬送波周波数Ｆ０に対し、上側（高域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では、第１〜第１２８キャリアというものとする）で伝送され、３８４番目から５１１番目までの１２８個ずつの実数部及び虚数部入力端子の入力情報は、中心搬送波周波数Ｆ０に対し下側（低域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では第ｍ１２８〜第ｍ１キャリアというものとする）で伝送される。
【００２４】
更に、１２８番目と３８４番目の入力端子の入力パイロット信号はＩＤＦＴ演算の結果、ナイキスト周波数の１／２倍の周波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送され、残りの１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が発生しないようにされる（データ伝送には用いない）。
【００２５】
一方、シンボル番号計数回路５はシンボル毎に、０，１，２，３，．．．，２５４，２５５，０，１，２．．．というように順次巡回的に増加していくシンボル番号を発生し、このシンボル番号を基準データ挿入回路６に供給すると共に、演算部４の特定の実数部入力端子及び虚数部入力端子に供給して特定キャリア（例えば第ｍ１キャリア）にシンボル番号を挿入する。
【００２６】
このとき、シンボル番号については情報信号のような２５６ＱＡＭ変調は行わず、１６ＱＡＭ変調する。１６ＱＡＭ変調は１本の搬送波で４ビットの情報が伝送できる。値が”０”〜”２５５”までのシンボル番号を表現するためには、８ビットが必要であるが、ここでは上位４ビットのみを伝送する。
【００２７】
基準データ挿入回路６は、前記した従来の周波数分割多重信号伝送方法と同様の各搬送波の振幅・位相用の第１の基準データ（送信情報用基準データ）と、シンボル番号用の第２の基準データ（シンボル番号用基準データ）とをそれぞれ発生し、シンボル番号用基準データは演算部４の第１キャリアを発生する第１番目の実数部入力端子及び虚数部入力端子に既知の固定値を入力する。これは、シンボル番号は第ｍ１キャリアで伝送するので、第ｍ１キャリアと周波数が近傍な第１キャリアでシンボル番号用基準データを伝送すれば、受信装置において第１キャリアの振幅特性、位相特性で第ｍ１キャリアを補正してもなんら問題は生じないからである。
【００２８】
一方、基準データ挿入回路６からの送信情報用基準データは、シンボル番号に対応して挿入される周波数（演算部４の実数部入力端子及び虚数部入力端子）が可変される。この送信情報用基準データを挿入して伝送する搬送波周波数は、予めシンボル番号に対応付けて決められており、かつ、一定時間毎に切り替えられる。各周波数でそれぞれ伝送特性が異なる場合が多いからである。
【００２９】
この送信情報用基準データの挿入方法は本発明の要旨ではないが、例えば、ある搬送波周波数＋Ｗｎで伝送されるデータに既知の値を送信情報用基準データとして挿入すると共に、直交性の誤差によりイメージ成分あるいはクロストークとして漏洩する可能性のある、中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な負の搬送波周波数−Ｗｎで伝送されるデータにも既知の値を送信情報用基準データとして挿入する。
【００３０】
例えば、上記の送信情報用基準データを挿入する搬送波は中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正負の搬送波周波数を組として、偶数シンボルでは、中心搬送波周波数Ｆ０よりも高域側の正の搬送波で伝送する基準データの実数部と虚数部のうち実数部のみ所定値で、虚数部の値と低域側の負の搬送波で伝送する基準データの実数部と虚数部はそれぞれゼロとし、次の奇数シンボルでは負の搬送波で伝送する基準データの実数部と虚数部のうち実数部のみ所定値で、虚数部の値とこの負の搬送波と組となる正の搬送波で伝送する基準データの実数部と虚数部はそれぞれゼロとする。
【００３１】
このように、送信情報用基準データを２シンボル毎に切り替えると、図２と共に説明したように、送信情報用基準データは２５６シンボルですべての正負１２８組の搬送波（キャリア）で伝送される。つまり、任意の一つの搬送波（キャリア）は２５６シンボル周期で送信情報用基準データを伝送する。これに対して、第１キャリアはシンボル番号用基準データを常時伝送する。
【００３２】
出力バッファ７は、演算部４の出力演算結果が１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の入力情報が５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）として、バースト的に発生されるのに対し、出力バッファ７以降の回路としては、出力バッファ７の内容の読み取り速度一定で連続的に動作するため、両者の時間的違いを調整するために設けられている。
【００３３】
図１のクロック分周器３からのクロックに基づいて、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）８に供給され、ここでクロック分周器３からのクロックをサンプリングクロックとしてアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要な周波数帯域の成分のＩ信号とＱ信号とが通過されて直交変調器９へそれぞれ供給される。
【００３４】
直交変調器９は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の搬送波とし、かつ、この中間周波数の位相を９０°シフタ１１により９０°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の搬送波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８より入力されたディジタルデータのＩ信号とＱ信号で直交振幅変調（ＱＡＭ）して２５７波（正負１２８組の搬送波と中心搬送波一つ）の情報搬送波からなるＯＦＤＭ信号を生成する。直交変調器９より出力されたＯＦＤＭ信号は周波数変換器１２により所定の送信周波数帯のＲＦ信号に周波数変換された後、送信部１３で電力増幅等の送信処理を受けて図示しないアンテナより放射される。
【００３５】
図２はこのＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラムの一例を示す。ここで、”−２５６”と”＋２５６”は演算部４の２５６番目（ｎ＝Ｍ／２）の入力端子に入力された信号（ただし、この実施の形態では使用しない）が伝送される正負一組の搬送波周波数で、”−１２８”は｛（３Ｍ／４）｝番目の入力端子に入力された信号が伝送される負の搬送波周波数で、”＋１２８”は｛（Ｍ／４）｝番目の入力端子に入力された信号が伝送される正の搬送波周波数で、これらは正負一組の搬送波を構成している。
【００３６】
上記の送信されたＯＦＤＭ信号は例えば図３に示す如き構成の周波数分割多重信号受信装置により受信される。ＯＦＤＭ信号の受信は、シンボル期間内に伝送される信号の振幅、位相変調成分を検出し、これらのレベルにより情報の値を復号するものである。従って、最初のガードインターバル期間の信号を除いて復号することにより、同一シンボル期間内のマルチパス信号と受信すべき信号の周波数成分は同一であるため、歪みの軽減された復号出力を得ることができる。
【００３７】
この周波数分割多重信号受信装置は後述するように、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の構成に特徴がある。図３において、空間伝送路を介して入力されたＯＦＤＭ信号は、受信部２１により受信アンテナを介して受信された後高周波増幅され、更に周波数変換器２２により中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器２３により増幅された後、後述の構成のキャリア抽出及び直交復調器４４に供給される。
【００３８】
キャリア抽出及び直交復調器２４のキャリア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シンボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤＭ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れており、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けないように、選択度の高い回路が必要となる。
【００３９】
そこで、キャリア抽出回路部にＰＬＬ回路を用いて中心搬送波Ｆ０の抽出を行う。ただし、この場合のＰＬＬ回路を構成するＶＣＯとしては、可変範囲が隣接する搬送波周波数の約１／２である±２００Ｈｚ程度で発振する水晶振動子を用いた電圧制御型水晶発振回路（ＶＣＸＯ）を用い、かつ、ＰＬＬ回路を構成するＬＰＦとして３８７Ｈｚに対して充分にカットオフ周波数の低いＬＰＦを用いる。
【００４０】
キャリア抽出及び直交復調器２４により抽出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６により位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００４１】
これにより、キャリア抽出及び直交復調器２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器９に入力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回路２７に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供給されてディジタル信号に変換される。
【００４２】
ここで重要なのはＡ／Ｄ変換器２９の入力信号に対するサンプリングのタイミングで、これは同期信号発生回路２７によりパイロット信号より生成された、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号はサンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定されており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプルクロックのタイミングを得る。
【００４３】
同期信号発生回路２７は、復調アナログ信号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生するサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、これらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガードインターバル期間除去のための区間信号などのシステムクロックを発生するシステムクロック発生回路部とよりなる。
【００４４】
Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジタル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供給され、ここで同期信号発生回路２７よりのシステムクロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシンボル期間信号を得てＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に供給される。
【００４５】
ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１のＤＦＴ（離散的フーリエ変換）回路部は、同期信号発生回路２７よりのシステムクロックにより複素フーリエ演算を行い、ガードインターバル期間処理回路３０の出力信号の各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出する。
【００４６】
これにより得られた各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルは、ＱＡＭ復号回路部により参照用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号される。この復号ディジタル情報信号は、出力回路３２により並直列変換などの出力処理が行われて出力端子３３へ出力される。
【００４７】
ここで、本発明の実施の形態では、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１のＤＦＴ回路部は、図４に示す如き構成とされている。同図において、ＤＦＴ回路部は、ＤＦＴ演算部３１１、連続性監視部３１２、補正テーブル作成部３１３及びシンボル番号予測部３１４からなる。
【００４８】
ＤＦＴ演算部３１１により受信ディジタル信号（ＯＦＤＭ信号）は、ＤＦＴ演算される。このとき、ＤＦＴ演算された第ｍ１キャリアの結果を、第１キャリアの演算結果であるシンボル番号用基準データをもとに振幅、位相補正をして、シンボル番号の復号を行う。このシンボル番号は１６ＱＡＭであるので、他の伝送情報よりもエラーレートが非常に良く、確実に復号できる。
【００４９】
この実施の形態では、シンボル番号は８ビットのうちの上位４ビットを伝送しているので、シンボル番号は、下位４ビットが常時オール「０」で、上位４ビットが１６シンボル毎に「０」、「１」、「２」、．．．、「Ｆ」と変化していく値に復号される。１６シンボル毎に値が変わることになるが、この間のシンボル番号は一つずつ増加するので、その予測はシンボル番号予測部３１４で容易にできる。
【００５０】
前述したように、送信情報用基準データはシンボル番号で特定される搬送波により切換伝送されるが、この実施の形態では、受信装置で確実に０〜２５５までのシンボル番号が復号できるため、送信情報用基準データの挿入箇所の特定が各シンボル毎にほぼ間違いなくでき、確実に送信情報用基準データの抜き取りができる。
【００５１】
この抜き取った送信情報用基準データをもとに、ＤＦＴ演算部３１１はＤＦＴ演算して得られた受信情報の演算結果を補正する。なお、送信情報用基準データは、前述したように任意の一つの搬送波では２５６シンボル周期毎に伝送されるので、ＤＦＴ演算部３１１は毎回抜き取った送信情報用基準データは補正テーブルとして保持し、逐次更新している。なお、受信した伝送情報用基準データは、インパルス的なノイズ等に影響されないように、過去数回の伝送情報用基準データの平均をとるようにするとよい。
【００５２】
ただし、連続性監視部３１２は受信したシンボル番号の連続性を常時監視し、不連続性があると検出したときには、非常に悪化した環境下（例えば、移動体通信においてはトンネルなどの通過などがある。）に受信装置があると判断して補正テーブル作成部３１３を制御し、補正テーブル作成部３１３により上記の補正テーブルの更新を禁止させる。
【００５３】
このような環境下においては、送信情報用基準データの挿入箇所の特定を誤る可能性があり、更には適正な送信情報用基準データは受信できていないと考えられるからである。このようにすると、悪化した環境が改善された場合、直ちに適正な送信情報用基準データデ受信信号の補正が可能となる。
【００５４】
なお、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、その他種々の変形例が考えられるものである。例えば、シンボル番号は１６ＱＡＭ変調で、２本の搬送波を用いて８ビットすべてを伝送するようにしてもよい。この場合は、直ちにシンボル番号の不連続性が検出できる。
【００５５】
また、シンボル番号は１６ＱＡＭ変調で、１本の搬送波を用いて４ビットを伝送する場合でも、上位４ビットではなく、上位３ビットと最下位１ビットを伝送してもよい。この場合は、復号されるシンボル番号は８ビットのうち、上位４ビットは３２シンボル毎に「０」、「１」、「２」、．．．、「Ｆ」と変化し、１シンボル毎に下位４ビットの値が「０」と「１」が交互に変化するから、変化が規則的であり、よって、伝送されないシンボル番号の予測が容易にできる。更に、最下位ビットのみのチェックで、直ちにシンボル番号の不連続が検出できる。
【００５６】
また、この場合は、奇数シンボルと偶数シンボルの判別が容易なので、例えば第１キャリアのシンボル番号用基準データは、奇数シンボルのみ挿入するようにし、偶数シンボル時には、他のモード情報などを伝送するということが容易にできる。
【００５７】
更に、シンボル番号は６４ＱＡＭ変調とし、シンボル番号を表現する８ビットのうち６ビットを伝送してもよく、また、伝送情報用の搬送波は１０２４ＱＡＭ変復調を利用し、シンボル番号用の搬送波に２５６ＱＡＭ変復調を利用してもよい。この場合はシンボル番号を表現する８ビットすべてを伝送できる。
【００５８】
また、以上は２５６本の搬送波で伝送情報を送信し、２倍オーバーサンプリングを使用し、５１２ポイントのＩＤＦＴ演算を行ってＯＦＤＭ信号を発生する場合であるが、これに限定されるものではなく、５１２本の搬送波で伝送情報を送信し、２倍オーバーサンプリングを使用し、１０２４ポイントのＩＤＦＴ演算を行い、ＯＦＤＭ信号を発生する伝送方法において、伝送情報用搬送波に１０２４ＱＡＭ変復調を利用し、シンボル番号用搬送波に２５６ＱＡＭ変復調を利用する場合も本発明を適用できる。この場合は、シンボル番号を表現する９ビットのうち８ビットを伝送できる。
【００５９】
また、直交変調器９はアナログ信号が入力されるように説明したが、出力バッファ７からのディジタル信号であるＩ信号及びＱ信号をディジタル処理により直交変調する構成でもよく、この場合は、Ｄ／Ａ変換器・ＬＰＦ８を削除し、直交変調器の出力側にＤ／Ａ変換器及び帯域フィルタを直列に設ければよい。
【００６０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、第１の基準データを抜き取る指標として用いるシンボル番号が、他の伝送情報よりも少ない多値数の多値直交振幅変調復調され、他の伝送情報よりもエラーレートが非常に良く、確実に復号できるため、受信側での第１の基準データの正確な抜き取りを保証することができ、復号される伝送情報がエラーを生じるような環境になっても、第１の基準データを正確に抜き取ることができる。また、本発明によれば、シンボル番号用の第２の基準データは常に、あるいは非常に頻繁に送受信されるため、更にシンボル番号をほぼ完全に正確に復号できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明伝送方法の送信系及び送信装置の一実施の形態のブロック図である。
【図２】本発明で伝送されるＯＦＤＭ信号の一例の周波数スペクトラムを示す図である。
【図３】本発明伝送方法の受信系及び受信装置の一実施の形態のブロック図である。
【図４】図３の要部の一実施の形態のブロック図である。
【符号の説明】
２ 入力回路
３ クロック分周回路
４ 演算部
５ シンボル番号計数回路
６ 基準データ挿入回路（基準データ挿入手段）
７ 出力バッファ
８ Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）
９ 直交変調器（直交変調手段）
１０、２５ 中間周波数発振器（直交変調手段）
１１、２６ ９０°シフタ（直交変調手段）
１２ 周波数変換器（送信手段）
１３ 送信部（送信手段）
２１ 受信部（受信手段）
２２ 周波数変換器
２４ キャリア抽出及び直交復調器（直交復調手段）
２７ 同期信号発生回路
３１ ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路
３１１ ＤＦＴ演算部（復号手段、補正手段）
３１２ 連続性監視部（連続性監視手段）
３１３ 補正テーブル作成部（補正手段）
３１４ シンボル番号予測部（予測手段）
【発明の属する技術分野】
本発明は周波数分割多重信号伝送方法、送信装置及び受信装置に係り、特に符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）信号に変換して送受信する周波数分割多重信号伝送方法、送信装置及び受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、２５６直交振幅変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの多値変調されたディジタル情報を多数の搬送波を用いてＯＦＤＭ信号として伝送するＯＦＤＭ方式が、マルチパスに強い、妨害を受けにくい、周波数利用効率が比較的良いなど特長から従来より知られている。このＯＦＤＭ方式は多数の搬送波を直交して配置し、各々の搬送波で独立したディジタル情報を伝送する方式である。なお、「搬送波が直交している」とは、隣接する搬送波のスペクトラムが当該搬送波の周波数位置で零になることを意味する。
【０００３】
このＯＦＤＭ波を送信する送信装置のアナログ信号処理系には、増幅器、フィルタ等が存在するため、振幅特性あるいは位相特性は各周波数（キャリア）毎に異なる。更に、ＯＦＤＭ波の基準となる振幅、位相の再生も困難である。そこで、送信装置において、各キャリア毎に一定のルールで基準データを挿入しておき、受信装置において各キャリア毎の基準データを用いて受信信号を補正する方法が提案されている（例えば、特開平５−２１９０２１号公報、あるいは斉藤他１名、”地上系ディジタル放送用トレリス符号化ＯＦＤＭ変調方式とゴースト環境下における伝送特性”、テレビジョン学会誌Ｖｏｌ．４７，Ｎｏ．１０，ｐｐ．１３７４〜１３８２（１９９３））。
【０００４】
前者の特開平５−２１９０２１号公報によれば、送信側が各搬送波を多値変調すると共に、複数の伝送シンボルからなるフレームの中の決まった位置で各搬送波の振幅・位相基準データを周期的に送出し、ある１つの伝送シンボルにおいては全搬送波の中で一定数の一部の搬送波について振幅・位相基準データを送出し、ある一定数の伝送シンボルの中で全搬送波の振幅・位相基準データが１回ずつ送られるようにし、更に１つの搬送波についてみると、複数の相異なる振幅・位相基準データが順番に送られることとし、他方、受信側が各搬送波毎に受信した振幅・位相基準データを記憶し、これを基準にして送信データを復元する構成である。
【０００５】
後者の文献によれば、各搬送波毎に振幅と位相の基準となるデータを有効送信データの中にインタリーブした形で送る方式であり、キャリア番号ｎ、シンボル番号ｍとすると、第ｍシンボルにおいてはｎ ｍｏｄ８となるキャリアで基準データを伝送する方式であり、例えば搬送波の総数が４４８である場合、各シンボル毎に搬送波の総数の１／８の当たる５６個の搬送波で基準データを送り、１個の搬送波についてみると８シンボルに１回の頻度で基準データを伝送する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、上記の従来の周波数分割多重信号伝送方法では、同期用シンボルを設け、これを基準に所定のルールで基準データで伝送して受信側で基準データの抜き取りを行っているため、同期用シンボルの完全な検出が必要であるが、伝送路の特性などの点から同期用シンボルの完全な検出は従来は困難である。
【０００７】
本発明は上記の点に鑑みなされたもので、シンボル番号を確実に送受信することで正確な基準データ抜き取り動作を保証し得る周波数分割多重信号伝送方法、送信装置及び受信装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の周波数分割多重信号伝送方法は、互いに周波数の異なる複数の搬送波のそれぞれが、各搬送波に割り当てられたシンボル単位で伝送すべきディジタル情報信号で所定の多値数の多値直交振幅変調した信号で変調されてなる直交周波数分割多重信号を送信し、受信した前記直交周波数分割多重信号を送信側と逆の処理をして元のディジタル情報信号を復号する周波数分割多重信号伝送方法において、受信側での位相、振幅補正のための伝送情報用の既知の第１の基準データを、前記直交周波数分割多重信号を構成する複数の搬送波のうち特定の搬送波で伝送すると共に、シンボル番号に対応して順次巡回的に前記特定搬送波を変更して送信し、前記直交周波数分割多重信号を構成する複数の搬送波のうち、前記シンボル番号を示す所定のビットを前記所定の多値数よりも少ない多値数の多値直交振幅変調した第１の搬送波で送信し、かつ、前記シンボル番号用の既知の第２の基準データを前記第１の搬送波の近傍周波数の第２の搬送波で送信する。
【０００９】
また、本発明の周波数分割多重信号伝送方法は、上記第１の基準データを、直交周波数分割多重信号を構成する複数の搬送波のうち特定の搬送波で伝送すると共に、シンボル番号に対応して順次巡回的に特定搬送波を変更して送信し、直交周波数分割多重信号を構成する複数の搬送波のうち、シンボル番号を示す所定のビットを所定の多値数よりも少ない多値数の多値直交振幅変調した複数の第１の搬送波に分けて送信し、かつ、シンボル番号用の既知の第２の基準データを第１の搬送波の近傍周波数の第２の搬送波で送信することものである。
【００１０】
また、本発明の周波数分割多重信号送信装置は、上記の目的を達成するため、所定の複数の入力端子にそれぞれ入力される少なくともディジタル情報信号を逆離散的フーリエ変換して、ディジタル情報信号で所定の多値数の多値直交振幅変調された互いに周波数の異なる複数の搬送波をそれぞれ出力する演算部と、シンボル単位で伝送されるディジタル情報信号のシンボル毎に値が変化するシンボル番号を発生して、ディジタル情報信号よりも少ないビット数の所定ビットを、演算部の第１の特定の入力端子に入力して、演算部から出力される複数の搬送波のうち、第１の特定の入力端子に対応して出力される第１の搬送波を、シンボル番号を示す所定ビットで所定の多値数よりも少ない多値数の多値直交振幅変調させるシンボル番号計数回路と、ディジタル情報信号の受信側での位相、振幅補正のための第１の基準データと、シンボル番号用の第２の基準データをそれぞれ発生し、第１の基準データは演算部の第２の特定の入力端子に入力すると共に第２の特定の入力端子をシンボル番号に対応して順次巡回的に切り換えることにより、演算部から出力される複数の搬送波のうち、第２の特定の入力端子に対応して出力される第１の基準データで直交振幅変調された特定の搬送波を、シンボル番号に対応して順次巡回的に変更させ、第２の基準データは演算部の第１の特定の入力端子に近い一の第３の特定の入力端子に入力して、演算部から出力される複数の搬送波のうち、第３の特定の入力端子に対応した第１の搬送波の近傍周波数の第２の搬送波を第２の基準データで直交振幅変調させる基準データ挿入手段と、演算部の出力信号を一時記憶する出力バッファと、出力バッファの出力信号をそれぞれ直交変調して直交周波数分割多重信号を出力する直交変調手段と、直交変調手段の出力直交周波数分割多重信号を送信する送信手段とを有することを特徴とする。
【００１１】
更に、前記目的達成のため、本発明の周波数分割多重信号受信装置は、シンボル単位で伝送すべきディジタル情報信号で多値直交振幅変調された複数の第１の搬送波と、受信側での位相、振幅補正のための伝送情報用の既知の第１の基準データで多値直交振幅変調された第２の搬送波と、シンボル番号を示す所定のビットで前記第１の搬送波に対する多値直交振幅変調よりも少ない多値数の多値直交振幅変調した一又は複数の第３の搬送波と、シンボル番号用の既知の第２の基準データで多値直交振幅変調され、かつ、第３の搬送波の周波数に近似した周波数の第４の搬送波とが周波数分割多重された信号であって、第２の搬送波の周波数が前記シンボル毎に順次巡回的に切り換えられた直交周波数分割多重信号を受信する受信手段と、受信手段からの受信直交周波数分割多重信号を直交復調する直交復調手段と、直交復調手段の出力信号を離散的フーリエ変換してディジタル情報信号、第１及び第２の基準データ及びシンボル番号の所定のビットをそれぞれ復号する復号手段と、復号手段により復号された第２の基準データをもとにシンボル番号の所定のビットを復号し、この所定のビットの値から次のシンボル番号を予測する予測手段と、予測手段により予測されたシンボル番号に基づいて復号手段により復号された第１の基準データをシンボル番号毎に保持する補正テーブルを有し、この補正テーブルを用いて復号手段により復号されたディジタル情報信号を補正する補正手段とを有することを特徴とする。
【００１２】
更に、本発明の周波数分割多重信号受信装置は、復号手段により復号されるシンボル番号の所定ビットの値からシンボル番号の連続性を監視し、不連続性を検出したとき補正手段の補正テーブルの更新を禁止する連続性監視手段を更に有することが、悪化した環境下での誤って受信した可能性の高い基準データによる誤補正を防止できると共に、悪化した環境下が改善された場合、直ちに適正な第１の基準データで受信信号の補正が可能となる点で、望ましい。
【００１３】
このように、本発明の周波数分割多重信号伝送方法、送信装置及び受信装置では、シンボル単位で伝送すべきディジタル情報信号で多値直交振幅変調された複数の第１の搬送波と、受信側での位相、振幅補正のための伝送情報用の既知の第１の基準データで多値直交振幅変調された第２の搬送波と、シンボル番号を示す所定のビットで第１の搬送波に対する多値直交振幅変調よりも少ない多値数の多値直交振幅変調した一又は複数の第３の搬送波と、シンボル番号用の既知の第２の基準データで多値直交振幅変調され、かつ、第３の搬送波の周波数に近似した周波数の第４の搬送波とが周波数分割多重された信号であって、第２の搬送波の周波数が前記シンボル毎に順次巡回的に切り換えられた直交周波数分割多重信号を送受信するようにしたため、第１の基準データを抜き取る指標として用いるシンボル番号は、他の伝送情報よりも少ない多値数の多値直交振幅変調復調され、他の伝送情報よりもエラーレートが非常に良く、確実に復号できる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図１は本発明の周波数分割多重信号伝送方法の送信系及び送信装置の一実施の形態のブロック図を示す。ここでは、２５６本の搬送波で伝送情報をＯＦＤＭ信号として送信する。また、後段のアナログ信号系の設計を容易にするために、２倍オーバーサンプリングを使用し、５１２ポイントの逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算を実行し、ＯＦＤＭ信号を発生させるものとする。
【００１５】
図１において、入力端子１には伝送すべきディジタルデータが入力される。このディジタルデータとしては、例えばカラー動画像符号化表示方式であるＭＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたディジタル映像信号や音声信号などである。この入力ディジタルデータは、入力回路２に供給されて必要に応じて誤り訂正符号の付与がクロック分周器３よりのクロックに基づいて行われる。クロック分周器３は中間周波数発振器９よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周して、この中間周波数に同期したクロックを発生する。
【００１６】
誤り訂正符号が付加されたディジタルデータは入力回路２から演算部４に供給される。この演算部４はこの実施の形態の要部を構成する回路で、前記したように２倍オーバーサンプリングを使用し、５１２ポイントのＩＤＦＴ演算して同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を生成すると共に、後述するようにシンボル番号計数回路５よりのシンボル番号及び基準データ挿入回路６よりの基準データをそれぞれ所定の入力端子に入力されてＩＤＦＴ演算する。
【００１７】
５１２ポイントの２倍オーバーサンプリングを行う演算部４への入力割り当ては、入力周波数整列型で順番に番号をふると、次のようになる。
【００１８】
ｎ＝０〜１２８ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００１９】
ｎ＝１２９〜３８３ 搬送波レベルを０とし、信号を発生させない。
【００２０】
ｎ＝３８４〜５１１ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００２１】
すなわち、演算部４の入力端子数は実数部（Ｒ）信号用と虚数部（Ｉ）信号用とに、それぞれ０番目から５１１番目までの５１２ずつあり、そのうち１番目（ｎ＝１）から１２７番目（ｎ＝１２７）までの計１２７個ずつと、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１１番目（ｎ＝５１１）の計１２７個ずつの入力端子に情報信号が入力され、また、０番目（ｎ＝０）の入力端子には直流電圧（一定）が入力され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／４）と３８４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力端子には例えばパイロット信号のための固定電圧が入力される。
【００２２】
ここで、ＯＦＤＭの変調方式に２５６ＱＡＭを使用した場合、演算部４の１番目から１２７番目の実数部入力端子及び虚数部入力端子と、３８５番目から５１１番目の実数部入力端子及び虚数部入力端子に、４ビットのＲ信号及び４ビットのＩ信号とがそれぞれ入力されて、１本の搬送波で８ビットの情報を伝送する。また、０番目、１２８番目及び３８４番目の入力端子に一定電圧が入力され、それ以外の１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力されて、２倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結果同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を得た後、Ｉ信号とＱ信号にそれぞれマルチパス歪みを軽減させるためのガードインターバルを挿入してから、出力バッファ７へ出力する。
【００２３】
ここで、１番目から１２８番目までの１２８個ずつの実数部及び虚数部入力端子の入力情報は、０番目の実数部及び虚数部入力端子の入力情報を伝送する中心搬送波周波数Ｆ０に対し、上側（高域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では、第１〜第１２８キャリアというものとする）で伝送され、３８４番目から５１１番目までの１２８個ずつの実数部及び虚数部入力端子の入力情報は、中心搬送波周波数Ｆ０に対し下側（低域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では第ｍ１２８〜第ｍ１キャリアというものとする）で伝送される。
【００２４】
更に、１２８番目と３８４番目の入力端子の入力パイロット信号はＩＤＦＴ演算の結果、ナイキスト周波数の１／２倍の周波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送され、残りの１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が発生しないようにされる（データ伝送には用いない）。
【００２５】
一方、シンボル番号計数回路５はシンボル毎に、０，１，２，３，．．．，２５４，２５５，０，１，２．．．というように順次巡回的に増加していくシンボル番号を発生し、このシンボル番号を基準データ挿入回路６に供給すると共に、演算部４の特定の実数部入力端子及び虚数部入力端子に供給して特定キャリア（例えば第ｍ１キャリア）にシンボル番号を挿入する。
【００２６】
このとき、シンボル番号については情報信号のような２５６ＱＡＭ変調は行わず、１６ＱＡＭ変調する。１６ＱＡＭ変調は１本の搬送波で４ビットの情報が伝送できる。値が”０”〜”２５５”までのシンボル番号を表現するためには、８ビットが必要であるが、ここでは上位４ビットのみを伝送する。
【００２７】
基準データ挿入回路６は、前記した従来の周波数分割多重信号伝送方法と同様の各搬送波の振幅・位相用の第１の基準データ（送信情報用基準データ）と、シンボル番号用の第２の基準データ（シンボル番号用基準データ）とをそれぞれ発生し、シンボル番号用基準データは演算部４の第１キャリアを発生する第１番目の実数部入力端子及び虚数部入力端子に既知の固定値を入力する。これは、シンボル番号は第ｍ１キャリアで伝送するので、第ｍ１キャリアと周波数が近傍な第１キャリアでシンボル番号用基準データを伝送すれば、受信装置において第１キャリアの振幅特性、位相特性で第ｍ１キャリアを補正してもなんら問題は生じないからである。
【００２８】
一方、基準データ挿入回路６からの送信情報用基準データは、シンボル番号に対応して挿入される周波数（演算部４の実数部入力端子及び虚数部入力端子）が可変される。この送信情報用基準データを挿入して伝送する搬送波周波数は、予めシンボル番号に対応付けて決められており、かつ、一定時間毎に切り替えられる。各周波数でそれぞれ伝送特性が異なる場合が多いからである。
【００２９】
この送信情報用基準データの挿入方法は本発明の要旨ではないが、例えば、ある搬送波周波数＋Ｗｎで伝送されるデータに既知の値を送信情報用基準データとして挿入すると共に、直交性の誤差によりイメージ成分あるいはクロストークとして漏洩する可能性のある、中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な負の搬送波周波数−Ｗｎで伝送されるデータにも既知の値を送信情報用基準データとして挿入する。
【００３０】
例えば、上記の送信情報用基準データを挿入する搬送波は中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正負の搬送波周波数を組として、偶数シンボルでは、中心搬送波周波数Ｆ０よりも高域側の正の搬送波で伝送する基準データの実数部と虚数部のうち実数部のみ所定値で、虚数部の値と低域側の負の搬送波で伝送する基準データの実数部と虚数部はそれぞれゼロとし、次の奇数シンボルでは負の搬送波で伝送する基準データの実数部と虚数部のうち実数部のみ所定値で、虚数部の値とこの負の搬送波と組となる正の搬送波で伝送する基準データの実数部と虚数部はそれぞれゼロとする。
【００３１】
このように、送信情報用基準データを２シンボル毎に切り替えると、図２と共に説明したように、送信情報用基準データは２５６シンボルですべての正負１２８組の搬送波（キャリア）で伝送される。つまり、任意の一つの搬送波（キャリア）は２５６シンボル周期で送信情報用基準データを伝送する。これに対して、第１キャリアはシンボル番号用基準データを常時伝送する。
【００３２】
出力バッファ７は、演算部４の出力演算結果が１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の入力情報が５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）として、バースト的に発生されるのに対し、出力バッファ７以降の回路としては、出力バッファ７の内容の読み取り速度一定で連続的に動作するため、両者の時間的違いを調整するために設けられている。
【００３３】
図１のクロック分周器３からのクロックに基づいて、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）８に供給され、ここでクロック分周器３からのクロックをサンプリングクロックとしてアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要な周波数帯域の成分のＩ信号とＱ信号とが通過されて直交変調器９へそれぞれ供給される。
【００３４】
直交変調器９は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の搬送波とし、かつ、この中間周波数の位相を９０°シフタ１１により９０°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の搬送波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８より入力されたディジタルデータのＩ信号とＱ信号で直交振幅変調（ＱＡＭ）して２５７波（正負１２８組の搬送波と中心搬送波一つ）の情報搬送波からなるＯＦＤＭ信号を生成する。直交変調器９より出力されたＯＦＤＭ信号は周波数変換器１２により所定の送信周波数帯のＲＦ信号に周波数変換された後、送信部１３で電力増幅等の送信処理を受けて図示しないアンテナより放射される。
【００３５】
図２はこのＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラムの一例を示す。ここで、”−２５６”と”＋２５６”は演算部４の２５６番目（ｎ＝Ｍ／２）の入力端子に入力された信号（ただし、この実施の形態では使用しない）が伝送される正負一組の搬送波周波数で、”−１２８”は｛（３Ｍ／４）｝番目の入力端子に入力された信号が伝送される負の搬送波周波数で、”＋１２８”は｛（Ｍ／４）｝番目の入力端子に入力された信号が伝送される正の搬送波周波数で、これらは正負一組の搬送波を構成している。
【００３６】
上記の送信されたＯＦＤＭ信号は例えば図３に示す如き構成の周波数分割多重信号受信装置により受信される。ＯＦＤＭ信号の受信は、シンボル期間内に伝送される信号の振幅、位相変調成分を検出し、これらのレベルにより情報の値を復号するものである。従って、最初のガードインターバル期間の信号を除いて復号することにより、同一シンボル期間内のマルチパス信号と受信すべき信号の周波数成分は同一であるため、歪みの軽減された復号出力を得ることができる。
【００３７】
この周波数分割多重信号受信装置は後述するように、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の構成に特徴がある。図３において、空間伝送路を介して入力されたＯＦＤＭ信号は、受信部２１により受信アンテナを介して受信された後高周波増幅され、更に周波数変換器２２により中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器２３により増幅された後、後述の構成のキャリア抽出及び直交復調器４４に供給される。
【００３８】
キャリア抽出及び直交復調器２４のキャリア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シンボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤＭ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れており、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けないように、選択度の高い回路が必要となる。
【００３９】
そこで、キャリア抽出回路部にＰＬＬ回路を用いて中心搬送波Ｆ０の抽出を行う。ただし、この場合のＰＬＬ回路を構成するＶＣＯとしては、可変範囲が隣接する搬送波周波数の約１／２である±２００Ｈｚ程度で発振する水晶振動子を用いた電圧制御型水晶発振回路（ＶＣＸＯ）を用い、かつ、ＰＬＬ回路を構成するＬＰＦとして３８７Ｈｚに対して充分にカットオフ周波数の低いＬＰＦを用いる。
【００４０】
キャリア抽出及び直交復調器２４により抽出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６により位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００４１】
これにより、キャリア抽出及び直交復調器２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器９に入力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回路２７に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供給されてディジタル信号に変換される。
【００４２】
ここで重要なのはＡ／Ｄ変換器２９の入力信号に対するサンプリングのタイミングで、これは同期信号発生回路２７によりパイロット信号より生成された、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号はサンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定されており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプルクロックのタイミングを得る。
【００４３】
同期信号発生回路２７は、復調アナログ信号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生するサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、これらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガードインターバル期間除去のための区間信号などのシステムクロックを発生するシステムクロック発生回路部とよりなる。
【００４４】
Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジタル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供給され、ここで同期信号発生回路２７よりのシステムクロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシンボル期間信号を得てＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に供給される。
【００４５】
ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１のＤＦＴ（離散的フーリエ変換）回路部は、同期信号発生回路２７よりのシステムクロックにより複素フーリエ演算を行い、ガードインターバル期間処理回路３０の出力信号の各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出する。
【００４６】
これにより得られた各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルは、ＱＡＭ復号回路部により参照用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号される。この復号ディジタル情報信号は、出力回路３２により並直列変換などの出力処理が行われて出力端子３３へ出力される。
【００４７】
ここで、本発明の実施の形態では、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１のＤＦＴ回路部は、図４に示す如き構成とされている。同図において、ＤＦＴ回路部は、ＤＦＴ演算部３１１、連続性監視部３１２、補正テーブル作成部３１３及びシンボル番号予測部３１４からなる。
【００４８】
ＤＦＴ演算部３１１により受信ディジタル信号（ＯＦＤＭ信号）は、ＤＦＴ演算される。このとき、ＤＦＴ演算された第ｍ１キャリアの結果を、第１キャリアの演算結果であるシンボル番号用基準データをもとに振幅、位相補正をして、シンボル番号の復号を行う。このシンボル番号は１６ＱＡＭであるので、他の伝送情報よりもエラーレートが非常に良く、確実に復号できる。
【００４９】
この実施の形態では、シンボル番号は８ビットのうちの上位４ビットを伝送しているので、シンボル番号は、下位４ビットが常時オール「０」で、上位４ビットが１６シンボル毎に「０」、「１」、「２」、．．．、「Ｆ」と変化していく値に復号される。１６シンボル毎に値が変わることになるが、この間のシンボル番号は一つずつ増加するので、その予測はシンボル番号予測部３１４で容易にできる。
【００５０】
前述したように、送信情報用基準データはシンボル番号で特定される搬送波により切換伝送されるが、この実施の形態では、受信装置で確実に０〜２５５までのシンボル番号が復号できるため、送信情報用基準データの挿入箇所の特定が各シンボル毎にほぼ間違いなくでき、確実に送信情報用基準データの抜き取りができる。
【００５１】
この抜き取った送信情報用基準データをもとに、ＤＦＴ演算部３１１はＤＦＴ演算して得られた受信情報の演算結果を補正する。なお、送信情報用基準データは、前述したように任意の一つの搬送波では２５６シンボル周期毎に伝送されるので、ＤＦＴ演算部３１１は毎回抜き取った送信情報用基準データは補正テーブルとして保持し、逐次更新している。なお、受信した伝送情報用基準データは、インパルス的なノイズ等に影響されないように、過去数回の伝送情報用基準データの平均をとるようにするとよい。
【００５２】
ただし、連続性監視部３１２は受信したシンボル番号の連続性を常時監視し、不連続性があると検出したときには、非常に悪化した環境下（例えば、移動体通信においてはトンネルなどの通過などがある。）に受信装置があると判断して補正テーブル作成部３１３を制御し、補正テーブル作成部３１３により上記の補正テーブルの更新を禁止させる。
【００５３】
このような環境下においては、送信情報用基準データの挿入箇所の特定を誤る可能性があり、更には適正な送信情報用基準データは受信できていないと考えられるからである。このようにすると、悪化した環境が改善された場合、直ちに適正な送信情報用基準データデ受信信号の補正が可能となる。
【００５４】
なお、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、その他種々の変形例が考えられるものである。例えば、シンボル番号は１６ＱＡＭ変調で、２本の搬送波を用いて８ビットすべてを伝送するようにしてもよい。この場合は、直ちにシンボル番号の不連続性が検出できる。
【００５５】
また、シンボル番号は１６ＱＡＭ変調で、１本の搬送波を用いて４ビットを伝送する場合でも、上位４ビットではなく、上位３ビットと最下位１ビットを伝送してもよい。この場合は、復号されるシンボル番号は８ビットのうち、上位４ビットは３２シンボル毎に「０」、「１」、「２」、．．．、「Ｆ」と変化し、１シンボル毎に下位４ビットの値が「０」と「１」が交互に変化するから、変化が規則的であり、よって、伝送されないシンボル番号の予測が容易にできる。更に、最下位ビットのみのチェックで、直ちにシンボル番号の不連続が検出できる。
【００５６】
また、この場合は、奇数シンボルと偶数シンボルの判別が容易なので、例えば第１キャリアのシンボル番号用基準データは、奇数シンボルのみ挿入するようにし、偶数シンボル時には、他のモード情報などを伝送するということが容易にできる。
【００５７】
更に、シンボル番号は６４ＱＡＭ変調とし、シンボル番号を表現する８ビットのうち６ビットを伝送してもよく、また、伝送情報用の搬送波は１０２４ＱＡＭ変復調を利用し、シンボル番号用の搬送波に２５６ＱＡＭ変復調を利用してもよい。この場合はシンボル番号を表現する８ビットすべてを伝送できる。
【００５８】
また、以上は２５６本の搬送波で伝送情報を送信し、２倍オーバーサンプリングを使用し、５１２ポイントのＩＤＦＴ演算を行ってＯＦＤＭ信号を発生する場合であるが、これに限定されるものではなく、５１２本の搬送波で伝送情報を送信し、２倍オーバーサンプリングを使用し、１０２４ポイントのＩＤＦＴ演算を行い、ＯＦＤＭ信号を発生する伝送方法において、伝送情報用搬送波に１０２４ＱＡＭ変復調を利用し、シンボル番号用搬送波に２５６ＱＡＭ変復調を利用する場合も本発明を適用できる。この場合は、シンボル番号を表現する９ビットのうち８ビットを伝送できる。
【００５９】
また、直交変調器９はアナログ信号が入力されるように説明したが、出力バッファ７からのディジタル信号であるＩ信号及びＱ信号をディジタル処理により直交変調する構成でもよく、この場合は、Ｄ／Ａ変換器・ＬＰＦ８を削除し、直交変調器の出力側にＤ／Ａ変換器及び帯域フィルタを直列に設ければよい。
【００６０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、第１の基準データを抜き取る指標として用いるシンボル番号が、他の伝送情報よりも少ない多値数の多値直交振幅変調復調され、他の伝送情報よりもエラーレートが非常に良く、確実に復号できるため、受信側での第１の基準データの正確な抜き取りを保証することができ、復号される伝送情報がエラーを生じるような環境になっても、第１の基準データを正確に抜き取ることができる。また、本発明によれば、シンボル番号用の第２の基準データは常に、あるいは非常に頻繁に送受信されるため、更にシンボル番号をほぼ完全に正確に復号できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明伝送方法の送信系及び送信装置の一実施の形態のブロック図である。
【図２】本発明で伝送されるＯＦＤＭ信号の一例の周波数スペクトラムを示す図である。
【図３】本発明伝送方法の受信系及び受信装置の一実施の形態のブロック図である。
【図４】図３の要部の一実施の形態のブロック図である。
【符号の説明】
２ 入力回路
３ クロック分周回路
４ 演算部
５ シンボル番号計数回路
６ 基準データ挿入回路（基準データ挿入手段）
７ 出力バッファ
８ Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）
９ 直交変調器（直交変調手段）
１０、２５ 中間周波数発振器（直交変調手段）
１１、２６ ９０°シフタ（直交変調手段）
１２ 周波数変換器（送信手段）
１３ 送信部（送信手段）
２１ 受信部（受信手段）
２２ 周波数変換器
２４ キャリア抽出及び直交復調器（直交復調手段）
２７ 同期信号発生回路
３１ ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路
３１１ ＤＦＴ演算部（復号手段、補正手段）
３１２ 連続性監視部（連続性監視手段）
３１３ 補正テーブル作成部（補正手段）
３１４ シンボル番号予測部（予測手段）
Claims (6)
- 互いに周波数の異なる複数の搬送波のそれぞれが、各搬送波に割り当てられたシンボル単位で伝送すべきディジタル情報信号で所定の多値数の多値直交振幅変調した信号で変調されてなる直交周波数分割多重信号を送信し、受信した前記直交周波数分割多重信号を送信側と逆の処理をして元のディジタル情報信号を復号する周波数分割多重信号伝送方法において、
受信側での位相、振幅補正のための伝送情報用の既知の第１の基準データを、前記直交周波数分割多重信号を構成する複数の搬送波のうち特定の搬送波で伝送すると共に、シンボル番号に対応して順次巡回的に前記特定搬送波を変更して送信し、前記直交周波数分割多重信号を構成する複数の搬送波のうち、前記シンボル番号を示す所定のビットを前記所定の多値数よりも少ない多値数の多値直交振幅変調した第１の搬送波で送信し、かつ、前記シンボル番号用の既知の第２の基準データを前記第１の搬送波の近傍周波数の第２の搬送波で送信することを特徴とする周波数分割多重信号伝送方法。 - 互いに周波数の異なる複数の搬送波のそれぞれが、各搬送波に割り当てられたシンボル単位で伝送すべきディジタル情報信号で所定の多値数の多値直交振幅変調した信号で変調されてなる直交周波数分割多重信号を送信し、受信した前記直交周波数分割多重信号を送信側と逆の処理をして元のディジタル情報信号を復号する周波数分割多重信号伝送方法において、
受信側での位相、振幅補正のための伝送情報用の既知の第１の基準データを、前記直交周波数分割多重信号を構成する複数の搬送波のうち特定の搬送波で伝送すると共に、シンボル番号に対応して順次巡回的に前記特定搬送波を変更して送信し、前記直交周波数分割多重信号を構成する複数の搬送波のうち、前記シンボル番号を示す所定のビットを前記所定の多値数よりも少ない多値数の多値直交振幅変調した複数の第１の搬送波に分けて送信し、かつ、前記シンボル番号用の既知の第２の基準データを前記第１の搬送波の近傍周波数の第２の搬送波で送信することを特徴とする周波数分割多重信号伝送方法。 - 所定の複数の入力端子にそれぞれ入力される少なくともディジタル情報信号を逆離散的フーリエ変換して、前記ディジタル情報信号で所定の多値数の多値直交振幅変調された互いに周波数の異なる複数の搬送波をそれぞれ出力する演算部と、
シンボル単位で伝送されるディジタル情報信号の前記シンボル毎に値が変化するシンボル番号を発生して、前記ディジタル情報信号よりも少ないビット数の所定ビットを、前記演算部の第１の特定の入力端子に入力して、前記演算部から出力される複数の搬送波のうち、前記第１の特定の入力端子に対応して出力される第１の搬送波を、前記シンボル番号を示す前記所定ビットで前記所定の多値数よりも少ない多値数の多値直交振幅変調させるシンボル番号計数回路と、
前記ディジタル情報信号の受信側での位相、振幅補正のための第１の基準データと、前記シンボル番号用の第２の基準データをそれぞれ発生し、前記第１の基準データは前記演算部の第２の特定の入力端子に入力すると共に前記第２の特定の入力端子を前記シンボル番号に対応して順次巡回的に切り換えることにより、前記演算部から出力される複数の搬送波のうち、前記第２の特定の入力端子に対応して出力される前記第１の基準データで直交振幅変調された特定の搬送波を、シンボル番号に対応して順次巡回的に変更させ、前記第２の基準データは前記演算部の前記第１の特定の入力端子に近い一の第３の特定の入力端子に入力して、前記演算部から出力される複数の搬送波のうち、前記第３の特定の入力端子に対応した前記第１の搬送波の近傍周波数の第２の搬送波を前記第２の基準データで直交振幅変調させる基準データ挿入手段と、
前記演算部の出力信号を一時記憶する出力バッファと、
前記出力バッファの出力信号をそれぞれ直交変調して直交周波数分割多重信号を出力する直交変調手段と、
前記直交変調手段の出力直交周波数分割多重信号を送信する送信手段と
を有することを特徴とする周波数分割多重信号送信装置。 - 前記シンボル番号計数回路は、前記シンボル番号の全ビットの全部又は一部のビットを複数に分けて、それぞれ前記演算部の前記第１の複数の特定の入力端子に入力することにより、前記演算部から出力される複数の搬送波のうち、前記第１の複数の特定の入力端子に対応して出力される複数の第１の搬送波の各々を、複数に分けられた前記シンボル番号を示す各ビットでそれぞれ前記所定の多値数よりも少ない多値数の多値直交振幅変調させることを特徴とする請求項３記載の周波数分割多重信号送信装置。
- シンボル単位で伝送すべきディジタル情報信号で多値直交振幅変調された複数の第１の搬送波と、受信側での位相、振幅補正のための伝送情報用の既知の第１の基準データで多値直交振幅変調された第２の搬送波と、シンボル番号を示す所定のビットで前記第１の搬送波に対する多値直交振幅変調よりも少ない多値数の多値直交振幅変調した一又は複数の第３の搬送波と、前記シンボル番号用の既知の第２の基準データで多値直交振幅変調され、かつ、前記第３の搬送波の周波数に近似した周波数の第４の搬送波とが周波数分割多重された信号であって、前記第２の搬送波の周波数が前記シンボル毎に順次巡回的に切り換えられた直交周波数分割多重信号を受信する受信手段と、
前記受信手段からの受信直交周波数分割多重信号を直交復調する直交復調手段と、
前記直交復調手段の出力信号を離散的フーリエ変換して前記ディジタル情報信号、第１及び第２の基準データ及びシンボル番号の所定のビットをそれぞれ復号する復号手段と、
前記復号手段により復号された前記第２の基準データをもとに前記シンボル番号の所定のビットを復号し、この所定のビットの値から次のシンボル番号を予測する予測手段と、
前記予測手段により予測された前記シンボル番号に基づいて前記復号手段により復号された前記第１の基準データを前記シンボル番号毎に保持する補正テーブルを有し、この補正テーブルを用いて前記復号手段により復号された前記ディジタル情報信号を補正する補正手段と
を有することを特徴とする周波数分割多重信号受信装置。 - 前記復号手段により復号される前記シンボル番号の所定ビットの値からシンボル番号の連続性を監視し、不連続性を検出したとき前記補正手段の補正テーブルの更新を禁止する連続性監視手段を更に有することを特徴とする請求項５記載の周波数分割多重信号受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25221795A JP3579982B2 (ja) | 1995-09-29 | 1995-09-29 | 周波数分割多重信号伝送方法、送信装置及び受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25221795A JP3579982B2 (ja) | 1995-09-29 | 1995-09-29 | 周波数分割多重信号伝送方法、送信装置及び受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0998148A JPH0998148A (ja) | 1997-04-08 |
| JP3579982B2 true JP3579982B2 (ja) | 2004-10-20 |
Family
ID=17234144
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25221795A Expired - Fee Related JP3579982B2 (ja) | 1995-09-29 | 1995-09-29 | 周波数分割多重信号伝送方法、送信装置及び受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3579982B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100353731C (zh) * | 2002-04-15 | 2007-12-05 | 智邦科技股份有限公司 | 正交多工正交振幅调变方法及装置 |
| KR101065687B1 (ko) * | 2004-06-10 | 2011-09-19 | 엘지전자 주식회사 | Ｏｆｄｍ 무선 통신 시스템에 적용되는 시간 동기 획득 방법 |
-
1995
- 1995-09-29 JP JP25221795A patent/JP3579982B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0998148A (ja) | 1997-04-08 |
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