JP3541653B2

JP3541653B2 - 受信信号補正方式及び直交周波数分割多重信号伝送装置

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Publication number: JP3541653B2
Application number: JP29917397A
Authority: JP
Inventors: 敬一金子
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1997-10-30
Filing date: 1997-10-30
Publication date: 2004-07-14
Anticipated expiration: 2017-10-30
Also published as: JPH11136207A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は受信信号補正方式及び直交周波数分割多重信号伝送装置に係り、特に差動多値ＰＳＫ変調波を受信して伝送路のフェージングの影響による位相や振幅の変動を補正する受信信号補正方式、及び差動多値ＰＳＫ変調されたディジタル情報を複数の搬送波を用いて伝送する直交周波数分割多重信号の伝送装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、音声信号及び映像信号の伝送においては、ディジタル変調方式の開発が盛んである。差動多値ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調方式は、シンボル間の位相差に情報を対応させて伝送する方式であり、受信側では遅延検波方式により情報を復調することができる。従って、復調器の構成が同期検波方式に比べて簡単になるという利点がある。
【０００３】
ところで、移動体通信システムの受信装置においては、伝送路で発生するフェージングの影響により伝送変調波に振幅及び位相の変動が生じる。差動多値ＰＳＫ変調波の受信装置では、シンボル間の位相差により情報を復調するので、フェージングによる受信信号の変動の影響を少なくできる。
【０００４】
例として、１キャリア当たり１シンボルで２ビット（４値）の情報を伝送する差動４値ＰＳＫ変調方式について説明すると、送信信号は振幅が一定であり、伝送する情報に対応し９０度間隔で４つの位相を表す。すなわち、図７に示すように、横軸がＩ軸、縦軸がＱ軸のＸＹ座標平面で信号点を表すと、差動４値ＰＳＫ変調方式の信号点は各象限に１つずつの９０度間隔で４つの信号点で表される。このため、シンボル間で受信信号の位相変動が±４５度以内であれば、正確な復号が可能である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、移動体通信システムの受信装置においては、高速移動時にはシンボル間での受信信号の位相変動が、低速移動時や停止時のそれに比べて大きくなるため、シンボル間で受信信号の位相変動が±４５度以上となり、正確な復号ができなくなる。また、４値以上に多値化した場合には、位相変動の許容値が小さくなり、更に移動速度の制約が厳しくなる。
【０００６】
本発明は以上の点に鑑みてなされたもので、高速移動時においても正確な復号を可能とし得る受信信号補正方式を提供することを目的とする。
【０００７】
また、本発明の他の目的は、高速移動体通信システムで使用する場合に好適な差動多値ＰＳＫ変調されたディジタル情報を複数の搬送波で伝送する直交周波数分割多重信号伝送装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の受信信号補正方式及び直交周波数分割多重信号の受信側は、受信した差動多値ＰＳＫ変調波に対して離散的フーリエ変換して複素データを復調する演算部と、演算部の複素データを差動復号する差動復号回路と、差動復号回路で復号された復号値と信号点のどれか一つの判定結果とを受け、それらから受信信号の位相変動量を検出し、その位相変動量の複数シンボル間の変化率を演算して求め、その変化率が所定値より小さいときはその復号値をそのまま用い、所定値以上のときは、判定結果に隣接するより変化率の少ない信号点を判定結果として選んで復号値の修正指示信号を出力すると共に、検出位相変動量を隣接の信号点を選んだときの位相変動量に修正して保持する検出回路と、差動復号回路の出力復号値を受け、検出回路から修正指示信号が入力されたときは復号値を修正して出力し、修正指示信号が入力されないときはそのまま入力復号値を出力する復号値修正回路とを有する構成としたものである。
【０００９】
この発明では、位相変動量の連続性に着目し、前シンボルとの位相変動量の変化率が所定値より大きな値であるか否か判定し、所定値より大きな変化率の時には判定結果を隣接する判定結果に変更することでより正確な復号ができる。
【００１０】
また、本発明は、上記の検出回路を差動復号回路で復号された復号値と信号点のどれか一つの第１の判定結果とを受け、それらから第１の位相変動量を検出保持すると共に、その位相変動量の絶対値が所定値以上のときは更に第１の判定結果に隣接する第２の判定結果と復号値を基に第２の位相変動量を演算して保持することを、少なくとも３シンボル期間について行い、その期間における第１の位相変動量の変化率と第２の位相変動量の変化率とのそれぞれを絶対値積算して、より小さな絶対値積算値を示した復号値をもって受信情報とするように復号値修正回路に指示信号を出力する構成としてもよい。
【００１１】
この発明でも、位相変動量の連続性に着目し、位相変動量の変化率を絶対値積算して、より小さな絶対値積算値を示した復号値をもって受信情報としているので、より正確な復号ができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図１は本発明になる受信信号補正方式の一実施の形態のブロック図を示す。この実施の形態は、後述する直交周波数分割多重信号受信装置内のＤＦＴ，差動ＱＰＳＫ復号回路３１も構成している。ここでは、２５７本の搬送波を用いて伝送情報を送受信する直交周波数分割多重信号（ＯＦＤＭ信号）を例にとって説明する。このＯＦＤＭ信号は、５１２ポイントのＩＤＦＴ（逆離散的フーリエ変換）演算を行って生成された信号であり、また差動Ｑ（４値）ＰＳＫ変調により一本の搬送波に２ビットの情報を印加する。また、１シンボル内に、２４８搬送波の伝送情報の他に、９本の搬送波を使用し、参照信号（基準データ）、パイロット信号等を挿入する。
【００１３】
図１において、差動ＱＰＳＫ復号回路３１は、ＤＦＴ演算部３１１、差動復号回路３１２、検出回路３１３及び復号値修正回路３１４より構成されている。受信されたＯＦＤＭ信号は、復調されディジタル化され、ガードインターバル期間が除去されて同相（Ｉ）信号と直交（Ｑ）信号とされた後、それぞれＤＦＴ演算部３１１に供給されて受信複素データに変換される。従来はこの受信複素データは、４つの信号点±１±ｊのどれか一つに判定された後、送信側の逆である差動復号化により、伝送情報に変換される。
【００１４】
一方、この実施の形態では、受信複素データは差動復号回路３１２に供給され、ここで±１±ｊのどれか一つに判定された後、復号値修正回路３１４に供給されると共に、受信複素データ（復号値）と信号点±１±ｊのどれか一つに判定した結果が検出回路３１３に供給される。検出回路３１３は、差動復号回路３１２から出力された受信複素データと判定結果とを受け、そのシンボル（ｎ）での位相変動量を検出して保持する。位相変動の例としては、図２に示すａ（ｎ）に値する量である。図２に示す横軸が実数軸、縦軸が虚数軸である２次元座標平面において、位相変動量ａ（ｎ）は受信複素データのベクトルＡと判定結果（ここでは＋１＋ｊ）のベクトルＢとの間の角度である。
【００１５】
次に、検出回路３１３は、前シンボルでの位相変動量ａ（ｎ−１）との差である変化率Ａ（ｎ）＝ａ（ｎ）−ａ（ｎ−１）を求める。変化率Ａ（ｎ）が±４５度以内であれば、判定結果はそのままにしておく。これに対し、変化率Ａ（ｎ）が±４５度より大きな値であれば、検出回路３１３は隣接の信号点を判定結果として選び、変更後の判定結果の位相変動量との変化率Ａ' （ｎ）が±４５度以内であれば、判定結果をその隣接の信号点に変更するように復号値修正回路３１４に指示する。検出回路３１３はその際の位相変動量を保持する。
【００１６】
簡単な例として、位相軸が反時計回りに変化している状態、すなわち、シンボル毎に位相変動が１０度、３０度、５０度と変化している状態で、これらの動作を簡単に説明する。送信側は、＋１＋ｊを３回送るものとし、反時計回り方向を正方向とする。いま、あるシンボルで図３（Ａ）に示すように判定結果は＋１＋ｊで、受信複素データＩとの位相変動量ａ（ｎ−２）が＋１０度であるものとすると、次のシンボルでは図３（Ｂ）に示すように、判定結果が＋１＋ｊで、受信複素データIIとの位相変動量ａ（ｎ−１）が＋３０度であり、よって変化率Ａ（ｎ−１）は２０度（＝ａ（ｎ−１）−ａ（ｎ−２）＝３０度−１０度）である。この変化率Ａ（ｎ−１）は±４５度以内であるので、判定結果はそのままにしておく。
【００１７】
次のシンボルでは図３（Ｃ）に示すように、判定結果が−１＋ｊで、受信複素データIII との位相変動量ａ（ｎ）が−４０度であるものとすると、変化率Ａ（ｎ）は−７０度（＝ａ（ｎ）−ａ（ｎ−１）＝−４０度−３０度）となる。この変化率Ａ（ｎ）は±４５度より大きな値であるので、判定結果を図３（Ｄ）に示すように隣接の信号点＋１＋ｊに変更すると、受信複素データIII との位相変動量ａ' （ｎ）が５０度（＝９０度−４０度）となり、変化率Ａ' （ｎ）は２０（＝ａ' （ｎ）−ａ（ｎ−１）＝５０度−３０度）である。よって、この修正した判定結果の方が確からしいので、検出回路３１３は、位相変動量をａ' （ｎ）＝５０度として保持し、判定結果の修正を復号値修正回路３１４に指示する。
【００１８】
図１の復号値修正回路３１４は、差動復号回路３１２から判定結果を受けると共に、検出回路３１３の指示に従い復号値を修正する。また、復号値修正回路３１４は、送信側の逆である差動復号化により、伝送情報に変換して出力する。
【００１９】
このように、この実施の形態によれば、位相変動の連続性に着目して前シンボルとの位相変動量の変化率が±４５度より大きな値であるか否か判定し、±４５度より大きな変化率の時には判定結果を隣接する信号点に変更することでより正確な復号ができ、よって高速移動する受信装置に適用して好適である。
【００２０】
次に、本発明の他の実施の形態について説明する。この実施の形態では、位相変動の方向により、検出回路３１３での判定結果を幾つかの枝に分岐させるものである。例えば、図６に黒丸で示す受信複素データが得られた場合、＋１＋ｊの判定結果が最も確からしいが、図６のように＋１＋ｊの判定結果に対する位相変動量が正方向に大きい場合は−１＋ｊである可能性もある。そこで、この実施の形態は、位相変動量の絶対値が所定値より大きい場合は、次に可能性のある隣接する信号点である判定結果との位相変動量を枝として求め、３シンボル期間以上についてそれらの変化率をそれぞれの枝について演算すると共にそれぞれ絶対値積算し、より小さい絶対値積算値を示した枝の復号値をもって受信情報とするものである。
【００２１】
すなわち、位相変動量が例えば＋３０度よりも大きい場合は、その判定結果（信号点）での位相変動量と共に、次に可能性のある隣接する信号点の判定結果での位相変動量を枝として分岐して計算する。すなわち、判定結果が＋１＋ｊのときは判定結果を−１＋ｊとしたときの位相変動量を枝として分岐し、同様に、判定結果が＋１−ｊのときは判定結果を＋１＋ｊとしたときの位相変動量を、判定結果が−１−ｊのときは判定結果を＋１−ｊとしたときの位相変動量を、判定結果が−１＋ｊのときは判定結果を−１−ｊとしたときの位相変動量をそれぞれ枝として分岐する。
【００２２】
位相変動量が＋３０度以下で−３０度以上の場合、すなわち位相変動量の絶対値が３０度以下の場合は、位相変動量が小さいのでその判定結果をそのまま使用する。位相変動量が−３０度より小さい場合（負方向に大きい場合）は、その判定結果と共に、次に可能性のある判定結果での位相変動量を計算する。すなわち、判定結果が＋１＋ｊのときは、判定結果を＋１−ｊとしたときの位相変動量を枝として分岐し、同様に、判定結果が−１＋ｊのときは判定結果を＋１＋ｊとしたときの位相変動量を、判定結果が−１−ｊのときは判定結果を−１＋ｊとしたときの位相変動量を、判定結果が＋１−ｊのときは判定結果を−１−ｊとしたときの位相変動量をそれぞれ枝として分岐する。
【００２３】
受信側は、３シンボル期間以上の所定値までについて、これらの分岐した枝についての位相変動量を保持しておき、それぞれの枝についての変化率の絶対値の積算演算をし、より小さい絶対値積算値を示した枝の判定結果をもって受信情報とみなす。この機能は、検出回路３１３で行う。
【００２４】
次に、本発明の更に他の実施の形態について説明する。マルチキャリア伝送方式であるＯＦＤＭ信号伝送方式は、隣接する搬送波がその伝送路特性である、位相変動に類似した特性を有している。そのため、位相変動量を数搬送波について平均化してノイズの除去を図ることができ、信頼性の高い位相変動量を得ることができる。時間軸方向についても同様である。
【００２５】
次に、本発明の直交周波数分割多重信号伝送装置の実施の形態について説明する。図４は本発明になる直交周波数分割多重信号伝送装置の送信装置の一実施の形態のブロック図を示す。同図において、入力端子１には伝送すべきディジタルデータが入力される。このディジタルデータは、例えばカラー動画像符号化表示方式であるＭＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたディジタル映像信号や音声信号などである。
【００２６】
この入力ディジタルデータは、差動符号化回路を含む入力回路２に供給されて必要に応じて誤り訂正符号の付与がクロック分周器３よりのクロックに基づいて行われた後、差動符号化回路により伝送すべき情報が２ビットずつ各搬送波に割り振られ、±１±ｊの複素データに変換される。クロック分周器３は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周して、この中間周波数に同期したクロックを発生する。
【００２７】
入力回路２よりの複素データは演算部４に供給されて、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算により時間軸上の同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）に生成され、それぞれ所定の入力端子に供給されてＩＤＦＴ演算される。また、シンボル番号計数回路５はシンボル毎に、０，１，２，３，．．．，２５４，２５５，０，１，２．．．というように順次巡回的に増加していくシンボル番号を発生し、このシンボル番号を参照信号挿入回路６に供給すると共に、演算部４に供給して特定キャリア（例えば第１キャリア）にシンボル番号を挿入する。
【００２８】
また、参照信号挿入回路６は、ある搬送波周波数＋Ｗ_nで伝送されるデータに既知の基準データとして参照信号を挿入すると共に、直交性の誤差によりイメージ成分あるいはクロストークとして漏洩する可能性のある、中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な負の搬送波周波数−Ｗ_nで伝送されるデータにも既知の基準データを挿入する。この参照信号を挿入して伝送する搬送波周波数は、予めシンボル番号に対応付けて決められており、かつ、一定時間毎に切り替えられる。各周波数でそれぞれ伝送特性が異なる場合が多いからである。
【００２９】
例えば、参照信号（基準データ）は偶数シンボルでは（１組目として）正の搬送波周波数＋Ｗ_nで伝送される複素数の実数部のみ所定値ｐ_Sを設定し、その他をゼロとし、奇数シンボルでは（２組目として）対称な負の搬送波周波数−Ｗ_n伝送される複素数の実数部のみ所定値ｒ_Sを設定し、その他をゼロとする。
【００３０】
演算部４は一例としてデータ系列Ｎが２５６本の搬送波で送信されるとき、２倍オーバーサンプリングのＩＤＦＴ演算をして信号を発生させる。このときの演算部４への入力割り当ては、入力周波数整列型で順番に番号をふると、次のようになる。
【００３１】
【外１】

すなわち、演算部４の入力端子数は実数部（Ｒ）信号用と虚数部（Ｉ）信号用とに、それぞれ０番目から５１１番目までの５１２ずつあり、そのうち１番目（ｎ＝１）から１２７番目（ｎ＝１２７）までの計１２７個ずつと、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１１番目（ｎ＝５１１）の計１２７個ずつの入力端子に情報信号が入力され、また、０番目（ｎ＝０）の入力端子には直流電圧（一定）が入力され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／４）と３８４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力端子には例えばパイロット信号のための固定電圧が入力される。
【００３２】
演算部４は、このように１番目から１２７番目の入力端子と３８５番目から５１１番目の入力端子に４ビットのＲ信号及び４ビットのＩ信号とがそれぞれ入力されると共に、０番目、１２８番目及び３８４番目の入力端子に一定電圧が入力され、それ以外の１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力されて、２倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結果同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を得た後、Ｉ信号とＱ信号にそれぞれマルチパス歪みを軽減させるためのガードインターバルを挿入してから、出力バッファ７へ出力する。
【００３３】
ここで、１番目から１２８番目までの計１２８個の入力端子の入力情報は、０番目の入力端子の入力情報を伝送する中心搬送波周波数Ｆ０に対し、上側（高域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では正のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、３８４番目から５１１番目までの計１２８個の入力端子の入力情報は、中心搬送波周波数Ｆ０に対し下側（低域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では負のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、特に１２８番目と３８４番目の入力端子の入力パイロット信号はＩＤＦＴ演算の結果、ナイキスト周波数の１／２倍の周波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送され、残りの１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が発生しないようにされる（データ伝送には用いない）。
【００３４】
出力バッファ７は、演算部４の出力演算結果が１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の入力情報が５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）として、バースト的に発生されるのに対し、出力バッファ７以降の回路としては、出力バッファ７の内容の読み取り速度一定で連続的に動作するため、両者の時間的違いを調整するために設けられている。
【００３５】
図１のクロック分周器３からのクロックに基づいて、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）８に供給され、ここでクロック分周器３からのクロックをサンプリングクロックとしてアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要なベースバンド周波数帯域成分のＩ信号とＱ信号とが通過されて直交変調器９へそれぞれ供給される。
【００３６】
直交変調器９は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数と、この中間周波数の位相を９０°シフタ１１により９０°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数をそれぞれ搬送波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８より入力されたベースバンド周波数帯域成分のＩ信号とＱ信号で直交変調して、中間周波数帯域（ＩＦ信号帯域）で、かつ、差動４値ＰＳＫ変調（ＱＰＳＫ）された２５７波（正負１２８組の搬送波と中心搬送波一つ）の情報搬送波からなるＯＦＤＭ信号を生成する。直交変調器９より出力されたＯＦＤＭ信号は、周波数変換器１２により所定の送信周波数帯のＲＦ信号に周波数変換された後、送信部１３で電力増幅等の送信処理を受けて図示しないアンテナより放射される。
【００３７】
図５は本発明になる直交周波数分割多重信号伝送装置の受信側の受信装置の一実施の形態のブロック図を示す。図５において、空間伝送路を介して入力されたそれぞれ１シンボルあたり２ビットの情報を伝送するよう差動ＱＰＳＫ変調されている２４８波の情報搬送波と、その他の９つの情報搬送波からなる、上記のＯＦＤＭ信号は、受信部２１により受信アンテナを介して受信された後高周波増幅され、更に周波数変換器２２により中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器２３により増幅された後、後述の構成のキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００３８】
キャリア抽出及び直交復調器２４のキャリア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シンボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤＭ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れており、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けないように、選択度の高い回路が用いられる。
【００３９】
キャリア抽出及び直交復調器２４により抽出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６により位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００４０】
これにより、キャリア抽出及び直交復調器２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器９に入力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回路２７に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供給されてディジタル信号に変換される。
【００４１】
Ａ／Ｄ変換器２９の入力信号に対するサンプリングのタイミングは同期信号発生回路２７によりパイロット信号より生成された、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号はサンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定されており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプルクロックのタイミングを得る。
【００４２】
同期信号発生回路２７は、復調アナログ信号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生するサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、これらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガードインターバル期間除去のための区間信号などのシステムクロックを発生するシステムクロック発生回路部とよりなる。
【００４３】
Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジタル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供給され、ここで同期信号発生回路２７よりのシステムクロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシンボル期間信号を得てＤＦＴ，差動ＱＰＳＫ復号回路３１に供給される。
【００４４】
ＤＦＴ，差動ＱＰＳＫ復号回路３１は、図１に示したブロック図と同じ構成であり、前述した方法でＤＦＴ演算及び差動復号されて元のディジタル情報が復号される。この復号ディジタル情報信号は、図５の出力回路３２により並直列変換などの出力処理が行われて出力端子３３へ出力される。
【００４５】
かかる直交周波数分割多重信号の受信装置において、ＤＦＴ，差動ＱＰＳＫ復号回路３１における検出回路３１３の動作は、前記した各実施の形態のいずれをも適用可能である。これにより、特に高速で移動する受信装置に適用した場合にも、従来に比べてより正確な復号ができる。
【００４６】
なお、本発明は上記の実施の形態の差動４値ＰＳＫ変調に限定されるものではなく、差動多値ＰＳＫ変調には、差動８値ＰＳＫ変調やその他π／４シフトＱＰＳＫ変調などを含むものであり、更には多値ＱＡＭ変調においても適用可能である。
【００４７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、位相変動量の連続性に着目し、位相変動量の変化率を絶対値積算して、より小さな絶対値積算値を示した復号値をもって受信情報とすることで、より正確な復号ができるため、高速移動時においても誤りのない差動多値ＰＳＫ変調波の復号ができる。また、本発明によれば、各搬送波が差動多値ＰＳＫ変調されているＯＦＤＭ信号の伝送装置に適用した場合、上記の効果により受信装置の高速移動時の復調性能の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の受信信号補正方式及び直交周波数分割多重信号伝送装置の要部の復号回路の一実施の形態のブロック図である。
【図２】位相変動の例を説明する図である。
【図３】図１の実施の形態における復号値修正動作を説明する図である。
【図４】本発明になる直交周波数分割多重信号伝送装置の送信側装置の一実施の形態のブロック図である。
【図５】本発明になる直交周波数分割多重信号伝送装置の受信側装置の一実施の形態のブロック図である。
【図６】復号信号の信号点配置の一例を示す図である。
【図７】４値ＰＳＫ変調方式の信号点配置図である。
【符号の説明】
１ディジタルデータ入力端子
２差動符号化回路を含む入力回路
３クロック分周器
４演算部
５シンボル番号係数回路
６参照信号挿入回路
７出力バッファ
９直交変調器
１０、２５中間周波数発振器
１３送信部
２１受信部
２４キャリア抽出及び直交復調器
２７同期信号発生回路
３０ガードインターバル期間処理回路
３１ＤＦＴ，差動ＱＰＳＫ復号回路
３１１ＤＦＴ演算部
３１２差動復号回路
３１３検出回路
３１４復号値修正回路

Claims

受信した差動多値ＰＳＫ変調波に対して離散的フーリエ変換して複素データを復調する演算部と、
前記演算部の複素データを差動復号する差動復号回路と、
前記差動復号回路で復号された復号値と信号点のどれか一つの判定結果とを受け、それらから受信信号の位相変動量を検出し、その位相変動量の複数シンボル間の変化率を演算して求め、その変化率が所定値より小さいときはその復号値をそのまま用い、前記所定値以上のときは、前記判定結果に隣接するより変化率の少ない信号点を判定結果として選んで復号値の修正指示信号を出力すると共に、前記検出位相変動量を前記隣接の信号点を選んだときの位相変動量に修正して保持する検出回路と、
前記差動復号回路の出力復号値を受け、前記検出回路から前記修正指示信号が入力されたときは復号値を修正して出力し、前記修正指示信号が入力されないときはそのまま入力復号値を出力する復号値修正回路と
を有することを特徴とする受信信号補正方式。
前記検出回路は、前記差動復号回路で復号された復号値と信号点のどれか一つの第１の判定結果とを受け、それらから第１の位相変動量を検出保持すると共に、その位相変動量の絶対値が所定値以上のときは更に前記第１の判定結果に隣接する信号点の第２の判定結果と前記復号値を基に第２の位相変動量を演算して保持することを、少なくとも３シンボル期間について行い、その期間における前記第１の位相変動量の変化率と前記第２の位相変動量の変化率とのそれぞれを絶対値積算して、より小さな絶対値積算値を示した復号値をもって受信情報とするように前記復号値修正回路に指示信号を出力することを特徴とする請求項１記載の受信信号補正方式。
周波数分割される複数の搬送波のそれぞれが差動多値ＰＳＫ変調されている直交周波数分割多重信号を生成出力する送信装置と、
前記直交周波数分割多重信号を受信し、差動多値ＰＳＫ変調波を得る受信手段と、
前記受信手段からの前記差動多値ＰＳＫ変調波に対して離散的フーリエ変換して複素データを復調する演算部と、
前記演算部の複素データを差動復号する差動復号回路と、
前記差動復号回路で復号された復号値と信号点のどれか一つの判定結果とを受け、それらを基に受信信号の位相変動量を検出し、その位相変動の複数シンボル間の変化率を演算して求め、その変化率が所定値より小さいときはその復号値をそのまま用い、前記所定値以上のときは、前記判定結果に隣接するより変化率の少ない信号点を判定結果として選んで復号値の修正指示信号を出力すると共に、前記検出位相変動量を前記隣接の信号点を選んだときの位相変動量に修正して保持する検出回路と、
前記差動復号回路の出力復号値を受け、前記検出回路から前記修正指示信号が入力されたときは復号値を修正して出力し、前記修正指示信号が入力されないときはそのまま入力復号値を出力する復号値修正回路と
を有することを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送装置。
前記検出回路は、前記差動復号回路で復号された復号値と信号点のどれか一つの第１の判定結果とを受け、それらから第１の位相変動量を検出保持すると共に、その位相変動量の絶対値が所定値以上のときは更に前記第１の判定結果に隣接する信号点である第２の判定結果と前記復号値を基に第２の位相変動量を演算して保持することを、少なくとも３シンボル期間について行い、その期間における前記第１の位相変動量の変化率と前記第２の位相変動量の変化率とのそれぞれを絶対値積算して、より小さな絶対値積算値を示した復号値をもって受信情報とするように前記復号値修正回路に指示信号を出力することを特徴とする請求項３記載の直交周波数分割多重信号伝送装置。
前記検出回路は、前記受信した直交周波数分割多重信号の隣接する複数の搬送波の復号値に基づき検出した位相変動量を平均化し、その平均値を前記複数の搬送波の復号値に対応する位相変動量とする手段を更に有することを特徴とする請求項３又は４記載の直交周波数分割多重信号伝送装置。