JP3700290B2 - 直交周波数分割多重信号伝送方法及びそれに用いる受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重信号伝送方法及びそれに用いる受信装置に係り、特に多値変調されたディジタル情報を、限られた周波数帯域の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex）信号に変換して送受信する直交周波数分割多重信号伝送方法及びそれに用いる受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号化されたディジタル映像信号などのディジタル情報を限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）や多値位相変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）などによりそれぞれ多値変調された多数の搬送波を周波数分割多重したＯＦＤＭ信号によりディジタル情報を伝送するＯＦＤＭ方式が知られている。このＯＦＤＭ方式は、多数の搬送波を直交して配置し、各々の搬送波で独立したディジタル情報を伝送する方式で、マルチパスに強い、妨害を受けにくい、周波数利用効率が比較的良いなどの特長があり、通信分野のみならずディジタル放送分野においても研究、開発が進められている。なお、「搬送波が直交している」とは、隣接する搬送波のスペクトラムが当該搬送波の周波数位置で零になることを意味する。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式により伝送されるＯＦＤＭ信号は多数の搬送波が送信すべき情報に応じて変調されて周波数分割多重されているから、そのベースバンド時間軸波形は図１０に示す如きものであり、また、その情報伝送はシンボル期間を単位として行われる。各シンボル期間は、図１１にｔａで示すように、伝送しようとする情報を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）演算して得られたデータが伝送される有効シンボル期間ｔｓの直前に、ガードインターバルｇｉを付加した期間である。このガードインターバルｇｉはマルチパスを軽減するための期間で、その期間の信号波形は有効シンボル期間ｔｓの信号波形を巡回して繰り返したものである。
【０００４】
ＯＦＤＭ信号の各搬送波の周波数間隔は、有効シンボル期間ｔｓの逆数に等しい。有効シンボル期間ｔｓをＮ分割した周期でサンプリングした値を得るために、周波数軸上でＮ個の複素数データを各シンボル期間ｔａ毎に１回、ＮポイントＩＤＦＴ演算を行うことにより、上記のベースバンド信号波形が得られる。
【０００５】
受信側では、ＯＦＤＭ信号を周期ｔｓ／Ｎでサンプリングし、各シンボル期間ｔａ毎に１回、Ｎポイント離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）を行い、各搬送波周波数成分の位相と振幅を計算することにより、受信データを得る。その際、各シンボル期間毎に時間窓（一般にＤＦＴウィンドウと呼ぶ）を設定し、そのＤＦＴウィンドウのデータ列に対してＤＦＴ演算するが、そのＤＦＴウィンドウを指定するのがシンボル同期信号である。
【０００６】
このシンボル同期信号の生成方法としては、例えば所定周期のシンボルをヌルシンボル（無信号期間）とし、それを利用する方法などがある。このシンボル同期信号はシンボルの区切りを正確に検出する必要はなく、ある範囲（±数サンプル）で検出することが許容されている。このことについて説明するに、受信装置が図１２（Ａ）に模式的に示す希望波と共に、同図（Ｂ）に模式的に示すような遅延したゴースト波を受信した場合、通常は信号成分の大きな希望波の有効シンボル期間の開始時点ａで同図（Ｃ）に示すシンボル同期信号ｓａを生成し、これによりＤＦＴウィンドウを指定して有効シンボル開始時点ａからデータ列を取り出してＤＦＴ演算する。この場合、図１２（Ａ）及び（Ｂ）から解るように、開始時点ａ以前のゴースト波のシンボル期間の開始時点ｂまでのデータ列は隣のシンボルの干渉を受けていないため、シンボル同期信号は時点ｂで図１２（Ｄ）にｓｂで示すように生成してもよく、更には時点ｂから時点ａまでの間であればどこでも生成して構わない。
【０００７】
すなわち、ガードインターバル期間をゴースト波の遅延時間より大きくとることにより、この余裕が生じる。そのため、従来は、ガードインターバル期間を想定されるゴースト波の遅延時間より大きくとることにより、シンボル同期信号の生成を容易（簡易的）にしていた。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、本発明者が先に特願平８−４３８５４号にて提案したＯＦＤＭ信号伝送システムでは、既知の基準データとして参照信号をＯＦＤＭ信号中に挿入して送信し、受信側でこの参照信号に基づいて同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）の誤差を示す伝送路特性を検出し、補正式を求めて検出した伝送路特性を補正することにより、情報信号をほぼ正確に復元することができる。
【０００９】
しかしながら、受信した参照信号はノイズ成分を含んでおり、正確な伝送路特性の把握は困難である。そこで、上記の本発明者の提案では、近傍の搬送波で伝送路特性の係数について平均をとり（フィルタ処理）、ノイズの影響の無い伝送路特性を検出するようにしている。近傍搬送波の係数の単純な加算平均をとることでもノイズの除去効果は大きい。
【００１０】
しかしながら、これらの係数の関係は直線的な関係ではなく、数次曲線であるため、多くの加算平均をとると実際の値よりずれてくる。しきい値の小さい、例えば２５６ＱＡＭ以上の変調方式などでは、このずれが無視できなくなってくる。この搬送波間の各係数の違いの一因として、シンボル同期位置のずれが挙げられる。
【００１１】
例えば、ｎポイントＦＦＴ演算を行うＯＦＤＭ信号送信装置では、シンボル同期信号にｍサンプルの位置ずれがあると、隣のシンボル同士の係数の関係は、（２π／ｎ）×ｍ［ｒａｄ．］の位相の違いとなって現れる。加算平均を行う場合には、この要因によるずれが発生してしまう。一例として５１２ポイントＦＦＴ演算を行うＯＦＤＭ信号送信装置では、シンボル同期信号の１サンプルの位置ずれにより、隣のシンボル同士の係数の関係は、２π／５１２＝π／２５６［ｒａｄ．］の位相の違いとなって現れる。
【００１２】
この関係を更に説明すると、例えば第ｎキャリアは有効シンボル期間においてｎ周期分の波形となる。すなわち、（２π×ｎ）［ｒａｄ．］の位相変化をする。これを１サンプルでみると、（２π×ｎ）／５１２［ｒａｄ．］の位相差となる。よって、１サンプルのずれで（２π×ｎ）／５１２［ｒａｄ．］の補正をすることになる。一方、第ｎ＋１キャリアでは有効シンボル期間において（２π×（ｎ＋１））［ｒａｄ．］の位相変化をする。これを１サンプルでみると、（２π×（ｎ＋１））／５１２［ｒａｄ．］の位相差となる。よって、１サンプルのずれで（２π×（ｎ＋１））／５１２［ｒａｄ．］の補正をすることになる。
【００１３】
従って、第ｎキャリアと第ｎ＋１キャリアの補正値の違いは、
｛（２π×（ｎ＋１））／５１２｝−｛（２π×ｎ）／５１２｝＝２π／５１２＝２π／２５６［ｒａｄ．］
となる。Ｘサンプルのずれでは、上記の位相ずれがＸ倍になるため、第ｎキャリアと第ｎ＋１キャリアの補正値の違いもＸ倍のＸ・２π／２５６［ｒａｄ．］となり、サンプルずれが大きいほど隣同士の補正値の違いが大きくなる。
【００１４】
前記したように、ＤＦＴウィンドウが隣のシンボルにまたがっていなければ、シンボル同期信号は数サンプルのずれを許容し、装置性能には何ら違いはない。しかし、隣接搬送波の係数を加算平均してノイズを除去する場合には、このシンボル同期ずれを極力少なくし、隣接搬送波間の係数の違いを少なくすることが装置性能を向上させる上で重要である。
【００１５】
本発明は上記の点に鑑みなされたもので、シンボル同期ずれを極力少なくし、隣接搬送波間の係数加算平均により生じる誤差を少なくし得る直交周波数分割多重信号伝送方法及びそれに用いる受信装置を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の直交周波数分割多重信号伝送方法は、送信側では、伝送すべき情報信号とシンボル周期毎に値が順次変化し１フレーム期間で一巡するシンボル番号の値に応じた既知の参照信号とパイロット信号用基準データとをサンプルクロックに同期して逆離散フーリエ変換した後、直交変調することにより、互いに周波数の異なる複数の搬送波のそれぞれを、各搬送波に割り当てられた伝送すべき情報信号で別々に変調し、複数の搬送波のうちシンボル番号の値に応じて変化する所定の搬送波に既知の参照信号を挿入すると共に、予め定めた搬送波にサンプルクロックの周波数に対して所定の整数比に設定されたパイロット信号を挿入して、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成してガードインターバルと有効シンボル期間からなるシンボル単位で送信し、
受信側では、受信した直交周波数分割多重信号を直交復調した後、その直交復調された信号中のパイロット信号に基づいて、サンプルクロック及びシンボル単位のシンボル同期信号を生成し、このサンプルクロック及びシンボル同期信号に基づいて設定した時間窓に含まれる、直交復調信号をサンプルクロックに基づいて離散フーリエ変換して伝送すべき情報信号及び参照信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方法であって、
受信側は、搬送波の伝送路特性を表す係数を用いて、複数の搬送波のうち近傍の一対の搬送波間の位相差の近似値を算出することを、設定した数の搬送波のそれぞれについて行ってそれらの近似値の積算値を求め、前回の積算値と今回の積算値とを比較して、その比較結果に応じて、得られる積算値が極小となるように時間窓の位相をサンプルクロックの１周期単位で離散的に調整し、離散フーリエ変換された所定の搬送波に挿入されている参照信号の値を用いて搬送波の伝送路特性を検出し、検出した伝送路特性から伝送路特性と逆特性である補正特性を算出して記憶し、補正特性を用いて離散的に位相調整された時間窓に含まれる、直交復調信号をサンプルクロックに基づいて離散フーリエ変換して得られた復調信号の補正しきれない誤差成分の補正を行って情報信号を得ることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明方法は、送信側では、伝送すべき情報信号をサンプルクロックに同期して逆離散フーリエ変換した後、直交変調することにより、互いに周波数の異なる複数の搬送波で伝送すべきディジタル情報信号を伝送すると共に、複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組に既知の参照信号が挿入され、かつ、予め定めた搬送波にサンプルクロックの周波数に対して所定の整数比に設定されたパイロット信号が挿入され、参照信号を送信する正負の搬送波の組の挿入位置を、特定の搬送波で伝送するシンボル番号で指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更して、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成してガードインターバルと有効シンボル期間からなるシンボル単位で送信し、
受信側では、受信した周波数分割多重信号を直交復調した後、その直交復調された信号中のパイロット信号に基づいて、サンプルクロック及びシンボル同期信号を生成し、このサンプルクロック及びシンボル同期信号に基づいて設定した時間窓に含まれる、直交復調信号をサンプルクロックに基づいて離散フーリエ変換して伝送すべき情報信号及びシンボル番号を復号し、復号したシンボル番号に基づいて参照信号を復号し、この参照信号から正の搬送波の実数部を伝送しているときに負の搬送波の虚数部又は実数部へ漏れ出る信号成分、あるいは正の搬送波の虚数部を伝送しているときに負の搬送波の虚数部又は実数部へ漏れ出る信号成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した伝送路特性を用いて復号した情報信号を補正する直交周波数分割多重信号伝送方法であって、
受信側は、伝送路特性の漏れ出る信号成分を用いて、複数の搬送波のうち近傍の一対の搬送波間の位相差の近似値を算出することを、設定した数の搬送波のそれぞれについて行ってそれらの近似値の積算値を所定期間毎に求め、前回の積算値と今回の積算値とを比較して、その比較結果に応じて、得られる積算値が極小となるように時間窓の位相をサンプルクロックの１周期単位で離散的に調整し、検出した伝送路特性の逆特性である補正特性を算出して記憶し、補正特性を用いて離散的に位相調整された時間窓に含まれる直交復調信号をサンプルクロックに基づいて離散フーリエ変換して得られた復調信号の補正しきれない誤差成分の補正を行って情報信号を得ることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の受信装置は、伝送すべき情報信号をサンプルクロックに同期して逆離散フーリエ変換した後、直交変調することにより、互いに周波数の異なる複数の搬送波で伝送すべきディジタル情報信号を伝送すると共に、複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組に既知の参照信号が挿入され、かつ、予め定めた搬送波にサンプルクロックの周波数に対して所定の整数比に設定されたパイロット信号が挿入され、参照信号を送信する正負の搬送波の組の挿入位置を、特定の搬送波で伝送するシンボル番号で指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更した直交周波数分割多重信号で、かつ、ガードインターバルと有効シンボル期間からなるシンボル単位で送信された直交周波数分割多重信号を受信する受信手段と、受信手段からの受信直交周波数分割多重信号を直交復調して、複素数で表される情報信号とシンボル番号と参照信号とパイロット信号とを得る復調手段と、復調手段からのパイロット信号に基づいて、サンプルクロック及びシンボル単位周期のシンボル同期信号を生成する同期信号発生手段と、シンボル同期信号及びサンプルクロックに基づいて時間窓を離散的に設定し、この時間窓内で復調手段からの情報信号とシンボル番号及び参照信号をそれぞれ通過させるガードインターバル期間処理手段と、
ガードインターバル期間処理手段からの信号をサンプルクロックに基づいて離散的フーリエ変換してディジタル情報信号を復号すると共に、シンボル番号及び参照信号を復号する復号手段と、復号手段よりのシンボル番号から参照信号を復号し、この参照信号から正の搬送波の実数部を伝送しているときに負の搬送波の虚数部又は実数部へ漏れ出る信号成分、あるいは正の搬送波の虚数部を伝送しているときに負の搬送波の虚数部又は実数部へ漏れ出る信号成分をもとに伝送路特性を検出し、この伝送路特性から伝送路特性の逆特性である補正特性を算出して記憶し、この記憶された補正特性を用いて復号手段からのディジタル情報信号の復号信号の補正しきれない誤差成分の補正を行って情報信号を得る補正手段と、伝送路特性を表す係数を用いて、複数の搬送波のうち近傍の一対の搬送波間の位相差の近似値を算出することを、設定した数の搬送波のそれぞれについて行ってそれらの近似値の積算値を求め、前回の積算値と今回の積算値とを比較して、その比較結果に応じて、得られる積算値が極小となるように、ガードインターバル期間処理手段における時間窓の位相をサンプルクロックの１周期単位で離散的に調整する調整手段と有することを特徴とする。
【００１９】
本発明では、シンボル同期信号の生成は従来と同じ方法で生成し、近傍の搬送波間での位相差の近似値を算出し、更に設定した数の搬送波のそれぞれについて上記の位相差の近似値を算出してそれらを積算し、その積算値を前回入力時と今回入力時とで比較して、その比較結果に応じて積算値が極小となるように時間窓の位相を調整制御するようにしたため、有効シンボル期間の始まりを正確に検出することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図１は本発明になる直交周波数分割多重信号伝送方法の送信系の一実施の形態のブロック図、図２は本発明になる直交周波数分割多重信号伝送方法の受信系及び受信装置の一実施の形態のブロック図を示す。
【００２１】
図１の送信系の構成は、本発明者が先に提案した前記特許出願における送信装置と同様である。同図において、入力端子１には伝送すべきディジタルデータが入力される。このディジタルデータとしては、例えばカラー動画像符号化方式であるＭＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたディジタル映像信号や音声信号などである。この入力ディジタルデータは、入力回路２に供給されて必要に応じて誤り訂正符号の付与がクロック分周器３よりのクロックに基づいて行われる。クロック分周器３は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周して、この中間周波数に同期したクロックを発生する。
【００２２】
誤り訂正符号が付加されたディジタルデータは入力回路２から演算部４に供給される。この演算部４は、入力回路２よりのディジタルデータを逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算して同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を生成すると共に、後述するようにシンボル番号計数回路５よりのシンボル番号及び参照信号挿入回路６よりの参照信号もそれぞれ所定の入力端子（入力部）に供給されてＩＤＦＴ演算する。すなわち、特定の搬送波にシンボル番号を挿入すると共に、シンボル番号に対応した正負の他の搬送波に既知の参照信号（基準データ）を挿入する。
【００２３】
具体的には、シンボル番号計数回路５は、シンボル番号を８ビットで表現し、０，１，２，３，．．．，２５５，０，１，２，．．というように、シンボル周期毎に順次巡回的に変化するシンボル番号を計数出力する。
【００２４】
ここで、シンボル番号の正確な復号は重要なので、専用の基準データ（参照信号）を用意する。シンボル番号計数回路５から出力された８ビットのうち、８、７、３、２ビット目の４ビットが演算部４に入力され、ここで特定の搬送波、例えば第１キャリアで伝送されるようにＩＤＦＴ演算される。
【００２５】
また、参照信号挿入回路６はシンボル番号計数回路５から出力された８ビットのシンボル番号を受け、そのうちの上位７ビットに基づいて得た所定の搬送波に参照信号を挿入すべく参照信号を演算部４に入力し、所定の搬送波で伝送されるようにＩＤＦＴ演算させる。シンボル番号の下位の１ビットは無視されるため、２シンボルの間は同じ値の搬送波に参照信号が挿入される。
【００２６】
また、８ビットのシンボル番号の最下位ビットに基づき、参照信号挿入回路６は奇数シンボルと偶数シンボルに分けて、次の２種類の参照信号を挿入する。
【００２７】
【数１】
（１ａ）式で表される行列式の参照信号は偶数シンボルに、（１ｂ）式で表される行列式の参照信号は奇数シンボルに挿入する。ここで、Ｘ、Ｙは既知の参照信号値、ｐは伝送する該当正キャリアの実数部、ｑは伝送する該当正キャリアの虚数部、ｒは伝送する該当負キャリアの実数部、ｕは伝送する該当負キャリアの虚数部である。上記の参照信号を挿入する搬送波は中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正負の搬送波周波数を組として、ここでは上記のように２シンボル毎に切り換えるようにしているため、２５６シンボルですべての正負１２８組の搬送波で伝送される。つまり、任意の一搬送波は、２５６シンボル周期で参照信号を伝送する。
【００２８】
演算部４は一例としてデータ系列が２５６本の搬送波で送信されるとき、２倍オーバーサンプリングのＩＤＦＴ演算をして信号を発生させる、５１２ポイントＩＤＦＴ演算する。このときの演算部４への入力割り当ては、入力周波数整列型で順番に番号をふると、次のようになる。
【００２９】
ｎ＝０〜１２８ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００３０】
ｎ＝１２９〜３８３ 搬送波レベルを０とし、信号を発生させない。
【００３１】
ｎ＝３８４〜５１１ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００３２】
演算部４は、１番目から１２７番目の入力端子と３８５番目から５１１番目の入力端子に４ビットのＲ信号及び４ビットのＩ信号とがそれぞれ入力されると共に、０番目、１２８番目及び３８４番目の入力端子に一定電圧が入力され、それ以外の１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力されて、２倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結果同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を得た後、Ｉ信号とＱ信号にそれぞれマルチパス歪みを軽減させるためのガードインターバルを挿入してから、出力バッファ７へ出力する。
【００３３】
ここで、１番目から１２８番目までの計１２８個の入力端子の入力情報は、０番目の入力端子の入力情報を伝送する中心搬送波周波数Ｆ０に対し、上側（高域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では正のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、３８４番目から５１１番目までの計１２８個の入力端子の入力情報は、中心搬送波周波数Ｆ０に対し下側（低域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では負のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、特に１２８番目と３８４番目の入力端子の入力パイロット信号はＩＤＦＴ演算の結果、ナイキスト周波数の１／２倍の周波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送され、残りの１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が発生しないようにされる（データ伝送には用いない）。
【００３４】
出力バッファ７は、演算部４の出力演算結果が１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の入力情報が５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）として、バースト的に発生されるのに対し、出力バッファ７以降の回路としては、出力バッファ７の内容の読み取り速度一定で連続的に動作するため、両者の時間的違いを調整するために設けられている。
【００３５】
図１のクロック分周器３からのクロックに基づいて、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）８に供給され、ここでクロック分周器３からのクロックをサンプリングクロックとしてアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要な周波数帯域の成分のＩ信号とＱ信号とが通過されて直交変調器９へそれぞれ供給される。
【００３６】
直交変調器９は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の変調波とし、かつ、この中間周波数の位相を９０°シフタ１１により９０°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の変調波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８より入力されたディジタルデータのＩ信号とＱ信号で直交振幅変調（ＱＡＭ）して２５７波（正負１２８組の搬送波と中心搬送波一つ）の情報搬送波からなるＯＦＤＭ信号を生成する。直交変調器９より出力されたＯＦＤＭ信号は周波数変換器１２により所定の送信周波数帯のＲＦ信号に周波数変換された後、送信部１３で電力増幅等の送信処理を受けて図示しないアンテナより放射される。
【００３７】
次に、図２に示す周波数分割多重信号受信装置について説明する。この周波数分割多重信号受信装置は後述するように、ガードインターバル期間処理回路３０とＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の構成に特徴がある。図２において、空間伝送路を介して入力されたＯＦＤＭ信号は、受信部２１により受信アンテナを介して受信された後高周波増幅され、更に周波数変換器２２により中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器２３により増幅された後、キャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００３８】
キャリア抽出及び直交復調器２４のキャリア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シンボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤＭ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れており、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けないように、選択度の高い回路が必要となる。そこで、キャリア抽出回路部にＰＬＬ回路を用いて中心搬送波Ｆ０の抽出を行う。
【００３９】
キャリア抽出及び直交復調器２４により抽出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２５の出力中間周波数は第１の復調波として直交復調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６により位相が９０°シフトされてから第２の復調波としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００４０】
これにより、キャリア抽出及び直交復調器２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器９に入力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回路２７に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供給されてディジタル信号に変換される。
【００４１】
ここで重要なのはＡ／Ｄ変換器２９の入力信号に対するサンプリングのタイミングで、これは同期信号発生回路２７によりパイロット信号より生成された、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号はサンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定されており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプルクロックのタイミングを得る。
【００４２】
同期信号発生回路２７は、復調アナログ信号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位相同期するＰＬＬ回路によりサンプルクロックを発生するサンプルクロック発生回路部と、サンプルクロック発生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部などよりなる。
【００４３】
なお、シンボル同期信号の発生に際しては、例えば本出願人が先に特願平８−２１９２４２号にて提案したように、ガードインターバルがシンボルの後のデータと同じデータが巡回して配置されているため、ガードインターバルの最後のデータと次のシンボルの開始データの所のみで殆どすべてのキャリアで不連続になっていることに着目し、高域フィルタにより入力復調信号（Ｉ、Ｑどちらの信号でもよい）からキャリアの情報成分を除去すると共に、シンボルの開始点の位置情報（シンボルデータ）を有する残留高周波数成分を抽出し、これをピークディテクタとコンパレータによりパルス列に変換してＰＬＬ（位相同期ループ）回路に入力して、ジッタのないシンボルタイミングクロックを発生させ、これをサンプルクロックを分周する分周回路の分周スタート信号とすることで、分周回路からシンボル同期信号を得る構成を使用してもよい。
【００４４】
Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジタル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供給され、ここで同期信号発生回路２７よりのサンプルクロックとシンボル同期信号に基づいて、ＤＦＴウィンドウの所定量のディジタルデータ列がＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に出力される。ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１は、同期信号発生回路２７よりのサンプルクロックに基づいて、入力ディジタルデータ列を取り込み、それを複素フーリエ演算して受信複素数の復調信号（復号ディジタル情報信号）を得る一方、シンボル番号を復号し、更にこのシンボル番号に対応した正負キャリアの受信参照信号を求め、これらに基づいて伝送路特性の補正式を検出し、この補正式に基づいて上記の受信複素数の復調信号が補正される。また、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１は、後述する前進信号と後退信号を生成する。
【００４５】
ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１から出力された復号ディジタル情報信号は、出力回路３２により並直列変換などの出力処理が行われて出力端子３３へ出力される。また、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１により生成された後述する前進信号と後退信号はそれぞれガードインターバル期間処理回路３０に供給される。
【００４６】
図３は上記のＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の一例のブロック図を示す。同図に示すように、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１はＤＦＴ演算回路３１１、補正回路３１２、制御回路３１３及び位相演算回路３１４から構成されている。このＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１にガードインターバル期間処理回路３０から入力されたディジタルデータ列はＩ信号Ｉ’とＱ信号Ｑ’からなり、それぞれはＤＦＴ演算回路３１１に供給され、ここでＤＦＴ演算されることにより、それぞれの変調信号である伝送情報Ｒ’とＩ’に復号された後、補正回路３１２に供給されて復号値が補正され、補正値である信号Ｒ’及びＩ’がそれぞれ出力され、図２の出力回路３２へ出力される。
【００４７】
次に、補正回路３１２の動作について説明する。補正回路３１２では、ＤＦＴ演算により復号された伝送情報中のシンボル番号に基づいて、そのシンボル番号に対応した正負キャリアの受信値、すなわち受信参照信号値を求める。この受信参照信号値は、偶数シンボルでは、ｐ0s’、ｑ0s’、ｒ0s’及びｕ0s’であり、奇数シンボルでは、ｐ1s’、ｑ1s’、ｒ1s’及びｕ1s’であったものとする。
【００４８】
ここで、前記特願平８−４３８５４号にて提案しているように、次式で表される係数Ｓ０〜Ｓ７を上記の参照信号値から算出する。
【００４９】
【数２】
ここで、
Ｓ０＝ (p0s'・X-p1s'・Y-q0s'・Y+q1s'・X)/2(X2-Y2)
Ｓ１＝ (p0s'・Y-p1s'・X+q0s'・X-q1s'・Y)/2(X2-Y2)
Ｓ２＝ (p0s'・X-p1s'・Y+q0s'・Y-q1s'・X)/2(X2-Y2)
Ｓ３＝−(p0s'・Y-p1s'・X-q0s'・X+q1s'・Y)/2(X2-Y2)
Ｓ４＝ (r0s'・X-r1s'・Y+u0s'・Y-u1s'・X)/2(X2-Y2)
Ｓ５＝−(r0s'・Y-r1s'・X-u0s'・X+u1s'・Y)/2(X2-Y2)
Ｓ６＝ (r0s'・X-r1s'・Y-u0s'・Y+u1s'・X)/2(X2-Y2)
Ｓ７＝ (r0s'・Y-r1s'・X+u0s'・X-u1s'・Y)/2(X2-Y2)
である。
【００５０】
上記の各係数のうち、Ｓ０は、正キャリアの実数部が、正キャリアの実数部へ伝達する率を示しており、正キャリアの虚数部が、正キャリアの虚数部へ伝達する率を示している。Ｓ１は、正キャリアの実数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ２は、負キャリアの実数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示している。
【００５１】
Ｓ３は、負キャリアの実数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ４は、正キャリアの実数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示している。
Ｓ５は、正キャリアの実数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ６は、負キャリアの実数部が、負キャリアの実数部へ伝達する率を示しており、負キャリアの虚数部が、負キャリアの虚数部へ伝達する率を示している。Ｓ７は、負キャリアの実数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。ここで、率の−，＋の説明は省略した。
【００５２】
すなわち、上記の係数Ｓ０〜Ｓ７はＩ信号、Ｑ信号の伝送路の特性を示しており、これらの係数Ｓ０〜Ｓ７を上式により受信参照信号値から算出することにより、伝送路の特性を検出できることになる。
【００５３】
また、（２）式の逆行列を求めることにより、受信データを補正し送信データを推定することができる。ここで、（２）式の逆行列は次式で表される。
【００５４】
【数３】
ただし、上式中Ｈ０〜Ｈ７及びｄｅｔ Ａは次式で表される。
【００５５】
H0 = +S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)
H1 = +S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6) H2 = +S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2) H3 = +S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2) H4 = +S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6) H5 = +S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6) H6 = +S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2) H7 = +S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)ｄｅｔ Ａ＝Ｓ０×Ｈ０＋Ｓ１×Ｈ１＋Ｓ４×Ｈ２＋Ｓ５×Ｈ３
そこで、補正回路３１２は、入力された係数Ｓ０〜Ｓ７から上式に基づいてｄｅｔ ＡとＨ０〜Ｈ７を算出して、更にこれらの算出値から（３）式中の逆行列のうち次式の補正式の値を算出して記憶保持する。
【００５６】
【数４】
このようにして、該当正負搬送波での補正式が用意される。該当正負搬送波はシンボル番号によって決定される。当然、各搬送波毎に補正式があり、この実施の形態のように２５７本のキャリアを使用する場合は、約１２８個の補正式が順次算出保持される。また、係数Ｓ０〜Ｓ７は時々刻々と変化しているので、補正式も時々刻々と更新される。
【００５７】
補正回路３１２はＤＦＴ演算回路３１１よりの受信情報を、受信参照信号値に基づいて計算されて保持されている上記の補正式を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式を演算して補正し、これにより補正された伝送情報Ｒ’及びＩ’を出力する。
【００５８】
【数５】
ただし、（５）式中、ａ〜ｄは受信補正した、該当正キャリアに割り当てられた受信データ（補正後）の複素数を（ａ＋ｊｂ）とし、受信補正した、該当負キャリアに割り当てられた受信データ（補正後）の複素数を（ｃ＋ｊｄ）としたときの値、ａ’〜ｄ’は受信復号した、該当正キャリアに割り当てられた受信データ（補正前）の複素数を（ａ’＋ｊｂ’）とし、受信復号した、該当負キャリアに割り当てられた受信データ（補正前）の複素数を（ｃ’＋ｊｄ’）としたときの値である。
【００５９】
次に、本実施の形態の要部である制御回路３１３と位相演算回路３１４の動作について説明する。電源投入等の初期状態において、同期信号発生回路２７から出力されるシンボル同期信号に基づいてＤＦＴウィンドウが指定され、そのＤＦＴウィンドウの部分のディジタルデータ列がＤＦＴ演算回路３１１に入力され、ＤＦＴ演算された後補正回路３１２に入力されて上記の補正動作が行われる。
【００６０】
このとき、制御回路３１３は、補正回路３１２より入力された復号シンボル番号に基づき、シンボル番号が一巡したかどうかを、すなわち、１フレーム期間経過したかを監視する。すべてのキャリアについて係数Ｓ０〜Ｓ７を求めるためである。シンボル番号が一巡したことを検出すると、制御回路３１３は位相演算回路３１４に対して演算指令を発する。
【００６１】
位相演算回路３１４は、この演算指令に基づき補正回路３１２が保持している各キャリアの係数Ｓ０、Ｓ１、Ｓ６及びＳ７を取り込み、以下の演算を施し、演算結果（積算値）を制御回路３１３にわたす。ここで、係数Ｓ０とＳ１は正のキャリアの特性を顕著に表しており、係数Ｓ６とＳ７は負のキャリアの特性を顕著に表しており、これらの係数のみでの演算で、後述する比較に対する性能を確保できる。係数Ｓ２〜Ｓ５は、係数Ｓ０、Ｓ１、Ｓ６及びＳ７に比べて小さな値であり、演算量を少なくする効果も含め、無視して差し支えない。
【００６２】
次に、位相演算回路３１４の演算動作について説明する。いま第＋１０キャリアの係数Ｓ０、Ｓ１をＳ０+10、Ｓ１+10、第−１０キャリアの係数Ｓ６、Ｓ７をＳ６-10、Ｓ７-10、第＋２０キャリアの係数Ｓ０、Ｓ１をＳ０+20、Ｓ１+20、第−２０キャリアの係数Ｓ６、Ｓ７をＳ６-20、Ｓ７-20とすると、これらの伝送路特性係数は図７で示される。
【００６３】
従って、第＋１０キャリアと第＋２０キャリアとの位相差θは、次式で表せる。
【００６４】
そこで、位相演算回路３１４は上記の第＋１０キャリアと第＋２０キャリアとの位相差θをｔａｎ（θ+20−θ+10）で近似し、
を演算する。同様に、位相演算回路３１４は第−１０キャリアと第−２０キャリアとの位相差θをｔａｎ（θ）で近似し、
を演算する。以下、同様に、第＋Ｘキャリアと第＋（Ｘ＋１０）キャリアとの位相差θを近似的に
Ｉ+X＝{S0+X・S1+X+10-S0+X+10・S1+X}/{S0+X・S0+X+10+S1+X・S1+X+10}
を演算し、第−Ｘキャリアと第−（Ｘ＋１０）キャリアとの位相差θを近似的に
Ｉ-X＝{S6-X・S7-X-10-S6-X-10・S7-X}/{S6-X・S6-X-10+S7-X・S7-X-10}
を演算する。
【００６５】
ここで、Ｘは正の整数で、１０キャリア毎の位相差を演算するため、１０、２０、３０、４０、５０、．．．の値をとる。また、例としてキャリア数が±１２８本の場合は、Ｘ＝．．．、１００、１１０までである。
【００６６】
なお、この実施の形態では、１０キャリア毎の位相差を求めたが、例えば５キャリア毎でも、２０キャリア毎でも得ようとする最終結果、すなわち判断結果に影響を及ぼさない。また、演算時間に制約がある場合は、片側である正キャリア方向のみの演算でもよく、また、端の方のキャリアを省略しても構わない。
【００６７】
次に、位相演算回路３１４は、正方向、負方向それぞれの位相差を加算し、その絶対値を合計し積算値Ｉとし、これを演算結果として制御回路３１３へ出力する。ここで、
である。制御回路３１３は上記の演算結果（積算値Ｉ）を記憶した後、前回の積算値と今回の積算値を比較し、今回の積算値が前回の積算値以下の時は、ガードインターバル期間処理回路３０に前進信号を出力し、今回の積算値が前回の積算値より大きいときにはガードインターバル期間処理回路３０に後退信号を出力する。この積算値が最小のときに、ＤＦＴウィンドウと有効シンボル期間が一致する。
【００６８】
次に、ガードインターバル期間処理回路３０の構成及び動作について図４及び図５と共に説明する。ガードインターバル期間処理回路３０は、図４に示すように、データ管理回路３０１と調整回路３０２からなる。データ管理回路３０１は、調整回路３０２が出力する開始信号に基づき、図２に示したＡ／Ｄ変換器２９の出力ディジタルデータ列（Ｉ信号Ｉ’、Ｑ信号Ｑ’）から５１２個のディジタルデータをＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に伝達する。
【００６９】
調整回路３０２は、動作開始に当り同期信号発生回路２７から入力される図５（Ａ）に示すシンボル同期信号でカウント値をクリアし、以降は同期信号発生回路２７から入力される図５（Ｂ）に示すサンプルクロックをカウントし、５２４カウント毎に図５（Ｃ）に示すように開始信号をデータ管理回路３０１に出力する。
【００７０】
ここでは、５１２ポイントＤＦＴ演算にて復号するため、５１２個のディジタルデータと、ガードインターバル用に１２個のディジタルデータからなる、図５（Ｅ）に模式的に示すＯＦＤＭ信号の１つのシンボルに対して、シンボル同期信号とサンプルクロックは図５（Ａ）、（Ｂ）に示す関係にある。ここで、図５（Ｄ）に模式的に示すＡ／Ｄ変換器２９の出力ディジタルデータ列は、１シンボルを構成する５２４個のディジタルデータのうち、開始信号から５１２個のデータのみＤＦＴウィンドウ内のデータとしてＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に伝達され、残りの１２個のデータは伝達されない。
【００７１】
図１２でも説明したように、図５（Ｃ）の開始信号は同図（Ｅ）に示すＯＦＤＭ信号の正確な有効シンボル期間のデータを切り出す位相関係にはないが、開始信号は図５（Ｅ）に斜線を付して示す隣接シンボルの干渉域には存在しないため、データの復号は可能である。ただし、この状態では隣接キャリア間は、位相関係において係数が大きく異なっている。
【００７２】
調整回路３０２は、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１から前進信号が入力されたときは、１サンプルクロック間引く動作をする。これにより、調整回路３０２から出力される開始信号は、図５（Ｆ）に示すように、１サンプルクロック周期分遅延された信号となる。この開始信号を受けて、データ管理回路３０１は、初期状態のディジタルデータ列と比べると、２個目から５１３個目までのディジタルデータ列を伝達し、最初の１個分と最後の残り１１個分を伝達しないようなＤＦＴウィンドウを設定して動作する。
【００７３】
これ以降、次回の前進信号に対しても調整回路３０２は１サンプルクロック間引いて１サンプルクロック周期分遅延された開始信号を出力するため、データ管理回路３０１は、３個目から５１４個目までのディジタルデータ列を伝達し、最初の２個分と最後の残り１０個分を伝達しないように動作する。以下、同様にして、開始信号は徐々にガードインターバルの最後の方に移動していき、データ管理回路３０１は徐々に後方のディジタルデータ列を伝達するように動作する。
【００７４】
前記位相差の積算値は、開始信号がガードインターバルの最後の位置では最小になり、開始信号が有効シンボル期間内に入ると大きくなり、またガードインターバルの先頭に近い位置ほど位相差の積算値が大きくなる。従って、開始信号が有効シンボル期間にくると、今度はＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１から後退信号が出力され、これにより調整回路３０２は１サンプルクロックを追加する動作をする。
【００７５】
これにより、調整回路３０２から出力される開始信号は、１サンプルクロック周期分位相が進むようにされた信号となる。この開始信号を受けて、データ管理回路３０１は、初期状態のディジタルデータ列と比べると、１個分前方のデータ列を伝達するように動作する。以下、同様にして、開始信号は徐々に隣接シンボルとの干渉域の方に移動していき、データ管理回路３０１は徐々に前方のディジタルデータ列を伝達するように動作する。
【００７６】
調整回路３０２は例えば、図６に示すように、５１２分周回路３０２１と、シフトレジスタ３０２２と、セレクタ３０２３とから構成される。この調整回路３０２は、５１２分周回路３０２１がシンボル同期信号によりクリアされ、サンプルクロックを５１２個カウントする毎に分周パルスを出力する。シフトレジスタ３０２２はこの分周パルスを受けて、サンプルクロックに同期してシフト動作を行い、例えば８ビット出力をセレクタ３０２３に入力する。
【００７７】
セレクタ３０２３は前進信号がアップ端子に入力されたときは、シフトレジスタ３０２２の出力のうち前回よりも１サンプルクロック分位相が遅れた出力パルスを選択し、後退信号がダウン端子に入力されたときは前回よりも１サンプルクロック分位相が進んだパルスを選択し、それを開始信号として出力する。
【００７８】
ガードインターバル期間処理回路３０は、前進信号を受け前記の動作を行い、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１内の制御回路３１３は、前回と同様に補正回路３１２により伝達されるシンボル番号をもとにシンボルが一巡したかどうかを監視し、シンボルが一巡したと検出したときに、位相演算回路３１４に対し演算命令を発する。位相演算回路３１４は、前回と同様に、演算命令に基づき、補正回路３１２の保持する各キャリアの係数Ｓ０、Ｓ１、Ｓ６及びＳ７を取り込み、演算結果（積算値）を制御回路３１３にわたす。
【００７９】
制御回路３１３は、前述したように前回の積算結果と今回の積算結果の大きさを比較し、今回の方が小さかった場合、更に前進信号を発し、前記の動作を繰り返す。積算結果の大きさが、今回の方が大きかった場合（位相の極小値は前回であったことを意味する）、後退信号を発生し、最適位置の決定を完了する。
【００８０】
なお、ガードインターバル期間処理回路３０とＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の他の実施の形態として、ガードインターバル期間処理回路３０は、数シンボル分の記憶回路で構成し、同期信号発生回路２７の出力シンボル同期信号とサンプルクロックに基づき、ディジタルデータ列をリング状に構成してもよく、また、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１は中央処理装置（ＣＰＵ）プロセッサで構成してもよい。
【００８１】
図８はＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１を構成するＣＰＵプロセッサの動作説明用フローチャートを示す。同図において、電源が投入されると（ステップ４１）、補正回路３１２からのシンボル番号が一巡したかどうか監視し（ステップ４２）、シンボルが一巡したときは、補正回路３１２の保持する各キャリアの係数Ｓ０、Ｓ１、Ｓ６及びＳ７を取り込み、前記した位相差積算演算を行い（ステップ４３）、その演算が１回目であるときは再びステップ４２に戻ってシンボル番号が一巡したかどうか監視し、２回目以降であるときは前回の積算結果と今回の積算結果の大きさを比較する（ステップ４４、４５）。
【００８２】
ステップ４５において、今回の積算結果が前回のそれより以下の場合、前進信号を発し、前記したようにデータ管理回路３０１が、１個分前方のデータ列を伝達するようにデータ取り込み位置のアドレスを１つ進ませ（ステップ４６）、再びステップ４２に戻りシンボル番号が一巡したかどうか監視する。
【００８３】
ステップ４５において、今回の積算結果が前回のそれよりも大きかった場合（位相の極小値は前回であったことを意味する）、後退信号を発生し、データ管理回路３０１が１個分後方のデータ列を伝達するように、データ取り込み位置のアドレスを１つ戻し（ステップ４７）、最適位置の決定を完了する（ステップ４８）。
【００８４】
なお、シンボルの構成例として、ガードインターバルの他に、プリガードインターバルの挿入が考えられる。すなわち、５１２ポイントＩＦＦＴ演算結果が、図９（Ａ）に示す如く、５１２個のディジタルデータＢのうち、先頭の２個のディジタルデータをＡ、最後の１０個のディジタルデータをＣとしたとき、同図（Ｂ）に示す如く、５１２個のディジタルデータＢを有効シンボル期間に配置し、先頭のガードインターバルには１０個のディジタルデータＣを配置し、最後のプリガードインターバルには２個のディジタルデータＡを配置して１シンボルを構成する。
【００８５】
これは、希望波よりも先行して到来するゴースト波に対する干渉対策である。このような構成のＯＦＤＭ信号に対しても本発明を適用することができる。
【００８６】
また、本実施の形態においては、参照信号の挿入方法を正負の搬送波の組で送受した例を示したが、前記したように、係数Ｓ０、Ｓ１とＳ６、Ｓ７を使用し、係数Ｓ２〜Ｓ５を使用しなくても十分な精度は確保できる。すなわち、他の例として、正負の搬送波の組で参照信号を送受しないＯＦＤＭ信号送受信システムでも本発明は十分に適用可能である。
【００８７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、近傍の搬送波間での位相差の近似値を算出し、更に設定した数の搬送波のそれぞれについて上記の位相差の近似値を算出してそれらを積算し、その積算値を前回入力時と今回入力時とで比較して、その比較結果に応じて積算値が極小となるように時間窓の位相を調整制御することにより、有効シンボル期間の始まりを正確に検出できるようにしたため、近傍搬送波間での係数加算平均によりノイズを除去する場合に、発生する平均化した係数のずれを極力少なくでき、よって装置性能を向上させることができる。
【００８８】
また、本発明によれば、シンボル同期信号の生成に関する性能は従来と同じでよく、簡単な回路あるいはソフトウェアでシンボル同期信号の位置ずれを極力少なくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明になる直交周波数分割多重信号伝送方法の送信系の一実施の形態のブロック図である。
【図２】本発明になる直交周波数分割多重信号伝送方法の受信系及び受信装置の一実施の形態のブロック図である。
【図３】図２中のＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路の一例のブロック図である。
【図４】図２中のガードインターバル期間処理回路の一例のブロック図である。
【図５】図４の動作説明用タイミングチャートである。
【図６】図４のガードインターバル期間処理回路中の調整回路の一例のブロック図である。
【図７】図３の位相演算回路の動作を説明する図である。
【図８】ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路をＣＰＵプロセッサで構成した場合の動作説明用フローチャートである。
【図９】本発明を適用し得る他のシンボル構成例を示す図である。
【図１０】ＯＦＤＭ信号のベースバンド時間軸波形図である。
【図１１】ＯＦＤＭ信号のシンボル構成の一例を示す図である。
【図１２】希望波と遅延したゴースト波を受信した場合のシンボル同期信号位置を説明する図である。
【符号の説明】
２ 入力回路
３ クロック分周器
４ 演算部
５ シンボル番号計数回路
６ 参照信号挿入回路
７ 出力バッファ
８ Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）
９ 直交変調器
１０、２５ 中間周波数発振器
１１、２６ ９０°シフタ
１２、２２ 周波数変換器
２１ 受信部（受信手段）
２４ キャリア抽出及び直交復調器（復調手段）
２７ 同期信号発生回路（同期信号発生手段）
２９ Ａ／Ｄ変換器
３０ ガードインターバル期間処理回路（ガードインターバル期間処理手段）
３１ ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路
３２ 出力回路
３０１ データ管理回路
３０２ 調整回路（調整制御手段）
３１１ ＤＦＴ演算回路（復号手段）
３１２ 補正回路（補正手段）
３１３ 制御回路（調整制御手段）
３１４ 位相演算回路（位相演算手段）
３０２１ ５１２分周回路
３０２２ シフトレジスタ
３０２３ セレクタ
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重信号伝送方法及びそれに用いる受信装置に係り、特に多値変調されたディジタル情報を、限られた周波数帯域の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex）信号に変換して送受信する直交周波数分割多重信号伝送方法及びそれに用いる受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号化されたディジタル映像信号などのディジタル情報を限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）や多値位相変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）などによりそれぞれ多値変調された多数の搬送波を周波数分割多重したＯＦＤＭ信号によりディジタル情報を伝送するＯＦＤＭ方式が知られている。このＯＦＤＭ方式は、多数の搬送波を直交して配置し、各々の搬送波で独立したディジタル情報を伝送する方式で、マルチパスに強い、妨害を受けにくい、周波数利用効率が比較的良いなどの特長があり、通信分野のみならずディジタル放送分野においても研究、開発が進められている。なお、「搬送波が直交している」とは、隣接する搬送波のスペクトラムが当該搬送波の周波数位置で零になることを意味する。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式により伝送されるＯＦＤＭ信号は多数の搬送波が送信すべき情報に応じて変調されて周波数分割多重されているから、そのベースバンド時間軸波形は図１０に示す如きものであり、また、その情報伝送はシンボル期間を単位として行われる。各シンボル期間は、図１１にｔａで示すように、伝送しようとする情報を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）演算して得られたデータが伝送される有効シンボル期間ｔｓの直前に、ガードインターバルｇｉを付加した期間である。このガードインターバルｇｉはマルチパスを軽減するための期間で、その期間の信号波形は有効シンボル期間ｔｓの信号波形を巡回して繰り返したものである。
【０００４】
ＯＦＤＭ信号の各搬送波の周波数間隔は、有効シンボル期間ｔｓの逆数に等しい。有効シンボル期間ｔｓをＮ分割した周期でサンプリングした値を得るために、周波数軸上でＮ個の複素数データを各シンボル期間ｔａ毎に１回、ＮポイントＩＤＦＴ演算を行うことにより、上記のベースバンド信号波形が得られる。
【０００５】
受信側では、ＯＦＤＭ信号を周期ｔｓ／Ｎでサンプリングし、各シンボル期間ｔａ毎に１回、Ｎポイント離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）を行い、各搬送波周波数成分の位相と振幅を計算することにより、受信データを得る。その際、各シンボル期間毎に時間窓（一般にＤＦＴウィンドウと呼ぶ）を設定し、そのＤＦＴウィンドウのデータ列に対してＤＦＴ演算するが、そのＤＦＴウィンドウを指定するのがシンボル同期信号である。
【０００６】
このシンボル同期信号の生成方法としては、例えば所定周期のシンボルをヌルシンボル（無信号期間）とし、それを利用する方法などがある。このシンボル同期信号はシンボルの区切りを正確に検出する必要はなく、ある範囲（±数サンプル）で検出することが許容されている。このことについて説明するに、受信装置が図１２（Ａ）に模式的に示す希望波と共に、同図（Ｂ）に模式的に示すような遅延したゴースト波を受信した場合、通常は信号成分の大きな希望波の有効シンボル期間の開始時点ａで同図（Ｃ）に示すシンボル同期信号ｓａを生成し、これによりＤＦＴウィンドウを指定して有効シンボル開始時点ａからデータ列を取り出してＤＦＴ演算する。この場合、図１２（Ａ）及び（Ｂ）から解るように、開始時点ａ以前のゴースト波のシンボル期間の開始時点ｂまでのデータ列は隣のシンボルの干渉を受けていないため、シンボル同期信号は時点ｂで図１２（Ｄ）にｓｂで示すように生成してもよく、更には時点ｂから時点ａまでの間であればどこでも生成して構わない。
【０００７】
すなわち、ガードインターバル期間をゴースト波の遅延時間より大きくとることにより、この余裕が生じる。そのため、従来は、ガードインターバル期間を想定されるゴースト波の遅延時間より大きくとることにより、シンボル同期信号の生成を容易（簡易的）にしていた。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、本発明者が先に特願平８−４３８５４号にて提案したＯＦＤＭ信号伝送システムでは、既知の基準データとして参照信号をＯＦＤＭ信号中に挿入して送信し、受信側でこの参照信号に基づいて同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）の誤差を示す伝送路特性を検出し、補正式を求めて検出した伝送路特性を補正することにより、情報信号をほぼ正確に復元することができる。
【０００９】
しかしながら、受信した参照信号はノイズ成分を含んでおり、正確な伝送路特性の把握は困難である。そこで、上記の本発明者の提案では、近傍の搬送波で伝送路特性の係数について平均をとり（フィルタ処理）、ノイズの影響の無い伝送路特性を検出するようにしている。近傍搬送波の係数の単純な加算平均をとることでもノイズの除去効果は大きい。
【００１０】
しかしながら、これらの係数の関係は直線的な関係ではなく、数次曲線であるため、多くの加算平均をとると実際の値よりずれてくる。しきい値の小さい、例えば２５６ＱＡＭ以上の変調方式などでは、このずれが無視できなくなってくる。この搬送波間の各係数の違いの一因として、シンボル同期位置のずれが挙げられる。
【００１１】
例えば、ｎポイントＦＦＴ演算を行うＯＦＤＭ信号送信装置では、シンボル同期信号にｍサンプルの位置ずれがあると、隣のシンボル同士の係数の関係は、（２π／ｎ）×ｍ［ｒａｄ．］の位相の違いとなって現れる。加算平均を行う場合には、この要因によるずれが発生してしまう。一例として５１２ポイントＦＦＴ演算を行うＯＦＤＭ信号送信装置では、シンボル同期信号の１サンプルの位置ずれにより、隣のシンボル同士の係数の関係は、２π／５１２＝π／２５６［ｒａｄ．］の位相の違いとなって現れる。
【００１２】
この関係を更に説明すると、例えば第ｎキャリアは有効シンボル期間においてｎ周期分の波形となる。すなわち、（２π×ｎ）［ｒａｄ．］の位相変化をする。これを１サンプルでみると、（２π×ｎ）／５１２［ｒａｄ．］の位相差となる。よって、１サンプルのずれで（２π×ｎ）／５１２［ｒａｄ．］の補正をすることになる。一方、第ｎ＋１キャリアでは有効シンボル期間において（２π×（ｎ＋１））［ｒａｄ．］の位相変化をする。これを１サンプルでみると、（２π×（ｎ＋１））／５１２［ｒａｄ．］の位相差となる。よって、１サンプルのずれで（２π×（ｎ＋１））／５１２［ｒａｄ．］の補正をすることになる。
【００１３】
従って、第ｎキャリアと第ｎ＋１キャリアの補正値の違いは、
｛（２π×（ｎ＋１））／５１２｝−｛（２π×ｎ）／５１２｝＝２π／５１２＝２π／２５６［ｒａｄ．］
となる。Ｘサンプルのずれでは、上記の位相ずれがＸ倍になるため、第ｎキャリアと第ｎ＋１キャリアの補正値の違いもＸ倍のＸ・２π／２５６［ｒａｄ．］となり、サンプルずれが大きいほど隣同士の補正値の違いが大きくなる。
【００１４】
前記したように、ＤＦＴウィンドウが隣のシンボルにまたがっていなければ、シンボル同期信号は数サンプルのずれを許容し、装置性能には何ら違いはない。しかし、隣接搬送波の係数を加算平均してノイズを除去する場合には、このシンボル同期ずれを極力少なくし、隣接搬送波間の係数の違いを少なくすることが装置性能を向上させる上で重要である。
【００１５】
本発明は上記の点に鑑みなされたもので、シンボル同期ずれを極力少なくし、隣接搬送波間の係数加算平均により生じる誤差を少なくし得る直交周波数分割多重信号伝送方法及びそれに用いる受信装置を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の直交周波数分割多重信号伝送方法は、送信側では、伝送すべき情報信号とシンボル周期毎に値が順次変化し１フレーム期間で一巡するシンボル番号の値に応じた既知の参照信号とパイロット信号用基準データとをサンプルクロックに同期して逆離散フーリエ変換した後、直交変調することにより、互いに周波数の異なる複数の搬送波のそれぞれを、各搬送波に割り当てられた伝送すべき情報信号で別々に変調し、複数の搬送波のうちシンボル番号の値に応じて変化する所定の搬送波に既知の参照信号を挿入すると共に、予め定めた搬送波にサンプルクロックの周波数に対して所定の整数比に設定されたパイロット信号を挿入して、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成してガードインターバルと有効シンボル期間からなるシンボル単位で送信し、
受信側では、受信した直交周波数分割多重信号を直交復調した後、その直交復調された信号中のパイロット信号に基づいて、サンプルクロック及びシンボル単位のシンボル同期信号を生成し、このサンプルクロック及びシンボル同期信号に基づいて設定した時間窓に含まれる、直交復調信号をサンプルクロックに基づいて離散フーリエ変換して伝送すべき情報信号及び参照信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方法であって、
受信側は、搬送波の伝送路特性を表す係数を用いて、複数の搬送波のうち近傍の一対の搬送波間の位相差の近似値を算出することを、設定した数の搬送波のそれぞれについて行ってそれらの近似値の積算値を求め、前回の積算値と今回の積算値とを比較して、その比較結果に応じて、得られる積算値が極小となるように時間窓の位相をサンプルクロックの１周期単位で離散的に調整し、離散フーリエ変換された所定の搬送波に挿入されている参照信号の値を用いて搬送波の伝送路特性を検出し、検出した伝送路特性から伝送路特性と逆特性である補正特性を算出して記憶し、補正特性を用いて離散的に位相調整された時間窓に含まれる、直交復調信号をサンプルクロックに基づいて離散フーリエ変換して得られた復調信号の補正しきれない誤差成分の補正を行って情報信号を得ることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明方法は、送信側では、伝送すべき情報信号をサンプルクロックに同期して逆離散フーリエ変換した後、直交変調することにより、互いに周波数の異なる複数の搬送波で伝送すべきディジタル情報信号を伝送すると共に、複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組に既知の参照信号が挿入され、かつ、予め定めた搬送波にサンプルクロックの周波数に対して所定の整数比に設定されたパイロット信号が挿入され、参照信号を送信する正負の搬送波の組の挿入位置を、特定の搬送波で伝送するシンボル番号で指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更して、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成してガードインターバルと有効シンボル期間からなるシンボル単位で送信し、
受信側では、受信した周波数分割多重信号を直交復調した後、その直交復調された信号中のパイロット信号に基づいて、サンプルクロック及びシンボル同期信号を生成し、このサンプルクロック及びシンボル同期信号に基づいて設定した時間窓に含まれる、直交復調信号をサンプルクロックに基づいて離散フーリエ変換して伝送すべき情報信号及びシンボル番号を復号し、復号したシンボル番号に基づいて参照信号を復号し、この参照信号から正の搬送波の実数部を伝送しているときに負の搬送波の虚数部又は実数部へ漏れ出る信号成分、あるいは正の搬送波の虚数部を伝送しているときに負の搬送波の虚数部又は実数部へ漏れ出る信号成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した伝送路特性を用いて復号した情報信号を補正する直交周波数分割多重信号伝送方法であって、
受信側は、伝送路特性の漏れ出る信号成分を用いて、複数の搬送波のうち近傍の一対の搬送波間の位相差の近似値を算出することを、設定した数の搬送波のそれぞれについて行ってそれらの近似値の積算値を所定期間毎に求め、前回の積算値と今回の積算値とを比較して、その比較結果に応じて、得られる積算値が極小となるように時間窓の位相をサンプルクロックの１周期単位で離散的に調整し、検出した伝送路特性の逆特性である補正特性を算出して記憶し、補正特性を用いて離散的に位相調整された時間窓に含まれる直交復調信号をサンプルクロックに基づいて離散フーリエ変換して得られた復調信号の補正しきれない誤差成分の補正を行って情報信号を得ることを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の受信装置は、伝送すべき情報信号をサンプルクロックに同期して逆離散フーリエ変換した後、直交変調することにより、互いに周波数の異なる複数の搬送波で伝送すべきディジタル情報信号を伝送すると共に、複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組に既知の参照信号が挿入され、かつ、予め定めた搬送波にサンプルクロックの周波数に対して所定の整数比に設定されたパイロット信号が挿入され、参照信号を送信する正負の搬送波の組の挿入位置を、特定の搬送波で伝送するシンボル番号で指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更した直交周波数分割多重信号で、かつ、ガードインターバルと有効シンボル期間からなるシンボル単位で送信された直交周波数分割多重信号を受信する受信手段と、受信手段からの受信直交周波数分割多重信号を直交復調して、複素数で表される情報信号とシンボル番号と参照信号とパイロット信号とを得る復調手段と、復調手段からのパイロット信号に基づいて、サンプルクロック及びシンボル単位周期のシンボル同期信号を生成する同期信号発生手段と、シンボル同期信号及びサンプルクロックに基づいて時間窓を離散的に設定し、この時間窓内で復調手段からの情報信号とシンボル番号及び参照信号をそれぞれ通過させるガードインターバル期間処理手段と、
ガードインターバル期間処理手段からの信号をサンプルクロックに基づいて離散的フーリエ変換してディジタル情報信号を復号すると共に、シンボル番号及び参照信号を復号する復号手段と、復号手段よりのシンボル番号から参照信号を復号し、この参照信号から正の搬送波の実数部を伝送しているときに負の搬送波の虚数部又は実数部へ漏れ出る信号成分、あるいは正の搬送波の虚数部を伝送しているときに負の搬送波の虚数部又は実数部へ漏れ出る信号成分をもとに伝送路特性を検出し、この伝送路特性から伝送路特性の逆特性である補正特性を算出して記憶し、この記憶された補正特性を用いて復号手段からのディジタル情報信号の復号信号の補正しきれない誤差成分の補正を行って情報信号を得る補正手段と、伝送路特性を表す係数を用いて、複数の搬送波のうち近傍の一対の搬送波間の位相差の近似値を算出することを、設定した数の搬送波のそれぞれについて行ってそれらの近似値の積算値を求め、前回の積算値と今回の積算値とを比較して、その比較結果に応じて、得られる積算値が極小となるように、ガードインターバル期間処理手段における時間窓の位相をサンプルクロックの１周期単位で離散的に調整する調整手段と有することを特徴とする。
【００１９】
本発明では、シンボル同期信号の生成は従来と同じ方法で生成し、近傍の搬送波間での位相差の近似値を算出し、更に設定した数の搬送波のそれぞれについて上記の位相差の近似値を算出してそれらを積算し、その積算値を前回入力時と今回入力時とで比較して、その比較結果に応じて積算値が極小となるように時間窓の位相を調整制御するようにしたため、有効シンボル期間の始まりを正確に検出することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図１は本発明になる直交周波数分割多重信号伝送方法の送信系の一実施の形態のブロック図、図２は本発明になる直交周波数分割多重信号伝送方法の受信系及び受信装置の一実施の形態のブロック図を示す。
【００２１】
図１の送信系の構成は、本発明者が先に提案した前記特許出願における送信装置と同様である。同図において、入力端子１には伝送すべきディジタルデータが入力される。このディジタルデータとしては、例えばカラー動画像符号化方式であるＭＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたディジタル映像信号や音声信号などである。この入力ディジタルデータは、入力回路２に供給されて必要に応じて誤り訂正符号の付与がクロック分周器３よりのクロックに基づいて行われる。クロック分周器３は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周して、この中間周波数に同期したクロックを発生する。
【００２２】
誤り訂正符号が付加されたディジタルデータは入力回路２から演算部４に供給される。この演算部４は、入力回路２よりのディジタルデータを逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算して同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を生成すると共に、後述するようにシンボル番号計数回路５よりのシンボル番号及び参照信号挿入回路６よりの参照信号もそれぞれ所定の入力端子（入力部）に供給されてＩＤＦＴ演算する。すなわち、特定の搬送波にシンボル番号を挿入すると共に、シンボル番号に対応した正負の他の搬送波に既知の参照信号（基準データ）を挿入する。
【００２３】
具体的には、シンボル番号計数回路５は、シンボル番号を８ビットで表現し、０，１，２，３，．．．，２５５，０，１，２，．．というように、シンボル周期毎に順次巡回的に変化するシンボル番号を計数出力する。
【００２４】
ここで、シンボル番号の正確な復号は重要なので、専用の基準データ（参照信号）を用意する。シンボル番号計数回路５から出力された８ビットのうち、８、７、３、２ビット目の４ビットが演算部４に入力され、ここで特定の搬送波、例えば第１キャリアで伝送されるようにＩＤＦＴ演算される。
【００２５】
また、参照信号挿入回路６はシンボル番号計数回路５から出力された８ビットのシンボル番号を受け、そのうちの上位７ビットに基づいて得た所定の搬送波に参照信号を挿入すべく参照信号を演算部４に入力し、所定の搬送波で伝送されるようにＩＤＦＴ演算させる。シンボル番号の下位の１ビットは無視されるため、２シンボルの間は同じ値の搬送波に参照信号が挿入される。
【００２６】
また、８ビットのシンボル番号の最下位ビットに基づき、参照信号挿入回路６は奇数シンボルと偶数シンボルに分けて、次の２種類の参照信号を挿入する。
【００２７】
【数１】
【００２８】
演算部４は一例としてデータ系列が２５６本の搬送波で送信されるとき、２倍オーバーサンプリングのＩＤＦＴ演算をして信号を発生させる、５１２ポイントＩＤＦＴ演算する。このときの演算部４への入力割り当ては、入力周波数整列型で順番に番号をふると、次のようになる。
【００２９】
ｎ＝０〜１２８ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００３０】
ｎ＝１２９〜３８３ 搬送波レベルを０とし、信号を発生させない。
【００３１】
ｎ＝３８４〜５１１ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００３２】
演算部４は、１番目から１２７番目の入力端子と３８５番目から５１１番目の入力端子に４ビットのＲ信号及び４ビットのＩ信号とがそれぞれ入力されると共に、０番目、１２８番目及び３８４番目の入力端子に一定電圧が入力され、それ以外の１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力されて、２倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結果同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を得た後、Ｉ信号とＱ信号にそれぞれマルチパス歪みを軽減させるためのガードインターバルを挿入してから、出力バッファ７へ出力する。
【００３３】
ここで、１番目から１２８番目までの計１２８個の入力端子の入力情報は、０番目の入力端子の入力情報を伝送する中心搬送波周波数Ｆ０に対し、上側（高域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では正のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、３８４番目から５１１番目までの計１２８個の入力端子の入力情報は、中心搬送波周波数Ｆ０に対し下側（低域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では負のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、特に１２８番目と３８４番目の入力端子の入力パイロット信号はＩＤＦＴ演算の結果、ナイキスト周波数の１／２倍の周波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送され、残りの１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が発生しないようにされる（データ伝送には用いない）。
【００３４】
出力バッファ７は、演算部４の出力演算結果が１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の入力情報が５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）として、バースト的に発生されるのに対し、出力バッファ７以降の回路としては、出力バッファ７の内容の読み取り速度一定で連続的に動作するため、両者の時間的違いを調整するために設けられている。
【００３５】
図１のクロック分周器３からのクロックに基づいて、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）８に供給され、ここでクロック分周器３からのクロックをサンプリングクロックとしてアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要な周波数帯域の成分のＩ信号とＱ信号とが通過されて直交変調器９へそれぞれ供給される。
【００３６】
直交変調器９は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の変調波とし、かつ、この中間周波数の位相を９０°シフタ１１により９０°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の変調波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８より入力されたディジタルデータのＩ信号とＱ信号で直交振幅変調（ＱＡＭ）して２５７波（正負１２８組の搬送波と中心搬送波一つ）の情報搬送波からなるＯＦＤＭ信号を生成する。直交変調器９より出力されたＯＦＤＭ信号は周波数変換器１２により所定の送信周波数帯のＲＦ信号に周波数変換された後、送信部１３で電力増幅等の送信処理を受けて図示しないアンテナより放射される。
【００３７】
次に、図２に示す周波数分割多重信号受信装置について説明する。この周波数分割多重信号受信装置は後述するように、ガードインターバル期間処理回路３０とＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の構成に特徴がある。図２において、空間伝送路を介して入力されたＯＦＤＭ信号は、受信部２１により受信アンテナを介して受信された後高周波増幅され、更に周波数変換器２２により中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器２３により増幅された後、キャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００３８】
キャリア抽出及び直交復調器２４のキャリア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シンボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤＭ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れており、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けないように、選択度の高い回路が必要となる。そこで、キャリア抽出回路部にＰＬＬ回路を用いて中心搬送波Ｆ０の抽出を行う。
【００３９】
キャリア抽出及び直交復調器２４により抽出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２５の出力中間周波数は第１の復調波として直交復調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６により位相が９０°シフトされてから第２の復調波としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００４０】
これにより、キャリア抽出及び直交復調器２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器９に入力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回路２７に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供給されてディジタル信号に変換される。
【００４１】
ここで重要なのはＡ／Ｄ変換器２９の入力信号に対するサンプリングのタイミングで、これは同期信号発生回路２７によりパイロット信号より生成された、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号はサンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定されており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプルクロックのタイミングを得る。
【００４２】
同期信号発生回路２７は、復調アナログ信号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位相同期するＰＬＬ回路によりサンプルクロックを発生するサンプルクロック発生回路部と、サンプルクロック発生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部などよりなる。
【００４３】
なお、シンボル同期信号の発生に際しては、例えば本出願人が先に特願平８−２１９２４２号にて提案したように、ガードインターバルがシンボルの後のデータと同じデータが巡回して配置されているため、ガードインターバルの最後のデータと次のシンボルの開始データの所のみで殆どすべてのキャリアで不連続になっていることに着目し、高域フィルタにより入力復調信号（Ｉ、Ｑどちらの信号でもよい）からキャリアの情報成分を除去すると共に、シンボルの開始点の位置情報（シンボルデータ）を有する残留高周波数成分を抽出し、これをピークディテクタとコンパレータによりパルス列に変換してＰＬＬ（位相同期ループ）回路に入力して、ジッタのないシンボルタイミングクロックを発生させ、これをサンプルクロックを分周する分周回路の分周スタート信号とすることで、分周回路からシンボル同期信号を得る構成を使用してもよい。
【００４４】
Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジタル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供給され、ここで同期信号発生回路２７よりのサンプルクロックとシンボル同期信号に基づいて、ＤＦＴウィンドウの所定量のディジタルデータ列がＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に出力される。ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１は、同期信号発生回路２７よりのサンプルクロックに基づいて、入力ディジタルデータ列を取り込み、それを複素フーリエ演算して受信複素数の復調信号（復号ディジタル情報信号）を得る一方、シンボル番号を復号し、更にこのシンボル番号に対応した正負キャリアの受信参照信号を求め、これらに基づいて伝送路特性の補正式を検出し、この補正式に基づいて上記の受信複素数の復調信号が補正される。また、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１は、後述する前進信号と後退信号を生成する。
【００４５】
ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１から出力された復号ディジタル情報信号は、出力回路３２により並直列変換などの出力処理が行われて出力端子３３へ出力される。また、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１により生成された後述する前進信号と後退信号はそれぞれガードインターバル期間処理回路３０に供給される。
【００４６】
図３は上記のＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の一例のブロック図を示す。同図に示すように、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１はＤＦＴ演算回路３１１、補正回路３１２、制御回路３１３及び位相演算回路３１４から構成されている。このＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１にガードインターバル期間処理回路３０から入力されたディジタルデータ列はＩ信号Ｉ’とＱ信号Ｑ’からなり、それぞれはＤＦＴ演算回路３１１に供給され、ここでＤＦＴ演算されることにより、それぞれの変調信号である伝送情報Ｒ’とＩ’に復号された後、補正回路３１２に供給されて復号値が補正され、補正値である信号Ｒ’及びＩ’がそれぞれ出力され、図２の出力回路３２へ出力される。
【００４７】
次に、補正回路３１２の動作について説明する。補正回路３１２では、ＤＦＴ演算により復号された伝送情報中のシンボル番号に基づいて、そのシンボル番号に対応した正負キャリアの受信値、すなわち受信参照信号値を求める。この受信参照信号値は、偶数シンボルでは、ｐ0s’、ｑ0s’、ｒ0s’及びｕ0s’であり、奇数シンボルでは、ｐ1s’、ｑ1s’、ｒ1s’及びｕ1s’であったものとする。
【００４８】
ここで、前記特願平８−４３８５４号にて提案しているように、次式で表される係数Ｓ０〜Ｓ７を上記の参照信号値から算出する。
【００４９】
【数２】
Ｓ０＝ (p0s'・X-p1s'・Y-q0s'・Y+q1s'・X)/2(X2-Y2)
Ｓ１＝ (p0s'・Y-p1s'・X+q0s'・X-q1s'・Y)/2(X2-Y2)
Ｓ２＝ (p0s'・X-p1s'・Y+q0s'・Y-q1s'・X)/2(X2-Y2)
Ｓ３＝−(p0s'・Y-p1s'・X-q0s'・X+q1s'・Y)/2(X2-Y2)
Ｓ４＝ (r0s'・X-r1s'・Y+u0s'・Y-u1s'・X)/2(X2-Y2)
Ｓ５＝−(r0s'・Y-r1s'・X-u0s'・X+u1s'・Y)/2(X2-Y2)
Ｓ６＝ (r0s'・X-r1s'・Y-u0s'・Y+u1s'・X)/2(X2-Y2)
Ｓ７＝ (r0s'・Y-r1s'・X+u0s'・X-u1s'・Y)/2(X2-Y2)
である。
【００５０】
上記の各係数のうち、Ｓ０は、正キャリアの実数部が、正キャリアの実数部へ伝達する率を示しており、正キャリアの虚数部が、正キャリアの虚数部へ伝達する率を示している。Ｓ１は、正キャリアの実数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ２は、負キャリアの実数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示している。
【００５１】
Ｓ３は、負キャリアの実数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ４は、正キャリアの実数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示している。
Ｓ５は、正キャリアの実数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ６は、負キャリアの実数部が、負キャリアの実数部へ伝達する率を示しており、負キャリアの虚数部が、負キャリアの虚数部へ伝達する率を示している。Ｓ７は、負キャリアの実数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。ここで、率の−，＋の説明は省略した。
【００５２】
すなわち、上記の係数Ｓ０〜Ｓ７はＩ信号、Ｑ信号の伝送路の特性を示しており、これらの係数Ｓ０〜Ｓ７を上式により受信参照信号値から算出することにより、伝送路の特性を検出できることになる。
【００５３】
また、（２）式の逆行列を求めることにより、受信データを補正し送信データを推定することができる。ここで、（２）式の逆行列は次式で表される。
【００５４】
【数３】
【００５５】
H0 = +S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)
H1 = +S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6) H2 = +S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2) H3 = +S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2) H4 = +S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6) H5 = +S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6) H6 = +S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2) H7 = +S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)ｄｅｔ Ａ＝Ｓ０×Ｈ０＋Ｓ１×Ｈ１＋Ｓ４×Ｈ２＋Ｓ５×Ｈ３
そこで、補正回路３１２は、入力された係数Ｓ０〜Ｓ７から上式に基づいてｄｅｔ ＡとＨ０〜Ｈ７を算出して、更にこれらの算出値から（３）式中の逆行列のうち次式の補正式の値を算出して記憶保持する。
【００５６】
【数４】
【００５７】
補正回路３１２はＤＦＴ演算回路３１１よりの受信情報を、受信参照信号値に基づいて計算されて保持されている上記の補正式を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式を演算して補正し、これにより補正された伝送情報Ｒ’及びＩ’を出力する。
【００５８】
【数５】
【００５９】
次に、本実施の形態の要部である制御回路３１３と位相演算回路３１４の動作について説明する。電源投入等の初期状態において、同期信号発生回路２７から出力されるシンボル同期信号に基づいてＤＦＴウィンドウが指定され、そのＤＦＴウィンドウの部分のディジタルデータ列がＤＦＴ演算回路３１１に入力され、ＤＦＴ演算された後補正回路３１２に入力されて上記の補正動作が行われる。
【００６０】
このとき、制御回路３１３は、補正回路３１２より入力された復号シンボル番号に基づき、シンボル番号が一巡したかどうかを、すなわち、１フレーム期間経過したかを監視する。すべてのキャリアについて係数Ｓ０〜Ｓ７を求めるためである。シンボル番号が一巡したことを検出すると、制御回路３１３は位相演算回路３１４に対して演算指令を発する。
【００６１】
位相演算回路３１４は、この演算指令に基づき補正回路３１２が保持している各キャリアの係数Ｓ０、Ｓ１、Ｓ６及びＳ７を取り込み、以下の演算を施し、演算結果（積算値）を制御回路３１３にわたす。ここで、係数Ｓ０とＳ１は正のキャリアの特性を顕著に表しており、係数Ｓ６とＳ７は負のキャリアの特性を顕著に表しており、これらの係数のみでの演算で、後述する比較に対する性能を確保できる。係数Ｓ２〜Ｓ５は、係数Ｓ０、Ｓ１、Ｓ６及びＳ７に比べて小さな値であり、演算量を少なくする効果も含め、無視して差し支えない。
【００６２】
次に、位相演算回路３１４の演算動作について説明する。いま第＋１０キャリアの係数Ｓ０、Ｓ１をＳ０+10、Ｓ１+10、第−１０キャリアの係数Ｓ６、Ｓ７をＳ６-10、Ｓ７-10、第＋２０キャリアの係数Ｓ０、Ｓ１をＳ０+20、Ｓ１+20、第−２０キャリアの係数Ｓ６、Ｓ７をＳ６-20、Ｓ７-20とすると、これらの伝送路特性係数は図７で示される。
【００６３】
従って、第＋１０キャリアと第＋２０キャリアとの位相差θは、次式で表せる。
【００６４】
Ｉ+X＝{S0+X・S1+X+10-S0+X+10・S1+X}/{S0+X・S0+X+10+S1+X・S1+X+10}
を演算し、第−Ｘキャリアと第−（Ｘ＋１０）キャリアとの位相差θを近似的に
Ｉ-X＝{S6-X・S7-X-10-S6-X-10・S7-X}/{S6-X・S6-X-10+S7-X・S7-X-10}
を演算する。
【００６５】
ここで、Ｘは正の整数で、１０キャリア毎の位相差を演算するため、１０、２０、３０、４０、５０、．．．の値をとる。また、例としてキャリア数が±１２８本の場合は、Ｘ＝．．．、１００、１１０までである。
【００６６】
なお、この実施の形態では、１０キャリア毎の位相差を求めたが、例えば５キャリア毎でも、２０キャリア毎でも得ようとする最終結果、すなわち判断結果に影響を及ぼさない。また、演算時間に制約がある場合は、片側である正キャリア方向のみの演算でもよく、また、端の方のキャリアを省略しても構わない。
【００６７】
次に、位相演算回路３１４は、正方向、負方向それぞれの位相差を加算し、その絶対値を合計し積算値Ｉとし、これを演算結果として制御回路３１３へ出力する。ここで、
【００６８】
次に、ガードインターバル期間処理回路３０の構成及び動作について図４及び図５と共に説明する。ガードインターバル期間処理回路３０は、図４に示すように、データ管理回路３０１と調整回路３０２からなる。データ管理回路３０１は、調整回路３０２が出力する開始信号に基づき、図２に示したＡ／Ｄ変換器２９の出力ディジタルデータ列（Ｉ信号Ｉ’、Ｑ信号Ｑ’）から５１２個のディジタルデータをＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に伝達する。
【００６９】
調整回路３０２は、動作開始に当り同期信号発生回路２７から入力される図５（Ａ）に示すシンボル同期信号でカウント値をクリアし、以降は同期信号発生回路２７から入力される図５（Ｂ）に示すサンプルクロックをカウントし、５２４カウント毎に図５（Ｃ）に示すように開始信号をデータ管理回路３０１に出力する。
【００７０】
ここでは、５１２ポイントＤＦＴ演算にて復号するため、５１２個のディジタルデータと、ガードインターバル用に１２個のディジタルデータからなる、図５（Ｅ）に模式的に示すＯＦＤＭ信号の１つのシンボルに対して、シンボル同期信号とサンプルクロックは図５（Ａ）、（Ｂ）に示す関係にある。ここで、図５（Ｄ）に模式的に示すＡ／Ｄ変換器２９の出力ディジタルデータ列は、１シンボルを構成する５２４個のディジタルデータのうち、開始信号から５１２個のデータのみＤＦＴウィンドウ内のデータとしてＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に伝達され、残りの１２個のデータは伝達されない。
【００７１】
図１２でも説明したように、図５（Ｃ）の開始信号は同図（Ｅ）に示すＯＦＤＭ信号の正確な有効シンボル期間のデータを切り出す位相関係にはないが、開始信号は図５（Ｅ）に斜線を付して示す隣接シンボルの干渉域には存在しないため、データの復号は可能である。ただし、この状態では隣接キャリア間は、位相関係において係数が大きく異なっている。
【００７２】
調整回路３０２は、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１から前進信号が入力されたときは、１サンプルクロック間引く動作をする。これにより、調整回路３０２から出力される開始信号は、図５（Ｆ）に示すように、１サンプルクロック周期分遅延された信号となる。この開始信号を受けて、データ管理回路３０１は、初期状態のディジタルデータ列と比べると、２個目から５１３個目までのディジタルデータ列を伝達し、最初の１個分と最後の残り１１個分を伝達しないようなＤＦＴウィンドウを設定して動作する。
【００７３】
これ以降、次回の前進信号に対しても調整回路３０２は１サンプルクロック間引いて１サンプルクロック周期分遅延された開始信号を出力するため、データ管理回路３０１は、３個目から５１４個目までのディジタルデータ列を伝達し、最初の２個分と最後の残り１０個分を伝達しないように動作する。以下、同様にして、開始信号は徐々にガードインターバルの最後の方に移動していき、データ管理回路３０１は徐々に後方のディジタルデータ列を伝達するように動作する。
【００７４】
前記位相差の積算値は、開始信号がガードインターバルの最後の位置では最小になり、開始信号が有効シンボル期間内に入ると大きくなり、またガードインターバルの先頭に近い位置ほど位相差の積算値が大きくなる。従って、開始信号が有効シンボル期間にくると、今度はＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１から後退信号が出力され、これにより調整回路３０２は１サンプルクロックを追加する動作をする。
【００７５】
これにより、調整回路３０２から出力される開始信号は、１サンプルクロック周期分位相が進むようにされた信号となる。この開始信号を受けて、データ管理回路３０１は、初期状態のディジタルデータ列と比べると、１個分前方のデータ列を伝達するように動作する。以下、同様にして、開始信号は徐々に隣接シンボルとの干渉域の方に移動していき、データ管理回路３０１は徐々に前方のディジタルデータ列を伝達するように動作する。
【００７６】
調整回路３０２は例えば、図６に示すように、５１２分周回路３０２１と、シフトレジスタ３０２２と、セレクタ３０２３とから構成される。この調整回路３０２は、５１２分周回路３０２１がシンボル同期信号によりクリアされ、サンプルクロックを５１２個カウントする毎に分周パルスを出力する。シフトレジスタ３０２２はこの分周パルスを受けて、サンプルクロックに同期してシフト動作を行い、例えば８ビット出力をセレクタ３０２３に入力する。
【００７７】
セレクタ３０２３は前進信号がアップ端子に入力されたときは、シフトレジスタ３０２２の出力のうち前回よりも１サンプルクロック分位相が遅れた出力パルスを選択し、後退信号がダウン端子に入力されたときは前回よりも１サンプルクロック分位相が進んだパルスを選択し、それを開始信号として出力する。
【００７８】
ガードインターバル期間処理回路３０は、前進信号を受け前記の動作を行い、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１内の制御回路３１３は、前回と同様に補正回路３１２により伝達されるシンボル番号をもとにシンボルが一巡したかどうかを監視し、シンボルが一巡したと検出したときに、位相演算回路３１４に対し演算命令を発する。位相演算回路３１４は、前回と同様に、演算命令に基づき、補正回路３１２の保持する各キャリアの係数Ｓ０、Ｓ１、Ｓ６及びＳ７を取り込み、演算結果（積算値）を制御回路３１３にわたす。
【００７９】
制御回路３１３は、前述したように前回の積算結果と今回の積算結果の大きさを比較し、今回の方が小さかった場合、更に前進信号を発し、前記の動作を繰り返す。積算結果の大きさが、今回の方が大きかった場合（位相の極小値は前回であったことを意味する）、後退信号を発生し、最適位置の決定を完了する。
【００８０】
なお、ガードインターバル期間処理回路３０とＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の他の実施の形態として、ガードインターバル期間処理回路３０は、数シンボル分の記憶回路で構成し、同期信号発生回路２７の出力シンボル同期信号とサンプルクロックに基づき、ディジタルデータ列をリング状に構成してもよく、また、ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１は中央処理装置（ＣＰＵ）プロセッサで構成してもよい。
【００８１】
図８はＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１を構成するＣＰＵプロセッサの動作説明用フローチャートを示す。同図において、電源が投入されると（ステップ４１）、補正回路３１２からのシンボル番号が一巡したかどうか監視し（ステップ４２）、シンボルが一巡したときは、補正回路３１２の保持する各キャリアの係数Ｓ０、Ｓ１、Ｓ６及びＳ７を取り込み、前記した位相差積算演算を行い（ステップ４３）、その演算が１回目であるときは再びステップ４２に戻ってシンボル番号が一巡したかどうか監視し、２回目以降であるときは前回の積算結果と今回の積算結果の大きさを比較する（ステップ４４、４５）。
【００８２】
ステップ４５において、今回の積算結果が前回のそれより以下の場合、前進信号を発し、前記したようにデータ管理回路３０１が、１個分前方のデータ列を伝達するようにデータ取り込み位置のアドレスを１つ進ませ（ステップ４６）、再びステップ４２に戻りシンボル番号が一巡したかどうか監視する。
【００８３】
ステップ４５において、今回の積算結果が前回のそれよりも大きかった場合（位相の極小値は前回であったことを意味する）、後退信号を発生し、データ管理回路３０１が１個分後方のデータ列を伝達するように、データ取り込み位置のアドレスを１つ戻し（ステップ４７）、最適位置の決定を完了する（ステップ４８）。
【００８４】
なお、シンボルの構成例として、ガードインターバルの他に、プリガードインターバルの挿入が考えられる。すなわち、５１２ポイントＩＦＦＴ演算結果が、図９（Ａ）に示す如く、５１２個のディジタルデータＢのうち、先頭の２個のディジタルデータをＡ、最後の１０個のディジタルデータをＣとしたとき、同図（Ｂ）に示す如く、５１２個のディジタルデータＢを有効シンボル期間に配置し、先頭のガードインターバルには１０個のディジタルデータＣを配置し、最後のプリガードインターバルには２個のディジタルデータＡを配置して１シンボルを構成する。
【００８５】
これは、希望波よりも先行して到来するゴースト波に対する干渉対策である。このような構成のＯＦＤＭ信号に対しても本発明を適用することができる。
【００８６】
また、本実施の形態においては、参照信号の挿入方法を正負の搬送波の組で送受した例を示したが、前記したように、係数Ｓ０、Ｓ１とＳ６、Ｓ７を使用し、係数Ｓ２〜Ｓ５を使用しなくても十分な精度は確保できる。すなわち、他の例として、正負の搬送波の組で参照信号を送受しないＯＦＤＭ信号送受信システムでも本発明は十分に適用可能である。
【００８７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、近傍の搬送波間での位相差の近似値を算出し、更に設定した数の搬送波のそれぞれについて上記の位相差の近似値を算出してそれらを積算し、その積算値を前回入力時と今回入力時とで比較して、その比較結果に応じて積算値が極小となるように時間窓の位相を調整制御することにより、有効シンボル期間の始まりを正確に検出できるようにしたため、近傍搬送波間での係数加算平均によりノイズを除去する場合に、発生する平均化した係数のずれを極力少なくでき、よって装置性能を向上させることができる。
【００８８】
また、本発明によれば、シンボル同期信号の生成に関する性能は従来と同じでよく、簡単な回路あるいはソフトウェアでシンボル同期信号の位置ずれを極力少なくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明になる直交周波数分割多重信号伝送方法の送信系の一実施の形態のブロック図である。
【図２】本発明になる直交周波数分割多重信号伝送方法の受信系及び受信装置の一実施の形態のブロック図である。
【図３】図２中のＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路の一例のブロック図である。
【図４】図２中のガードインターバル期間処理回路の一例のブロック図である。
【図５】図４の動作説明用タイミングチャートである。
【図６】図４のガードインターバル期間処理回路中の調整回路の一例のブロック図である。
【図７】図３の位相演算回路の動作を説明する図である。
【図８】ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路をＣＰＵプロセッサで構成した場合の動作説明用フローチャートである。
【図９】本発明を適用し得る他のシンボル構成例を示す図である。
【図１０】ＯＦＤＭ信号のベースバンド時間軸波形図である。
【図１１】ＯＦＤＭ信号のシンボル構成の一例を示す図である。
【図１２】希望波と遅延したゴースト波を受信した場合のシンボル同期信号位置を説明する図である。
【符号の説明】
２ 入力回路
３ クロック分周器
４ 演算部
５ シンボル番号計数回路
６ 参照信号挿入回路
７ 出力バッファ
８ Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）
９ 直交変調器
１０、２５ 中間周波数発振器
１１、２６ ９０°シフタ
１２、２２ 周波数変換器
２１ 受信部（受信手段）
２４ キャリア抽出及び直交復調器（復調手段）
２７ 同期信号発生回路（同期信号発生手段）
２９ Ａ／Ｄ変換器
３０ ガードインターバル期間処理回路（ガードインターバル期間処理手段）
３１ ＤＦＴ，ＱＡＭ復号回路
３２ 出力回路
３０１ データ管理回路
３０２ 調整回路（調整制御手段）
３１１ ＤＦＴ演算回路（復号手段）
３１２ 補正回路（補正手段）
３１３ 制御回路（調整制御手段）
３１４ 位相演算回路（位相演算手段）
３０２１ ５１２分周回路
３０２２ シフトレジスタ
３０２３ セレクタ
Claims (3)
- 送信側では、伝送すべき情報信号とシンボル周期毎に値が順次変化し１フレーム期間で一巡するシンボル番号の値に応じた既知の参照信号とパイロット信号用基準データとをサンプルクロックに同期して逆離散フーリエ変換した後、直交変調することにより、互いに周波数の異なる複数の搬送波のそれぞれを、各搬送波に割り当てられた前記伝送すべき情報信号で別々に変調し、前記複数の搬送波のうち前記シンボル番号の値に応じて変化する所定の搬送波に前記既知の参照信号を挿入すると共に、予め定めた搬送波に前記サンプルクロックの周波数に対して所定の整数比に設定されたパイロット信号を挿入して、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成してガードインターバルと有効シンボル期間からなるシンボル単位で送信し、
受信側では、受信した前記直交周波数分割多重信号を直交復調した後、その直交復調された信号中の前記パイロット信号に基づいて、前記サンプルクロック及び前記シンボル単位のシンボル同期信号を生成し、このサンプルクロック及びシンボル同期信号に基づいて設定した時間窓に含まれる、前記直交復調信号を前記サンプルクロックに基づいて離散フーリエ変換して前記伝送すべき情報信号及び前記参照信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方法であって、
前記受信側は、前記搬送波の伝送路特性を表す係数を用いて、前記複数の搬送波のうち近傍の一対の搬送波間の位相差の近似値を算出することを、設定した数の搬送波のそれぞれについて行ってそれらの近似値の積算値を求め、前回の積算値と今回の積算値とを比較して、その比較結果に応じて、得られる積算値が極小となるように前記時間窓の位相を前記サンプルクロックの１周期単位で離散的に調整し、
前記離散フーリエ変換された前記所定の搬送波に挿入されている前記参照信号の値を用いて前記搬送波の伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から該伝送路特性と逆特性である補正特性を算出して記憶し、前記補正特性を用いて前記離散的に位相調整された時間窓に含まれる、前記直交復調信号を前記サンプルクロックに基づいて前記離散フーリエ変換して得られた復調信号の補正しきれない誤差成分の補正を行って前記情報信号を得ることを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送方法。 - 送信側では、伝送すべき情報信号をサンプルクロックに同期して逆離散フーリエ変換した後、直交変調することにより、互いに周波数の異なる複数の搬送波で伝送すべきディジタル情報信号を伝送すると共に、前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組に既知の参照信号が挿入され、かつ、予め定めた搬送波に前記サンプルクロックの周波数に対して所定の整数比に設定されたパイロット信号が挿入され、前記参照信号を送信する正負の搬送波の組の挿入位置を、特定の搬送波で伝送するシンボル番号で指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更して、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成してガードインターバルと有効シンボル期間からなるシンボル単位で送信し、
受信側では、受信した前記周波数分割多重信号を直交復調した後、その直交復調された信号中の前記パイロット信号に基づいて、前記サンプルクロック及びシンボル同期信号を生成し、このサンプルクロック及びシンボル同期信号に基づいて設定した時間窓に含まれる、前記直交復調信号を前記サンプルクロックに基づいて離散フーリエ変換して前記伝送すべき情報信号及びシンボル番号を復号し、復号した前記シンボル番号に基づいて前記参照信号を復号し、この参照信号から前記正の搬送波の実数部を伝送しているときに前記負の搬送波の虚数部又は実数部へ漏れ出る信号成分、あるいは前記正の搬送波の虚数部を伝送しているときに前記負の搬送波の虚数部又は実数部へ漏れ出る信号成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性を用いて復号した前記情報信号を補正する直交周波数分割多重信号伝送方法であって、
前記受信側は、前記伝送路特性の漏れ出る信号成分を用いて、前記複数の搬送波のうち近傍の一対の搬送波間の位相差の近似値を算出することを、設定した数の搬送波のそれぞれについて行ってそれらの近似値の積算値を所定期間毎に求め、前回の積算値と今回の積算値とを比較して、その比較結果に応じて、得られる積算値が極小となるように前記時間窓の位相を前記サンプルクロックの１周期単位で離散的に調整し、
検出した前記伝送路特性の逆特性である補正特性を算出して記憶し、前記補正特性を用いて前記離散的に位相調整された時間窓に含まれる前記直交復調信号を前記サンプルクロックに基づいて前記離散フーリエ変換して得られた復調信号の補正しきれない誤差成分の補正を行って前記情報信号を得ることを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送方法。 - 伝送すべき情報信号をサンプルクロックに同期して逆離散フーリエ変換した後、直交変調することにより、互いに周波数の異なる複数の搬送波で伝送すべきディジタル情報信号を伝送すると共に、前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組に既知の参照信号が挿入され、かつ、予め定めた搬送波に前記サンプルクロックの周波数に対して所定の整数比に設定されたパイロット信号が挿入され、前記参照信号を送信する正負の搬送波の組の挿入位置を、特定の搬送波で伝送するシンボル番号で指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更した直交周波数分割多重信号で、かつ、ガードインターバルと有効シンボル期間からなるシンボル単位で送信された直交周波数分割多重信号を受信する受信手段と、
前記受信手段からの受信直交周波数分割多重信号を直交復調して、複素数で表される情報信号と前記シンボル番号と前記参照信号と前記パイロット信号とを得る復調手段と、
前記復調手段からの前記前記パイロット信号に基づいて、前記サンプルクロック及び前記シンボル単位周期のシンボル同期信号を生成する同期信号発生手段と、
前記シンボル同期信号及び前記サンプルクロックに基づいて時間窓を離散的に設定し、この時間窓内で前記復調手段からの情報信号と前記シンボル番号及び参照信号をそれぞれ通過させるガードインターバル期間処理手段と、
前記ガードインターバル期間処理手段からの信号を前記サンプルクロックに基づいて離散的フーリエ変換してディジタル情報信号を復号すると共に、前記シンボル番号及び参照信号を復号する復号手段と、
前記復号手段よりの前記シンボル番号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記正の搬送波の実数部を伝送しているときに前記負の搬送波の虚数部又は実数部へ漏れ出る信号成分、あるいは前記正の搬送波の虚数部を伝送しているときに前記負の搬送波の虚数部又は実数部へ漏れ出る信号成分をもとに伝送路特性を検出し、この伝送路特性から該伝送路特性の逆特性である補正特性を算出して記憶し、この記憶された補正特性を用いて前記復号手段からの前記ディジタル情報信号の復号信号の補正しきれない誤差成分の補正を行って前記情報信号を得る補正手段と、
前記伝送路特性を表す係数を用いて、前記複数の搬送波のうち近傍の一対の搬送波間の位相差の近似値を算出することを、設定した数の搬送波のそれぞれについて行ってそれらの近似値の積算値を求め、前回の積算値と今回の積算値とを比較して、その比較結果に応じて、得られる積算値が極小となるように、前記ガードインターバル期間処理手段における前記時間窓の位相を前記サンプルクロックの１周期単位で離散的に調整する調整手段と
を有することを特徴とする直交周波数分割多重信号受信装置。
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