JP3136797B2

JP3136797B2 - 音データ処理方法および音データ処理装置

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Publication number: JP3136797B2
Application number: JP04255922A
Authority: JP
Inventors: 義徳矢代
Original assignee: Casio Computer Co Ltd
Current assignee: Casio Computer Co Ltd
Priority date: 1992-08-31
Filing date: 1992-08-31
Publication date: 2001-02-19
Anticipated expiration: 2016-02-19
Also published as: JPH0685688A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は振幅が量子化された音
データを差分符号化・復号化して再生する音データ処理
方法および音データ処理装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＡＤＰＣＭは、振幅方向についてビット
数を低減させる高能率符号化技術の１つである。この方
式はデルタＰＣＭ変調に比べ、入力波形に対する追従性
がよく、このため、振幅が大きく変化する音信号の符号
化等への応用（例えば電話電信）が期待されている。

【０００３】図１３の（Ａ）に従来の代表的なＡＤＰＣ
Ｍ方式を示す。入力として与えられる振幅量子化音デー
タの列を微分器２１でデジタル微分する。微分器２１は
通常、図示のように結合される減算器２１１と１サンプ
ル遅延器２１２とから成り、振幅量子化データの差分値
を形成する。微分器２１２１からの差分音データはＡＤ
ＰＣＭ変調・復調回路２５の減算器２５１に供給され
る。減算器２５１はこの差分音データからＡＤＰＣＭ変
調回路２２１で前回発生した量子化誤差（即ち、１サン
プル前の差分値データとその復号値との差）を減算す
る。この減算結果は現入力音データの値と前入力音デー
タの再生値との差を表わす。この差分をＡＤＰＣＭ変調
回路２２１で符号化する。図１３の（Ｂ）に示すよう
に、ＡＤＰＣＭ変調回路２２１は量子化幅を入力の変化
に応じて適応化する量子化幅適合器を有しており、ＡＤ
ＰＣＭ変調回路２２１内の差分符号化器は、この適応化
した量子化幅で差分入力を量子化（符号化）して符号化
差分データを出力する。この符号化差分データがＡＤＰ
ＣＭ復調回路２２２に送られる。ＡＤＰＣＭ変調回路２
２１の内部において、この符号化差分データは量子化幅
適応器に入力され、次の差分入力サンプルに対する量子
化幅の決定のために用いられる。更に、ＡＤＰＣＭ変調
回路２２１は復調器（差分復号器）を有し、復調器は差
分符号化器からの符号化差分データを量子化幅適応器か
らの量子化幅で復号化し、復号化差分データを出力す
る。この復号化差分データは減算器２２５に入力され、
ここで復号化差分データの値からＡＤＰＣＭ変調回路２
２１への入力、即ち符号化前の差分入力値を差し引くこ
とにより、ＡＤＰＣＭの再量子化によって発生した量子
化誤差Ｑを評価する。この量子化誤差Ｑを１サンプル遅
延器２５２で１サンプル分遅らせてから減算器２５１に
入力する。

【０００４】以上の要素２１、２５１、２５２、２２
１、２２６がＡＤＰＣＭによる音データの符号化装置を
構成し、その他の要素は、ＡＤＰＣＭによる音データ再
生装置を構成する。音声通信の用途では、ＡＤＰＣＭ変
調回路２２１の出力である符号化差分データは有線ある
いは無線の伝送路を介してＡＤＰＣＭ復調回路２２２に
供給される。音データ再生装置を電子楽器の音源に応用
する場合には、ＲＯＭのようなメモリに符号化差分音デ
ータが記録され、この音データメモリからＡＤＰＣＭ復
調回路２２２に符号化差分音データが供給される。

【０００５】ＡＤＰＣＭ復調回路２２２は、内部にＡＤ
ＰＣＭ変調回路２２１の量子化適合器と復調器に相当す
る要素を有しており、供給された符号化差分音データを
適応量子化幅によって復号化する。復号化した差分音デ
ータは、加算器２３１と１サンプル遅延器２３２を有す
る積分器２３でデジタル積分され、それにより振幅量子
化音データが再生される。

【０００６】いま、図１３に示す従来の構成において微
分器２１の入力、即ち、元の振幅量子化音データをＸ
（ｚ変換）とし、積分器２２の出力、即ち、再生した振
幅量子化音データをＹとすると、ＹとＸとの間には、Ｙ＝Ｘ＋Ｑの関係が成り立つ。

【０００７】即ち、微分器２１の出力は微分器２１の伝
達関数が（１−ｚ^-1）であるから（１−ｚ^-1）Ｘ、これ
からｚ^-1Ｑを引いたものである。減算器２５１の出力
（ＡＤＰＣＭ入力）は（１−ｚ^-1）Ｘ−ｚ^-1Ｑ、ＡＤＰ
ＣＭ復調回路２２２の出力はＡＤＰＣＭ入力より量子化
誤差Ｑだけ異なるから（１−ｚ^-1）Ｘ−ｚ^-1Ｑ＋Ｑ＝
（１−ｚ^-1）（Ｘ＋Ｑ）、積分器２３の伝達関数は１／
（１−ｚ^-1）であるから、出力Ｙ＝Ｘ＋Ｑとなる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】従来のＡＤＰＣＭ方式
における再生音データＹと元のデータＸとの関係Ｙ＝Ｘ
＋Ｑは、ＡＤＰＣＭ変調で発生した量子化誤差ないしノ
イズがそのまま再生音データに伝わることを示してい
る。したがって、最終的な再生音にも相当量のノイズが
含まれることになる。したがって、この発明の目的は、
量子化誤差の影響を少なくして再生音のＳＮ比改善を図
ることができる音データ処理方法および音データ処理装
置を提供することである。

【０００９】

【課題を解決するための手段、作用】本発明では、差分
入力される音データの変化に応じて適応化された量子化
幅にて当該差分入力される音データを符号化して符号化
差分データを生成し、この符号化差分データに含まれる
量子化誤差の低域パワースペクトルを抑制するノイズシ
ェーピングを施す。そして、このノイズシェーピングに
より量子化誤差の低域パワースペクトルが抑制された符
号化差分データを適応量子化幅で復号化して復号化差分
データを生成した後、オーバーサンプリング再生にて復
号化差分データに含まれる量子化誤差のパワースペクト
ルを広帯域に分散させて再生する。つまり、ノイズシェ
ーピングにて低域の量子化ノイズを抑制すると、その
分、高域での量子化ノイズが大きくなるが、それは再生
系のローパスフィルタリングで容易に除去でき、さらに
オーバーサンプリング再生にて量子化ノイズを広帯域に
分散させることで、実質的に再生音のＳＮ比が向上す
る。

【００１０】

【００１１】

【００１２】

【００１３】

【００１４】

【００１５】

【００１６】

【実施例】以下図面を参照してこの発明を更に詳細に説
明する。原理（図１）図１の（Ａ）に、この発明による音データ符号化・復号
化装置の基本構成を示す。ＡＤＰＣＭ変調器３より左側
が符号化装置（記録系）であり、右側が復号化装置（再
生系）である。

【００１７】図１（Ａ）において、再生系のＡＤＰＣＭ
復調器６と積分器７は従来と同様であり得、例えば図１
３で述べたＡＤＰＣＭ復調回路２２２と積分器２３が使
用できる。記録系の要素のうち、微分器１、ＡＤＰＣＭ
変調器３、量子化誤差算出器４も従来と同様であり得、
例えば図１３で述べた微分器２１、ＡＤＰＣＭ変調回路
２２１、減算器２２５が使用できる。

【００１８】この発明の特徴に従い、量子化誤差算出器
４で算出した量子化誤差Ｑの列を誤差列記憶部５で一時
記憶する。ここに、誤差列記憶部５は、少なくとも前回
と前々回の音データサンプルについてＡＤＰＣＭ変調器
３で発生した量子化誤差の値を記憶する。この発明に従
い、ＡＤＰＣＭ変調器３への差分入力を形成する演算器
２が設けられる。演算器２は微分器１からの差分音デー
タと誤差列記憶部５からの誤差列（少なくとも前回の量
子化誤差ｚ^-1Ｑと前々回の量子化誤差ｚ^-2Ｑを含む）と
を演算してＡＤＰＣＭ変調器３への差分入力を形成す
る。ここに演算器２は、ＡＤＰＣＭ変調器３で発生した
量子化誤差Ｑが再生音データ中にノイズシェーピングが
付いた形で伝わるように演算を実行する。

【００１９】図１（Ｂ）に伝達関数の面からみたこの発
明のノイズシェーピング付ＡＤＰＣＭ音データ符号化・
復号化装置を示す。図１（Ｂ）において、ブロック１０
は振幅量子化音データＸを伝達関数Ｈ１（ｚ）に従って
デジタルフィルタリングする音データフィルタである。
ＡＤＰＣＭ１４の出力は入力をＡＤＰＣＭ変調によって
符号化し、さらにＡＤＰＣＭ復調によって復号化したも
のである。したがって、ＡＤＰＣＭ１４出力からＡＤＰ
ＣＭ１４入力を減算する減算器１６の出力はＡＤＰＣＭ
１４で発生した量子化誤差Ｑを表わす。誤差フィルタ１
８はこの量子化誤差Ｑを伝達関数Ｈ２（ｚ）に従ってデ
ジタルフィルタリングする。減算器１２は音データフィ
ルタ１０の出力（Ｈ１（ｚ）Ｘで示される）から誤差フ
ィルタ１８の出力（Ｈ２（ｚ）Ｑで表わされる）を差し
引く。この減算器１２の出力Ｈ１（ｚ）Ｘ−Ｈ２（ｚ）
Ｑを、ＡＤＰＣＭ１４へ入力として供給する。したがっ
てＡＤＰＣＭ１４の出力はＨ１（ｚ）Ｘ＋（１−Ｈ２
（ｚ））Ｑで表わされる。このＡＤＰＣＭ１４の出力を
音データフィルタ１０の伝達関数の逆関数である伝達関
数１／Ｈ１（ｚ）を有する音データフィルタ２０に通し
て振幅量子化音データを再生する。したがって音データ
フィルタ２０の出力（再生音データ）Ｙは、

【数１】となる。

【００２０】この関係式は、信号成分Ｘはそのまま出力
Ｙに伝わるが、ＡＤＰＣＭ１４で発生した量子化誤差Ｑ
はノイズ伝達関数（１−Ｈ２（ｚ））／Ｈ１（ｚ）を通
して伝わることを示している。

【００２１】したがって、ノイズ伝達関数（１−Ｈ２
（ｚ））／Ｈ１（ｚ）にノイズシェーピング特性、即
ち、低域で周波数応答が小さくなる特性をもたせること
により、この発明による構成が得られる。いいかえる
と、音データフィルタ１０の伝達関数Ｈ１（ｚ）と誤差
フィルタ１８の伝達関数Ｈ２（ｚ）を適当に設定すれ
ば、ノイズ伝達関数Ｈ（ｚ）にノイズシェーピング特性
をもたせることができる。

【００２２】１次、２次ノイズシェーピング（図２、図
３）いま、図１（Ｂ）において、音データフィルタ１０を伝
達関数が（１−ｚ^-1）で示される一次微分器で構成した
とする。ここでノイズシェーピング関数Ｈ（ｚ）として
１次ノイズシェーピング関数（１−ｚ^-1）を選定するの
であれば、１−Ｈ２（ｚ）＝（１−ｚ^-1）²となる。し
たがって誤差フィルタ１８の伝達関数Ｈ２（ｚ）はＨ２
（ｚ）＝２ｚ^-1−ｚ^-2となる。

【００２３】このためには、図２に示すように、ＡＤＰ
ＣＭ変調・復調回路２１内に、図示のように結合した加
算器２２３、減算器２２４、１サンプル遅延器２２６、
１サンプル遅延器２２、増幅率２の増幅器２２８を設け
ればよい。即ち、加算器２２３で１次微分器２１からの
差分音データ（１−ｚ^-1）Ｘに遅延器２２６からの前々
回の量子化誤差ｚ^-2Ｑを加え、減算器２２４で、加算器
２２３の出力から増幅器２２６の出力である前回の量子
化誤差の２倍（２ｚ^-1Ｑ）を差し引き、その結果をＡＤ
ＰＣＭ変調回路２２１に入力すればよい（その他の構成
は図１３の（Ａ）と同じなので説明を省略する）。

【００２４】再び、図１（Ｂ）において、音データフィ
ルタ１０を伝達関数（１−ｚ^-1）の１次微分器２１で構
成した場合において、ノイズ伝達関数Ｈ（ｚ）を２次ノ
イズシェーピング関数（１−ｚ^-1）²にしたいのであれ
ば、１−Ｈ２（ｚ）＝（１−ｚ^-1）³となる。したがっ
て、誤差フィルタ１８にＨ２（ｚ）＝３ｚ^-1−３ｚ^-2＋ｚ^-3 なる伝達関数をもたせればよい。

【００２５】このためには、図３に示すように、１次微
分器２１の出力とＡＤＰＣＭ変調・復調回路２４のＡＤ
ＰＣＭ変調回路２２１の入力の間に、減算器２４１、加
算器２４２、減算器２４３を設け、ＡＤＰＣＭ変調回路
２２１で発生する量子化誤差Ｑを算出する減算器２２５
の出力ライン上に、３つの１サンプル遅延器２４４、２
４５、２４６を設け、遅延器２４４からの３サンプル前
の量子化誤差ｚ^-3Ｑを減算器２４１に減算出力し、遅延
器２４５からの２サンプル前の量子化誤差ｚ^-2Ｑを増幅
器２４７で３倍した加算器２４２に入力し、遅延器２４
６からの１サンプル前の量子化誤差ｚ^-1Ｑを増幅器２４
８で３倍して減算器２４３に減算入力すればよい。

【００２６】以上、１次と２次のノイズシェーピング付
ＡＤＰＣＭ変調について述べたが、３次以上のノイズシ
ェーピングも同様の手法で実現できる。

【００２７】音データ記録装置（図３〜図７）図１〜図３で述べた、この発明の特徴を組み込んだ音デ
ータ記録装置と、その記録内容から音を再生する音デー
タ再生装置の具体例について以下説明する。図４に音デ
ータ記録装置の全体構成を示す。図４の音データ記録装
置において、アナログ原音信号はＬＰＦ３０に通した
後、サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路３２にて可聴信号
に対して十分なレートのサンプリング周波数ｆｓ、例え
ば、ｆｓ＝４２４３２Ｈｚで標本化される。Ｓ／Ｈの出
力をＳ／Ｈのｆｓに等しい変換速度をもち、比較的振幅
分解能の高い（例えば１６ビット分解能）ＡＤ変換器
（ＡＤＣ）３４で量子化（デジタル化）する。ＡＤＣ３
４の出力はいったん適当なメモリ（図示せず）記録さ
れ、その後、原音データ生成部３６で波形加工が施され
る。その結果（原音データと呼ぶ）に、以下、述べる音
データ圧縮処理を施し、結果（圧縮音データ）を波形メ
モリ４６（圧縮音データマスター）に記録する。

【００２８】音データの圧縮は、時間と振幅の両方向に
ついて行なわれる。まず、デシメーションフィルタ３８
で時間軸方向のデータ圧縮、即ち、アンダーサンプリン
グを行なう。例えば、デシメーションフィルタ３８は、
1/8間引き・１６点移動平均フィルタで構成される。こ
のフィルタは、フィルタ入力、即ち原音データ生成部２
６からの原音データをｏｒｉｇ（ｎ）で表わし、フィル
タ出力をｄｅｃｉ（ｎ）で表わすと、ｄｅｃｉ（０）＝０ｄｅｃｉ（１）＝ｏｒｉｇ（０）＋……＋ｏｒｉｇ（７）ｄｅｃｉ（２）＝ｏｒｉｇ（０）＋……＋ｏｒｉｇ（１６）ｄｅｃｉ（３）＝ｏｒｉｇ（８）＋……＋ｏｒｉｇ（２４） ………… を演算する。この結果、デシメーションフィルタ３８の
出力データのサンプリング周波数は、原音データの1/
8、即ち、ｆｓ＝５３０４Ｈｚに低減される。なお、１
６点移動平均化の作用により、２．５ＫＨｚ付近の成分
が減少する。

【００２９】デシメーションフィルタ３８からの出力デ
ータに対し、ディザ付加部４０で1/2ｆｓ、即ち２６５
２Ｈｚの周期性ディザを付加する。即ち、ディザ付加部
４０は、ｄｅｃｉ（０）＝ｄｅｃｉ（０）＋Ｄｄｅｃｉ（１）＝ｄｅｃｉ（１）−Ｄｄｅｃｉ（２）＝ｄｅｃｉ（２）＋Ｄ ………… の演算を実行する（Ｄはディザ値）。

【００３０】次に、下位ビット切捨部４２で、ディザを
付加した１６ビット音データの下位ビット、例えば下位
８ビットを切り捨てる。この結果、音データは８ビット
となる。次にこの８ビット音データに対し、ノイズシェ
ーピング付ＡＤＰＣＭ変調部４４で再量子化を施し、更
に振幅圧縮したデータ、例えば４ビットの音データを形
成する。このノイズシェーピングＡＤＰＣＭ付変調部４
４は、この発明の特徴であり、図１（Ｂ）に記録系とし
て示した微分器１、演算器、ＡＤＰＣＭ変調器３、量子
化誤差算出器４、誤差列記憶部５の機能を含んでいる。

【００３１】図７はノイズシェーピングＡＤＰＣＭ付変
調部４４の動作（図示しないコンピュータにより実行さ
れるＡＤＰＣＭ変調プログラム）を示すフローチャート
である。このプログラムはノイズシェーピングなし（Ｎ
Ｓ０次）、１次ノイズシェーピング（ＮＳ１次）、２次
ノイズシェーピング（ＮＳ２次）の３つのモードをもっ
ており、事前に選択したモードでプログラムが実行され
る。また、復号処理のために図５と図６に示すようなＡ
ＤＰＣＭデータテーブルを使用する。

【００３２】ＡＤＰＣＭデータテーブルは符号化差分デ
ータＰ（ポインタと呼ばれる）を適応量子化幅の尺度で
あるラインナンバーＭを引数として復号化差分データＤ
（Ｍ、Ｐ）を返すテーブルである。ラインナンバーＭの
行にある復号化差分データの最大値（ｎを符号化ビット
数とするとＰ＝２^n-1−１の列にあるデータ値）をＭｍ
ａｘで表わすと、ラインナンバーＭの量子化幅はＭｍａ
ｘ／（２^n-1−１）である。したがって、量子化幅はラ
インナンバーＭを決定することで決まる。量子化幅を適
応化するため、ラインナンバーＭは符号化差分データＰ
に基づいて適宜変更される。

【００３３】ここでは、ＡＤＰＣＭデータテーブルとし
て図５に示す正数用（Ｐ≧０）と図６に示す負数用とが
用意されている。列番号００〜０７はポインタ（正確に
はＰの絶対値）を表わす。列番号が０７までなのは、符
号化ビット数を４としているからである。ラインは０〜
２２である。各テーブルの行（ライン）と列の交点に示
す８ビットデータ（１６進表記）は復号化差分データ
（９ビット）から符号ビットを除いた残り８ビットを表
わしている。量子化幅はラインナンバーに対して増加し
ている。例えばラインナンバー０の量子化幅（即ち、Ａ
ＤＰＣＭ変調器がラインナンバー０で動作しているとき
の量子化幅）は０７（１６進）／７（１０進）即ち１で
ある。ここに、０７（１６進）はラインナンバー０の行
データの最大値（列番号７にある）であり、７は最大値
が並ぶ列番号０７、つまり４ビット符号化データＰの最
大値を表わす。また、ラインナンバー１の量子化幅は８
／７である。

【００３４】次に、図７を参照してノイズシェーピング
ＡＤＰＣＭ変調処理を説明する。まず、７−１でＰＣＭ
データ（下位８ビットを切り捨てた振幅量子化音デー
タ）からＰＣＭ差分値△（９ビットデータ）を計算す
る。

【００３５】次に７−２で符号化される差分入力（図１
（Ａ）のＡＤＰＣＭ変調器３の入力に相当するデータ）
を演算する。ここに、ノイズシェーピング（ＮＳ）のモ
ードが０次のときは、ＰＣＭ差分値△から１サンプル前
の量子化誤差△′を引くことにより差分入力が得られる
（△＝△−△′）。１次のノイズシェーピングの場合
は、△＝△−２△′＋△″により、即ちＰＣＭ差分値△
から１サンプル前の量子化誤差△′の２倍を引き、２サ
ンプル前の量子化誤差△″を加えることで差分入力が得
られる。２次のノイズシェーピングを実行する場合に
は、

【数２】により、即ち、ＰＣＭ差分値△から１サンプル前の量子
化誤差△′の３倍を引き、２サンプル前の量子化誤差
△″の３倍を足し、３サンプル前の量子化誤差

【外１】を引くことにより差分入力値を得る。ただし、計算結果
の△が｜△｜＞２５５になったときは差分入力値を△＝
±２５５に設定する。

【００３６】次に７−３で｜△｜＞Ｍｍａｘかどうか、
即ち、差分入力の絶対値が現在のラインナンバーＭの音
データの最大値Ｍｍａｘを超えたかどうかをチェックす
る。超えてなければ、７−４に進む。７−４は差分符号
化器の動作である。即ち、９ビットの差分入力△を４ビ
ットの符号化差分音データＰ（ポインタ）に変換する。
この符号化は、差分入力△と現ラインＭの最大データ値
Ｍｍａｘとを用いて、｜Ｐ｜＝ＩＮＴ（（（｜△｜・７−３．５）／Ｍｍａｘ）＋０．５）により計算される。ここにＩＮＴ（）は（）内の小
数点以下を切り捨てることを示す。Ｐの符号ビットは△
の符号と一致する（ただし、｜Ｐ｜＝０のときは△の符
号にかかわらず正の符号ビットがつく）。

【００３７】次に７−５を実行する。７−５では量子化
誤差列のデータ移動（シフト動作）と今回の差分入力△
についての量子化誤差の評価である。量子化誤差は △′＝（△／｜△｜）・（Ｄ（Ｍ、｜Ｐ｜）−｜△｜）により計算される。即ち、ラインナンバーＭとポインタ
Ｐ（符号化差分値）の絶対値｜Ｐ｜とを用いて、正数用
ＡＤＰＣＭデータテーブルメモリ（図５）から該当する
復号化差分値の絶対値Ｄ（Ｍ、｜Ｐ｜）を取り出し、そ
れから符号化前（元）の差分入力△の絶対値｜△｜を引
き、その結果に＋１（△の符号ビットが“正”のとき）
か−１（△の符号ビットが“負”のとき）をかけること
により、（復号化差分値−元差分値）である量子化誤差
△′が計算される。

【００３８】ただし、１次か２次のノイズシェーピング
モードのときは、量子化誤差の計算に先立ち、データ移
動を行う。即ち、１次ノイズシェーピングの場合は、
△′の内容を△″に移し、２次ノイズシェーピングの場
合は△″の内容を

【外１】に移し、△′の内容を△″に移し、その後で量
子化誤差△′を計算する。

【００３９】次に７−６を実行する。７−６は量子化幅
を増大させるためのライン更新処理であり、ここでは、
ポインタの絶対値｜Ｐ｜が｜Ｐ｜≧５でラインナンバー
ＭがＭ＜２２ならばＭ＝Ｍ＋１によりラインをインクリ
メントする。ここに、｜Ｐ｜≧５を量子化幅増大の条件
としている点は入力波形に対する追従性をよくする効果
をもたらす。即ち、従来はポインタないし符号化差分デ
ータの値が、ラインの量子化幅（１ＬＳＢ幅）で表現で
きる最大または最小の数値（４ビット符号化の場合で＋
７＝０１１１（２進）か−７＝１００１（２進）とな
る）にならなければ、ラインのインクリメントないし量
子化幅の増分を行っていなかった。ここに示したよう
に、ポインタが最大または最小の数値に達するより前の
値（７−６でいえば５または−５）でラインをインクリ
メントすることにより、波形追従性が向上する。

【００４０】次に７−７を実行する。７−７は量子化幅
を減少するためのライン更新処理である。Ｐ＝０かつＭ
＞０ならばＭ＝Ｍ−１によってラインをデクリメントし
ている。７−３で｜△｜＞Ｍｍａｘのときは、７−６に
進み、ポインタＰをＰ＝±７に設定する。次に７−９で
量子化誤差△′の算出と誤差データの移動を行う。Ｄ
（Ｍ、｜Ｐ｜）の代りに、Ｍｍａｘが使用される点を除
き、７−９の処理は７−５の処理と同じである。次に７
−１０でＭ＜２２を条件としてＭ＝Ｍ＋１によりライン
のインクリメントを実行する。７−７または７−１０の
実行後、７−１１を実行する。７−１１は差分符号化デ
ータＰをＲＡＭ（図４の波形メモリ４６）に書き込む処
理である。

【００４１】次に７−１２でファイルに残りがあれば、
７−１に戻って以上述べた処理を繰り返し、ファイルエ
ンドならノイズシェーピングＡＤＰＣＭ変調プログラム
の実行は終了する。

【００４２】なお、図４の音データ記録装置において、
下位ビット切捨部４２を省略し、代りにノイズシェーピ
ングＡＤＰＣＭ変調部４４において、１６ビットのディ
ザ付加音データ入力を４ビットの符号化音データに量子
化するようにしてもよい。あるいは下位ビットの切捨て
の代りに丸め（四捨五入）を行ってもよい。この場合、
４ビット符号化差分値Ｐは｜Ｐ｜＝ＩＮＴ（（（△・７）／Ｍｍａｘ））＋０．５）で計算できる。以上のデータ圧縮処理の結果、波形メモ
リ４６には、サンプリング周波数ｆｓ＝５３０４Ｈｚ、
４ビット／サンプルの音データが記録されることにな
る。

【００４３】音データ再生装置（図８、９）図８にＡＤＰＣＭの復調を含む音データ再生装置の構成
例を示す。図８の音データ再生装置において、波形メモ
リ５０には、音データ記録装置（図４）の波形メモリ４
６に記録したのと同一のデータ（サンプリング周波数が
５３０４Ｈｚで４ビット／サンプルの符号化差分音デー
タ）が記録される。この波形メモリ５０からの符号化差
分音データはＡＤＰＣＭ復調部５２により復号化され
る。ＡＤＰＣＭ復調部５２は音データ記録装置のノイズ
シェーピングＡＤＰＣＭ変調部４４に含まれる復調部の
復号化差分音データ出力と同じものを出力する。このた
めに、ＡＤＰＣＭ復調部５２は、ノイズシェーピングＡ
ＤＰＣＭ変調部４４と同様の仕方で量子化幅を適合化す
る。例えば、上述したような変換テーブルを用いるノイ
ズシェーピングＡＤＰＣＭ変調部４４の場合には波形メ
モリ５０からの復号化差分音データと現在のラインナン
バーとによって変換テーブルをルックアップして復号化
差分音データを取り出すとともに、ノイズシェーピング
ＡＤＰＣＭ変調部４４におけるラインナンバーの更新法
と同じ方法でラインナンバーを適宜更新（デクリメント
またはインクリメント）する。

【００４４】ＡＤＰＣＭ復調部５２の符号化動作の詳細
を図９に示す。波形メモリ５０から読み出した符号化差
分データＰの符号を９−１でチェックする。Ｐ≧０な
ら、図５に示す正数用のテーブルを選択し（９−２）、
Ｐ＜０なら図６に示す負数用のテーブルを選択する。次
に、選択したテーブルから、ラインＭとポインタＰに対
するデータＤ（Ｍ、Ｐ）を取り出し、Ｄにセットする
（９−３、９−６）。テーブルデータは符号ビット（Ｍ
ＳＢ）を省略した復号化差分データなので、符号化差分
データＰの符号ビットに合わせて、Ｄに符号ビットを付
ける（９−４、９−７）。続いて、ライン更新９０を実
行する。即ち、｜Ｐ｜≧５かつＭ０＜２２なら（９−
８）、Ｍ＝Ｍ＋１によりラインをインクリメントし（９
−９）、Ｐ＝０かつＭ＞０なら（９−１０）、Ｍ＝Ｍ−
１によりラインをインクリメントする。

【００４５】ＡＤＰＣＭ復調部５２から出力される復号
化差分音データの最大有効ビット数は９である。この復
号化差分音データを単純に積分すれば、ノイズシェーピ
ングＡＤＰＣＭ変調部４４の入力に相当する音データが
復元される。ノイズシェーピングの作用により、積分出
力にはＡＤＰＣＭ変調部４４の入力である信号成分に、
ＡＤＰＣＭ変調部４４での量子化誤差がそのまま重畳す
るのでなくノイズシェーピング関数で低域を減衰させた
ものが雑音成分として重畳する。

【００４６】図８の積分・補間フィルタ５４ではこのよ
うな積分処理とともに、データの時間軸方向での圧伸、
即ち、オーバーサンプリングのために、補間処理を行っ
ている。例えば、オーバーサンプリング比として、４を
選ぶと波形メモリ５０にある音データのサンプリング周
波数は５３０４Ｈｚであるので、この４倍オーバーサン
プリングにより、フィルタ５４出力データのサンプリン
グ周波数は２１２１６Ｈｚとなる。この場合、積分・補
間フィルタ５４である積分４倍オーバーサンプリング補
間フィルタは、フィルタ５４入力、即ち、ＡＤＰＣＭ復
調部５２出力をｄｉｆ（ｎ）、フィルタ５４出力をｓｏ
ｕｎｄ（４ｎ＋ｋ）（ここにｋ＝０，１，２，３）とし
て、例えば、ｓｏｕｎｄ（４ｎ）＝ｓｏｕｎｄ（４ｎ−１）＋ｄｉｆ（ｎ）ｓｏｕｎｄ（４ｎ＋１）＝ｓｏｕｎｄ（４ｎ）＋ｄｉｆ（ｎ）ｓｏｕｎｄ（４ｎ＋２）＝ｓｏｕｎｄ（４ｎ＋１）＋ｄｉｆ（ｎ）ｓｏｕｎｄ（４ｎ＋３）＝ｓｏｕｎｄ（４ｎ＋２）＋ｄｉｆ（ｎ）に示すような、積分・４点直線補間演算を行なうことが
できる。このフィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）を示すと、Ｈ（ｚ）＝（１＋ｚ^-1＋ｚ^-2＋ｚ^-3）²／４となる。この結果、積分・補間フィルタ５４の音データ
出力は、最大１０ビット、サンプリング周波数２１２１
６Ｈｚとなる。なお、ｓｏｕｎｄ（）の始めの方のデ
ータは、再生時におけるクリップ音防止のために０に初
期化される。

【００４７】次に、移動平均デジタルフィルタ５６で音
データからディザ成分を除去する。これまで述べた数値
例では、周期性ディザ周波数は２６５２Ｈｚであり、移
動平均デジタルフィルタ５６の入力データ、即ち、積分
・補間フィルタ５４の出力データのサンプリング周波数
は２１２１６Ｈｚ（ディザ周波数の８倍）であるので、
移動平均デジタルフィルタ５６として８点移動平均フィ
ルタを使用する。この場合、フィルタ５６は、ｓｏｕｎｄ(0)＝ｓｏｕｎｄ(0)＋ｓｏｕｎｄ(1)＋……ｓｏｕｎｄ(7) ｓｏｕｎｄ(1)＝ｓｏｕｎｄ(1)＋ｓｏｕｎｄ(2)＋……ｓｏｕｎｄ(8) の処理を行なう。これにより記録系で音データに混入し
たディザ成分を完全に除去できる。また、ＡＤＰＣＭ変
調による量子化ノイズや、フイルタ５４の補間ノイズの
うち、２６５２Ｈｚ付近の成分を減衰できる。

【００４８】８点移動平均フィルタ５６の出力データは
１３ビットとなる。増幅部（乗算部）５８では、これを
更に増幅して、ＤＡＣ６０のフルスケールに相当する振
幅、例えば１６ビットフル振幅になるようにする。この
ようにして伸長再生したデジタル音データを変換周波数
２１２１６Ｈｚ、１６ビット分解能のＤＡＣ６０に入力
してアナログ信号に変換し、更に、ＬＰＦ６２に通すこ
とにより、アナログ音を再生する。

【００４９】音データ再生装置の応用例（図１０、１
１）図８で述べたような音データ再生装置は電子楽器の音源
に利用できる。この場合、波形メモリ５０には音色の豊
富化のために多数の音データが用意されることが望まれ
る。また、ＡＤＰＣＭ復調部５２、積分・補間フイルタ
５４、移動平均フィルタ５６、増幅部５８等における処
理は、プログラム制御の下にＣＰＵを動作させることに
よって実現できる。音データ再生装置を電子楽器に組み
込んだ場合のハード構成の主要部を図１０に参照番号１
００で示す。プログラムＲＯＭ１０２にプログラムが記
憶される。波形データＲＯＭ１０８には種々の音のデー
タが記憶される。ＲＡＭ１１０は、音再生処理のための
作業エリアを含む。割込タイマー１０６はＤＡＣ１１４
の変換周期に相当する周期、例えば1/20ＫＨｚの周期で
ＣＰＵ１０４に割込を要求し、ＣＰＵ１０４に音再生処
理ルーチン（割込ルーチン）を実行させる。

【００５０】動作において、鍵盤１１２で押鍵がある
と、ＣＰＵ１０４はそれを検知し、押鍵に対する音発生
のため再生チャンネルを割当て、波形データメモリ１０
８における該当する音データの先頭をロケートする。以
降、割込タイマー１０２につづく音再生処理ルーチン中
の該当チャンネル再生ルーチンにおいて、波形データメ
モリ１０８から音データを読み出し、ＡＤＰＣＭ復調処
理、積分・補間フイルタリング処理、移動平均フイルタ
リング処理、増幅処理を実行してチャンネル再生データ
を生成する。生成したチャンネル再生データは音再生処
理ルーチンの始めにすべての再生チャンネルデータを足
し合わせた形式でＤＡＣ１１４に転送される。ＤＡＣ１
１４はこれをアナログ信号に変換し、サウンドシステム
１１６に通して音を再生する。

【００５１】図１１にチャンネル再生ルーチンのフロー
を示す。ＡＤＰＣＭ復調・積分・補間ルーチン２００に
おいて、音データメモリから該当する符号化差分音デー
タを４倍オーバーサンプリングのために、４回のパスに
つき１回の割合で取り出し、それを復号化する。復号化
１１−Ａの詳細は図９について既に述べた。復号化の結
果Ｄを毎回、ＳＤに加えて積分を実行する。移動平均増
幅ルーチン３００ではルーチン２００からの新たな積分
値ＳＤ（４倍オーバーサンプリング直線補間積分値）
と、ＢＵＦ（）にある過去７個の積分値サンプルを足
し合わせて８点移動平均フィルタリングを行ないその結
果ＡＶを増幅率ａで増幅（乗算）する。更に、ルーチン
２００からの積分値サンプルＳＤをＢＵＦ（）上の格
納場所ｎに格納し、次回のパスのために格納場所を更新
する。チャンネル再生ルーチンの実行結果（チャンネル
再生音データ）はＡＶによって示される。

【００５２】変形例以上で実施例の説明を終えるが、この発明の範囲内で種
々の変形、応用が可能である。例えば、上記実施例では
ＡＤＰＣＭの変調と復調においてラインとポインタ（符
号化差分データ）とを引数（ａｒｇｕｍｅｎｔ）として
復号化差分データを返す変換テーブル（図５、図６）を
用いているが、これに代え、ラインナンバーから量子化
幅あるいは最大値Ｍｍａｘを返すテーブルを用いてもよ
い。あるいは、量子化幅または最大値Ｍｍａｘをライン
ナンバーＭを用いて直接計算できる場合は、直接計算に
よって復号化差分値を求めることができる。例えば、図
５と図６の変換テーブルの場合、ＭｍａｘとラインＭと
の間に、Ｍ＝０〜１７の範囲でＭｍａｘ＝７＋（（Ｍ・Ｍ＋１）／２）Ｍ＞１７に対して、Ｍｍａｘ＝７＋（（Ｍ・Ｍ＋１）／２）＋（１７−Ｍ）の関係がある。この関係を利用した復号化処理のフロー
を図１２に示す。１２−１で上記関係式に従って、ライ
ンナンバーＭからＭｍａｘを計算する。１２−２で、符
号化４ビットの最大値＝２^4-1−１＝７を用いて、Ｗ＝
Ｍｍａｘ／７により量子化幅を計算する。次に（１２−
３）Ｄ＝ＲＯＵＮＤ（Ｐ・Ｗ）により、復号化差分値Ｄ
を計算する（ここにＲＯＵＮＤ（）は（）内の値の
小数点以下の丸めを表わす）。最後に（１２−４）、ラ
インＭを更新する。この更新処理は図９のライン更新９
０と同様である。

【００５３】また、上記実施例の音データ再生装置では
オーバーサンプリングのための補間として単純な直線補
間を行っているが、より精度の高い補間を行うことも可
能である。また、オーバーサンプリング比を４として例
示したが、これに限らず、使用する音データ再生装置の
データ処理能力の範囲内で、より高いオーバーサンプリ
ングを実行してもよく、それにより、ノイズシェーピン
グのついた雑音成分を含む再生音信号を後置ＬＰＦに通
したときの残留雑音パワーを一層低減でき、ＳＮ費を改
善できる。更にこの発明は電子楽器に限らず音声通信に
も応用できる。

【００５４】

【発明の効果】本発明によれば、ノイズシェーピングに
て低域の量子化ノイズを抑制する一方で、復号化された
後にオーバーサンプリング再生して量子化ノイズを広帯
域に分散させる為、再生音のＳＮ比改善を図ることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明による音データ符号化装置の基本構成
を示すブロック図。

【図２】ＡＤＰＣＭ変調による再量子化ノイズに１次の
ノイズシェーピングをつける構成を示すブロック図。

【図３】ＡＤＰＣＭ変調による再量子化ノイズに２次の
ノイズシェーピングをつける構成を示すブロック図。

【図４】この発明の特徴を組み込んだ音データ記録装置
の全体構成を示すブロック図。

【図５】４ビット符号化のＡＤＰＣＭで使用する正数用
のＡＤＰＣＭデータテーブルを示す図。

【図６】負数用のＡＤＰＣＭデータテーブルを示す図。

【図７】ノイズシェーピング付のＡＤＰＣＭ変調処理の
フローチャート。

【図８】音データ再生装置の全体構成を示すブロック
図。

【図９】符号化差分音データをＡＤＰＣＭ復調によって
復号化する処理のフローチャート。

【図１０】音データ再生装置を組み込んだ電子楽器のハ
ード構成を示すブロック図。

【図１１】図１０のＣＰＵによって実行されるチャンネ
ル音再生ルーチンのフローチャート。

【図１２】復号化処理の変形を示すフローチャート。

【図１３】従来のＡＤＰＣＭ方式の基本構成を示すブロ
ック図。

【符号の説明】

１微分器２演算器３ＡＤＰＣＭ変調器４量子化誤差算出器５誤差列記憶部Ｘ振幅量子化音データ入力Ｙ振幅量子化再生音データ出力１０音データフィルタ１２減算器１４ＡＤＰＣＭ１６減算器１８誤差フィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03M 7/36

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】振幅が量子化された音データを差分符号
化・復号化して再生する音データ処理方法において、差分入力される音データの変化に応じて適応化された量
子化幅にて当該差分入力される音データを符号化して符
号化差分データを生成する適応符号化過程と、前記適応符号化過程にて生成される符号化差分データに
含まれる量子化誤差の低域パワースペクトルを抑制する
ノイズシェーピング過程と、前記ノイズシェーピング過程にて量子化誤差の低域パワ
ースペクトルが抑制された符号化差分データを適応量子
化幅で復号化して復号化差分データを生成する適応復号
化過程と、前記適応復号化過程にて生成される復号化差分データに
含まれる量子化誤差のパワースペクトルを広帯域に分散
させて再生するオーバーサンプリング再生過程とを具備
することを特徴とする音データ処理方法。
【請求項２】振幅が量子化された音データを差分符号
化・復号化して再生する音データ処理装置において、差分入力される音データの変化に応じて適応化された量
子化幅にて当該差分入力される音データを符号化して符
号化差分データを出力する適応符号化手段と、前記適応符号化手段から出力される符号化差分データに
含まれる量子化誤差の低域パワースペクトルを抑制する
ノイズシェーピング手段と、前記ノイズシェーピング手段によって量子化誤差の低域
パワースペクトルが抑制された符号化差分データを適応
量子化幅で復号化して復号化差分データを出力する適応
復号化手段と、前記適応復号化手段から出力される復号化差分データに
含まれる量子化誤差のパワースペクトルを広帯域に分散
させて再生するオーバーサンプリング再生手段とを具備
することを特徴とする音データ処理装置。