JP2526510B2

JP2526510B2 - 無線デ―タ通信装置

Info

Publication number: JP2526510B2
Application number: JP26510993A
Authority: JP
Inventors: 秀穂富田; 雅博大城; 之綱古谷
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1993-10-22
Filing date: 1993-10-22
Publication date: 1996-08-21
Anticipated expiration: 2011-08-21
Also published as: US5748668A; US5625639A; JPH07123025A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、無線ＬＡＮ(local are
a network)等のスペクトル拡散方式による構内無線通信
用の無線データ通信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトル拡散方式は、無線ＬＡＮシス
テム等の構内無線通信システムや微弱電波による通信手
段として広く使用されようとしている。スペクトル拡散
方式は、例えば、特開平２−２９９３３４号公報や特開
平３−２３８９４３号公報に開示されている。スペクト
ル拡散方式としては、直接拡散方式（ＤＳ方式）、周波
数ホッピング方式（ＦＨ方式）もしくは両者の混合方式
等があるが、通常ＤＳ方式がよく用いられている。

【０００３】図６にＤＳ方式の場合の送信側の構成を示
す。図において、１００はシリアル情報信号をｎ（ここ
で、ｎは２以上の整数）ビットのパラレル信号に変換す
るシリアル・パラレル変換器、２００はシリアル・パラ
レル変換器の出力ｎビットを情報変調する情報変調器、
３００は拡散符号発生器、４００は情報変調器２００の
出力を拡散符号発生器３００の拡散符号でスペクトル拡
散する乗算器、５００は無線部、６００はアンテナを示
す。

【０００４】ここで、シリアル・パラレル変換器１００
の入力信号である情報信号をａ（ｔ）、情報変調器２０
０の出力信号をｂ（ｔ）、スペクトルを拡散する信号を
ｃ（ｔ）、スペクトル拡散後の信号をｓ（ｔ）とする
と、ｓ（ｔ）＝ｂ（ｔ）×ｃ（ｔ）となる。また情報信
号ａ（ｔ）のデータレートをＲａ（ビット／ｓ）、情報
変調された信号ｂ（ｔ）のシンボルレートをＲｂ（シン
ボル／ｓ）、拡散信号ｃ（ｔ）のチップレートをＲｃ
（チップ／ｓ）、スペクトル拡散後の信号ｓ（ｔ）の帯
域幅をＷ（Ｈｚ）、スペクトル拡散率をＫ、情報変調器
２００の多値化指数をｍ（図示の例ではｎ＝ｍである）
とすると、Ｗ＝２Ｒｃ、Ｋ＝Ｒｃ／Ｒｂ、Ｒａ＝ｍＲｂ＝ｎＲｂ（１）関係が成り立つ。（１）式より情報信号のデータレート
は、（２）式で表される。

【０００５】Ｒａ＝ｎＷ／２Ｋ（２）無線ＬＡＮ等の構内無線通信システムにおいては、有線
ＬＡＮとの整合性より情報信号の高速化が求められてい
る。（２）式より情報信号の高速化を図るには、つぎの
方法が考えられる。拡散帯域幅Ｗを広くとる。スペクトル拡散率Ｋを小さくする。情報変調の多値化を行う。（ｍ→ｎを大きくする。）このうち、及びについては通常制限をうけるため
（国内のＩＳＭバンド無線ＬＡＮでは帯域幅Ｗ≦２６Ｍ
Ｈｚ、拡散率Ｋ≧１０）高速化を図るためには、の情
報変調の多値化を行うことになる。従来、ＤＳ方式の情
報変調としては直交フェーズシフトキーイングＱＰＳＫ
（ｍ＝２）が用いられているが、更に多値化を行う方法
としては８ＰＳＫ（ｍ＝３）、１６ＰＳＫ（ｍ＝４）あ
るいは１６直交振幅変調ＱＡＭ（ｍ＝４）等がある。こ
れらの方法により情報信号のデータレートＲａは（２）
式より各々Ｒａ＝Ｗ／Ｋ、Ｒａ＝１．５Ｗ／Ｋ（８ＰＳＫ（ＱＰＳＫの１．５倍の高速化）の場合）、Ｒａ＝２Ｗ／Ｋ（１６ＰＳＫ、１６ＱＡＭ（ＱＰＳＫの２倍の高速化）の場合）（３）となる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これら
従来技術による高速化では次のような問題がある。まず
８ＰＳＫあるいは１６ＰＳＫではＱＰＳＫに比べ信号距
離が小さくなる（信号点位相差がπ／４→π／８→π／
１６と小さくなる）ため、信号対雑音比Ｓ／Ｎが同一条
件下ではビット誤り率が多値化指数ｍの大きさに比例し
て劣化する。このためＰＳＫによる多値化では誤り訂正
を併用することになるが、この場合情報信号のデータレ
ートは誤り訂正の符号化率だけ低くなる。

【０００７】次に無線ＬＡＮ等の構内無線通信システム
では、サービスエリアとして１０ｃｍ〜１００ｍ程度の
範囲をカバーできることが要求される。今、室内での伝
搬モデルとしてＮＴＴモデルを用いて、上記要求を満足
するために必要なダイナミックレンジを求めると約６０
ｄＢとなる。このため位相情報の他に振幅情報も用いる
１６ＱＡＭでは、誤り率の劣化を防ぐため約６０ｄＢも
の広い範囲に亘り受信側無線部のリニアリティを確保す
る必要があり、これによる無線部のコスト高という問題
が生じる。

【０００８】本発明の課題は、上述したようなダイレク
トシーケンス・スペクトル拡散（ＤＳ−ＳＳ）方式によ
る無線データ通信装置において、上述の従来技術の問題
を回避でき、且つ同等以上の高速化を可能にする無線デ
ータ通信装置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、シリア
ル情報信号をｎ（ここで、ｎは２以上の整数）ビットの
パラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換器と；
該パラレル信号のｎビットのうちｍ（ここで、ｍはｎよ
り小の１以上の整数）ビットを受け、情報変調を行う情
報変調器と；２^(n-m)個のスペクトル拡散用符号を持
ち、前記パラレル信号のｎビットのうち残りの（ｎ−
ｍ）ビットを受けて、この（ｎ−ｍ）ビットの状態に対
応する、前記２^(n-m)個のスペクトル拡散用符号のうち
の一つを、選択された拡散符号として選択的に出力する
拡散符号選択出力手段と；前記情報変調器の出力を前記
選択された拡散符号でスペクトル拡散するスペクトル拡
散手段と；を有することを特徴とする無線データ通信装
置が得られる。

【００１０】更に本発明によれば、シリアル情報信号を
（ｍ＋ｕ＋ｖ）（ここで、ｍ、ｕ、及びｖはそれぞれ１
以上の整数）ビットのパラレル信号に変換するシリアル
・パラレル変換器と；該パラレル信号の（ｍ＋ｕ＋ｖ）
ビットのうちｍビットを受け、情報変調を行う情報変調
器と；２^u個の第１のスペクトル拡散用符号を持ち、前
記パラレル信号の残りの（ｕ＋ｖ）ビットのうちのｕビ
ットを受けて、このｕビットの状態に対応する、前記２
^u個の第１のスペクトル拡散用符号のうちの一つを、第
１の選択された拡散符号として選択的に出力する第１の
拡散符号選択出力手段と；２^v個の第２のスペクトル拡
散用符号を持ち、前記パラレル信号の残りのｖビットを
受けて、このｖビットの状態に対応する、前記２^v個の
第２のスペクトル拡散用符号のうちの一つを、第２の選
択された拡散符号として選択的に出力する第２の拡散符
号選択出力手段と；前記情報変調器の出力を前記第１及
び前記第２の選択された拡散符号でスペクトル拡散する
スペクトル拡散手段と；を有することを特徴とする無線
データ通信装置が得られる。

【００１１】

【実施例】次に本発明の実施例について図面を参照して
説明する。

【００１２】図１は本発明の第一の実施例を示す。図に
おいて１０はシリアル情報信号をｎ（ここで、ｎは２以
上の整数）ビットのパラレル信号に変換するシリアル・
パラレル変換器、２０はシリアル・パラレル変換器１０
の出力ｎビットのうちｍ（ここで、ｍはｎより小の１以
上の整数）ビットを情報変調する情報変調器、３０は２
^(n-m)個の拡散符号を発生する拡散符号発生器、４０は
シリアル・パラレル変換器１０の出力ｎビットのうち残
りの（ｎ−ｍ）ビットの状態に応じて拡散符号発生器３
０の２^(n-m)個の拡散符号のうちの１つを選択する拡散
符号選択器、５０は情報変調器２０の出力を拡散符号選
択器４０で選択した１つの拡散符号でスペクトル拡散す
る乗算器、６０は無線部、７０はアンテナを示す。

【００１３】今、ｎ＝４ビット、情報変調としてＱＰＳ
Ｋ（ｍ＝２ビット）の場合について説明する。まずシリ
アル情報信号をシリアル・パラレル変換器１０で、４ビ
ットのパラレル信号に変換する。このうち２ビットを情
報変調器２０でＱＰＳＫ変調する。次に拡散符号選択器
４０によりシリアル・パラレル変換器１０の出力の残る
２ビットの状態に応じて、拡散符号発生器３０の４個の
拡散符号のうちの１つを選択する。そして情報変調器２
０の出力と、選択した１つの拡散符号Ｃｉ（ｉ＝１〜ｋ
＝４）を乗算器５０で乗算し無線部６０及びアンテナ７
０を介してスペクトル拡散した信号を送信する。

【００１４】ここで、本発明による情報信号のデータレ
ート（Ｒａ）、ＱＰＳＫ変調された信号のシンボルレー
ト（Ｒｂ）、拡散信号のチップレート（Ｒｃ）、スペク
トル拡散後の信号の帯域幅（Ｗ）、スペクトル拡散率
（Ｋ）および情報信号の多値化指数ｍの関係はＷ＝２Ｒｃ、Ｋ＝Ｒｃ／Ｒｂ、Ｒａ＝ｍＲｂ＋（ｎ−ｍ）Ｒｂ＝ｎＲｂ（４）となる。（４）式よりｎ＝４、ｍ＝２の場合はＲａ＝２
Ｗ／Ｋとなる。従って、（３）式よりｎ＝４、ｍ＝２の
場合では拡散帯域幅Ｗ及びスペクトル拡散率Ｋが同一条
件であれば、情報変調がＱＰＳＫのままでも情報信号の
データレートを従来技術の２倍に高速化できることにな
る。

【００１５】上の説明はｎ＝４の場合であるが、更に高
速化を行うには情報変調はＱＰＳＫ（ｍ＝２）のままで
ｎ＝６（３倍の高速化）あるいはｎ＝８（４倍の高速
化）…とすればよい。即ちｎを大きくすることにより従
来技術のｎ／２倍に高速化が可能になる。但し、高速化
に伴って用いる拡散符号の数を２^(n-2)に従って増やす
ことになる。

【００１６】しかも、本発明では、情報変調としてＱＰ
ＳＫのままで高速化が図れるため、前記１６ＰＳＫの場
合のビット誤り率の劣化や１６ＱＡＭの場合の無線部リ
ニアリティ確保の問題は回避できることになる。

【００１７】図２は本発明の第二の実施例を示す。

【００１８】図２においては、１１はパラレル情報信号
をｎ＝ｍ＋ｕ＋ｖ（ここで、ｍ、ｕ、及びｖはそれぞれ
１以上の整数）ビットのパラレル信号に変換するシリア
ル・パラレル変換器、２１はシリアル・パラレル変換器
１１のｎビット出力のうちｍビットを情報変換する情報
変調器、３１および３２は各々相異なる２^uおよび２^v
個の拡散符号を発生する拡散符号発生器、４１および４
２はシリアル・パラレル変換器１１の出力ｎビットの残
りのｕビットおよびｖビットの各々の状態に対応して拡
散符号発生器３１および３２から各々該当する１つの拡
散符号を選択する拡散符号選択器、５１および５２は情
報変調器２１の出力を拡散符号選択器４１および４２で
選択した各々１個の拡散符号でスペクトル拡散する乗算
器、６１は乗算器５１および５２の出力を直交変調する
直交変調器を含む無線部、７１はアンテナを示す。

【００１９】今、ｎ＝６、ｍ＝２、ｕ＝ｖ＝２の場合、
即ち情報変調器２１としてＱＰＳＫ（ｍ＝２）を、拡散
符号器３１及び３２として各々４個の相異なる拡散符号
セット（合計で８個の拡散符号）を有する場合を例にと
ると、情報信号のデータレートは（４）式よりＲａ＝３
Ｗ／Ｋとなり、従来技術の３倍の高速化となる。第二の
実施例においても更に高速化を図るには、第一の実施例
と同様情報変調をＱＰＳＫのままでｎ＝８（４倍の高速
化）あるいはｎ＝１０（５倍の高速化）…とすればよい
即ち、ｎの値を大きくすることにより従来技術のｎ／２
倍の高速化が可能になる。但し、第一の実施例と同様、
高速化に伴って用いる拡散符号の数を２^u＋２^vに従っ
て増やすことになる。

【００２０】ここで、必要となる拡散符号の数は本実施
例のほうが第一の実施例より少なくて済む。今、ｕ＝ｖ
とすると本実施例で必要な拡散符号の数はｎ＝ｕ＋ｖ＋
ｍ＝２ｕ＋２であるから、２^u＋２^v＝２^m/2である。
一方、第二の実施例では２^(n-2)である。下表に情報変
調がＱＰＳＫの場合について、両実施例におけるｎの値
と対応する拡散符号の数を示す。

【００２１】図３に図１の第一の実施例に対応する受信側の構成例を
示す。この受信側の構成は、アンテナ１と、直交復調器
を含む無線部２と、Ａ／Ｄ（アナログ・デジタル）変換
器３と、マッチドフィルタ４と、図１の送信側で用いた
拡散符号セットＣｉを発生する拡散符号発生器５と、受
信信号より送信側のシンボルタイミングを抽出する同期
回路６と、最大値検出器７と、情報復調器８と、パラレ
ル・シリアル変換器９とから成る。

【００２２】ここで第一の実施例で説明したｎ＝４の場
合について動作を説明する。アンテナ１で受信された信
号を、無線部２で直交復調し、Ａ／Ｄ変換器３でデジタ
ル信号に変換する。次に、マッチドフィルタ４で前記デ
ジタル信号と拡散符号発生器５からの拡散符号セットＣ
ｉ（ｉ＝１〜ｋ＝４）との相関をとる。この結果得られ
る４個の相関値について、そのうちの最大値を最大値検
出器７で検出することにより、送信側で各シンボル毎に
拡散符号選択器４０で選択された拡散符号を推定する。
そして、推定された拡散符号に対応する２ビットをデコ
ードすることにより、送信側のシリアル・パラレル変換
器１０の（ｎ−ｍ）ビットが得られる。

【００２３】一方、４個の相関値のうち最大値に対応し
て得られる情報復調器８の復調結果により、送信側のシ
リアル・パラレル変換器１０のｍビットが得られ、これ
により情報信号ｎビットが求められることになる。ここ
で、拡散符号発生器５の拡散符号Ｃｉの切り替えタイミ
ング、最大値検出器７の最大値検出タイミングおよび情
報復調器８の復調タイミングは全て同期回路６により抽
出されるシンボルタイミングに同期していいる。

【００２４】次に本発明で用いる拡散符号について説明
する。

【００２５】無線ＬＡＮ等の構内無線通信システムにお
いては、耐マルチパス特性が通信品質を左右するため、
本発明ではマルチパス環境下でも誤り率劣化を生じない
拡散符号を用いる。

【００２６】ここで、図３の受信側の構成例で説明した
ように、相関検出器としてマッチドフィルタ４を用いる
ため、同期回路６で抽出するシンボルタイミングの同期
点における逆拡散信号情報のみがあれば、受信側の最大
値検出器７の最大値検出動作および情報変調器８の復調
動作が可能となる。従って、本発明に用いるマルチパス
を考慮した拡散符号セットＣｉは次の条件を満たせばよ
いことになる。

【００２７】条件図４（ａ）に示す自己相関は下記
の数１で表され、

【００２８】

【数１】

【００２９】この自己相関は図５（ａ）に示すように同
期点（τ＝０）以外で小さいこと。

【００３０】条件図４（ｂ）に示す相互相関は下記
の数２で表され、

【００３１】

【数２】

【００３２】この相互相関は同期点（τ＝０）も含めて
小さいこと。あるいは、２次元符号の場合の図５（ｂ）
に示すように同期点（τ＝０）とその近傍で小さいこ
と。但し、それ以外の範囲での相関値は自己相関のピー
ク値（同期点での自己相関値）より小さいこと。ここ
で、同期点近傍とは室内での遅延分散（約１００ｎｓ程
度）に対し十分余裕がある範囲とする。

【００３３】条件極性バランスがとれていること。
即ち、図５（ａ）に示した１次元符号の場合では＋１と
−１の合計数のバランスがとれていること。

【００３４】本発明においては、条件，およびを
満足する拡散符号Ｃｉとして１次元符号もしくは２次元
符号（複素数）とすることが考えられる。拡散符号Ｃｉ
を１次元符号とすれば、送信側の乗算器５０（５１、５
２）および受信側のマッチドフィルタ４の構成が簡易と
なり有利である。

【００３５】一方、拡散符号Ｃｉ間の相互相関および同
期点（τ＝０）以外の自己相関は可能な限り小さいほう
が耐マルチパス特性上有利である。それには拡散符号Ｃ
ｉを１次元符号とするよりは２次元符号（複素数）とし
た方が、上記条件を満たす拡散符号Ｃｉが得られる可能
性が高い。これは、符号長をｋ（ｋは拡散率Ｋで決ま
る。）とすると１次元符号の場合の候補となり得る拡散
符号の総数は２_kであるが、２次元符号の場合では候補
となり得る拡散符号の総数が２_2k以上となることによ
る。但し、拡散符号Ｃｉとして２次元符号を用いる場
合、送信側の乗算器５０（５１、５２）および受信側の
マッチドフィルタ４は複素演算を行う必要があり、構成
が複雑になる。

【００３６】これを回避するため本発明では、拡散符号
Ｃｉ＝ｐ＋ｊｑとして図５（ｂ）に示すように、（ｐ、
ｑ）の取り得る値を（１、０）、（０、１）、（−１、
０）、（０、−１）の４点に限定する。即ち、拡散符号
Ｃｉは（１、ｊ、−１、−ｊ）のいずれかをとる符号列
となる。拡散符号を以上のように規定すると、任意の複
素数Ａと拡散符号Ｃｉとの乗算はＡ×１ …そのままＡ×ｊ …９０°回転（Ｉ←→Ｑ入れ替え操作）Ａ×−１…１８０°回転Ａ×−ｊ…−９０回転（Ｉ←→Ｑ入れ替え操作）であるため、送信側の乗算器５０（５１、５２）および
受信側のマッチドフィルタ４が、複素演算を行う必要が
なくなり１次元符号の場合と同程度の回路構成で可能と
なる。

【００３７】本発明では情報変調としてＱＰＳＫに限定
するものではなく、コスト高になっても高速化を最優先
させたい場合には８ＰＳＫあるいは１６ＰＳＫ等による
多値化を可能にすることは言うまでもない。この場合、
従来技術では実現できない高速化が可能となる。

【００３８】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、拡散帯域
幅およびスペクトル拡散率が限定されている場合におい
ても、耐マルチパス特性を考慮した複数の拡散符号を情
報信号に応じて選択し、情報変調した信号をスペクトル
拡散する手段により、情報変調の多値化を行うことなし
に高速化が図れる。このため、従来の情報変調の多値化
による高速化で生じる、誤り率劣化あるいは無線部のリ
ニアリティ確保といった問題は回避できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一の実施例のブロック図である。

【図２】本発明の第二の実施例のブロック図である。

【図３】図１の実施例に対応する受信側の構成例を示す
ブロック図である。

【図４】図１及び図２の動作を説明するための図であ
る。

【図５】図１及び図２の動作を説明するための図であ
る。

【図６】従来例のブロック図である。

【符号の説明】

１０シリアル・パラレル変換器２０情報変調器３０拡散符号発生器４０拡散符号選択器５０乗算器６０無線部７０アンテナ１１シリアル・パラレル変換器２１情報変調器３１拡散符号発生器３２拡散符号発生器４１拡散符号選択器４２拡散符号選択器５１乗算器５２乗算器６１無線部７１アンテナ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】シリアル情報信号をｎ（ここで、ｎは２
以上の整数）ビットのパラレル信号に変換するシリアル
・パラレル変換器と；該パラレル信号のｎビットのうち
ｍ（ここで、ｍはｎより小の１以上の整数）ビットを受
け、情報変調を行う情報変調器と；２^(n-m)個のスペク
トル拡散用符号を持ち、前記パラレル信号のｎビットの
うち残りの（ｎ−ｍ）ビットを受けて、この（ｎ−ｍ）
ビットの状態に対応する、前記２^(n-m)個のスペクトル
拡散用符号のうちの一つを、選択された拡散符号として
選択的に出力する拡散符号選択出力手段と；前記情報変
調器の出力を前記選択された拡散符号でスペクトル拡散
するスペクトル拡散手段と；を有することを特徴とする
無線データ通信装置。
【請求項２】前記拡散符号選択出力手段は、前記２^(n-m)個のスペクトル拡散用符号を発生する拡散
符号発生器と；前記パラレル信号のｎビットのうち残り
の（ｎ−ｍ）ビットを受けて、この（ｎ−ｍ）ビットの
状態に対応する、前記２^(n-m)個のスペクトル拡散用符
号のうちの一つを、前記選択された拡散符号として選択
する拡散符号選択器と；を有することを特徴とする請求
項１に記載の無線データ通信装置。
【請求項３】スペクトル拡散用符号として２次元のも
のを用いる請求項１又は２に記載の無線データ通信装
置。
【請求項４】シリアル情報信号を（ｍ＋ｕ＋ｖ）（こ
こで、ｍ、ｕ、及びｖはそれぞれ１以上の整数）ビット
のパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換器
と；該パラレル信号の（ｍ＋ｕ＋ｖ）ビットのうちｍビ
ットを受け、情報変調を行う情報変調器と；２^u個の第
１のスペクトル拡散用符号を持ち、前記パラレル信号の
残りの（ｕ＋ｖ）ビットのうちのｕビットを受けて、こ
のｕビットの状態に対応する、前記２^u個の第１のスペ
クトル拡散用符号のうちの一つを、第１の選択された拡
散符号として選択的に出力する第１の拡散符号選択出力
手段と；２^v個の第２のスペクトル拡散用符号を持ち、
前記パラレル信号の残りのｖビットを受けて、このｖビ
ットの状態に対応する、前記２^v個の第２のスペクトル
拡散用符号のうちの一つを、第２の選択された拡散符号
として選択的に出力する第２の拡散符号選択出力手段
と；前記情報変調器の出力を前記第１及び前記第２の選
択された拡散符号でスペクトル拡散するスペクトル拡散
手段と；を有することを特徴とする無線データ通信装
置。
【請求項５】前記第１の拡散符号選択出力手段は、前記２^u個の第１のスペクトル拡散用符号を発生する第
１の拡散符号発生器と；前記パラレル信号の前記残りの
（ｕ＋ｖ）ビットのうちのｕビットを受けて、このｕビ
ットの状態に対応する、前記２^u個の第１のスペクトル
拡散用符号のうちの一つを、前記第１の選択された拡散
符号として選択する第１の拡散符号選択器と；前記２^v
個の第２のスペクトル拡散用符号を発生する第２の拡散
符号発生器と；前記パラレル信号の前記残りのｖビット
を受けて、このｖビットの状態に対応する、前記２^v個
の第２のスペクトル拡散用符号のうちの一つを、前記第
２の選択された拡散符号として選択的に出力する第２の
拡散符号選択器と；を有することを特徴とする請求項４
に記載の無線データ通信装置。
【請求項６】前記スペクトル拡散手段の出力を直交変
調する直交変調手段を更に有することを特徴とする請求
項４又は５に記載の無線データ通信装置。