JP4771646B2 - ゴレイ相補系列変調によるスペクトラム拡散ディジタル通信方法、送信機および受信機 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、変調および復調方法と、特に、スペクトラム拡散技術の使用が必要であるか、好ましい場合、任意の伝送手段によりデータの送受信が可能な送信機および受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトラム拡散の概念は、そのノイズ耐性および耐干渉性の特徴により軍事用の通信で使用するために開発されたものである。その原理は、ノイズに類似した特定の特徴を有する特定のバイナリ系列を使用することに基づき、この系列を認識する受信機が、それを信号として検出できる。同じ方法で、バイナリ系列によるインパルスの圧縮は、検出された対象物の良好な分解能が得られるため、レーダー、ソナーおよび音響測深装置の応用においても有益である。しかしながら、近年、その用途が、携帯電話、ＤＳ−ＣＤＭＡ（直接拡散符号分割多元接続）、無線電話接続ループ、インターネット接続、ワイヤレスローカルエリアネットワーク、深宇宙通信など、宇宙応用から民生用通信まで広範囲にわたっている。これらのすべては、自己相関および相互相関の特徴により、このタイプの応用に適した系列を使用することによりディジタル変調に基づくものすべては、この種の応用に適している。しがたって、伝送されるバイナリデータを変調し、例えば、産業用、科学用、医療用に確保された特定の周波数（ＩＳＭ帯域）を使用可能な特徴を得るための一定の系列の使用を容易にし、使用および利用に何ら行政免許が必要とされない変調システムの標準化および規格化が、国際組織（ＩＥＥＥ、ＵＩＴなど）により進められている。同じ帯域幅で可能な限り多くの情報を送信する必要があるため、電気通信産業は、ローカルネットワークにおける無線による情報伝送用のＩＥＥＥ８０２．１１規格を使用する商業応用を開発しており、これは、１１ビットＢａｒｋｅｒ（１０．４ｄＢの最小処理利得を獲得）または５ビットＷａｌｓｈ、および最大１１Ｍｂｐｓの伝送速度を達成し得るさまざまな変調技術（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＭＢＯＫ、ＱＭＢＯＫなど）のバイナリ系列を用いることにより高速化が図られる。この規格により、いわゆる２．４ＧＨｚ帯において、２２ＭＨｚのヌル−ヌル帯域幅をもつ３つの周波数帯域内での動作が可能となる。
【０００３】
同様に、宇宙船と地球の基地局間での、いわゆる深距離宇宙通信用に、宇宙船の伝送機器の放出電力を制限する必要性および受信時の信号の低信号対雑音比により、大きな処理利得を可能にする高信頼性伝送方法が必要とされている。
【０００４】
本願において（図１）、符号系列（Ｂａｒｋｅｒ、ＰＮ、Ｗａｌｓｈなど）は、処理利得および使用される帯域幅の両方を決定する。一般的に、伝送速度は、処理利得の増大を試みると低下するため、２つのパラメータ間での妥協点を常に見つけなければならない。変調位相の数が増えると、伝送速度は上がるが、この技術の制限は、受信中の信号対雑音比の低下とともに増大する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述したことに基づいて、伝送速度を上げるとともに、より大きな処理利得を獲得でき、必要な伝送電力を低減するか、または受信中の信号対雑音比を高めることができる同時に、現在の変調テーブルの複雑性を低減できるスペクトラム拡散ディジタル変調技術が望まれている。
【０００６】
本発明の目的である特徴を備えた特許または実用新案は何ら知られていない。
【０００７】
【発明の実施の形態】
本発明は、振幅変調されたバイナリデータのスペクトラム拡散およびＤＳ−ＣＤＭＡと、ディジタル通信システムで広く使用されているＮ−ＰＳＫ変調との組み合わせによる変調に対してゴレイ（Ｇｏｌａｙ）相補系列のペアを使用する。
【０００８】
本発明において使用される系列の主な特性は、サイドローブを有するＢａｒｋｅｒ系列と対照的に、ゴレイ系列は、理想的な自己相関により特徴付けられ、すなわち、以下に表すように、完全なクロネッカーのデルタに相当する。
【式２】

式中、Ｃ_ＡおよびＣ_ｎは、選択されたゴレイ相補系列のペアのＡおよびＢ系列の個々の自己相関であり、Ｍは長さであり、その値は、二値セット（１，−１）に属する。
【０００９】
このような系列の発生は、いわゆる、従来の２ビット、１０ビットおよび２６ビットのカーネルに基づいている（"Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ" ｂｙ Ｍ．Ｊ．Ｅ． Ｇｏｌａｙ， Ｐｕｂｌｉｓｈｅｄ ｉｎ ＩＲＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．ＩＴ−７，ｐｐ．８２−８７，Ａｐｒｉｌ １９６１の文献に、ゴレイ系列発生ルールが記載されている）。
【００１０】
本発明の通信システムにより、採用される手段、利用可能な帯域幅、許容可能な誤り率に依存する伝送速度で物理的なエンドツーエンドまたはエンドツーマルチポイント接続を確立できる。
【００１１】
このシステムは、２つの部分からなる機器または装置からなり、１つは送信機であり、もう１つは受信機である。
【００１２】
送信機器は、以下のタスクを実行するために使用される。
・データの受信、および選択された長さ（Ｍ）のゴレイ系列数（η）、シンボル当たりの振幅の数（Ａ）、変調に使用される位相の数（Ｎ）およびシステムの品質要求を満たすのに必要な処理利得の関数として、各（ｍ）ビットグループに対応するシンボルの発生
・Ｎ−ＰＳＫ変調を形成するためのさまざまな位相の加算および伝送信号の発生の実行
・例えば、ＲＦステージおよびアンテナによる送信機手段への復号信号の送信
【００１３】
受信機器は、以下の動作を実行するために使用される。
・Ｎ−ＰＳＫ情報の復調および異なる位相の各々の成分の抽出
・対応する相補ペアまたはゴレイでの抽出された成分の適応、フィルタおよび相関
・相関の加算およびディジタルレベルとしてのオリジナルデータストリームの獲得
・オリジナルデータを獲得するためのレベル復号の実行
【００１４】
この方法の第１の利点は、以下から分かるように、伝送速度とは関係なく、選択されたゴレイ系列の長さを増大させるだけで、希望する大きさの処理利得を獲得できることであり、その理由として、受信中に高信号対雑音比を得るために、高伝送電力が不要なことが挙げられる。この場合の処理利得（デシベル単位）は、以下の式で規定される。
【式３】

式中、Ｍは、変調において使用されるゴレイ系列の長さに相当する。この特徴は、低伝送電力が望まれる応用（携帯端末、宇宙船および通信衛星）、長距離にわたって通信が行われる応用（深宇宙伝送）、さらに、敵により生じる干渉や伝送暗号の必要性により通信の安全性および品質が求められる軍事目的の応用においても非常に重要である。
【００１５】
さらに、この方法により、η個の異なる低相互相関ゴレイ系列を用いて、同じ帯域内にη個の通信サブネットワークを生成することにより、チャネル上で同じ周波数帯域の同時情報フローを伝送でき、または、伝送速度をηに比例した因子で乗算できる。
【００１６】
同様に、Ａ個の振幅により入力データの前の振幅変調が実行されても、伝送速度を上げることができる。
【００１７】
したがって、上記のことから、この方法を用いてスペクトラム拡散通信システムにおいて獲得可能な伝送速度、いわゆる容量（Ｃ）は、以下の式で得られる。
【式４】

式中、Ｂ（ヘルツ）は使用されるヌル−ヌル帯域幅であり、Ｎは変調で使用される位相の数（４の累乗）であり、Ａはバイナリデータの符号で使用される振幅の数であり、ηは使用されるゴレイ相補系列のペアの数である。上記式において、ＣはＭから独立したものである。
【００１８】
したがって、上述した発明は、伝送電力に制限がある場合や、単純に伝送速度の劣化なしに通信の品質向上を希望する場合、スペクトラム拡散応用、ＤＳ−ＣＤＭＡ、厳しい条件の環境において使用するための強力な通信システムを構成する。
【００１９】
【実施例】
図１は、特に、排他的ＯＲ関数によりオリジナルデータ信号のスペクトラム拡散を実行する１１ビットＢａｒｋｅｒ系列を用いたスペクトラム拡散システムの基本伝送技術を示す。ビット周波数は、Ｂａｒｋｅｒ系列に使用されるものより１１倍小さく、これにより、
【式５】

の処理利得を獲得できることが分かる。
【００２０】
図２は、伝送方法の基本アウトラインを示し、Ｎ＝４の場合に、この方法を使用する送信機の可能な例を示す。バイナリデータ（１）は、ηｘｍビットのグループにエミッタを入れる。ｍビットからなる各ｉグループは、ＢＭＢｉの数に対応するゴレイ系列ＡおよびＢ（２）の両方により符号（３）を乗算する。両方の乗算器の結果は、位相の各々において、さらに各要素において、変位レジスタ（４）内に独立して累積し、次のシンボルを待機するために右へ移動する。
【００２１】
各ＢＭＢのシフトレジスタの出力値が加算され（５）、その結果は、例えば、サインとコサインシンボル（６）との積により位相および直角位相変調される。その結果は、従来の伝送ステージ（７）へ送信される。
【００２２】
図３は、受信方法の基本アウトラインを示し、特に、Ｎ＝４の場合に、この方法を用いた受信機の例を示す。両方の位相は、４−ＰＳＫ復調により低減されて、同位相信号と直角位相信号を獲得する（１）。獲得されたアナログ同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）信号は量子化され、すべてのＢＤＢに導入され、両方の結果は、対応するオリジナル系列（２）と相関され、両方のフローの加算（３）により、復調される ｍ オリジナルビットの各サブグループのデータに対応する振幅符号化信号が得られる。マルチプレクサブロック（４）は、オリジナルデータフローを元に戻すために、ビットの復号および配列を管理する。
【００２３】
図４は、変調の可能な実施形態に相当する。単純に示すために、位相１の実施形態のみが示されている。位相Ｑは、相補系列と一致するが変調している。したがって、ゴレイレジスタ（１）の１つと、アキュムレータおよびシフトレジスタ（２）の１つと、１つのマルチプレクサ（３）のみが示されている。
【００２４】
以下、エンドツーエンドの屋外無線通信システムに適用される本発明の方法の可能な実施形態が示される。明確にするために、図２に、ＱＰＳＫ送信機（Ｎ＝４）の場合の例が略図で示され、Ａ個の振幅により振幅変調された、η個のゴレイ系列を用いたデータ変調を実行する。したがって、式（１．２）を適用することにより、伝送速度は以下の式で得られる。
【式６】

【００２５】
上述した記載によれば、一般的に、Ａ個の振幅と４ＱＰＳＫ位相（４−ＰＳＫ）で振幅変調することを目的とした２ｘηバイナリレジスタ（値１および−１）により生成され送信機に格納されるＭビットのゴレイ系列のη個のペアのセットである。図２において、送信機を構成する基本変調器ブロック（ＢＭＢ）の１つが詳細に示されている。
【００２６】
送信機は、以下の動作を実行し、記号Ｒは伝送速度である。
（１）エンコーダ：ηｘｍｘＲビット／秒で受信したＮＲＺディジタルデータは、符号化されて到達し、ｍ＝ｌｏｇ_２Ａビットのη個のグループにグループ化される。各ＢＭＢは、ｍビットのグループを並列処理することにより、システムは、シンボル当たりηｘｍビットを送信する。各グループの最大重みビットは符号に対応し、より小さな重みのｍ−１はモジュールに対応する。
（２）ゴレイレジスタ：セット（１，−１）に属する値をもつＡおよびＢ相補系列のペアを格納するＭ長の２つのバイナリレジスタにより形成され、対応するＢＭＢにより処理されたデータを変調する。
（３）乗算器：入力シンボルのグループのセット内に対応するグループの数値をもつＢＭＢのＡおよびＢゴレイ系列のペアの符号（最大重みビット）での２つの乗算器からなる。
（４）ダブルアキュムレータおよびシフトレジスタ：ダブルシフトレジスタのコンテンツ（Ａと上側経路およびＢとの内側経路）との乗算器の結果の加算を実行し、シンボルサイクルごとにレジスタを右へシフトし、レジスタを更新して、その左に対して最も遠い位置、ゼロの値に最も遠い位置に配置される。シフトレジスタは、信号の値を格納する基本要素により形成されるため、前記レジスタの各基本要素で使用されるビットの数（η）は、蓄積動作中にオーバーフローを回避する大きさのものでなければならない。したがって、シフトレジスタにある要素の数は、経路ＡおよびＢの各々に対して、Ｍに等しいか、またはそれより大きいものでなければならない。
（５）加算器：各ＢＭＢの各シフトレジスタの出力に対応するデータを独立して加算することにより、後に変調される全Ｉ_ＴおよびＱ_Ｔ信号を獲得する。
（６）ＱＰＳＫ変調器：例えば、位相φ_０（Ｉ_Ｔ）をもつ正弦波シンボルと、直角位相φ_０−ｎ／２（Ｑ_Ｔ）の２つの直角位相シンボルにより加算器の出力信号を乗算し、両方の位相の結果を加算して、ＱＰＳＫにおける伝送信号を獲得することにより、加算器からの出力信号を変調する。
（７）出力ステージ：Ｄ／Ａ変換器ステージと、従来の無線周波数ステージからなり、例えば、信号を伝送手段に送信する。
【００２７】
図３は、同図に詳細に示されたη個の基本復調器ブロック（ＢＤＢ）により形成された、Ｎ＝４の場合の受信機の例示的なアウトラインと、以下のブロックからなる受信機の構造を示す。
（１）ＱＰＳＫ受信機：ＲＦ入力信号を増幅し、必要に応じて、信号を中間周波数（ＩＦ）に変換し、位相情報を獲得して、位相φ_０およびφ_０−ｎ／２に対応する同位相Ｉおよび直角位相Ｑの異なるフローを復調し元に戻すことができる。ＩおよびＱ信号はディジタル化され、それらの出力は相関器ブロックに送信される。このブロックは、すべてのＢＤＢに共通のものである。
（２）ゴレイ相関器：対応するゴレイ系列で受信された異なるフローを相関することができる。系列が＋１と−１との間で正規化されると、加算および減算を実行するために相関が低減される。
（３）加算器および検出器：二つずつ相関の加算を実行することにより得られた結果は、オリジナルの振幅変調されたデータである。これらは、しきい値選定され、各ブロックの出力でシンボル速度で発生したバイナリデータに変換される。
（４）デコーダ：ηｘｍｘＲビット／秒で送信された順番の送信データに対応するデータストリーム内で受信されたη個のグループのグループ化を実行する。
【００２８】
両方の装置はともに伝送システムを構成する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 特に、排他的ＯＲ関数によりオリジナルデータ信号のスペクトラム拡散を実行する１１ビットＢａｒｋｅｒ系列を用いたスペクトラム拡散システムの基本伝送技術を示す。
【図２】 伝送方法の基本アウトラインを示し、Ｎ＝４の場合に、この方法を使用する送信機の可能な例を示す。
【図３】 受信方法の基本アウトラインを示し、特に、Ｎ＝４の場合に、この方法を用いた受信機の例を示す。
【図４】 変調の可能な実施形態を示す。
【符号の説明】
１ バイナリデータ
２ ゴレイ系列ＡおよびＢ
３ 符号
４ 変位レジスタ
６ サインとコサインシンボル
７ 伝送ステージ
Ｉ アナログ同位相
Ｑ 直角位相
２ オリジナル系列
３ フローの加算
４ マルチプレクサブロック
Ｑ 位相
１ ゴレイレジスタ
２ アキュムレータおよびシフトレジスタ
３ マルチプレクサ

Claims (7)

1. 送信時に、バイナリ入力データが、ｍ＝ｌｏｇ _２ Ａビットのη個のグループにグループ化され、Ａ個の振幅を用いて振幅復調され、η組のゴレイ相補系列のペアによってスペクトラム拡散され、Ｎ−ＰＳＫ変調手段によって変調されて、通信チャネルを介して送信され、
   受信時に、バイナリ入力データが、位相復調され、対応するゴレイ相補系列と畳み込まれ、振幅復調されることにより、元のデータが形成される、ゴレイ相補系列変調によるスペクトラム拡散ディジタル通信方法。
2. 低相互相関のゴレイ相補系列を使用することを特徴とする、請求項１に記載のゴレイ相補系列変調によるスペクトラム拡散ディジタル通信方法。
3. バイナリ入力データとゴレイ相補系列との積は、すべて相互に加算されることを特徴とする、請求項２に記載のゴレイ相補系列変調によるスペクトラム拡散ディジタル通信方法。
4. ゴレイ相補系列の位相を変化させるために、ダブルシフトレジスタを使用することを特徴とする、請求項３に記載のゴレイ相補系列変調によるスペクトラム拡散ディジタル通信方法。
5. 加算によって得られた和を、Ｎ−ＰＳＫ変調により変調することを特徴とする、請求項４に記載のゴレイ相補系列変調によるスペクトラム拡散ディジタル通信方法。
6. （ａ）ｍビットのグループにグループ化された振幅変調されたバイナリ入力データを、η個の基本変調器ブロック（ＢＭＢ）へ導入し、
   （ｂ）前記ＢＭＢ中の長さＭのダブルシフトレジスタに、１および−１の範囲にある値を持つゴレイ相補系列のペアを格納し、
   （ｃ）ゴレイ相補系列に対応するｍビットのグループであって、その符号が最大重みのビットの符合に対応し、そのモジュールが他のｍ−１ビットによって表され、長さがＭの系列ＩおよびＱを形成するｍビットのグループと、ゴレイ相補系列との積を得て、
   （ｄ）対応するＭ個の要素を備える長さＭの各ダブルシフトレジスタにおいて、前段階（ｃ）で得られた各系列のＭ個の値を要素ごとに蓄積し、
   （ｅ）前記ダブルシフトレジスタの中身をＭ番目の要素のほうへ変位させ、前記ダブルシフトレジスタのより低い桁の要素においてゼロの値を加算し、
   （ｆ）各ＢＭＢの系列ＩおよびＱの出力において個別に得られたη個の値を加算することによって、全系列Ｉ _Ｔ およびＱ _Ｔ を得て、
   （ｇ）ＱＰＳＫ変調によって系列Ｉ _Ｔ およびＱ _Ｔ を変調し、伝送信号を得るために変調の結果を加算し、
   （ｈ）得られた伝送信号を伝送手段へ伝送する、
   ことを特徴とする、請求項２に記載のゴレイ相補系列変調によるスペクトラム拡散ディジタル通信方法。
7. （ａ）受信信号を適応および同期させ、位相復調によって直角位相系列を復調し、η個の基本復調器ブロック（ＢＤＢ）の各々に系列を挿入し、
   （ｂ）相関手段または整合フィルタ手段によって、前記系列をη組のゴレイ相補系列のペアと畳み込み、
   （ｃ）Ａ個の振幅で振幅変調された情報ストリームを獲得するために、ゴレイ相補系列の同じペアに対応する畳み込みの結果を加算し、
   （ｄ）振幅復調によって、ｍ＝ｌｏｇ _２ Ａビットのη個のグループを獲得し、
   （ｅ）前記η個のグループを多重化することにより、オリジナルデータフローを形成する、
   ことを特徴とする、請求項１に記載のゴレイ相補系列変調によるスペクトラム拡散ディジタル通信方法。

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