JP5810287B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

本発明は、ターゲットに反射された反射波の信号をアンテナで受信して当該ターゲットを検出するレーダ装置に関する。

レーダ装置は、測定地点から電波を空間に放射し、ターゲットにより反射された反射波を受信することにより、当該測定地点とターゲットとの距離、方向等を測定する装置である。特に近年、マイクロ波又はミリ波等の波長の短い電波を用いた高分解能な測定により、自動車だけではなく歩行者等をターゲットとして検出可能なレーダ装置の開発が進められている。

レーダ装置は、近距離にいるターゲットと遠距離にいるターゲットとからの反射波が混合された受信信号を受信する。特に、近距離にいるターゲットからの反射波の信号の自己相関特性によりレンジサイドローブが生じる場合、レーダ装置の受信の際に、このレンジサイドローブと、遠距離にいるターゲットからの反射波の信号とが混在し、従って、レーダ装置における遠距離にいるターゲットの検出精度が劣化することがある。

また、レーダ装置は、測定地点から同じ距離に自動車と歩行者とがいる場合には、レーダ反射断面積（RCS: Radar cross section）の異なる自動車と歩行者とからの反射波がそれぞれ混合された受信信号を受信することがある。歩行者（人）のレーダ反射断面積は自動車のレーダ反射断面積に比べると低いと言われている。このため、レーダ装置は、たとえ測定地点から同じに距離に自動車と歩行者とがいる場合でも、自動車だけではなく歩行者からの反射波も適正に受信する必要がある。

従って、上述した様な高分解能な測定が要求されるレーダ装置には、送信の際に低レンジサイドローブレベルとなる特性（以下、低レンジサイドローブ特性）を有するパルス波又はパルス変調波が送信されることが要求される。更に、当該レーダ装置における受信の際には、当該受信した信号に対して広い受信ダイナミックレンジを有することが要求される。

上述した低レンジサイドローブ特性に関して、従来から、低レンジサイドローブ特性を有するパルス波又はパルス変調波として、相補符号を用いて送信するパルス圧縮レーダが知られている。ここで、パルス圧縮とは、パルス信号をパルス変調又は位相変調してパルス幅の広い信号を用いて送信し、受信後の信号処理において当該受信された信号を復調してパルス幅の狭い信号に変換する方法である。パルス圧縮によれば、ターゲットの探知距離を増大することができ、更に、当該探知距離に対する距離推定精度を向上することができる。

また、相補符号は、複数、例えば２つの相補符号系列（ａ_ｎ、ｂ_ｎ）からなり、一方の相補符号系列の自己相関演算結果と他方の相補符号系列の自己相関演算結果とにおいて、遅延時間（シフト時間）τを一致させて各自己相関演算結果を加算した場合に、レンジサイドローブがゼロとなる性質を有する。なお、パラメータｎはｎ＝１、２、・・・、Ｌであり、パラメータＬは符号系列長を示す。

この様な相補符号の性質に関して、図９を参照して説明する。図９は、従来の相補符号の性質を説明する説明図である。同図（ａ）は、一方の相補符号系列ａ_ｎの自己相関演算結果を示す説明図である。同図（ｂ）は、他方の相補符号系列ｂ_ｎの自己相関演算結果を示す説明図である。同図（ｃ）は、２つの相補符号系列（ａ_ｎ、ｂ_ｎ）の自己相関演算結果の加算値を示す説明図である。

２つの相補符号系列（ａ_ｎ、ｂ_ｎ）のうち一方の相補符号系列ａ_ｎの自己相関演算結果は、数式（１）に従って導出される。他方の相補符号系列ｂ_ｎの自己相関演算結果は、数式（２）に従って導出される。なお、パラメータＲは自己相関演算結果を示す。但し、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１の場合には、２つの相補符号系列（ａ_ｎ、ｂ_ｎ）は共にゼロとする。なお、アスタリスク＊は複素共役演算子を示す。

数式（１）に従って導出された一方の相補符号系列ａ_ｎの自己相関演算結果Ｒ_ａａ（τ）は、図９（ａ）に示す様に、遅延時間τがゼロのときにピークが立ち、遅延時間（シフト時間）τがゼロでない場合にはレンジサイドローブが存在する。同様に、数式（２）に従って導出された他方の相補符号系列ｂ_ｎの自己相関演算結果Ｒ_ｂｂ（τ）は、図９（ｂ）に示す様に、遅延時間τがゼロのときにピークが立ち、遅延時間τがゼロでない場合にはレンジサイドローブが存在する。

これらの自己相関演算結果（Ｒ_ａａ（τ）、Ｒ_ｂｂ（τ））の加算値は、図９（ｃ）に示す様に、遅延時間τがゼロのときにピークが立ち、遅延時間τがゼロでない場合にはレンジサイドローブが存在せずにゼロになる。これを数式（３）にて示す。なお、図９（ａ）〜（ｃ）の横軸は自己相関演算における遅延時間（τ）を示し、縦軸は演算された自己相関演算結果を示す。

また、上述した様なパルス圧縮を用いた従来のパルス圧縮レーダとして、特許文献１に示すパルス圧縮送受信装置及びパルス圧縮送受信方法が知られている。

特許文献１では、送信装置は、相補系列の一方でパルス内位相変調した幅Ｔのパルスと、この送信パルス幅Ｔ以上の時間間隔ｗをあけ、相補系列の他方でパルス内位相変調した幅Ｔのパルスを送信する。更に、送信装置は、これら２連の送信パルスの反射パルス受信後に、ＰＲＩ（パルス繰り返し間隔）ごとに２連の送信パルスを送信する。受信装置の相関器は、時間間隔（２Ｔ＋ｗ）の受信信号の最初の時間間隔Ｔの信号と、最初の送信パルスの変調に用いた相補系列で変調した参照信号との相関を求める。

更に、受信装置の相関器は、最後の時間間隔Ｔの信号と、相補系列の他方の系列で変調した参照信号との相関を求める。受信信号の判断器は、相関器により求められた２つの相関結果から相関値を決定する。これにより、受信信号にドップラ周波数による位相変調がない場合のレンジサイドローブをゼロにし、ドップラ周波数による位相変調がある場合のレンジサイドローブレベルの劣化を少なくすることができる。

また、レーダ装置による受信の際に、測定地点から近距離にいるターゲットからの到来時間の早い反射波より、遠距離にいるターゲットからの到来時間の遅い反射波の信号の減衰が大きいという性質が知られている。レーダ装置が大きな受信ダイナミックレンジを有するためには、上述した性質に関連して、ターゲットからの反射波に対してＡＧＣ（Auto Gain Control）部で当該反射波の信号を増幅することが知られている。これに関して図１０を参照して説明する。

図１０は、従来のレーダ装置において反射波の信号を増幅する動作を説明する説明図である。同図（ａ）は、送信信号の送信区間と受信信号の測定区間とを示す説明図である。同図（ｂ）は、受信信号の測定区間内にＡＧＣ部で増幅するゲインの変化を示す説明図である。

図１０（ａ）は、送信区間と非送信区間とからなる送信周期でパルス信号を間欠的に送信する場合に、非送信区間に相当する区間に当該パルス信号に対する反射波の測定区間が設けられる例を示している。この場合、図１０（ｂ）に示す様に、非送信区間からの経過時間が大きいほどＡＧＣ部のゲインを増加する。これにより、レーダ装置において、大きな受信ダイナミックレンジを実現することができる。

特開平１０−２６８０４０号公報

しかしながら、従来のレーダ装置では、ターゲットにより反射された反射波の信号が直交検波された後に、当該直交検波により変換された同相信号と直交信号とに対してそれぞれＡＧＣ部で増幅する場合に、ＡＧＣ部間でゲインのばらつきが生じることがある。これに関して図１１を参照して説明する。図１１は、従来のレーダ装置のレーダ受信部５０ａの内部構成を示すブロック図である。また、以下の説明において、レーダ装置のレーダ受信部で直交検波された信号の同相信号を「Ｉ信号」と記載し、当該直交検波された信号の直交信号を「Ｑ信号」という。

図１１において、ＡＧＣ部５２は、受信ＲＦ部５１による直交検波の後に出力されたＩ信号を所定のゲインで増幅する。ＡＧＣ部５３は、受信ＲＦ部５１による直交検波の後に出力されたＱ信号を所定のゲインで増幅する。ＡＧＣ部５２により増幅されたＩ信号はＡ／Ｄ変換部５５に入力され、ＡＧＣ部５３により増幅されたＱ信号はＡ／Ｄ変換部５６に入力される。各Ａ／Ｄ変換部５５，５６に入力されたＩ信号及びＱ信号はそれぞれ信号処理部５４で信号処理され、ターゲットとの距離及び到来角度が演算される。

理想的には、ＡＧＣ部５２，５３間でのゲインのばらつきは生じない。しかし、現実的には、ＡＧＣ部５２，５３を構成する各ＡＧＣ回路素子の個体差に応じて、ＡＧＣ部５２，５３間でゲインのばらつきが生じる。この場合には、Ｉ信号とＱ信号の振幅が異なり、信号処理部５４において演算されるターゲットの到来角度の推定精度が劣化する。これについて図１２を参照して説明する。

図１２は、従来のレーダ装置におけるＡＧＣ部のゲインのばらつきによる影響を説明する説明図である。図１２において、ＡＧＣ部５２，５３がそれぞれ理想的に動作する場合の角度と、ＡＧＣ部５２，５３のゲインがばらついて動作する場合の角度との間には差異が生じる。この場合には、Ｉ信号とＱ信号の振幅が異なり、更に、Ｉ信号の位相成分とＱ信号の位相成分との間に位相ずれ量が生じる。この位相ずれ量は、信号処理部５４の到来角度推定部６３によりターゲットの到来角度を推定する際に、無視することができない誤差となる。従って、この位相ずれ量が生じた場合には、ターゲットの到来角度を高精度に推定することが困難になる。

この様なＡＧＣ部５２，５３間のゲインのばらつきを補正する場合には、従来の方法として、当該ばらつきを補正するための補正係数をゲインに応じて予め演算し、当該演算された補正係数をテーブルとして保存するという方法が考えられる。しかしながら、図１０に示した様に、ＡＧＣ部５２，５３におけるゲインは時間と共に変わる。このため、各ゲインに応じた補正係数を予め算出するという方法は、現実的に非常に煩雑である。更に、ＡＧＣ部５２，５３のゲインは、周囲の温度の影響を受け易いことが知られている。このため、予めテーブルに保存された補正係数がゲインの値に応じて常に適正な値になるとは限らない。

本発明は、上述従来の事情に鑑みてなされたもので、ターゲットにより反射された反射波の信号の直交検波後のＩ信号とＱ信号との間に生じる位相ずれ量をリアルタイム且つ適正に補正し、ターゲットの到来角度の推定精度の劣化を抑制するレーダ装置を提供することを目的とする。

本発明は、上述したレーダ装置であって、所定の送信周期で高周波送信信号を送信アンテナから送信する送信部と、ターゲットに反射された反射波の信号を受信アンテナで受信する受信部とを含むレーダ装置であって、前記送信部は、所定の符号長の符号系列を分割したサブ符号長を有する第１、第２サブ符号系列に対してそれぞれ同相軸で変調を行い第３及び第６サブ符号系列を生成し、前記第１、第２サブ符号系列に対してそれぞれ直交軸で変調を行い第５及び第４サブ符号系列を生成し、第１送信周期では、同相信号である第３サブ符号系列と直交信号である第４サブ符号系列との組合せを連結した符号を変調した第１の送信信号を生成し、第２送信周期では、直交符号である第５サブ符号系列と同相信号である第６サブ符号系列との組合せを連結した符号を変調した第２の送信信号を生成する送信信号生成部と、送信信号生成部により生成された第１及び第２の送信信号を高周波送信信号に変換し、送信アンテナから送信する送信ＲＦ部とを備え、前記受信部は、前記受信アンテナで受信した前記反射波の信号をベースバンド帯域の第１の受信信号及び第２の受信信号に変換する受信ＲＦ部と、前記第１の受信信号のうち、前記同相信号である第３サブ符号系列を増幅し、前記第２の受信信号のうち、前記同相信号である第６サブ符号系列を増幅する同相信号ＡＧＣ部と、前記第１の受信信号のうち、前記直交信号である第４サブ符号系列を増幅し、前記第２の受信信号のうち、前記直交信号である第５サブ符号系列を増幅する直交信号ＡＧＣ部と、前記増幅した第３サブ符号系列の振幅と前記増幅した第４サブ符号系列の振幅とを等しくするための第１補正係数を演算し、前記第１補正係数を用いて、前記増幅した第３サブ符号系列の振幅及び前記増幅した第４サブ符号系列の振幅を補正し、前記増幅した第６サブ符号系列の振幅と前記増幅した第５サブ符号系列の振幅とを等しくするための第２補正係数を演算し、前記第２補正係数を用いて、前記増幅した第６サブ符号系列の振幅及び前記増幅した第５サブ符号系列の振幅を補正するＩＱ補正部と、を備える。

本発明のレーダ装置によれば、ターゲットにより反射された反射波の信号の直交検波後のＩ信号とＱ信号との間に生じる位相ずれ量をリアルタイム且つ適正に補正し、ターゲットの到来角度の推定精度の劣化を抑制することができる。

第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を示すブロック図 所定のパルス符号長を分割したサブ符号長を有するサブ符号系列からなる相補符号系列の生成手順を示した説明図 第１の実施形態のレーダ装置の動作に関するタイミングチャート、（ａ）送信区間と非送信区間とからなる送信周期の説明図、（ｂ）測定区間の説明図、（ｃ）送信周期ごとに相補符号系列を逐次的に切り替えて送信する様子と離散時刻との関係を説明する説明図 レーダ受信部のＡＧＣ部の動作に関するタイミングチャート、（ａ）送信周期ごとに相補符号系列を逐次的に切り替えて送信する様子を説明する説明図、（ｂ）測定区間の説明図、（ｃ）非送信区間の開始タイミングからの経過時間に応じてＡＧＣ部のゲインが変化する様子を示した説明図 複素相関値演算部及びＩＱ補正部の構成を示す説明図 複素相関値演算部及びＩＱ補正部の動作を説明するフローチャート 送信信号生成部の他の内部構成を示すブロック図、（ａ）送信信号生成部の変形例の内部構成を示すブロック図、（ｂ）送信信号生成部の他の変形例の内部構成を示すブロック図 第１の実施形態の変形例におけるレーダ受信部の内部構成を示すブロック図 従来の相補符号の性質を説明する説明図、（ａ）一方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図、（ｂ）他方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図、（ｃ）２つの相補符号系列の自己相関演算結果の加算値を示す説明図 従来のレーダ装置において反射波の信号を増幅する動作を説明する説明図、（ａ）送信信号の送信区間と受信信号の測定区間とを示す説明図、（ｂ）受信信号の測定区間内にＡＧＣ部で増幅するゲインの変化を示す説明図 従来のレーダ装置におけるレーダ受信部の内部構成を示すブロック図 従来のレーダ装置におけるＡＧＣ部のゲインのばらつきによる影響を説明する説明図

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。また、以下の実施形態におけるレーダ装置は、送信信号の一例として、相補符号系列を用いてパルス変調したサブ符号系列からなる信号を用いて説明する。また、以下の説明において、レーダ装置により受信される受信信号には、レーダ装置からの高周波送信信号がターゲットに反射された反射波の信号と、当該レーダ装置の周囲のノイズ信号とが含まれる。

〔第１の実施形態〕
第１の実施形態のレーダ装置１の構成及び動作について図１〜図５を参照して説明する。図１は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を示すブロック図である。図２は、所定のパルス符号長Ｌを分割したサブ符号長を有するサブ符号系列からなる相補符号系列の生成手順を示した説明図である。

図３は、レーダ装置１の動作に関するタイミングチャートである。同図（ａ）は、送信区間と非送信区間とからなる送信周期の説明図である。同図（ｂ）は、測定区間の説明図である。同図（ｃ）は、送信周期ごとに相補符号系列を逐次的に切り替えて送信する様子と離散時刻との関係を説明する説明図である。

図４は、レーダ受信部３のＡＧＣ部１９，２０の動作に関するタイミングチャートである。同図（ａ）は、送信周期ごとに相補符号系列を逐次的に切り替えて送信する様子を説明する説明図である。同図（ｂ）は、測定区間の説明図である。同図（ｃ）は、非送信区間の開始タイミングからの経過時間に応じてＡＧＣ部１９，２０のゲインが変化する様子を示した説明図である。また、図５は、複素相関値演算部２５とＩＱ補正部２６の構成及び動作を説明する説明図である。

レーダ装置１は、図１に示す様に、局部発振器Ｌｏと、送信アンテナＡＮＴ０が接続されたレーダ送信部２と、受信アンテナＡＮＴ１が接続されたレーダ受信部３と、受信アンテナＡＮＴ２が接続されたレーダ受信部３ａとを備える。第１の実施形態のレーダ装置１は、レーダ送信部２により生成された所定の間欠的な高周波送信信号を送信アンテナＡＮＴ０から送信し、ターゲットに反射された反射波の信号をレーダ受信部３及びレーダ受信部３ａで受信する。レーダ装置１は、各レーダ受信部３，３ａで受信した受信信号からターゲットを検出する。なお、ターゲットはレーダ装置１が検出する対象の物体であり、例えば自動車又は人等であり、以下の各実施形態においても同様である。

先ず、レーダ送信部２について説明する。レーダ送信部２は、送信信号生成部４と、送信ＲＦ部１２とを備える。送信信号生成部４は、サブ符号単位相補符号生成部５と、複素係数乗算部６と、第１符号生成部７と、第２符号生成部８と、符号切換部９と、変調部１０と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１１とを備える。図１では、送信信号生成部４は、ＬＰＦ１１を含む様に構成されているが、ＬＰＦ１１は送信信号生成部４と独立して構成されても良い。送信ＲＦ部１２は、周波数変換部１３と、増幅器１４とを備える。

送信信号生成部４は、局部発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍したタイミングクロックを生成する。送信信号生成部４の各部は、当該生成されたタイミングクロックに基づいて動作する。送信信号生成部４は、Ｌ［個］の要素（１）と要素（−１）とを有するパルス符号長Ｌからなる相補符号系列を２つに分割し、当該分割された各サブ符号系列を変調してベースバンド帯域の送信信号ｒ（ｎ）を周期的に生成する。パラメータｎは離散時刻を表す。

また、送信信号生成部４により生成される送信信号は、連続的な信号ではないものとする。例えば、図３（ａ）に示す様に、送信アンテナＡＮＴ０から送信される高周波送信信号が存在する区間Ｔｗ［秒］では、ベースバンド帯域の送信信号ｒ（ｎ）としてＮｒ［個］のサンプルが存在する。一方、当該高周波送信信号が存在しない区間（Ｔｒ−Ｔｗ）［秒］においては、ベースバンド帯域の送信信号ｒ（ｎ）としてＮｕ［個］のサンプルが存在するものとする。ここで、パラメータＴｒは、送信アンテナＡＮＴ０から送信される高周波送信信号の送信周期［秒］である。

サブ符号単位相補符号生成部５は、パルス符号長Ｌを有する相補符号系列（ａ，ｂ）を構成する各サブ符号系列（ｃ，ｄ）を生成し、更に、当該各サブ符号系列（ｃ，ｄ）に基づいて相補符号系列（ａ，ｂ）を生成する。なお、各サブ符号系列（ｃ，ｄ）の符号長は、相補符号系列（ａ，ｂ）のパルス符号長ＬをＮ分割したＬ／Ｎで表される。以下、各サブ符号系列の符号長を、単に「サブ符号長」という。以下の説明では、分割数Ｎ＝２とした場合の動作を説明する。

サブ符号単位相補符号生成部５は、例えば図２に示す様な手順でサブ符号系列（ｃ，ｄ）及び相補符号系列（ａ，ｂ）を生成する。即ち、図２に示す様に、サブ符号単位相補符号生成部５は、要素（１）又は要素（−１）からなるサブ符号系列（ｃ，ｄ）を生成し、更に、パルス符号長Ｌ＝２^ｐの符号長の相補符号系列（ａ，ｂ）を生成する。ここで、一方の相補符号系列（ａ）は、サブ符号系列（ｃ）とサブ符号系列（ｄ）とが連結されたものである。他方の相補符号系列（ｂ）は、サブ符号系列（ｃ）とサブ符号系列（−ｄ）とが連結されたものである。

なお、（ａ、ｂ）はそれぞれ相補符号系列を表し、（ｃ、ｄ）はそれぞれ相補符号系列を構成するサブ符号系列を表す。また、パラメータ（ｐ）は、サブ符号単位相補符号生成部５により生成される相補符号系列（ａ，ｂ）の符号長Ｌを定める。サブ符号単位相補符号生成部５は、当該生成されたサブ符号系列（ｃ，ｄ）を、複素係数乗算部６と、第１符号生成部７と、第２符号生成部８とにそれぞれ出力する。

複素係数乗算部６は、サブ符号単位相補符号生成部５により出力されたサブ符号系列（ｃ，ｄ）を入力し、当該入力されたサブ符号系列（ｃ，ｄ）に対して複素係数ｊをそれぞれ乗算した複素サブ符号系列（ｊｃ，ｊｄ）を生成する。複素係数乗算部６は、当該生成された複素サブ符号系列（ｊｃ，ｊｄ）を、それぞれ第１符号生成部７と、第２符号生成部８とにそれぞれ出力する。

第１符号生成部７は、サブ符号単位相補符号生成部５により出力されたサブ符号系列（ｃ，ｄ）と、複素係数乗算部６により出力された複素サブ符号系列（ｊｃ，ｊｄ）とを入力する。第１符号生成部７は、当該入力された各サブ符号系列及び複素サブ符号系列（ｃ，ｄ，ｊｃ，ｊｄ）のうち、サブ符号系列（ｃ）と複素サブ符号系列（ｊｄ）とを連結することにより、符号系列［ｃ、ｊｄ］を生成する。第１符号生成部７は、当該生成された符号系列［ｃ、ｊｄ］を符号切換部９に出力する。以下の説明において、第１符号生成部７により生成された符号系列を、「Ｃｏｄｅ＃１」と記載する。

第２符号生成部８は、サブ符号単位相補符号生成部５により出力されたサブ符号系列（ｃ，ｄ）と、複素係数乗算部６により出力された複素サブ符号系列（ｊｃ，ｊｄ）とを入力する。第２符号生成部８は、当該入力された各サブ符号系列及び複素サブ符号系列（ｃ，ｄ，ｊｃ，ｊｄ）のうち、サブ符号系列（ｄ）と複素サブ符号系列（ｊｃ）とを連結することにより、符号系列［ｊｃ、ｄ］を生成する。第２符号生成部８は、当該生成された符号系列［ｊｃ、ｄ］を符号切換部９に出力する。以下の説明において、第２符号生成部８により生成された符号系列を、「Ｃｏｄｅ＃２」と記載する。

符号切換部９は、第１符号生成部７により生成された符号系列Ｃｏｄｅ＃１と、第２符号生成部８により生成された符号系列Ｃｏｄｅ＃２とを入力する。符号切換部９は、当該入力された符号系列Ｃｏｄｅ＃１及び符号系列Ｃｏｄｅ＃２を、図３（ｃ）に示す様に、送信周期Ｔｒごとに逐次的に切り換えて変調部１０に出力する。具体的には、図３（ｃ）の最初の送信周期Ｔｒの送信区間では、符号切換部９は、符号系列Ｃｏｄｅ＃１を変調部１０に出力する。その次の送信周期Ｔｒの送信区間では、符号切換部９は、符号系列Ｃｏｄｅ＃２を変調部１０に出力する。その次以降の送信周期の送信区間においても同様に、符号切換部９は、同様に符号系列Ｃｏｄｅ＃１と符号系列Ｃｏｄｅ＃２とを逐次的に切り換えて変調部１０に出力する。

変調部１０は、符号切換部９により出力された符号系列Ｃｏｄｅ＃１又は符号系列Ｃｏｄｅ＃２を入力する。変調部１０は、当該入力された符号系列Ｃｏｄｅ＃１又は符号系列Ｃｏｄｅ＃２に対し、各符号系列あたりＮｒ／Ｌのサンプルを用いたパルス変調を行うことにより送信信号を生成する。また、変調部１０は、当該入力された符号系列Ｃｏｄｅ＃１又は符号系列Ｃｏｄｅ＃２に対して、図７（ｂ）を参照して後述する様な位相変調を行うことにより送信信号を生成しても良い。詳細は後述する。変調部１０は、ＬＰＦ１１を介して、当該生成された送信信号のうち予め設定された制限帯域以下の送信信号ｒ（ｎ）のみを送信ＲＦ部１２に出力する。

送信ＲＦ部１２は、局部発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍数に逓倍したタイミングクロックを生成する。送信ＲＦ部１２は、当該生成されたリファレンス信号に基づいて動作する。具体的には、周波数変換部１３は、送信信号生成部４により生成された送信信号ｒ（ｎ）を入力し、当該入力されたベースバンド帯域の送信信号ｒ（ｎ）を周波数変換してキャリア周波数帯域の高周波送信信号を生成する。周波数変換部１３は、当該生成された高周波送信信号を増幅器１４に出力する。

増幅器１４は、当該出力された高周波送信信号を入力し、当該入力された高周波送信信号のレベルを所定のレベルに増幅して送信アンテナＡＮＴ０に出力する。この増幅された高周波送信信号は、送信アンテナＡＮＴ０を介して空間に放射する様に送信される。

送信アンテナＡＮＴ０は、送信ＲＦ部１２により出力された高周波送信信号を空間に放射する様に送信する。図３（ａ）に示す様に、高周波送信信号は、送信周期Ｔｒのうち送信区間Ｔｗの間において送信され、非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）の間においては送信されない。

次に、レーダ受信部３，３ａについて説明する。レーダ受信部３は、受信アンテナＡＮＴ１と、受信ＲＦ部１５と、ＡＧＣ部１９と、ＡＧＣ部２０と、信号処理部２１とを備える。レーダ受信部３ａは、受信アンテナＡＮＴ１の代わりに、当該受信アンテナＡＮＴ１と異なる他の受信アンテナＡＮＴ２を備えることを除けば、レーダ受信部３と同様の構成を備える。従って、以下のレーダ受信部３，３ａの説明においては、レーダ受信部３についてのみ説明する。但し、レーダ受信部３ａはレーダ受信部３と同様の動作を行う。

受信ＲＦ部１５は、増幅器１６と、周波数変換部１７と、直交検波部１８とを備える。信号処理部２１は、Ａ／Ｄ変換部２２と、Ａ／Ｄ変換部２３と、基準送信信号生成部２４と、複素相関値演算値２５と、ＩＱ補正部２６と、平均化処理部２７と、到来角度距離推定部２８とを備える。

受信アンテナＡＮＴ１は、レーダ送信部２により送信された高周波送信信号がターゲットに反射された反射波の信号と、当該レーダ装置１の周囲のノイズ信号とを受信信号として受信する。なお、この反射波の信号は高周波帯域の信号である。受信アンテナＡＮＴ１により受信された受信信号は、受信ＲＦ部１５に入力される。図１に示す様に、第１の実施形態のレーダ装置１のレーダ受信部は２つとして説明するが、特にレーダ受信部の数は２つに限定されない。なお、レーダ装置１においては、レーダ受信部は１つの受信アンテナを保持する。

受信アンテナＡＮＴ１は、図３（ｂ）に示す様に、高周波送信信号の送信周期Ｔｒのうち非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）に相当する区間に、上述した受信信号を受信する。従って、この受信信号が受信される区間がレーダ装置１における測定区間とされる。

受信ＲＦ部１５は、局部発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍したタイミングクロックを生成する。受信ＲＦ部１５は、当該生成されたタイミングクロックに基づいて動作する。具体的には、増幅器１６は、受信アンテナＡＮＴ１により受信された高周波帯域の受信信号を入力し、当該入力された高周波帯域の受信信号のレベルを所定のレベルに増幅して周波数変換部１７に出力する。

周波数変換部１７は、当該増幅器１６により出力された高周波帯域の受信信号を入力し、当該入力された高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換し、当該周波数変換されたベースバンド帯域の受信信号を直交検波部１８に出力する。

直交検波部１８は、周波数変換部１７により出力されたベースバンド帯域の受信信号のうち一部の受信信号の位相成分を９０［度］移相することにより、Ｉ信号及びＱ信号からなるベースバンド帯域の受信信号を生成する。直交検波部１８は、当該生成されたＩ信号をＡＧＣ部１９に出力し、当該生成されたＱ信号をＡＧＣ部２０に出力する。

ＡＧＣ部１９は、図４（ｃ）に示す様に、直交検波部１８により出力されたＩ信号を、同図（ｂ）に示した測定区間（非送信区間）の開始タイミングからの経過時間に応じたゲインで増幅する。ＡＧＣ部１９のゲインは、図４（ｃ）に示す様に、固定ではなく可変である。ＡＧＣ部１９は、当該増幅されたＩ信号をＡ／Ｄ変換部２２に出力する。

ＡＧＣ部２０は、図４（ｃ）に示す様に、直交検波部１８により出力されたＱ信号を、同図（ｂ）に示した測定区間（非送信区間）の開始タイミングからの経過時間に応じたゲインで増幅する。ＡＧＣ部２０のゲインは、図４（ｃ）に示す様に、固定ではなく可変である。ＡＧＣ部２０は、当該増幅されたＱ信号をＡ／Ｄ変換部２３に出力する。

Ａ／Ｄ変換部２２は、ＡＧＣ部１９により出力されたベースバンド帯域のＩ信号に対して離散時刻ｋにおけるサンプリングを行うことにより、当該Ｉ信号をデジタルデータに変換する。同様に、Ａ／Ｄ変換部２３は、ＡＧＣ部２０により出力されたベースバンド帯域のＱ信号に対して離散時刻ｋにおけるサンプリングを行うことにより、当該Ｑ信号をデジタルデータに変換する。ここで、パラメータｋは、高周波送信信号に含まれるベースバンド帯域の送信信号ｒ（ｎ）のサンプル数に対応した離散時刻を表す。

ここで、受信アンテナＡＮＴ１の離散時刻ｋにおける受信信号は、当該受信信号の同相信号Ｉ（ｓ、ｋ）及び当該受信信号の直交信号Ｑ（ｓ、ｋ）を用いて、数式（４）の複素信号として表される。パラメータｊは、ｊ^２＝−１を満たす複素係数である。パラメータｓは、第１の実施形態のレーダ装置１においては、受信アンテナＡＮＴ１又は受信アンテナＡＮＴ２を示すものであり、ｓ＝１又はｓ＝２である。離散時刻ｋのＡＧＣ部１９又はＡＧＣ部２０のゲインを、ｇ（ｋ、Ｉ）又はｇ（ｋ、Ｑ）と表す。ＡＧＣ部１９，２０の特性が理想的である場合には、ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合に、ｇ（ｋ、Ｉ）＝ｇ（ｋ、Ｑ）が成立する。しかし、ＡＧＣ部１９，２０間でばらつきが生じる場合には、ｇ（ｋ、Ｉ）≠ｇ（ｋ、Ｑ）となる。

なお、以下の説明において、離散時刻ｋは、ｋ＝１〜２（Ｎｒ＋Ｎｕ）である。図３（ｃ）に示す様に、離散時刻ｋ＝１は、高周波送信信号における符号系列Ｃｏｄｅ＃１の送信周期Ｔｒの開始タイミングを示す。また、離散時刻ｋ＝２（Ｎｒ＋Ｎｕ）は、符号系列Ｃｏｄｅ＃２の送信周期Ｔｒの終了タイミングを示す。即ち、レーダ受信部３は、符号系列Ｃｏｄｅ＃１の高周波送信信号の送信周期Ｔｒと符号系列Ｃｏｄｅ＃２の高周波送信信号の送信周期Ｔｒとからの２倍の送信周期（２Ｔｒ）の区間を、信号処理部２１における信号処理区間として周期的に演算する。

また、離散時刻ｋは、図３（ｃ）に示す様に、符号系列Ｃｏｄｅ＃１の高周波送信信号の送信開始タイミングのときにｋ＝１であり、符号系列Ｃｏｄｅ＃１の高周波送信信号の送信終了タイミングのときにｋ＝Ｎｒである。同様に、離散時刻ｋは、符号系列Ｃｏｄｅ＃２の高周波送信信号の送信開始タイミングのときにｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ）であり、符号系列Ｃｏｄｅ＃２の高周波送信信号の送信終了タイミングのときにｋ＝（２Ｎｒ＋Ｎｕ）である。更に、離散時刻ｋは、符号系列Ｃｏｄｅ＃２の高周波送信周期Ｔｒの終了タイミングのときにｋ＝２（Ｎｒ＋Ｎｕ）である。離散時刻ｋは、符号系列Ｃｏｄｅ＃１の高周波送信信号の送信開始タイミングから符号系列Ｃｏｄｅ＃２の高周波送信信号の送信終了タイミングまでの範囲が繰り返して設定される。

基準送信信号生成部２４は、送信信号生成部４の動作と同期して、当該送信信号生成部４と同様に局部発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍したタイミングクロックを生成する。基準送信信号生成部２４は、当該生成されたリファレンス信号に基づいて、送信信号生成部４により生成された送信信号と同一のベースバンド帯域の基準送信信号ｒ（ｎ）を周期的に生成する。基準送信信号生成部２４は、当該生成された基準送信信号ｒ（ｎ）を複素相関値演算部２５に出力する。

なお、レーダ送信部２の送信信号生成部４により生成される送信信号及び基準送信信号生成部２４により生成される基準送信信号は、Ｉ信号Ｉｒ（ｋ）及びＱ信号Ｑｒ（ｋ）からなるベースバンド帯域の信号ｒ（ｎ）として、数式（５）の様に表すことができる。なお、パラメータｇ_ｒ（ｋ）は、離散時刻ｋのＡＧＣ部１９，２０のゲインを表す。

複素相関値演算部２５及びＩＱ補正部２６の動作について、図５及び図６を参照して説明する。図６は、離散時刻ｋ＝１〜２（Ｎｒ＋Ｎｕ）における複素相関値演算部２５及びＩＱ補正部２６の動作を説明するフローチャートである。図６のステップＳ１１からステップＳ１５までは複素相関値演算部２５の動作であり、同図のステップＳ１６からステップＳ１８までの動作はＩＱ補正部２６の動作である。

複素相関値演算部２５は、図５に示す様に、複数のシフトレジスタＲ１〜Ｒ８と、第１のサブ符号単位相関値演算部ＦＲと、第２のサブ符号単位相関値演算部ＳＲと、バッファＢ１，Ｂ２とを有する。ＩＱ補正部２６は、バッファＢ３，Ｂ４と、補正係数演算部ＡＣＣと、補正後相関値演算部Ｍ１，Ｍ２と、相補符号系列相関値演算部ＣＣとを有する。

図６において、各シフトレジスタＲ１〜Ｒ８は、Ａ／Ｄ変換部２２，２３により変換された複素信号ｘ（ｓ、ｋ）をそれぞれ入力する（Ｓ１１）。なお、図５は、符号長Ｌ＝８の場合の複素相関値演算部２５の構成を示す。各シフトレジスタＲ１〜Ｒ８は、後述する数式（６）及び（７）におけるパラメータｍをずらすことに対応して、複素信号ｘ（ｓ、ｋ）を入力する。パラメータｍは、相関値の演算におけるシフト時間を表す。また、第１サブ符号単位相関値演算部ＦＲ及び第２サブ符号単位相関値演算部ＳＲは、基準送信信号生成部２４により出力された基準送信信号ｒ（ｎ）をそれぞれ入力する（Ｓ１２）。

ここで、ＡＧＣ部１９，２０の特性が理想的である場合には、離散時刻ｋ＝１〜２（Ｎｒ＋Ｎｕ）において、ｇ_ｒ（ｋ）＝ｇ（ｋ、Ｉ）＝ｇ（ｋ、Ｑ）となる。この場合には、第１サブ符号単位相関値演算部ＦＲは、ステップＳ１１で入力された複素信号ｘ（ｓ、ｋ）とステップＳ１２で入力された基準送信信号ｒ（ｎ）の複素共役値との相関値を、数式（６）に示す様に演算する（Ｓ１３）。また、第２サブ符号単位相関値演算部ＳＲは、ステップＳ１１で入力された複素信号ｘ（ｓ、ｋ）とステップＳ１２で入力された基準送信信号ｒ（ｎ）の複素共役値との相関値を、数式（７）に示す様に演算する（Ｓ１３）。

この数式（６）の演算の際、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の区間は、図３に示す様に符号系列Ｃｏｄｅ＃１の高周波送信信号の送信周期に相当する。また、数式（７）の演算の際、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ＋１）〜２（Ｎｒ＋Ｎｕ）の区間は、図３に示す様に符号系列Ｃｏｄｅ＃２の高周波送信信号の送信周期に相当する。従って、第１サブ符号単位相関値演算部ＦＲ及び第２サブ符号単位相関値演算部ＳＲは、それぞれステップＳ１２において、離散時刻ｋの範囲に応じて、基準送信信号生成部２４により出力された基準送信信号ｒ（ｎ）を切り換えて入力する。

具体的には、第１サブ符号単位相関値演算部ＦＲは、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の区間では、基準送信信号ｒ（ｎ）として、符号系列Ｃｏｄｅ＃１の高周波送信信号と同一の基準送信信号を入力する（Ｓ１２）。また、第２サブ符号単位相関値演算部ＳＲは、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ＋１）〜２（Ｎｒ＋Ｎｕ）の区間では、基準送信信号ｒ（ｎ）として、符号系列Ｃｏｄｅ＃２の高周波送信信号と同一の基準送信信号を入力する（Ｓ１２）。

ここで、数式（６）におけるパラメータｒ_{Ｃｏｄｅ＃１}（ｍ）は、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の区間における符号系列Ｃｏｄｅ＃１の高周波送信信号と同一の基準送信信号を表す。また、同様に、数式（７）におけるパラメータｒ_{Ｃｏｄｅ＃２}（ｍ）は、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ＋１）〜２（Ｎｒ＋Ｎｕ）の区間における符号系列Ｃｏｄｅ＃２の高周波送信信号と同一の基準送信信号を表す。また、アスタリスク（＊）は、複素共役演算子を表す。

一方、ＡＧＣ部１９，２０間でばらつきが生じる場合には、パラメータｇ_ｒ（ｋ）≠ｇ（ｋ、Ｉ）≠ｇ（ｋ、Ｑ）となる。この場合には、第１サブ符号単位相関値演算部ＦＲは、サブ符号長Ｌ／Ｎ（図５の場合にはＬ／Ｎ＝４）からなるサブ符号系列に対し、ステップＳ１１で入力された複素信号ｘ（ｓ、ｋ）とステップＳ１２で入力された基準送信信号ｒ（ｎ）のサブ符号系列とのサブ符号系列相関値を演算する（Ｓ１３）。また、第２のサブ符号単位相関値演算部ＳＲは、サブ符号長Ｌ／Ｎからなる複素サブ符号系列に対し、ステップＳ１１で入力された複素信号ｘ（ｓ、ｋ）とステップＳ１２で入力された基準送信信号ｒ（ｎ）の複素サブ符号系列との複素サブ符号系列相関値を演算する（Ｓ１３）。

具体的には、第１サブ符号単位相関値演算部ＦＲは、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）では、ステップＳ１１で入力された複素信号ｘ（ｓ、ｋ）とステップＳ１２で入力された基準送信信号ｒ（ｎ）のサブ符号系列（ｃ）とのサブ符号系列相関値を、数式（８）に従って演算する（Ｓ１３）。また、第２サブ符号単位相関値演算部ＳＲは、同様の離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）では、ステップＳ１１で入力された複素信号ｘ（ｓ、ｋ）とステップＳ１２で入力された基準送信信号ｒ（ｎ）の複素サブ符号系列（ｊｄ）との複素サブ符号系列相関値を、数式（９）に従って演算する（Ｓ１３）。

第１サブ符号単位相関値演算部ＦＲは、ステップＳ１３で演算された各サブ符号系列相関値を、当該複素相関値演算部２５内のバッファＢ１に一時的に格納し（Ｓ１４）、ＩＱ補正部２６のバッファＢ３に出力する（Ｓ１５）。更に、第２サブ符号単位相関値演算部ＳＲは、ステップＳ１３で演算された各複素サブ符号系列相関値を、当該複素相関値演算部２５内のバッファＢ２に一時的に格納し（Ｓ１４）、ＩＱ補正部２６のバッファＢ４に出力する（Ｓ１５）。

また、第１サブ符号単位相関値演算部ＦＲは、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ＋１）〜２（Ｎｒ＋Ｎｕ）では、ステップＳ１１で入力された複素信号ｘ（ｓ、ｋ）とステップＳ１２で入力された基準送信信号ｒ（ｎ）の複素サブ符号系列（ｊｃ）との複素サブ符号系列相関値を、数式（１０）に従って演算する（Ｓ１３）。また、第２サブ符号単位相関値演算部ＳＲは、同様の離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ＋１）〜２（Ｎｒ＋Ｎｕ）では、ステップＳ１１で入力された複素信号ｘ（ｓ、ｋ）とステップＳ１２で入力された基準送信信号ｒ（ｎ）のサブ符号系列（ｄ）とのサブ符号系列相関値を、数式（１１）に従って演算する（Ｓ１３）。

第１サブ符号単位相関値演算部ＦＲは、ステップＳ１３で演算された各複素サブ符号系列相関値を、当該複素相関値演算部２５内のバッファＢ１に一時的に格納し（Ｓ１４）、ＩＱ補正部２６のバッファＢ３に出力する（Ｓ１５）。更に、第２サブ符号単位相関値演算部ＳＲは、ステップＳ１３で演算された各サブ符号系列相関値を、当該複素相関値演算部２５内のバッファＢ２に一時的に格納し（Ｓ１４）、ＩＱ補正部２６のバッファＢ４に出力する（Ｓ１５）。

図６において、補正係数演算部ＡＣＣは、複素相関値演算部２５により演算された各サブ符号系列相関値、各複素サブ符号系列相関値に基づいて、ＡＧＣ部１９，２０の各ゲインを等しくするための補正係数を演算する（Ｓ１６）。具体的には、補正係数演算部ＡＣＣは、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）では、数式（８）及び数式（９）に従って演算された各サブ符号系列相関値、各複素サブ符号系列相関値に基づいて、数式（１２）が成立するときの数式（８）又は数式（９）に係る係数を、第１補正係数Ｈ_１（ｓ、ｋ）（但し、ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ））として演算する（Ｓ１６）。

具体的には、第１補正係数Ｈ_１（ｓ、ｋ）は、送信信号に複素サブ符号系列を用いた場合の複素サブ符号系列相関値ＡＣ_１＿ｓｕｂ_２（ｓ、ｋ＋（Ｎｒ／Ｎ））と、送信信号にサブ符号系列を用いた場合のサブ符号系列相関値ＡＣ_１＿ｓｕｂ_１（ｓ、ｋ）との各振幅レベル（振幅スケール）を等しくする場合の係数として演算される。この演算された第１補正係数Ｈ_１（ｓ、ｋ）は、ＡＣ_１＿ｓｕｂ_２（ｓ、ｋ＋（Ｎｒ／Ｎ））あるいはＡＣ_１＿ｓｕｂ_１（ｓ、ｋ）に対して乗算される。

たとえば、送信信号に符号系列Ｃｏｄｅ＃１を用いた場合の相関値を演算する場合、補正係数演算部ＡＣＣは、第１補正係数Ｈ_１（ｓ、ｋ）＝｜ＡＣ_１＿ｓｕｂ_２（ｓ、ｋ＋（Ｎｒ／Ｎ）｜／｜ＡＣ_１＿ｓｕｂ_１（ｓ、ｋ）｜の比率を算出する。更に、補正後相関値演算部Ｍ２は、ＡＣ_１＿ｓｕｂ_２（ｓ、ｋ＋（Ｎｒ／Ｎ））に当該演算された第１補正係数Ｈ_１（ｓ、ｋ）を乗算し、数式（１３）のように加算処理を行う。

即ち、数式（１２）は、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合、送信信号にサブ符号系列（ｃ）を用いたときのサブ符号系列相関値と、送信信号に複素サブ符号系列（ｊｄ）を用いたときの複素サブ符号系列相関値との各振幅レベルが等しい場合、ＡＧＣ部１９，２０のゲインが等しくなることを示す。即ち、数式（１２）が成立する場合には、ＡＧＣ部１９，２０のゲインにばらつきが生じないことになる。

これにより、補正係数演算部ＡＣＣは、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合に、ＡＧＣ部１９，２０間のばらつきにより、Ｉ信号とＱ信号の振幅のスケールがずれることで生じるＩ信号とＱ信号との間の位相ずれ量を、適正に補正するための補正係数Ｈ_１（ｓ、ｋ）を演算することができる。これにより、最終的には、レーダの測定性能を向上することができる（特に測角精度が向上する）。

補正後相関値演算部Ｍ２は、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合に、ステップＳ１６により演算された第１補正係数Ｈ_１（ｓ、ｋ）と、ＡＣ_１＿ｓｕｂ_２（ｓ、ｋ＋（Ｎｒ／Ｎ））又はＡＣ_１＿ｓｕｂ_１（ｓ、ｋ）とを乗算する（Ｓ１７）。ここでは、例えば、複素サブ符号系列相関値ＡＣ_１＿ｓｕｂ_２（ｓ、ｋ＋（Ｎｒ／Ｎ））と、補正係数Ｈ_１（ｓ、ｋ）とが乗算されるとする。更に、相補符号系列相関値演算部ＣＣは、ステップＳ１７により乗算された補正後相関値演算結果と、数式（８）に従って演算されたサブ符号系列相関値とを、数式（１３）に従って加算する（Ｓ１８）。この数式（１３）に従って演算された相関値は、符号系列Ｃｏｄｅ＃１の相補符号系列の相関値を表す。

複素相関値演算部２５及びＩＱ補正部２６の演算は、各受信アンテナで、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）に対して行われる。但し、レーダ装置１の測定対象となるターゲットの存在範囲が当該レーダ装置１から近距離にいるものであるという前提の下で、離散時刻ｋの範囲を更に限定しても良い。これにより、レーダ装置１は、複素相関値演算部２５及びＩＱ補正部２６による演算量を低減することができる。即ち、レーダ装置１は、信号処理部２１による消費電力量を低減することができる。

また、補正係数演算部ＡＣＣは、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ＋１）〜２（Ｎｒ＋Ｎｕ）では、数式（１０）及び数式（１１）に従って演算された各サブ符号系列相関値、各複素サブ符号系列相関値に基づいて、数式（１４）が成立するときの数式（１０）又は数式（１１）に係る係数を、第２補正係数Ｈ_２（ｓ、ｋ）（但し、ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ＋１）〜２（Ｎｒ＋Ｎｕ））として演算する（Ｓ１６）。

具体的には、第２補正係数Ｈ_２（ｓ、ｋ）は、送信信号にサブ符号系列を用いた場合のサブ符号系列相関値ＡＣ_２＿ｓｕｂ_２（ｓ、ｋ＋（Ｎｒ／Ｎ））と送信信号に複素サブ符号系列を用いた場合の複素サブ符号系列相関値ＡＣ_２＿ｓｕｂ_１（ｓ、ｋ）との各振幅レベル（振幅スケール）を等しくする場合の係数として演算される。この演算された第２補正係数Ｈ_２（ｓ、ｋ）は、ＡＣ_２＿ｓｕｂ_２（ｓ、ｋ＋（Ｎｒ／Ｎ））あるいはＡＣ_２＿ｓｕｂ_１（ｓ、ｋ）に対して乗算される。

たとえば、送信信号に符号系列Ｃｏｄｅ＃２を用いた場合の相関値を演算する場合、補正係数演算部ＡＣＣは、第２補正係数Ｈ_２（ｓ、ｋ）＝｜ＡＣ_２＿ｓｕｂ_２（ｓ、ｋ＋（Ｎｒ／Ｎ））｜／｜ＡＣ_２＿ｓｕｂ_１（ｓ、ｋ）｜の比率を算出する。更に、補正後相関値演算部Ｍ１は、ＡＣ_２＿ｓｕｂ_２（ｓ、ｋ＋（Ｎｒ／Ｎ））に当該演算された第２補正係数Ｈ_２（ｓ、ｋ）を乗算し、数式（１４）のように加算処理を行う。

即ち、数式（１４）は、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ＋１）〜２（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合、送信信号に複素サブ符号系列（ｊｃ）を用いたときの複素サブ符号系列相関値と、送信信号にサブ符号系列（ｄ）を用いたときのサブ符号系列相関値との各振幅レベルが等しい場合、ＡＧＣ部１９，２０のゲインが等しくなることを示す。即ち、数式（１４）が成立する場合には、ＡＧＣ部１９，２０のゲインにばらつきが生じないことになる。

これにより、補正係数演算部ＡＣＣは、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ＋１）〜２（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合に、ＡＧＣ部１９，２０間のばらつきにより生じたＩ信号とＱ信号との間の位相ずれ量を適正に補正するための補正係数Ｈ_２（ｓ、ｋ）を演算することができる。これにより、最終的には、レーダの測定性能を向上することができる（特に測角精度が向上する）。

補正後相関値演算部Ｍ１は、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ＋１）〜２（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合に、ステップＳ１６により演算された第２補正係数Ｈ_２（ｓ、ｋ）と、ＡＣ_２＿ｓｕｂ_２（ｓ、ｋ＋（Ｎｒ／Ｎ））又はＡＣ_２＿ｓｕｂ_１（ｓ、ｋ）とを乗算する（Ｓ１７）。ここでは、例えば、サブ符号系列相関値ＡＣ_２＿ｓｕｂ_２（ｓ、ｋ＋（Ｎｒ／Ｎ））と、補正係数Ｈ_２（ｓ、ｋ）とが乗算されるとする。更に、相補符号系列相関値演算部ＣＣは、ステップＳ１７により乗算された補正後相関値演算結果と、数式（１０）に従って演算された複素サブ符号系列相関値とを、数式（１５）に従って加算する（Ｓ１８）。この数式（１５）に従って演算された相関値は、符号系列Ｃｏｄｅ＃２の相補符号系列の相関値を表す。

複素相関値演算部２５及びＩＱ補正部２６の演算は、各受信アンテナで、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ＋１）〜２（Ｎｒ＋Ｎｕ）に対して行われる。但し、レーダ装置１の測定対象となるターゲットの存在範囲が当該レーダ装置１から近距離にいるものであるという前提の下で、離散時刻ｋの範囲を更に限定しても良い。これにより、レーダ装置１は、複素相関値演算部２５及びＩＱ補正部２６による演算量を低減することができる。即ち、レーダ装置１は、信号処理部２１による消費電力量を低減することができる。

平均化処理部２７は、数式（１３）に従って演算された符号系列Ｃｏｄｅ＃１の相補符号系列の相関値と、数式（１５）に従って演算された符号系列Ｃｏｄｅ＃２の相補符号系列の相関値とを加算する。但し、符号系列Ｃｏｄｅ＃２の相補符号系列の相関値の演算における離散時刻ｋは、符号系列Ｃｏｄｅ＃１の相補符号系列の相関値の演算における離散時刻ｋと比べて、送信周期Ｔｒの１周期分遅れている。

平均化処理部２７は、各符号系列の相補符号系列の相関値の演算における離散時刻ｋの相違を考慮して、符号系列Ｃｏｄｅ＃２の相補符号系列の相関値の演算における離散時刻ｋを送信周期Ｔｒの分だけ時間的にシフトした数式（１６）の様な演算を行う。数式（１６）に表される相関値は、送信信号生成部４により生成された相補符号系列（符号系列Ｃｏｄｅ＃１、符号系列Ｃｏｄｅ＃２）と受信アンテナＡＮＴｓにより受信された受信信号との相関値である。ここで、離散時刻ｋは、ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）である。レーダ装置１は、平均化処理部２７による数式（１６）の演算によれば、上述した数式（１）及び図８に示した様に、レンジサイドローブが低く抑制された信号を得ることができる。

到来角度距離推定部２８は、平均化処理部２７により演算された相補符号系列（符号系列Ｃｏｄｅ＃１、符号系列Ｃｏｄｅ＃２）の相関値ＡＣ_１（ｓ、ｋ）＋ＡＣ_２（ｓ、ｋ＋Ｎｒ＋Ｎｕ）に基づいて、ターゲットの到来角度及び当該ターゲットまでの距離の推定演算を行う。到来角度距離推定部２５による到来角度の推定演算は、既に公知の技術であり、例えば下記参考非特許文献１を参照することにより実現することが可能である。更に、到来角度距離推定部２８によるターゲットまでの距離の推定演算は、下記参考非特許文献２を参照することにより実現可能である。

（参考非特許文献１）ＪＡＭＥＳ Ａ． Ｃａｄｚｏｗ、「Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｕｂｓｐａｃｅ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ」、ＩＥＥＥ、Ｖｏｌ.２８、ｐｐ．６４−７９（１９９２）

（参考非特許文献２）Ｊ．Ｊ．ＢＵＳＳＧＡＮＧ、ｅｔ ａｌ．、「Ａ Ｕｎｉｆｉｅｄ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｒａｎｇｅ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ＣＷ， Ｐｕｌｓｅ， ａｎｄ Ｐｕｌｓｅ Ｄｏｐｐｅｒ Ｒａｄａｒ」，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＲＥ，Ｖｏｌ．４７，Ｉｓｓｕｅ １０，ｐｐ．１７５３−１７６２（１９５９）

例えば、到来角度距離推定部２８は、ターゲットの到来角度に関して、受信アンテナＡＮＴ１における相補符号系列の加算された相関値に基づいて、当該受信アンテナにおける受信信号のレベルを算出する。この受信信号のレベルには、ターゲットの到来角度の位相成分が含まれる。到来角度距離推定部２８は、この受信信号のレベルが最大値をとる場合における位相成分の角度を、当該ターゲットの到来角度として推定する。

また、例えば、到来角度距離推定部２８は、ターゲットとの距離に関して、受信アンテナＡＮＴ１における相補符号系列の加算された相関値に基づいて、当該相関値が最大値をとるときの離散時刻と高周波送信信号の送信時間との時間差に基づいて、当該ターゲットの距離を推定する。

以上により、第１の実施形態のレーダ装置１によれば、ターゲットにより反射された反射波の信号の直交検波後のＩ信号とＱ信号との間に生じる位相ずれ量を適正に補正し、ターゲットの到来角度の推定精度の劣化を抑制することができる。

また、レーダ装置１は、高周波送信信号に対して符号長Ｌ／Ｎでパルス圧縮を行っているため、ターゲットにより反射された反射波の信号におけるＳＮＲ（Signal Noise Ratio）の改善された相関値を得ることができる。このため、レーダ装置１は、Ｉ信号とＱ信号との間の位相ずれ量を適正に補正する補正係数を高精度に演算することができ、ターゲットの到来角度の推定劣化を抑制することができる。

更に、レーダ装置１によれば、相補符号系列（符号系列Ｃｏｄｅ＃１、符号系列Ｃｏｄｅ＃２）を用いたことにより、低レンジサイドローブ特性を保持することができる。これにより、レーダ装置１によるターゲットの到来角度及び距離の推定劣化を抑制することができる。

更に、レーダ装置１によれば、温度等の外部環境により影響を受けて変動するＡＧＣ部１９，２０のゲインのばらつき等に応じた補正係数を、予め定められた測定期間リアルタイムで演算することができる。

〔第１の実施形態の変形例１〕
第１の実施形態では、サブ符号系列（ｃ，ｄ，ｊｃ，ｊｄ）を用いて相補符号系列（ａ，ｂ）を、ａ＝［ｃ，ｊｄ］及びｂ＝［ｊｃ，ｄ］として表した。但し、相補符号系列（ａ，ｂ）の表し方は、この表し方に限定されない。例えば、サブ符号系列ｃ及びｄに対する係数（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）とした場合に相補符号系列（ａ，ｂ）を、ａ＝［Ａｃ、Ｂｄ］及びｂ＝［Ｃｃ、Ｄｄ］の様に表した場合、第１の実施形態では各係数（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）＝（１、ｊ、ｊ、１）が成立する。この他、各係数として次の各々の係数を用いた場合にも、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

具体的には、第１のパターンとして相補符号系列（ａ，ｂ）を、ａ＝［ｊｃ、−ｄ］及びｂ＝［−ｃ、ｊｄ］として表す。この場合には、各係数（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）＝（ｊ，−１，−１，ｊ）となる。

次に第２のパターンとして相補符号系列（ａ，ｂ）を、ａ＝［−ｃ、−ｊｄ］及びｂ＝［−ｊｃ、−ｄ］として表す。この場合には、各係数（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）＝（−１，−ｊ，−ｊ，−１）となる。ここで、−ｊは、反転した複素系列となる。

次に第３のパターンとして相補符号系列（ａ，ｂ）を、ａ＝［ｊｃ、ｄ］及びｂ＝［ｃ、ｊｄ］として表す。この場合には、各係数（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）＝（ｊ，１，１，ｊ）となる。

次に第４のパターンとして相補符号系列（ａ，ｂ）を、ａ＝［−ｊｃ、−ｄ］及びｂ＝［−ｃ、−ｊｄ］として表す。この場合には、各係数（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）＝（−ｊ，−１，−１，−ｊ）となる。

最後に第５のパターンとして相補符号系列（ａ，ｂ）を、ａ＝［−ｃ、ｊｄ］及びｂ＝［ｊｃ、−ｄ］として表す。この場合には、各係数（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）＝（−１，ｊ，ｊ，−１）となる。

〔第１の実施形態の変形例２〕
第１の実施形態では、レーダ受信部３のＡＧＣ部１９，２０のゲインの間にばらつきが生じることにより、Ｉ信号とＱ信号との間に位相ずれ量が生じるという問題をレーダ装置１の構成により解決する旨を説明した。しかし、レーダ受信部３がＡＧＣ部１９，２０を有する場合に限らず、当該レーダ受信部３がＡＧＣ部１９，２０を有さない様なダイレクトコンバージョン方式のレーダ装置の場合にも、直交検波後のＩ信号とＱ信号との間に位相ずれ量が発生することが知られている。即ち、当該ダイレクトコンバージョン方式のレーダ装置の場合でも、受信ＲＦ部の直交検波部のハードウェア的な誤差要因により、当該直交検波後のＩ信号とＱ信号との間に位相ずれ量が生じる。

そこで、第１の実施形態の変形例２は、第１の実施形態のレーダ受信部３におけるＡＧＣ部１９，２０を有さないダイレクトコンバージョン方式のレーダ装置の構成を備える。即ち、第１の実施形態の変形例２のレーダ装置は、レーダ装置１のレーダ送信部２と同様のレーダ送信部を備え、レーダ装置１のレーダ受信部３からＡＧＣ部１９，２０を省き、他の構成は同一の構成を有する。

第１の実施形態の変形例２のレーダ装置によれば、第１の実施形態のレーダ装置１の様にＡＧＣ１９，２０を有さない場合でも、受信ＲＦ部の直交検波部のハードウェア的な誤差要因に応じて生じるＩ信号とＱ信号との間に生じる位相ずれ量を適正に補正することができる。

〔第１の実施形態の変形例３〕
第１の実施形態では、レーダ装置１の送信信号生成部４の構成は図１に示したとおりである。しかし、本発明のレーダ装置のレーダ送信部は、第１の実施形態における送信信号生成部４に限定されない。

そこで、第１の実施形態の変形例３では、レーダ装置のレーダ送信部は、第１の実施形態のレーダ装置１の送信信号生成部４の代わりに、図７（ａ）に示す送信信号生成部４ａ、又は図７（ｂ）に示す送信信号生成部４ｂの構成を備える。なお、第１の実施形態の変形例３のレーダ装置におけるレーダ受信部は、第１の実施形態のレーダ装置１と同様である。このため、第１の実施形態の変形例３のレーダ装置におけるレーダ受信部の説明は省略する。

図７は、送信信号生成部の他の内部構成を示すブロック図である。同図（ａ）は、送信信号生成部４の変形例である送信信号生成部４ａの内部構成を示すブロック図である。同図（ｂ）は、送信信号生成部４の他の変形例である送信信号生成部４ｂの内部構成を示すブロック図である。

図７（ａ）に示す様に、送信信号生成部４ａは、第１符号記憶部７ａと、第２符号記憶部８ａと、符号切換部９ａと、変調部１０ａとを備える。第１符号記憶部７ａは、第１の実施形態のレーダ装置１における第１符号生成部７により生成されたサブ符号系列を予め記憶している。同様に、第２符号記憶部８ａは、第１の実施形態のレーダ装置１における第２符号生成部８により生成されたサブ符号系列を予め記憶している。

符号切換部９ａは、局部発振器Ｌｏにより生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍したタイミングクロックを生成する。符号切換部９ａは、当該生成されたタイミングクロックに基づいて、第１符号記憶部７ａ又は第２符号記憶部８ａから当該記憶されているサブ符号系列を読み出す。符号切換部９ａの読み出した後の動作及び変調部１０ａの動作は、第１の実施形態の送信信号生成部４における符号切換部９の動作及び変調部１０の動作と同一であるため、当該同一の内容の説明は省略する。

図７（ｂ）に示す様に、送信信号生成部４ｂは、サブ符号単位相補符号生成部５ｂと、第１符号生成部７ｂと、第２符号生成部８ｂと、符号切換部９ｂとを備える。また、第１符号生成部７ｂは、変調部３１ｂと、９０度位相シフト変調部３２ｂと、Ｐ／Ｓ変調部３３ｂとを備える。同様に、第２符号生成部８ｂは、９０度位相シフト変調部３４ｂと、変調部３５ｂと、Ｐ／Ｓ変換部３６ｂとを備える。

サブ符号単位相補符号生成部５ｂは、第１の実施形態のサブ符号単位相補符号生成部５と同様にサブ符号系列（ｃ）を生成し、当該生成されたサブ符号系列（ｃ）に対して例えばＩ軸（同相軸）で変調を行う変調部３１ｂに出力する。また、サブ符号単位相補符号生成部５ｂは、第１の実施形態のサブ符号単位相補符号生成部５と同様にサブ符号系列（ｄ）を生成し、当該生成されたサブ符号系列（ｄ）に対して例えばＱ軸（直交軸）で変調を行う９０度位相シフト変調部３２ｂに出力する。

サブ符号単位相補符号生成部５ｂは、第１の実施形態のサブ符号単位相補符号生成部５と同様にサブ符号系列（ｃ）を生成し、当該生成されたサブ符号系列（ｃ）に対して例えばＱ軸（同相軸）で変調を行う９０度位相シフト変調部３４ｂに出力する。また、サブ符号単位相補符号生成部５ｂは、第１の実施形態のサブ符号単位相補符号生成部５と同様にサブ符号系列（ｄ）を生成し、当該生成されたサブ符号系列（ｄ）に対して例えばＩ軸（同相軸）で変調を行う変調部３５ｂに出力する。

変調部３１ｂは、サブ符号単位相補符号生成部５ｂにより生成されたサブ符号系列（ｃ）を入力し、当該サブ符号系列（ｃ）をＩ軸（同相軸）で変調し、当該変調された信号をＰ／Ｓ変換部３３ｂに出力する。

９０度位相シフト変調部３２ｂは、サブ符号単位相補符号生成部５ｂにより生成されたサブ符号系列（ｄ）を入力し、当該サブ符号系列（ｄ）をＱ軸（直交軸）で変調し、当該変調された信号をＰ／Ｓ変換部３３ｂに出力する。なお、この９０度位相シフト変調部３２ｂがサブ符号系列（ｄ）に対してＱ軸で変調するとは、第１の実施形態の送信信号生成部４の複素係数乗算部６により複素係数ｊが乗算されることに相当する。

Ｐ／Ｓ変換部３３ｂは、変調部３１ｂにより出力された信号と、９０度位相シフト変調部３２ｂにより出力された信号とを入力する。Ｐ／Ｓ変調部３３ｂは、変調部３１ｂにより出力された信号を符号切換部９ｂに出力し、その後、９０度位相シフト変調部３２ｂにより出力された信号を符号切換部９ｂに出力する。なお、この動作は、第１の実施形態の第１符号生成部７における符号系列［ｃ、ｊｄ］を符号切換部９に出力する動作と同一である。

９０度位相シフト変調部３４ｂは、サブ符号単位相補符号生成部５ｂにより生成されたサブ符号系列（ｃ）を入力し、当該サブ符号系列（ｃ）をＱ軸（直交軸）で変調し、当該変調された信号をＰ／Ｓ変換部３６ｂに出力する。なお、この９０度位相シフト変調部３４ｂがサブ符号系列（ｃ）に対してＱ軸で変調するとは、第１の実施形態の送信信号生成部４の複素係数乗算部６により複素係数ｊが乗算されることに相当する。

変調部３５ｂは、サブ符号単位相補符号生成部５ｂにより生成されたサブ符号系列（ｄ）を入力し、当該サブ符号系列（ｄ）をＩ軸（同相軸）で変調し、当該変調された信号をＰ／Ｓ変換部３６ｂに出力する。

Ｐ／Ｓ変換部３６ｂは、９０度位相シフト変調部３４ｂにより出力された信号と、変調部３５ｂにより出力された信号とを入力する。Ｐ／Ｓ変調部３６ｂは、９０度位相シフト変調部３４ｂにより出力された信号を符号切換部９ｂに出力し、その後、変調部３５ｂにより出力された信号を符号切換部９ｂに出力する。なお、この動作は、第１の実施形態の第１符号生成部７における符号系列［ｊｃ、ｄ］を符号切換部９に出力する動作と同一である。

符号切換部９ｂは、第１符号生成部７ｂにより出力された信号、即ち、変調された符号系列Ｃｏｄｅ＃１と、第２符号生成部８ｂにより出力された信号、即ち、変調された符号系列Ｃｏｄｅ＃２とを、図３（ｃ）に示す様に、送信周期Ｔｒごとに逐次的に切り換えて変調部１０に出力する。

以上により、第１の実施形態の変形例３のレーダ装置によれば、第１の実施形態の送信信号生成部４の代替的構成を有することができる。特に、第１の実施形態の変形例のレーダ装置の送信信号生成部４ａにおいては、当該送信信号生成部４ｂの構成を簡易化することができる。

〔第１の実施形態の変形例４〕
第１の実施形態では、信号処理部２１のＩＱ補正部２６により、ＡＧＣ部１９，２０間のゲインのばらつきにより生じたＩ信号とＱ信号との間の位相ずれ量を適正に補正することにより、ターゲットの到来角度の推定精度の劣化を抑制する旨を説明した。

第１の実施形態の変形例４では、第１の実施形態の平均化処理部２７により加算された上述した数式（１６）に示す相関値に基づいて、ターゲットの移動に伴う位相回転量を測定し、ドップラ周波数の推定を行う。

図８は、第１の実施形態の変形例４におけるレーダ受信部３ｂの内部構成を示すブロック図である。図８に示す様に、レーダ受信部３ｂは、受信アンテナＡＮＴ１と、受信ＲＦ部１５と、ＡＧＣ部１９と、ＡＧＣ部２０と、信号処理部２１ｂとを備える。信号処理部２１ｂは、Ａ／Ｄ変換部２２と、Ａ／Ｄ変換部２３と、基準送信信号生成部２４と、複素相関値演算部２５と、ＩＱ補正部２６と、平均化処理部２７と、位相回転量測定部２９と、ドップラ周波数推定部３０とを備える。レーダ受信部３ｂの信号処理部２１のうち位相回転量測定部２９及びドップラ周波数推定部３０を除く他の構成は、第１の実施形態のレーダ装置１と同一であるため当該同一箇所の説明は省略する。

位相回転量測定部２９は、平均化処理部２７により演算された相補符号系列の相関値を基準の相関値として、複数回の送信期間Ｎ_Ｔｘにわたる各送信周期における相補符号系列の相関値に基づいて、位相回転量Δθ（ｋ）を測定する。位相回転量測定部２９は、当該測定された位相回転量Δθ（ｋ）をドップラ周波数推定部３０に出力する。

ドップラ周波数推定部３０は、位相回転量測定部２９により出力された位相回転量Δθ（ｋ）に基づいて、ターゲットの移動に伴う位相回転量、即ちドップラ周波数ｆ_ｄ（ｋ）を、数式（１７）に従って演算する。パラメータＮＴｘは、平均化処理部２７により加算された相補符号系列の相関値の観測時間［秒］である。

これにより、第１の実施形態の変形例４のレーダ装置によれば、平均化処理部２７により演算された相補符号系列の相関値に基づいて、ターゲットの移動に伴う位相回転量及びドップラ周波数の推定を高精度に行うことができる。

以上、添付図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明のレーダ装置はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

上述した第１の実施形態で、平均化処理部２７は、高周波送信信号の送信周期Ｔｒの２倍の送信周期分における相関値の加算結果を１つの単位として、低レンジサイドローブ特性を得ることができる旨を説明した。しかし、平均化処理部２７は、当該２倍の送信周期分における相関値の加算結果を更に複数回の送信周期にわたってそれぞれ演算し、当該演算された２倍の送信周期における相関値の加算結果を平均化しても良い。これにより、レーダ装置は、ノイズ信号が更に抑制された受信信号を得ることができる。即ち、ターゲットの到来角度の推定及び距離の推定のための演算を高精度に行うことができる。

なお、第１の実施形態において、Ａ／Ｄ変換部２２，２３は、ＡＧＣ部１９，２０で増幅されたベースバンド帯域のＩ信号及びＱ信号に対して、離散時刻ｋに応じたオーバーサンプリングでデジタルデータに変換する。しかし、レーダ受信部３，３ａにおいては、レーダ送信部２におけるベースバンド帯域の送信信号と同一のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換を行う必要はない。

例えば、第１の実施形態のレーダ送信部２では、符号長Ｌに対してＮｒのサンプル数を用いて、ベースバンド帯域の送信信号を生成した。これは、１つの符号あたりＮｒ／Ｌサンプルのオーバーサンプリングに相当する。しかしながら、レーダ受信部３，３ａにおいては、１つの符号あたり１倍のサンプル以上であれば、受信信号の信号処理は可能である。

本発明に係るレーダ装置は、ターゲットにより反射された信号の直交検波後のＩ信号とＱ信号との間に生じる位相ずれ量を適正に補正し、ターゲットの到来角度の推定精度の劣化を抑制するレーダ装置として有用である。

１ レーダ装置
２ レーダ送信部
３、３ａ レーダ受信部
４、４ａ、４ｂ 送信信号生成部
５、５ｂ サブ符号単位相補符号生成部
６ 複素係数乗算部
７、７ｂ 第１符号生成部
８、８ｂ 第２符号生成部
７ａ 第１符号記憶部
８ａ 第２符号記憶部
９、９ａ、９ｂ 符号切換部
１０、１０ａ、３１ｂ、３５ｂ 変調部
１１ ＬＰＦ
１２ 送信ＲＦ部
１３、１７ 周波数変換部
１４、１６ 増幅器
１５ 受信ＲＦ部
１８ 直交検波部
１９、２０ ＡＧＣ部
２１、２１ｂ 信号処理部
２２、２３ Ａ／Ｄ変換部
２４ 基準送信信号生成部
２５ 複素相関値演算部
２６ ＩＱ補正部
２７ 平均化処理部
２８ 到来角度距離推定部
２９ 位相回転量測定部
３０ ドップラ周波数推定部
３２ｂ、３４ｂ ９０度位相シフト変調部
３３ｂ、３６ｂ Ｐ／Ｓ変換部
ＡＣＣ 補正係数演算部
ＡＮＴ０ 送信アンテナ
ＡＮＴ１、ＡＮＴ２ 受信アンテナ
Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３、Ｂ４ バッファ
ＣＣ 相補符号系列相関値演算部
ＦＲ 第１サブ符号単位相関値演算部
Ｌｏ 局部発振器
Ｍ１、Ｍ２ 補正後相関値演算部
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８ シフトレジスタ
ＳＲ 第２サブ符号単位相関値演算部
Ｔｒ 送信周期
Ｔｗ 送信区間

Claims (14)

1. 所定の送信周期で高周波送信信号を送信アンテナから送信する送信部と、ターゲットに反射された反射波の信号を受信アンテナで受信する受信部とを含むレーダ装置であって、
   前記送信部は、
   所定の符号長の符号系列を分割したサブ符号長を有する第１、第２サブ符号系列に対してそれぞれ同相軸で変調を行い第３及び第６サブ符号系列を生成し、前記第１、第２サブ符号系列に対してそれぞれ直交軸で変調を行い第５及び第４サブ符号系列を生成し、
   第１送信周期では、同相信号である前記第３サブ符号系列と直交信号である前記第４サブ符号系列との組合せを連結した符号を変調した第１の送信信号を生成し、
   第２送信周期では、直交信号である前記第５サブ符号系列と同相信号である前記第６サブ符号系列との組合せを連結した符号を変調した第２の送信信号を生成する送信信号生成部と、
   前記送信信号生成部により生成された第１及び第２の送信信号を高周波送信信号に変換し、前記送信アンテナから送信する送信ＲＦ部と、
   を備え、
   前記受信部は、
   前記受信アンテナで受信した前記反射波の信号をベースバンド帯域の第１の受信信号及び第２の受信信号に変換する受信ＲＦ部と、
   前記第１の受信信号のうち、前記同相信号である第３サブ符号系列を増幅し、前記第２の受信信号のうち、前記同相信号である第６サブ符号系列を増幅する同相信号ＡＧＣ部と、
   前記第１の受信信号のうち、前記直交信号である第４サブ符号系列を増幅し、前記第２の受信信号のうち、前記直交信号である第５サブ符号系列を増幅する直交信号ＡＧＣ部と、
   前記増幅した第３サブ符号系列の振幅と前記増幅した第４サブ符号系列の振幅とを等しくするための第１補正係数を演算し、前記第１補正係数を用いて、前記増幅した第３サブ符号系列の振幅及び前記増幅した第４サブ符号系列の振幅を補正し、前記増幅した第６サブ符号系列の振幅と前記増幅した第５サブ符号系列の振幅とを等しくするための第２補正係数を演算し、前記第２補正係数を用いて、前記増幅した第６サブ符号系列の振幅及び前記増幅した第５サブ符号系列の振幅を補正するＩＱ補正部と、
   を備えるレーダ装置。
2. 請求項１記載のレーダ装置であって、
   前記振幅補正後の第３サブ符号系列と前記振幅補正後の第６サブ符号系列とを平均化した第１の平均化値と、前記振幅補正後の第４サブ符号系列と前記振幅補正後の第５サブ符号系列とを平均化した第２の平均化値と、を加算演算する平均化処理部と、
   を更に備えるレーダ装置。
3. 請求項２に記載のレーダ装置であって、
   前記平均化処理部による加算演算結果に基づいて、前記ターゲットの到来角度又は距離を演算する到来角度距離推定部と、
   を更に備えるレーダ装置。
4. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
   前記同相信号ＡＧＣ部は、前記受信ＲＦ部により変換された前記第１の受信信号又は前記第２の受信信号の同相信号のレベルを、前記送信周期のうち非送信区間の開始タイミングからの経過時間に応じたゲインで増幅し、
   前記直交信号ＡＧＣ部は、前記受信ＲＦ部により変換された前記第１の受信信号又は前記第２の受信信号の直交信号のレベルを、前記送信周期のうち前記非送信区間の開始タイミングからの経過時間に応じたゲインで増幅するレーダ装置。
5. 請求項４に記載のレーダ装置であって、
   前記同相信号ＡＧＣ部により増幅された同相信号をデジタルデータに変換する第１Ａ／Ｄ変換部と、
   前記直交信号ＡＧＣ部により増幅された直交信号をデジタルデータに変換する第２Ａ／Ｄ変換部と、を更に備えるレーダ装置。
6. 請求項１〜５のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
   前記第３サブ符号系列と前記第４サブ符号系列とが連結された符号系列を記憶する第１符号系列記憶部と、
   前記第５サブ符号系列と前記第６サブ符号系列とが連結された符号系列を記憶する第２符号系列記憶部と、を更に有し、
   前記送信信号生成部は、前記第１、第２符号系列記憶部に記憶されている各符号系列をそれぞれ変調して前記第１の送信信号及び前記第２の送信信号を生成することを特徴とするレーダ装置。
7. 請求項２に記載のレーダ装置であって、
   前記平均化処理部により加算演算された相関値を基準の相関値として、各送信周期における加算相関値に基づいて、前記ターゲットの移動に伴って前記反射波の信号における位相回転量を測定する位相回転量演算部と、
   前記位相回転量演算部により演算された位相回転量に基づいて、前記ターゲットの移動に伴って前記反射波の信号に生じるドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定部と、を更に備えるレーダ装置。
8. 請求項１〜７のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
   前記所定の符号系列は、相補符号系列であるレーダ装置。
9. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
   前記第３サブ符号系列に乗算される係数は、１であり、
   前記第４サブ符号系列に乗算される係数は、複素係数ｊであり、
   前記第５サブ符号系列に乗算される係数は、複素係数ｊであり、
   前記第６サブ符号系列に乗算される係数は、１であるレーダ装置。
10. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
    前記第３サブ符号系列に乗算される係数は、複素係数ｊであり、
    前記第４サブ符号系列に乗算される係数は、−１であり、
    前記第５サブ符号系列に乗算される係数は、−１であり、
    前記第６サブ符号系列に乗算される係数は、複素係数ｊであるレーダ装置。
11. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
    前記第３サブ符号系列に乗算される係数は、−１であり、
    前記第４サブ符号系列に乗算される係数は、反転した複素係数−ｊであり、
    前記第５サブ符号系列に乗算される係数は、反転した複素係数−ｊであり、
    前記第６サブ符号系列に乗算される係数は、−１であるレーダ装置。
12. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
    前記第３サブ符号系列に乗算される係数は、複素係数ｊであり、
    前記第４サブ符号系列に乗算される係数は、１であり、
    前記第５サブ符号系列に乗算される係数は、１であり、
    前記第６サブ符号系列に乗算される係数は、複素係数ｊであるレーダ装置。
13. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
    前記第３サブ符号系列に乗算される係数は、反転した複素係数−ｊであり、
    前記第４サブ符号系列に乗算される係数は、−１であり、
    前記第５サブ符号系列に乗算される係数は、−１であり、
    前記第６サブ符号系列に乗算される係数は、反転した複素係数−ｊであるレーダ装置。
14. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
    前記第３サブ符号系列に乗算される係数は、−１であり、
    前記第４サブ符号系列に乗算される係数は、複素係数ｊであり、
    前記第５サブ符号系列に乗算される係数は、複素係数ｊであり、
    前記第６サブ符号系列に乗算される係数は、−１であるレーダ装置。

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