CN113475046A

CN113475046A - 利用扎道夫-楚序列进行调制的方法和装置

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Publication number: CN113475046A
Application number: CN202080017123.XA
Authority: CN
Inventors: J·卡诺尼奇
Original assignee: Tern Williams
Current assignee: Tern Williams
Priority date: 2019-02-27
Filing date: 2020-02-24
Publication date: 2021-10-01
Anticipated expiration: 2040-02-24
Also published as: ES2969251T3; US11817942B2; DK3931991T3; US20220149966A1; BR112021016933A2; IL285681B2; EP3931991B1; IL285681B1; FR3093257A1; MX2021010167A; AU2020227908B2; CN113475046B; SG11202109045RA; PL3931991T3; AU2020227908A1; FI3931991T3; JP2022522450A; KR20210127977A; CA3130613A1; US12177001B2

Abstract

本发明涉及一种利用扎道夫‑楚序列进行调制的方法和装置。待传输的每个K进制符号被转换成具有预设长度N和预设根r的扎道夫‑楚序列，并且其频率偏移q取决于K进制符号。各种根值可以用于分离不同的上行链路和下行链路以及同步或异步通信。调制装置在频域中实现。本发明还涉及一种使如此传输的K进制符号恢复的解调方法和装置。解调装置可以在时域或频域中实现。

Description

利用扎道夫-楚序列进行调制的方法和装置

技术领域

本发明总体上涉及数字电信领域，并且更特别地涉及那些使用扩频技术的领域。它尤其适用于无线通信系统和物联网(IoT)。

背景技术

适应自主的、低动力消耗的对象的普及和低数据速率无线电技术的出现，最近使得物联网(IoT)得以发展。物联网网络的无线通信系统必须遵守几个约束条件。

首先，由于部署的基站数量少并因此覆盖区域大，所以连接对象的接收器必须具有高灵敏度。

其次，被连接物体的发射器/接收器必须特别简单且节能，以允许几年的自主持续时间。

最后，无线电接入系统必须是可扩展的，因为基站(也称为物联网网关)必须能够服务大量的被连接对象。

物联网目前覆盖各种各样的网络。

其中一些网络(LTE-M(长期演进-机器到机器)、NB-IoT(窄带物联网))使用现有蜂窝基础设施的技术。然而，对于普通应用来说，这些技术往往太复杂或太消耗能量。

其它网络依赖于特定的甚至专有的技术，诸如使用线性调频扩频(CSS)调制的LoRa和使用超窄带(UNB)调制的SigFox。这些技术节能且可以实现非常低的接收阈值，因此覆盖范围非常广。

然而，这些特定技术在容量方面存在限制，容量即由于信噪比的下降加上影响通信的干扰，在同一覆盖区域内可以同时服务的用户数量。特别是，在LoRa系统中，即使使用不同的频谱扩展因子(SF)，CSS信号之间的大量未解决冲突也是部署基于该技术的大型LPWAN(Low Power Wide Area Network，低动力广域网络)的障碍，甚至是对不同运营商部署网络的障碍。D.Croce等人在2018年4月《IEEE通信快报》第22卷第4期第796-799页上发表的名称为“LoRa不完全正交性的影响：链路级性能分析(Impact of LoRa imperfectorthogonality:analysis of link-level performance)”的论文中对这些限制进行了讨论。

因此，本发明的目的是提供一种特别适应IoT网络的约束条件的调制方法(以及相关的调制器)，并对通信间干扰提供更强的鲁棒性。本发明的另一个目的是提供一种相应的解调方法(以及相关的解调器)。最后，还提供了一种数据传输方法，该数据传输方法利用所讨论的调制方法来减少不同用户的通信之间的干扰。

发明内容

本发明由一种用于调制在传输信道上待传输的多个K进制符号(K-ary symbols)的方法来定义，其中每个K进制符号被变换成与该符号相关联的扎道夫-楚序列，该扎道夫-楚序列具有长度N、根r和频率偏移q，其中N是正整数使得log₂ N≥K，r是整数使得r＞1且与N互质，q是相对整数，并且所述多个K进制符号中的任意两个K进制符号与具有不同频率偏移的扎道夫-楚序列相关联，每个K进制符号以长度大于或等于2^K的、与所述K进制符号相关联的扎道夫-楚序列的连续复数个元素序列的形式被调制。

根据第一实施例，所述连续复数个元素序列由所述扎道夫-楚序列的所有元素组成。扎道夫-楚序列的长度可以有利地被选择为等于2的幂。

根据第二实施例，扎道夫-楚序列的长度将被选择为等于大于2^K的最小素数，并且通过截断具有2^K个元素的所述扎道夫-楚序列来获得连续复数个元素序列。

优选地，扎道夫-楚序列的长度被选择为大于调制K进制符号的最大频率偏移与传输信道的时间扩展之间的差，该时间扩展以该序列的元素的传输周期数表示。

与K进制符号相关联的扎道夫-楚序列的连续复数个元素序列的元素的实部和虚部分别调制两个正交载波，并且如此获得的调制信号在传输信道上传输。

可选择地，在基带中生成相位信号，该相位信号作为与K进制符号相关联的扎道夫-楚序列的连续复数个元素的相位而获得，并且所述相位信号被转换成射频带，如此获得的射频信号在传输信道上传输。

本发明同样涉及一种用于通过多个通信向不同用户传输数据或从不同用户传输数据的方法，其中待传输的数据被变换成K进制符号，不同用户的K进制符号通过调制方法进行调制，用于调制两个不同用户的K进制符号的扎道夫-楚序列的根被选择为不同，并且这些扎道夫-楚序列的长度被选择为等于共同长度。

用于调制两个不同用户的K进制符号的根有利地被选择为使得它们的差的绝对值与所述共同长度互质。

本发明进一步涉及一种用于调制在传输信道上待传输的K进制符号的调制装置，所述装置包括二进制到十进制转换器，其将每个K进制符号的K个比特变换成不同的整数值，以及扎道夫-楚序列生成器，其具有序列长度N和根r以及频率偏移q作为输入参数，根r诸如整数r，r＞1且与N互质，所述生成器为每个K进制符号生成长度大于或等于2^K的序列，所述长度大于或等于2^K的序列由长度为N、根为r、频率偏移等于由二进制到十进制转换器提供的整数值的扎道夫-楚序列的复数个元素形成。

本发明进一步涉及一种用于解调信号的方法，所述信号表示使用如上所述的调制方法以频率偏移调制的扎道夫-楚序列。对所述信号进行基带采样以提供具有复数个样本的序列，所述具有复数个样本的序列通过循环相关与参考扎道夫-楚序列相关联以提供循环相关结果，并且由此获得的循环相关结果的模数中的相关峰值的时间位置被检测到，并且最后，从其推导出对应于该时间位置的频率偏移

所述频率偏移接着由十进制到二进制转换器转换成K进制符号。

本发明同样涉及一种用于解调信号的装置，所述信号表示通过如上所述的调制方法以频率偏移调制的扎道夫-楚序列。

根据第一替代方案，对信号进行基带采样以提供大小为N的第一组(first block)复数个元素，并且所述解调装置包括离散傅立叶变换(DFT)模块、乘法器以及模数计算器，所述离散傅立叶变换(DFT)模块配置为对第一组复数个元素的大小N执行离散傅立叶变换，以提供第一组复数个频率元素，所述乘法器用于将第一组复数个频率元素与第二组复数个频率元素逐个相乘，所述第二组复数个频率元素通过参考扎道夫-楚序列的离散傅立叶变换的复共轭获得，所述模数计算器用于计算第一复数个频率元素和第二复数个频率元素的相乘结果的模数，如此获得的模数值在相关峰值检测器中进行比较，以确定循环相关峰值的频率位置，从其推导出对应于该频率位置的频率偏移

并将频率偏移

提供给十进制到二进制转换器以生成K进制符号。

根据第二替代方案，对信号进行基带采样以提供大小为N的第一组复数个元素，并且解调装置包括大小为N的循环相关器，其用于使所述第一组与第二组循环地相关，所述第二组由参考扎道夫-楚序列、计算所述循环相关的模数的模数计算器、以及根据该模数确定循环相关峰值的时间位置并从其推导出对应于时间位置的频率偏移

的相关峰值检测器组成，所述频率偏移被提供给十进制到二进制转换器以生成K进制符号。

本发明最后涉及一种包括如上所定义的调制装置和至少一个解调装置的发射机/接收机系统。

当该系统包括多个调制装置和/或多个解调装置时，所述多个调制装置中的每个调制装置有利地对应于不同的根值，所述多个解调装置中的每个解调装置对应于不同的根值

附图说明

通过阅读参考附图描述的本发明的优选实施例，本发明的进一步特征和优点将变得显而易见，在附图中：

[图1]示意性地表示根据本发明的一个实施例所述的调制装置；

[图2A]和[图2B]分别代表基本扎道夫-楚序列的示例和调制扎道夫-楚序列的示例；

[图3A]、[图3B]和[图3C]分别代表扎道夫-楚序列族的三个示例的循环相关峰值矩阵；

[图4]示意性地表示使用根据本发明的一个实施例所述的调制方法的传输帧；

[图5]示意性地表示导频符号序列乘以覆盖码的元素；

[图6]示意性地表示根据本发明的第一实施例所述的解调装置；

[图7]示意性地表示根据本发明的第二实施例所述的解调装置；

[图8]表示可以与根据本发明的一个实施例所述的解调装置结合使用的前导检测同步装置；

[图9]示意性地表示根据本发明的一个实施例所述的使用调制装置和解调装置的第一发射机/接收机；

[图10]示意性地表示根据本发明的一个实施例所述的可用于第二发射机的极性调制器。

具体实施方式

本发明的基本思想是通过调制扎道夫-楚序列的偏移频率来执行K进制到信号的调制，不同同步或异步、上行链路或下行链路通信之间的分离是通过选择不同的根来获得的。

首先要提醒的是，具有根r、长度N和频率偏移的扎道夫-楚序列是由具有复数个元素的序列定义的：

其中N是正整数，q是相对整数，0＜r＜N且r、N彼此互质。对扎道夫-楚序列的介绍可以在D.C.Chu在1972年7月的《IEEE信息论会刊》(IEEE Trans.Inform.Theory)第IT-18卷第531-532页的名称为“具有良好相关特性的多相码(Polyphase codes with goodcorrelation properties)”的论文中找到。

如果考虑扎道夫-楚序列的连续元素的相位，可以看出，根据时间指数k，它们包括线性分量以及二次分量。线性分量对应于频率偏移

其中f_s是生成该序列的各元素的频率，并且二次分量对应于在该序列的长度上具有偏差为-rf_s的瞬时频率的线性变化。

扎道夫-楚(ZC)序列对于通信系统具有一些非常有趣的特性。首先，ZC序列具有恒定的振幅(ZC序列的所有元素都属于单位圆)，生成具有低PAPR的调制信号。其次，ZC序列的周期自相关是完美的，因为它对于任何非零偏移都为零(换句话说，ZC序列的周期自相关函数是具有周期N的狄拉克梳状函数)。最后，具有相同奇数长度N和使得|r-u|与N互质的不同根r，u的两个ZC序列的周期互相关是周期函数，该周期函数的模数以

为界。D.V.Sarwate在79年11月的《IEEE信息论会刊》(IEEE Trans.Inform.Theory)第IT-25卷第6期第720-724页上发表的名称为“序列互相关和自相关的界限(Bounds on crosscorrelation andautocorrelation of sequences)”的论文中进一步表明了周期互相关函数上的这个界限对于具有完美周期自相关函数的序列是最优的。换句话说，就自相关和互相关特性而言，没有比扎道夫-楚序列更好的序列了。

以一种原始的方式，建议调制扎道夫-楚序列的频率偏移以传输具有K≤log₂ N比特的字(word)。应该注意的是，在现有技术中，ZC序列的频率偏移通常被认为是零，尤其是当它被用于同步目的时更是如此，如在LTE系统中生成前导码的情况(参见3GPP TS36.211，§5.7.2，名称为“前导码序列生成(preamble sequence generation)”)。

图1示意性地表示根据本发明的第一实施例所述的调制装置。

调制装置100包括二进制到十进制转换器(BDC)110，该BDC 110将待传输的具有K比特的字，α₀，..，α_K-1(其中α₀是LSB(最低有效位)，α_K-1是MSB(最高有效位))，转换成整数值

该整数值作为频率偏移值被提供给扎道夫-楚序列生成器120。

很可能是在信息符号被交织之后，待传输的字可以由对信息符号的信道编码产生。可替换地，待传输的字可以是传输信道的导频符号。

待传输的字也可以由对信息符号的格雷编码产生。需要提醒的是，根据这种编码，两个连续的二进制字产生仅相差一比特的代码字。

生成器120进一步接收要生成的序列的根r和长度N作为输入参数。参数r和N可以由稍后阐述的传输资源调度器提供。

然后，由生成器120生成的扎道夫-楚序列

的复数个元素被用于以本身已知方式调制(射频或中频)载波。

重要的是要注意，在所有情况下，在调制器输出端的复数个元素的序列都是如上定义的扎道夫-楚序列。特别地，不需要在生成器120的输出端执行任何相位校正，因此调制器的结构特别简单。

如上所述，整数r和N被选择为彼此互质。

根据第一替代方案，为了遵守该约束，数N被选择为素数。在后一种情况下，具有相同长度N但不同根r，u的两个通信之间的干扰将由与

成比例的相同的值所限制。

然而，优选地，出于易于实现的原因，由生成器生成的序列

可以被截断到长度2^K′＜N(其中K′≥K)，特别是它可以被截断到长度2^K以获得最佳速率。

根据第二个有利的替代方案，出于前面指出的实现的简易性的原因，数N将被选择为等于2的幂，例如，N＝2^K，根r则为奇数，使得r和N彼此互质。

此外，ZC序列的根将被选择为大于1(r＞1)。注意，在这种情况下，未调制ZC序列(即，使得q＝0的ZC序列)的相位变化在序列的连续元素之间呈现至少一个混叠，换句话说，瞬时频率在该序列的长度上具有至少一个不连续性。实际上，两个连续元素之间的相位旋转可以写成：

因此，如果r＞1，则序列末端的相位旋转可以超过2π。

等效地，瞬时频率可以表示为：

并且，如果r＞1，则瞬时频率可以超过该序列的各元素生成的速率f_s。

例如，图2A表示了未调制的扎道夫-楚序列的连续元素，并且图2B表示了由频率偏移调制的相同序列的连续元素。

在图示的情况下，序列的长度为N＝17，并且根为r＝4。应注意的是，由于在给定关系式(3-1)的情况下，随后的连续元素之间的相位旋转更容易导致混叠，所以第一个相位混叠发生在第5个元素与第6个元素之间。

类似地，在图2B中，考虑了这次用偏移q＝1调制的相同的序列。应注意的是，只要在在第4个元素与第5个元素之间一转换就在此发生第一个相位混叠。

因此，对于同一个基本ZC序列，可以理解，调制序列的元素的不同分布是用不同的频率偏移获得的。

图3A示意性地表示长度N＝521(素数)和各自根r＝2，...，520的未调制扎道夫-楚序列(q＝0)的循环相关最大值的矩阵。换句话说，对于

和

的两个序列，图3A在纵坐标上表示

的τ上的最大值，其中τ是两个序列

与

之间的位移，并且cycl表示长度N的循环相关性。实际上检查：最大值(N)是在对角线(自相关函数的最大值)上获得的，并且循环互相关函数具有低模数(以

为界)。

图3B示意性地表示具有长度N＝512和相应根r＝2，...，511的未调制ZC序列(q＝0)的循环相关最大值的矩阵。应当注意，这些序列中的一些序列严格来说不是ZC序列，因为r和N彼此不互质。

注意到矩阵的对角线总是由最大值(N)组成，但是还注意到循环互相关的最大值强烈依赖于该对序列

通过适当地选择根(尤其是那些与N互质的根)的值，获得了循环互相关函数由预定的最大值界定的子族。

图3C示意性地表示长度等于素数N＝521但被截断为512个元素的未调制ZC序列(q＝0)的循环相关最大值的矩阵。可以看出，自相关和循环互相关性能相对于图3A所示的性能仅略有下降。

通常，如果希望选择长度等于2的幂的序列，即P＝2^K，则可以选择长度N与大于P的最小素数相等的ZC序列，并使其截断为P个元素。因此，就互相关的速率和水平而言，性能损失都将最小。

因此，例如，对于长度为128、256、512、1024、2048、4096的序列，将分别选择长度为131、257、521、1031、2053、4099的ZC序列。

要生成的序列的长度N可以被选择为各种标准的函数，这些标准诸如SNR(信噪比)、BER(比特误差率)、所需的通信速率，或者甚至是稍后阐述的传输信道的时间扩展。

更准确地说，扩展因子(SF)不是别的正是N/K，选择较高的N值可以在相同SNR值条件下使BER减少，或使BER与SNR变差条件下的BER比率一致。同样，较低的N值允许减少传输带宽并增加通信速率。

然后，对于给定的N值，选择不同的根用于希望减少干扰的通信。例如，可以将两个不同的根分配给源自同一基站的下行链路信道上的两个通信，并且分配给位于该基站覆盖范围内的两个被连接对象或两个终端，而不管这两个通信是否同步。此外，对于下行链路信道上的两个不同通信，可以将两个不同的根分配给同一个接收机。

类似地，对于上行链路信道，可以为两个被连接对象或两个可能干扰的终端分配不同的根。

序列长度/根的分配可以由调度器动态完成。在某些情况下，动态调度可以是隐式的。例如，如果两个上行链路通信干扰，则基站可以将这种情况通知相关的被连接对象，并且它们中的至少一者可以切换到被连接对象和基站已知的预定根序列的另一个后续根。本领域技术人员可以根据集中式或分布式模式在相邻基站之间提供不同的调度选择，而不脱离本发明的范围。

不管是什么实施例，K进制符号包(即具有K个比特的字)的传输典型地通过如图4所示结构的传输帧来实现。

该传输帧包括前导码410和有效载荷420。前导码包含导频符号，以使接收机能够检测帧的开始并能够被同步。

例如，导频符号将与专用频率偏移q₀相关联，例如q₀＝0。换句话说，在这种情况下，传输帧的前导码将仅由未调制ZC序列组成。

接收机将通过对接收信号执行连续相关(或持续相关)的相关器来检测导频符号。例如，预定数量M个导频符号的重复可以是帧开始的标志。为了便于同步且便于检测帧(或甚至帧序列)的开始，这些导频符号可以乘以具有良好非周期性相关特性的覆盖码的元素，例如巴克码的元素。稍后将结合图8描述通过前导码检测进行的接收机同步。接收器再同步可以在一系列帧的接收时间期间，在每一帧或通常每J帧(其中J是预定整数)定期执行。

图5示出了分别乘以表示为CC(1)，...，CC(M)的覆盖码的M个元素的帧前导码的一系列导频符号。换句话说，对应于第一导频符号的第一ZC序列乘以CC(1)，对应于第二导频符号的第二ZC序列乘以CC(2)，以此类推，直到最后一个ZC序列乘以CC(M)。

例如，长度为M＝11的巴克码的元素由下式给出：

+1,+1,+1,-1,-1,-1,+1,-1,-1,+1,-1

在接收时，各个导频符号(即对应于这些导频符号的ZC序列)在连续相关之前或之后乘以相同的覆盖符号素。当覆盖符号素与导频符号完全对齐时，相关结果最大。

传输帧的有效载荷由待传输的K进制字调制的ZC序列组成。它还可以包括由CRC(循环冗余校验)符号调制的控制帧头和ZC序列。

尽管K进制符号被连续发送，并因此由这些符号调制的ZC序列也在发射机处相继发送，但是如果传输信道是多径信道，则传输信道可能引起符号间干扰。换句话说，由第一符号调制的ZC序列的副本可以在接收机处与由第二符号调制的ZC序列叠加。

为了减少符号间干扰，将有利地选择具有长度N的序列，使得：

N-Δ＞q_max (5)

其中Δ是传输信道的时间扩展，并且q_max是用于调制K进制符号的最大频率偏移，两者都用ZC序列的元素生成周期数来表示。实际上，只要由于传输信道扩展导致的连续符号之间的重叠的持续时间比ZC序列的冗余部分的持续时间(N-2^K)短，所讨论的符号就可以被恢复而不会丢失信息。

图6示意性地表示根据本发明的第一实施例所述的解调装置。

该第一实施例对应于循环相关器在频域中实现。

解调器接收对应于如上所述的一帧符号的信号，即通过调制这些符号获得的一系列ZC序列。

解调器600包括FFT模块610，其用于对接收信号执行大小N(N等于ZC序列的长度)的FFT，该接收信号以生成ZC序列元素的频率f_s先前(通过两个正交时钟)被采样。FFT的结果是一组N复数个值。

对于帧开始和ZC序列的检测是通过前导码中的一系列导频符号来实现的。假设接收机先前已经通过如下所述的前导码检测对自身进行了同步。

解调器包括参考ZC序列的本地生成器605，本地生成器605与图3或图4的调制器中出现的生成器相同。通过ZC序列的长度N、用于通信的根r，以及专用于导频符号的频率偏移q₀(如果适用)来参数化本地生成器。用于通信的根r可以由稍后描述的前导码检测器提供。

离散傅立叶变换(DFT)模块615使得能够对由本地生成器605提供的ZC序列的所述一组元素执行大小N的DFT。当N是2的幂时，将使用FFT来执行DFT。

由此在频域中获得的所述一组N复数个值在共轭模块625中共轭，然后在620中与来自DFT模块610的所述一组N复数个值逐项相乘。

在630中计算这些N复数个值的模数，并由相关峰值检测器640进行比较。换句话说，峰值检测器640确定对应于接收的所述组上最大模数复数个值的频率偏移。

由于具有相同长度N、相同根r和频率偏移q，l的两个ZC序列的循环相关峰值具有值

所以即使在截断的ZC序列存在的情况下，这种峰值鉴别也是非常有效的。因此，640检测器确定：

其中σ表示解调器接收的样本序列N，并且ρ表示循环相关操作。

在十进制到二进制转换器(由图中由比特去映射器表示)650中，这个频率偏移最终被转换成具有K个比特的字，

应当注意，生成器605将能够为所有可能的r，以及N(如果适用)值生成参考序列。

参考序列可以是与发射机传输的序列具有相同长度和相同根的任何ZC序列，只要可以相对于用于生成参考频率的频率偏移来确定频率偏移。因此，例如，参考序列可以是对应于导频符号(并且由此偏移q₀)的ZC序列或未调制ZC序列。

在所有情况下，由参考序列生成器605、DFT模块615和共轭模块625组成的集合可以由通过长度N、根r、以及参考频率偏移(如果适用)来寻址的简单的存储器代替。存储在该地址的存储器中的值将是简单的

其中

是

的离散傅里叶变换在频率ν下得到的值，并且z^*是z的共轭。然后，从存储器读取的值

依次提供给乘法器620。

图7示意性地表示了根据本发明的第二实施例所述的解调装置。

该第二实施例对应于在时域中实现循环相关器。

解调器700接收的信号以生成ZC序列元素的频率f_s被采样(通过两个正交时钟)。结果是一组N复数个值。该组被提供给循环相关器710。

循环相关器710另外接收由本地生成器705生成的参考ZC序列的N个连续元素。该本地生成器与图1调制器中的生成器相同。本地生成器通过ZC序列的长度N、用于通信的根r、以及专用于导频符号的频率偏移q₀(如果适用)来被参数化。

ZC参考序列的元素被提供给循环相关器710。在730中对(对应于时域中的不同延迟时间的)循环相关结果进行模数计算，并且由相关峰值检测器740确定所述一组值上的最大模数值。峰值检测器740确定解调器接收的ZC参考序列与ZC序列之间的循环相关峰值的位置，并从其推导出相应的时间偏移。

给定ZC序列的定义，可以表明通过时间偏移对ZC序列进行循环置换会导致频率偏移：

如果N是奇数值，则：

其中

是沿序列的恒定相位项。

相似地，如果N是偶数值，则：

其中

是沿序列的恒定相位项。

由于检测是在循环相关结果的模上进行的，可以理解，(以周期数T_s＝1/f_s表示的)时间偏移q′导致(以增量

表示的)频率q′的偏移。换句话说，对于相同的接收信号，峰值检测器740提供的(以周期数T_s＝1/f_s表示的)时间偏移值将与峰值检测器640提供的频率偏移值相同。

十进制到二进制转换器750(在图中称为比特去映射器)将该偏移值转换成二进制数

应当注意，生成器705将能够为所有可能的r、和N(如果适用)值生成参考序列。

在任何情况下，如前所述，由参考序列生成器705组成的集合可以被由长度N、根r、参考时间(或频率)偏移寻址的简单存储器代替。存储在该地址的存储器中的值将简单地为

从存储器读取的值

被提供给循环相关器710。

图8示意性地表示了可以与根据本发明的解调装置结合使用的前导检测同步装置。

更准确地说，这种同步装置一方面可以为解调器提供用于通信的根r，另一方面可以提供对应于帧甚至有效载荷开始的时间点。

连续相关器820在第一输入端接收接收信号的(复数个)样本流，并在第二输入端接收对应于前导码副本的样本序列。

前导码的副本由模块810根据本地生成器805生成的ZC序列形成。本地生成器805与先前描述的生成器605(或705)相同，并且相同的替代方案也适用。前导码形成模块810拼接前导码的导频符号的ZC序列。例如，如果前导码包括M个重复的相同导频符号，则模块810将重复该导频符号的ZC序列M次。此外，如果前导码使用巴克覆盖序列，则模块810将把每个ZC序列与相应符号素相乘。

当然，生成器805和模块810可以使用由对应于导频符号的频率偏移q₀、序列的根r和长度N以及导频符号的重复次数M来寻址的简单存储器来实现。

相关器820执行接收信号的样本序列与模块810提供的前导码的样本序列的连续相关。换句话说，在每个周期T_s，相关器计算MN个前导码样本与最后MN个信号样本的相关结果。

在830中计算这些相关结果的模数，并且在检测器840中执行相关峰值检测。实际上，检测器将830提供的模数值与小于N的预定阈值进行比较。

检测器给出相关峰值的时间位置，该时间位置指示前导码的开始，从而指示帧的开始。解调器接着可以锁定有效载荷的开始，以解调信息符号。

此外，如果接收器不知道根r，则同步装置可以对从属于可能的根的集合或者甚至是后者的子集(例如，如果根的集合是分层的并且接收器具有根所在的树分支的先验知识)的根的值生成的前导码执行顺序或者并行搜索。顺序搜索意味着在要测试的R个根上以一定的速率Rf_s执行相关。并行搜索意味着并行地在R个分支上执行相关，每个分支与待测试的R个根之一相关联。在任何情况下，相关结果由检测器840处理。然后，检测器确定(提供相关峰值的)根值和(从该峰值的位置开始的)前导码的开始。

图9示意性地表示根据本发明的一个实施例所述的使用调制装置和解调装置的第一发射机/接收机。

发射机/接收机900例如可以安装到基站或被连接对象。

根据结合图1描述的实施例，发射机/接收机900包括调制装置910。调制装置将待传输的K进制符号变换成ZC序列，K进制符号被转换成ZC序列的频率偏移。ZC序列的复数个元素由调制装置以速率f_s提供。这些复数个元素的实部被提供给同相信道，并且虚部被提供给正交信道，每个信道典型地包括低通滤波器920和基带放大器930。这些信道的I信号和Q信号分别与在正交调制器940中的两个正交载波信号混合。载波信号由频率稳定的正弦振荡器950生成。正交调制器输出端的射频信号在功率放大器960中被放大，然后由天线980通过双工器970传输。

在接收时，经由双工器970接收的天线信号被低噪声放大器(LNA)965放大，然后被正交混频器945正交解调。混频器输出端的I信号和Q信号由放大器935放大，由低通滤波器925滤波，然后以速率f_s采样。根据结合图6描述的第一实施例，或者根据结合图7描述的第二实施例，如此获得的复数个样本被提供给解调装置915。

图9的直接转换发射机/接收机中的正交调制器940使用待传输的ZC序列的元素的实部和虚部。如下所述，可以使用极性调制器来代替正交调制器。

图10示意性地表示了根据本发明的一个实施例所述的可在第二发射机范围内使用的极性调制器。

通常，在极性调制器中，待传输的复数个符号在极性基带转换器1020中被转换成包络信号(复数个元素的模数)和表示基带信号的相位信号(复数个元素的瞬时相位)：

其中A(t)是包络信号，并且

是相位信号。该相位信号接着在被功率放大器1060放大之前通过混频器1050被转换到射频频带。在1025，包络信号被延迟，以补偿振幅分支与相位分支之间可能存在的传播时间差，并且通过包络调制器1040，通过控制功率放大器的增益来调制射频信号的振幅。如此调制的射频信号接着由天线1070传输。

在如本发明中传输由调制器1010生成的ZC序列的复数个元素是一个问题的情况下，应该理解，只要这些元素的模数是常数并且等于1，则将不必要生成包络信号。可以简单地去除延迟1025和包络调制器1040，并将功率放大器的增益设置为设定点值。

技术人员将理解，对称地，极性解调器可以在接收中实现。

在不脱离本发明的范围的情况下，可以进一步设想除图9和图10所示的那些射频发射器/接收器结构之外的射频发射器/接收器结构。

当然，可以在同一发射机/接收机中提供不同的元素调制/解调装置，以将去往/来自不同用户的通信分开。如前所述，这些调制/解调装置将使用不同的根值。有利的是，对于等于N的ZC序列长度，根值r_p(p＝1，..，P)将被选择使得|r_p-r_p′|与N、

互质。

Claims

1.一种用于调制在传输信道上待传输的多个K进制符号的方法，其特征在于，每个K进制符号被变换成与该符号相关联的扎道夫-楚序列，所述扎道夫-楚序列具有长度N、根r和频率偏移q，其中N是正整数使得log₂N≥K，r是整数使得r>1且与N互质，q是相对整数，并且，所述多个K进制符号中的任意两个K进制符号与具有不同频率偏移的扎道夫-楚序列相关联，每个K进制符号以长度大于或等于2^K的与所述K进制符号相关联的所述扎道夫-楚序列的连续复数个元素序列的形式被调制。

2.根据权利要求1所述的调制方法，其特征在于，所述连续复数个元素序列由所述扎道夫-楚序列的所有元素组成。

3.根据权利要求2所述的调制方法，其特征在于，所述扎道夫-楚序列的长度等于2的幂。

4.根据权利要求1所述的调制方法，其特征在于，所述扎道夫-楚序列的长度被选择为与大于2^K的最小素数相等，并且，通过将所述扎道夫-楚序列截断为2^K个元素来获得所述连续复数个元素序列。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的调制方法，其特征在于，所述扎道夫-楚序列的长度被选择为大于用于调制所述K进制符号的最大频率偏移与所述传输信道的时间扩展之间的差，所述时间扩展以该序列的元素的传输周期数表示。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的调制方法，其特征在于，与K进制符号相关联的扎道夫-楚序列的所述连续复数个元素序列的元素的实部和虚部分别调制两个正交载波，并且，如此获得的调制信号在所述传输信道上传输。

7.根据权利要求1至5中任一项所述的调制方法，其特征在于，在基带中生成相位信号，所述相位信号作为与K进制符号相关联的所述扎道夫-楚序列的所述连续复数个元素的相位而获得，并且，所述相位信号被转换成射频带，如此获得的射频信号在所述传输信道上传输。

8.一种用于通过多个通信向不同用户传输数据或从不同用户传输数据的方法，其特征在于，待传输的所述数据被变换成K进制符号，所述不同用户的所述K进制符号通过根据前述权利要求之一所述的调制方法进行调制，用于调制两个不同用户的所述K进制符号的所述扎道夫-楚序列的根被选择为不同，并且所述扎道夫-楚序列的长度被选择为等于共同长度。

9.根据权利要求8所述的数据传输方法，其特征在于，用于调制两个不同用户的所述K进制符号的所述根被选择为使得它们的差的绝对值与所述共同长度互质。

10.一种用于调制在传输信道上待传输的多个K进制符号的调制装置，其特征在于，所述调制装置包括二进制到十进制转换器(110)，其将每个K进制符号的比特K变换成不同的整数值，以及扎道夫-楚序列生成器(120)，其具有序列长度N和根r以及频率偏移q作为输入参数，所述根r诸如整数r，r＞1且与N互质，q是相对整数，所述生成器为每个K进制符号生成长度大于或等于2^K的序列，所述长度大于或等于2^K的序列由长度为N、根为R、频率偏移等于由所述二进制到十进制转换器提供的整数值的扎道夫-楚序列的复数个元素形成，所述扎道夫-楚序列生成器配置成使得所述多个K进制符号中的任意两个K进制符号与具有不同频率偏移的扎道夫-楚序列相关联。

11.一种用于解调信号的方法，所述信号表示通过根据权利要求1至7之一所述的调制方法以频率偏移调制的扎道夫-楚序列，其特征在于，对所述信号进行基带采样以提供具有复数个样本的序列，通过循环相关(710)将所述具有复数个样本的序列与参考扎道夫-楚序列相关以提供循环相关结果，并且，检测(740)如此获得的所述循环相关结果的模数中的相关峰值的时间位置，并且，从其推导出对应于该时间位置的频率偏移

所述频率偏移接着由十进制到二进制转换器(750)转换成K进制符号。

12.一种用于解调信号的装置，所述信号表示通过根据权利要求1至7之一所述的调制方法以频率偏移调制的扎道夫-楚序列，对所述信号进行基带采样以提供大小为N的第一组复数个元素，其特征在于，所述装置包括离散傅立叶变换(DFT)模块(610)、乘法器(620)、模数计算器(630)，所述离散傅立叶变换(DFT)模块(610)配置为对所述第一组复数个元素的大小N执行离散傅立叶变换，以提供第一组复数个频率元素，所述乘法器(620)用于将所述第一组复数个频率元素与通过参考扎道夫-楚序列的离散傅立叶变换的复共轭获得的第二组复数个频率元素逐个相乘，所述模数计算器(630)用于计算所述第一复数个频率元素和所述第二复数个频率元素的相乘结果的模数，如此获得的模数值在相关峰值检测器(640)中进行比较，以确定循环相关峰值的频率位置，并且，推导出对应于该频率位置的所述频率偏移

所述频率偏移被提供给十进制到二进制转换器(650)以生成K进制符号。

13.一种用于解调信号的装置，所述信号表示通过根据权利要求1至7之一所述的调制方法以频率偏移调制的扎道夫-楚序列，对所述信号进行基带采样以提供大小为N的第一组复数个元素，其特征在于，所述解调装置包括用于将所述第一组与第二组循环地相关的大小为N的循环相关器(710)，所述第二组由参考扎道夫-楚序列、计算所述循环相关的模数的模数计算器(730)、以及根据该模数确定循环相关峰值的时间位置并从其推导出对应于所述时间位置的频率偏移

的相关峰值检测器(740)组成，所述频率偏移被提供给十进制到二进制转换器以生成K进制符号。

14.一种发射机/接收机，其特征在于，所述发射机/接收机包括根据权利要求10所述的至少一个调制装置和根据权利要求12或13之一所述的至少一个解调装置。

15.根据权利要求14所述的发射机/接收机，其特征在于，所述发射机/接收机包括根据权利要求10所述的多个调制装置和/或根据权利要求12或13之一所述的多个解调装置，所述多个调制装置中的每个调制装置对应于不同的根值，所述多个解调装置中的每个解调装置对应于不同的根值。