JPH09284176A

JPH09284176A - スペクトル拡散送信機および受信機

Info

Publication number: JPH09284176A
Application number: JP8097168A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Yano; 安宏矢野
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1996-04-18
Filing date: 1996-04-18
Publication date: 1997-10-31

Abstract

(57)【要約】【課題】準同期検波でも逆拡散可能な位相変調を行う
スペクトル拡散送信機および受信機を得る。【解決手段】送信機では、擬似雑音符号発生器2a、2b
の出力を同相と直交の両成分で伝送する。この際、並列
化された入力情報ビット10a、10bに応じて同相、直交成
分で伝送する擬似雑音符号をスイッチ22a、22bで入れ替
えを行い、乗算器3a、3bでＢＰＳＫ変調を行うことで送
信する擬似雑音符号の位相変調を行う。受信機では擬似
雑音符号発生器2a、2bから出力される擬似雑音符号を用
いて４相相関器を構成し、その出力より受信位相角を検
出して情報データを復調する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散通
信機の性能改善に関する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトル拡散（ＳＳ）通信方式は、情
報変調速度に対してより高速の擬似雑音（以降、ＰＮと
称す）符号を用いて２次変調を行うことにより、情報を
広帯域に拡散して伝送を行う通信方式であり、通信の秘
話性・秘匿性や、耐妨害波・耐フェージング特性などの
優れた特長を有している。

【０００３】図２０に、従来の直接拡散（ＤＳ）方式に
よるＳＳ変調器の構成例を示し、動作を説明する。ま
ず、データ入力端子１に２値の情報ビットが与えられる
と、乗算器３でＰＮ符号発生器２の出力であるＰＮ符号
と乗算されて拡散変調が実現される。その後、搬送波と
の乗算が乗算器４により行われ、送信信号出力端子６よ
り出力される。

【０００４】図２１は、直接拡散（ＤＳ）方式によるス
ペクトル拡散（ＳＳ）通信方式の変調器の構成を示す図
である。図において、１は入力端子であり、正負の値を
とる情報ビットが入力される。２ａ、２ｂは同相用のＰ
Ｎ符号を発生するＰＮ_I発生器と直交用ＰＮ_Q発生器、３
ａ、３ｂ、および４ａ、４ｂは乗算器、５は搬送波発振
器、６は送信拡散符号が出力される出力端子、７はπ／
２位相器、８は加算器である。

【０００５】つぎに、動作について説明する。入力端子
１には＋１、−１の正負の２値をとる情報ビットが入力
される。この情報ビットは乗算器３ａ、３ｂでＰＮ_I符
号発生器２ａ、ＰＮ_Q符号発生器２ｂから出力されるＰ
Ｎ_I符号、ＰＮ_Q符号と乗算される。ここで、ＰＮ符号に
ついて説明する。ＰＮ符号は、１情報ビットの間に複数
のビット（＋１、−１）からなる符号（パターン）でこ
の１ビットをチップと称している。ＰＮ_I符号とＰＮ_Q符
号はそれぞれ異なるパターンの符号が用いられる。した
がって、乗算器３ａ、３ｂにおける乗算結果は、情報ビ
ットが＋１のときＰＮ_I符号とＰＮ_Q符号がそのまま出力
され、情報ビットが−１のときＰＮ_I符号とＰＮ_Q符号は
反転されて出力される。そして、乗算器３ａの出力は搬
送波発振器５の搬送波と乗算器４ａで乗算されて変調さ
れる。一方、乗算器３ｂの出力は搬送波をπ／２位相シ
フトされた搬送波と乗算器４ｂで乗算される。乗算器４
ａ、４ｂの出力は加算器８で加算されて送信拡散変調と
して出力端子６に出力される。

【０００６】上記の例は、１情報ビットの正負を情報変
調に用いているため情報変調方式は２相ＰＳＫ（ＢＰＳ
Ｋ）となる。

【０００７】図２２は、図２１で示した変調器に対応す
る受信機の構成を示す図である。図において、３１は受
信信号入力端子、３２は局部搬送波発振器、３３はπ／
２位相器、３４ａ、３４ｂは乗算器、３５ａ、３５ｂは
ローパスフィルタ、３６は相関器で同相用ＰＮ_I相関器
３６ａと直交用ＰＮ_Q相関器３６ｂからなる。３７はデ
ータ判定器、３８は出力端子である。

【０００８】つぎに、動作について説明する。送信機と
受信機の間の同期はとれているものとする。入力端子１
に入力される受信信号は乗算器３４ａ、３４ｂに入力さ
れる。乗算器３４ａでは局部搬送波発振器３２の出力と
乗算されて搬送波成分が除去され、同相成分が出力され
る。一方、乗算器３４ｂでは受信信号と局部搬送波をπ
／２位相シフトされた搬送波と乗算され直交成分が出力
される。これらの出力はローパスフィルタ３５ａ、３５
ｂで高周波成分が除去されて送信機側で同相・直交用に
用いたＰＮ符号が現れる。これらを相関器３６ａ、３６
ｂ等により構成された２相相関器３６によって送信され
たＰＮ符号との相関を取ると、相関器で用意されたＰＮ
符号が同一のタイミングで現れた時点でのみ高い相関値
出力が得られ、これら相関器の出力の極性をデータ判定
器３７で判定することで、復調動作を行うことが出来
る。

【０００９】また、図２３は情報変調に４相ＰＳＫ（Ｑ
ＰＳＫ）方式を用いる従来のＤＳ／ＳＳ方式の変調器の
構成例を示す図である。前述したＢＰＳＫ変調の例（図
２１）とは、入力データを２ビット毎に直並列変換器９
で１ビットずつに分け、それぞれを同相成分と直交成分
で拡散変調することのみが異なっている。この場合は、
情報２ビットの正負を情報変調に用いているため、情報
変調はＱＰＳＫとなる。

【００１０】そして情報変調にＱＰＳＫを用いる場合の
ＤＳ／ＳＳ受信機の構成例を図２４に示す。ここでも、
送受信機間の搬送波の同期を仮定しているが、図２２の
ＢＰＳＫ用の受信機とは、データ判定器が同相用、直交
用のそれぞれに用意されていることが異なる。この受信
機では、同相成分と直交成分で伝送されたＰＮ符号の極
性をそれぞれ判定して各１ビットを復調した後、並直列
変換器３９で２ビットにまとめて出力する。

【００１１】上記の図２２、２４に示した受信機の例で
は、送受信機間において搬送波の同期を仮定していた
が、現在ＳＳ通信方式の適用が盛んに検討されている移
動体通信の分野では、搬送波の再生が困難であり、受信
機では搬送波の位相成分の同期を行わない準同期検波を
行うことが望まれる。

【００１２】図２５に、図２１のように情報変調にＢＰ
ＳＫを用いた場合に準同期検波を実現する従来のＤＳ／
ＳＳ受信機の構成例を示す。図２２における同相用と直
交用のＰＮ符号の相関器が、図２５では４相相関器４０
に置き変わっている。この４相相関器は文献A.Baier,"A
Low-CostDigital Matched Filter for Arbitrary Const
ant-Envelope Sprad-Spectrum Waveforms"(IEEE Transa
ctions on Communications, COM-32,No.4,pp.354-361,A
pril 1984) に示されたものであり、その構成を図２６
に示す。４１ａ、４１ｂは同相および直交成分の入力端
子、４２ａ、４２ｄは同相用ＰＮ符号用の相関器、４２
ｂ、４２ｃは直交用ＰＮ符号の相関器、４４ａ、４４ｂ
は４相相関結果のそれぞれ同相、直交成分の出力端子で
ある。

【００１３】図２２内の３６は各同相、直交成分への相
関器のみが用意されているため２相相関器と呼ばれる
が、図２６の４相相関器は２相相関器とは異なり、４つ
の相関器の出力の同相及び直交成分に現れる相関出力を
足し合わせる構造になっている。つまり、送受信機間の
搬送波周波数での位相差が０の場合には、全ての相関出
力が同相用出力端子４４ａに集められる。また、受信信
号と相関器内の同相、直交の２つの参照用ＰＮ符号との
間に位相差が生じる場合にも、同相用出力端子４４ａと
直交用出力端子４４ｂとにその位相差だけ回転した相関
出力を得ることが出来る。

【００１４】その４相相関器の動作を図２７に示す。図
２７（ａ）〜（ｄ）では、横軸に同相軸を、縦軸に直交
軸をとっており、（ａ）と（ｃ）は入力を、（ｂ）と
（ｄ）は出力をそれぞれ示している。まず、送受信機間
で完全に同期がとれて位相差が存在しない場合には、４
相相関器入力には同図（ａ）のように同相軸、直交軸上
にそれぞれ同相用と直交用のＰＮ符号が現れる。この場
合の出力は同図（ｂ）のように、同相、直交の両符号の
相関値が集められ、同相軸に大きな相関値となって現れ
る。次に、準同期検波の場合には位相差が存在し、ここ
では例えば同図（ｃ）の様な９０°回転して４相相関器
に入力される場合を考える。すると、入力の位相回転量
だけ相関器出力の位相も回転して現れるため、相関器出
力は同図（ｄ）のように直交軸上に集められる。つま
り、４相相関器では位相回転による相関電力値の劣化な
く受信可能となる。

【００１５】しかし、この４相相関器は情報変調がＢＰ
ＳＫの場合のみに適用可能である。情報変調に従来のＱ
ＰＳＫ方式を用いる場合には同相及び直交成分で伝送す
る情報が異なるため、同相と直交成分で得られた相関値
を足し合わせることは出来ない。この場合には同相と直
交成分の相関値を分離して得る必要がある。

【００１６】情報変調に従来のＱＰＳＫを用いた場合に
対応可能となる、考えられる４相相関器の入出力特性を
図２８に示す。座標軸、入出力の表記は図２７と同様で
ある。まず、送受信機間に位相差が存在しない場合に
は、同図（ａ）の様に同相軸、直交軸上にそれぞれ同相
用、直交用のＰＮ符号が現れるため、図２４の２相相関
器３６の構成によって相関値が得られる。次に、準同期
検波を行う場合を考える。ここでは図２７（ｃ）のよう
に、位相差４５°で入力する場合を考える。入力された
各ＰＮ符号に対して、仮に正しい相関結果が同図（ｄ）
のように演算出来るとしても、４相相関器では同相と直
交成分のための２つの出力しか持たないため、相関結果
の同相軸への投影成分の和が０となる。すなわち、相関
器の同相成分出力に相関値は現れず直交成分出力のみと
なり、正しく分離された相関出力を得ることが出来な
い。

【００１７】これに対する手段としては、４相相関器の
出力を２つに絞り込まずに個々の４つの相関器出力をそ
のまま使用することが容易に考えられるが、この場合、
送信された情報データを判定する回路の入力数も４とな
り、データ判定回路の構成が複雑化する。また、相関器
の入力で位相差の補正を行う回路等を用いて位相差を０
にする同期検波を実現し、２相相関器で受信する方法も
考えられるが、一般に位相回転を実現する回路の構成は
複雑、大規模で、受信機の小型化の妨げとなってしま
う。

【００１８】ところで、近年の無線通信技術の発展に伴
って自動車電話や携帯電話などの移動体通信が広く普及
してきているが、このＳＳ通信方式を移動体通信に適用
する検討が、ＳＳ通信方式の応用例である符号分割多元
接続（ＣＤＭＡ）方式などをはじめとして、現在盛んに
行われている。

【００１９】移動体通信においては、周波数の有効利用
の観点から伝送効率の良い変調方式が求められるが、い
ままでに伝送効率の良いＳＳ通信方式として、Ｍ-ary／
ＳＳ方式や並列組み合わせＳＳ方式などがあった。以下
に、これら従来方式の変調器の構成と原理について、図
を用いて説明する。

【００２０】まずＭ-ary／ＳＳ方式について説明する。
図２９に従来のＭ-ary／ＳＳ通信方式の変調器の構成例
を示す。まず、データ入力端子１に２値の情報ビットが
与えられると、直並列変換器１１によってｋビット（ｋ
は２以上の自然数）毎にまとめられる。このｋビットは
そのまま符号化器１２に渡され、２^k＝ＭなるＭヶのＰ
Ｎ符号の中から一つを対応させることにより符号化を行
い、そのＰＮ符号の番号を出力する。ＰＮ符号発生器群
１３ではＭヶのＰＮ符号が周期的に出力されており、拡
散符号選択器１４によって符号化器１２の出力値に従っ
て、１つのＰＮ符号を１周期間選択する。この選択され
たＰＮ符号によって搬送波発振器５の出力を乗算器４で
拡散変調し、送信が行われる。このＭ-ary／ＳＳ通信方
式では、用意するＰＮ符号の数Ｍを増やすことにより、
ＰＮ符号一周期時間内で伝送可能な情報ビット数ｋをい
くらでも増やしてゆくことが出来る。

【００２１】次に並列組み合わせＳＳ方式について説明
する。図３０に従来の並列組み合わせＳＳ方式の変調器
の構成例を示す。先に説明した図２９のＭ-ary／ＳＳ方
式と異なるのは、選択されるＰＮ符号が１つではなく複
数となる点である。図３０では選択されるＰＮ符号の数
ｎを２とした場合の例を示している。並列組み合わせＳ
Ｓ方式では、データ入力端子１に与えられた情報ビット
は、直並列変換器１５によってＫビット（Ｋは２以上の
自然数）毎にまとめられる。このＫビット信号は次の符
号化器１６へ渡されて２^k≦_MＣ_n（Ｍヶの中からｎヶの
組み合わせを選び出す場合の数）＝ＬなるＬヶのＰＮ符
号の組み合わせの中から一つを対応させ、選ばれたｎヶ
のＰＮ符号の番号を出力する。図２９と同様にＰＮ符号
発生器１３ではＭヶのＰＮ符号が周期的に出力されてお
り、拡散符号選択器１４が符号化器１６の出力に応じて
ｎヶのＰＮ符号を１周期間選択する。選択されたｎヶの
ＰＮ符号は加算器１７によって足し合わされ、図２９と
同様に搬送波の変調が行われる。この並列組み合わせＳ
Ｓ方式では、同数のＰＮ符号を用いる場合、Ｍ-ary／Ｓ
Ｓ方式に比べ、Ｋ／ｋ倍の情報量を伝送出来る。

【００２２】さて、一般のＳＳ通信ではＰＮ符号の周期
毎に情報変調が行われているため、これを復調するため
に、受信機では例えば相関器出力における相関器出力ピ
ーク等のタイミング追尾を行う必要がある。図２０のよ
うにＰＮ符号が１種だけ用いられるＤＳ／ＳＳ方式の場
合には、通常、図３１に示されるような遅延ロックルー
プ(ＤＬＬ)が広く用いられている。

【００２３】図３１のＤＬＬの動作原理を、図３２を用
いて説明する。ここでは、図２０の情報変調にＢＰＳＫ
の送信機を用い、単純なＰＮ符号の追尾のみを考える。
図３１では、まず受信したＰＮ符号が入力端子１から入
力される。次に、ＰＮ符号発生器５０が送信側で用いて
いるものと同じＰＮ符号（以下、参照信号と呼ぶ）を発
生し、これを遅延素子５１、５２によってＰＮ符号１チ
ップ時間と１／２チップ時間遅らせ、遅延させないもの
と合わせて３種類の時間差を有する参照信号５３、５
４、５５を用意する。これら３種の参照信号と入力され
たＰＮ符号とを乗算し、低域通過フィルタ４７ａ、４７
ｂ、４７ｃへ導く。ここで、時間差を持ったＰＮ符号同
士を乗算して低域通過フィルタを通すことは、ＰＮ符号
の相関をとることとほぼ等価である。その相関特性を図
３２（ａ）に示す。横軸は相関をとる２つのＰＮ符号の
時間差τ、縦軸は相関出力を表わしている。横軸は、１
チップ時間Ｔ_c［sec］毎に目盛りをとっている。τ＝０
のときに大きい相関値が得られ、１チップ時間以上離れ
ると相関値出力は非常に小さい値になり、ＰＮ符号は鋭
い相関ピークを有している。

【００２４】ここで、Ｔ_c／２時間だけ遅延した参照信
号５３と受信したＰＮ符号との間で同期がとれているも
のとする。すると、遅延していない参照信号５４との相
関特性は、参照信号５３と比べて相対的にＴ_c／２時間
進んでいるため図３２（ｂ）のようになる。同様に、Ｔ
_c時間遅延した参照信号５５との相関特性は図３１
（ｃ）のようになる。これら３つの低域通過フィルタの
出力の中で、低域通過フィルタ４７ａの出力は受信ＰＮ
符号と同期しているので、この極性を送信データの判定
に用いる。他の２つはＰＮ符号発生器の発振速度制御５
０に用いる。低域通過フィルタ４７ｂと低域通過フィル
タ４７ｃの出力はそれぞれ絶対値回路４８ａ、４８ｂ等
により情報変調による相関値の極性変化を無くした後、
加算器４９で差を取られる。このときの相関特性は、図
３２（ｂ）から同（ｃ）を減算して同（ｄ）のようにな
る。この特性はＳ曲線と呼ばれ、ＤＬＬの制御に必要な
誤差信号５６を産み出しており、図３２（ｄ）のτ＝０
の点へ収束するように、すなわち同図（ａ）のデータ判
定用に用いる相関値が最大となるように、参照信号を生
成するＰＮ符号発生器５０の動作速度の制御が行われ
る。

【００２５】図３１では相関操作にＰＮ符号同士の乗算
とフィルタ処理を用いたが、図３３のように受動的な相
関器を用いてももちろん構成できる。この場合、データ
判定用に必要な情報は相関特性の中のピークの値である
ので、これをサンプリング回路と保持回路からなるリタ
イミング回路５７ａ、５７ｂ、５７ｃで取り込み、デー
タ判定やＤＬＬの動作制御に用いる。図３１におけるＰ
Ｎ符号発生器５０の動作速度の制御は、リタイミング回
路５７ａ、５７ｂ、５７ｃの動作に用いるサンプリング
クロック発生器５８の速度制御に置き代わる。

【００２６】ここで、Ｍ-ary／ＳＳ方式や並列組み合わ
せＳＳ方式を用いた場合のＰＮ符号追尾を考えると、送
信されるＰＮ符号が複数でかつそれらが連続的に送信さ
れていないため、ＤＬＬの構成が複雑化する。つまり、
例えばＭ-ary／ＳＳ方式の場合にはＭヶのＰＮ符号のう
ち瞬時的に送信されているものは一つであるため、各Ｐ
Ｎ符号によって生成した誤差信号のうちで意味のあるも
のは一つだけであり、他は全て雑音成分である。

【００２７】そこで、今までに特開平６−７７９３１の
ような、全てのＰＮ符号の相関値を計算して最も値の大
きなものだけを選択して誤差信号として使用する判定帰
還型ＤＬＬが考案されている。この方法によれば、ＰＮ
符号の判定を誤らない限り正しい誤差信号が得られる。
ここで、使用するＰＮ符号の数が増えるほど送信された
符号の判定に要する時間が増えることになるが、一般
に、ＰＬＬ（位相同期ループ）やＤＬＬ等の追尾ループ
ではループ内に遅延が存在すると、ループの主たる特性
であるロックレンジ（追尾周波数範囲）やプルインレン
ジ（捕捉周波数範囲）が狭くなることが知られている。

【００２８】よって、伝送効率を上げるためにＭ-ary／
ＳＳ方式や並列組み合わせＳＳ方式を導入し、伝送効率
向上のために多くのＰＮ符号を用いると、受信機におけ
るＰＮ符号の追尾性能が劣化するというトレード・オフ
が生じている。

【００２９】

【発明が解決しようとする課題】以上述べてきたよう
に、移動体通信のような環境下等でＤＳ／ＳＳ信号の準
同期検波を行う場合に、情報変調に従来のＱＰＳＫを用
いたＳＳ通信機では、準同期検波後に位相差を持つ受信
信号に対する相関手段の構成が複雑になりがちで、受信
機の小型化への問題となっていた。

【００３０】また、Ｍ-ary／ＳＳ方式や並列組み合わせ
ＳＳでは、情報伝送効率の増加のためにはより多くのＰ
Ｎ符号が必要となるが、ＳＳ通信に用いられる鋭い相関
特性を有するＰＮ符号の数は限られており、決められた
ＰＮ符号数しかない場合には伝送効率の向上を図ること
が困難であった。殊に並列組み合わせＳＳ方式では、複
数のＰＮ符号を加算して用いるため送信信号が多値とな
り、受信機に構成の複雑な自動利得制御（ＡＧＣ）回路
を振幅情報の復元のために必要とするため、簡易な振幅
制限器（リミタ）を用いるなどの受信機の小型化を図る
ことが難しかった。

【００３１】更に、従来の並列組み合わせＳＳ方式で
は、同じＰＮ符号の組み合わせを選択することが出来
ず、情報伝送効率向上の妨げとなっていた。

【００３２】また、Ｍ-ary／ＳＳ方式や並列組み合わせ
ＳＳ方式のようにＰＮ符号を複数使用し、かつそれらが
選択的に用いられる場合には、ＰＮ符号の同期追尾の際
に意味のある誤差信号を即座に得ることが困難であっ
た。

【００３３】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
スペクトル拡散送信機は、ＰＮ符号により伝送信号帯域
の拡散を行うスペクトル拡散送信機において、ＰＮ符号
を生成する第１、第２のＰＮ符号発生器と、並列化され
た情報ビットに基づいて前記第１、第２のＰＮ符号発生
器出力の相対的な位相関係を変えることなく位相変調す
る位相変調器と、前記位相変調器の出力を互いに直交す
る２つの搬送波によって直交変調を行う直交変調器とを
備える。

【００３４】また、請求項２に係るスペクトル拡散送信
機は、複数のＰＮ符号を生成するＰＮ符号発生器と、並
列化された情報ビットに基づいて前記ＰＮ符号発生器の
出力から２つのＰＮ符号を選択する選択器と、互いに直
交する２つの搬送波成分を生成する搬送波発振器と、前
記選択器で選択された２つのＰＮ符号を前記搬送波発振
器の前記搬送波成分によって直交変調する直交変調器と
を備える。

【００３５】また、請求項３に係るスペクトル拡散送信
機は、請求項２記載のスペクトル拡散送信機において、
前記情報ビットを第１、第２の情報ビットに分けて、前
記第１の情報ビットに基づいて前記ＰＮ発生器出力から
２つのＰＮ符号を選択し、前記第２の情報ビットにより
前記選択されたＰＮ符号に対し差動位相変調を行うこと
を特徴とする。

【００３６】また、請求項４に係るスペクトル拡散送信
機は、複数のＰＮ符号を生成するＰＮ発生器と、入力さ
れる情報ビットを２系統に分離する直並列変換器と、前
記直並列変換器出力の各系統の並列化された情報ビット
に基づいて前記ＰＮ符号発生器出力からＰＮ符号をそれ
ぞれ選択する第１、第２の選択器と、互いに直交する２
つの搬送波成分を生成する搬送波発振器と、前記第１、
第２の選択器出力のそれぞれのＰＮ符号を前記搬送波発
振器出力によって直交変調する直交変調器と、を備え、
同相・直交相それぞれで独立に情報をＰＮ符号に対応さ
せて伝送する。

【００３７】また、請求項５に係るスペクトル拡散送信
機は、請求項４記載のスペクトル拡散送信機において、
前記情報ビットを第１、第２の情報ビットに分けて、前
記第１の情報ビットに基づいて前記ＰＮ発生器出力から
２つのＰＮ符号を選択し、前記第２の情報ビットにより
前記選択されたＰＮ符号を位相変調する。

【００３８】また、請求項６に係るスペクトル拡散送信
機は、請求項１乃至請求項５に記載のいづれかのスペク
トル拡散通信機において、前記直交変調器はＰＮ符号の
１／２チップに相当する時間遅延を同相用と直交相用の
ＰＮ符号間に与えて直交変調を行う直交変調器を備え
る。

【００３９】また、請求項７に係るスペクトル拡散受信
機は、送信機側で複数のＰＮ符号を選択的に用いて拡散
符号化して送信される信号を受信するスペクトル拡散受
信機において、複数のＰＮ符号用相関器と複数の加算器
から構成され、同一のものを含む複数のＰＮ符号の全て
の組み合わせに対応させた４相相関器と、前記４相相関
器出力に基づいて、送信されたＰＮ符号の組み合わせを
判定する判定器とを備える。

【００４０】また、請求項８に係るスペクトル拡散受信
機は、請求項７記載のスペクトル拡散受信機において、
４相相関器出力から送信されたＰＮ符号の組み合わせと
相関値の極性の判定を行う判定器とを備える。

【００４１】また、請求項９に係わるスペクトル拡散受
信機は、送信機側で複数のＰＮ符号を選択的に用いて拡
散符号化して送信される信号を受信するスペクトル拡散
受信機において、複数のＰＮ符号用相関器から成る相関
器群と、前記相関器群出力を遅延させる第１、第２の複
数の遅延素子群と、前記第１の遅延素子群出力をサンプ
リングして保持する第１のリタイミング回路と、前記相
関器群出力と上記第２の複数の遅延素子群出力との差を
計算する第１の複数の加算器群と、前記第１の複数の加
算器群出力をサンプリングして保持する第２のリタイミ
ング回路と、前記第１と第２のリタイミング回路の複数
の出力をそれぞれ乗算する複数の乗算器群と、前記複数
の乗算器群出力を全て加算する第２の加算器と、前記第
２の加算器出力値によって上記第１、第２のリタイミン
グ回路用のクロック速度の制御を行うクロック発振器
と、を備え、複数のＰＮ符号から得られる複数の誤差信
号を、情報データ判定に用いる相関器出力信号によって
最大比合成を行い、ＰＮ符号の追尾に反映させる。

【００４２】また、請求項１０に係わるスペクトル拡散
受信機は、請求項９のスペクトル拡散受信機において、
時間差のある複数の相関器群出力をそれぞれ加算する複
数の加算器群を備え、上記複数の加算器群出力を誤差信
号の最大比合成の係数に用いることを特徴とする。

【００４３】また、請求項１１に係わるスペクトル拡散
受信機は、送信機側で複数のＰＮ符号を選択的に用いて
拡散符号化して送信される信号を受信するスペクトル拡
散受信機において、複数のＰＮ符号用能動相関器から成
る第１、第２、第３の能動相関器群と、前記第２、第３
の能動相関器群出力の差をとる第１の加算器群と、前記
第１の加算器群出力と前記第１の能動相関器群の出力と
を乗算する乗算器と、前記複数の乗算器出力を全て加算
する第２の加算器と、前記第２の加算器出力値によって
発振速度制御を行い、複数のＰＮ符号を生成するＰＮ符
号発生器群と、複数の遅延素子から成り、上記ＰＮ符号
発生器群出力を異なった時間だけ遅延させる第１、第２
の遅延素子群とを備え、複数のＰＮ符号から得られる複
数の誤差信号を、情報データ判定に用いる能動相関器出
力信号によって最大比合成を行い、ＰＮ符号の追尾に反
映させることを特徴とする。

【００４４】また、請求項１２に係わるスペクトル拡散
受信機は、請求項１１のスペクトル拡散受信機におい
て、参照信号に時間差のある複数の能動相関器群出力を
それぞれ加算する複数の加算器群を備え、上記複数の加
算器群出力を誤差信号の最大比合成の係数に用いること
を特徴とする。

【００４５】

【発明の実施の形態】

実施の形態１以下、この発明によるスペクトル拡散通信機の実施の形
態を図について説明する。図１は、スペクトル拡散通信
機の送信機の構成を示す図である。図において、１は送
信するデータである入力情報ビット列の入力端子、２
ａ、２ｂはそれぞれ同相成分のＰＮ発生器および直交成
分のＰＮ発生器、２０は位相変調器で排他的論理和回路
２１、スイッチ２２ａ、２２ｂ、乗算器３ａ、３ｂから
なる。１９は直交変調部で搬送波発振器５、π／２シフ
ト回路７、乗算器４ａ、４ｂおよび加算器８からなる。
６は送信信号出力端子、９は入力情報ビットを２ビット
毎に並列情報ビットに変換する直並列変換器である。

【００４６】つぎに動作について説明する。入力端子１
から入力される情報ビット列は、直並列変換器９で直列
データ（Ｄ₀、Ｄ₁、Ｄ₂、Ｄ₃、…Ｄ_n-1、Ｄ_n）から２ビ
ット毎に切り分けられ並列データ、すなわち２系列のデ
ータ１０ａ（Ｄ₀、Ｄ₂、…、Ｄ_n-1）、１０ｂ（Ｄ₁、Ｄ
₃、…、Ｄ_n）に変換される。直並列変換器９の出力１０
ａ、１０ｂは排他的論理和回路２１に入力され、直並列
変換器９の出力１０ａ、１０ｂが「＋１」、「＋１」ま
たは「−１」、「−１」のとき排他的論理和回路の出力
は「＋１」となりスイッチ２２ａ、２２ｂの状態は図の
位置にあり、出力１０ａ、１０ｂが「＋１」、「−
１」、または「−１」、「＋１」のとき排他的論理和回
路２１の出力は「−１」になり、この時スイッチ２２
ａ、２２ｂの状態は図の位置から反対側（下側）へ切り
替わる。

【００４７】まず、排他的論理和回路２１の出力が「＋
１」のとき、スイッチ２２ａ、２２ｂは図の位置の状態
であるので、同相用ＰＮ符号発生器２ａ出力のＰＮ_I符
号はスイッチ２２ａを経由して乗算器３ａで直並列変換
器９の出力１０ｂと乗算される。ここで、直並列変換器
出力１０ｂが「＋１」のとき乗算器３ａの出力（乗算結
果である）は、ＰＮ_Iとなり、また直並列変換器出力１
０ｂが「−１」のとき乗算器３ａの出力は位相反転され
て−ＰＮ_Iとなる。一方、直交用ＰＮ符号発生器２ｂ出
力のＰＮ_Q符号はスイッチ２２ｂを経由して乗算器３ｂ
で直並列変換器出力１０ａと乗算される。ここでも前述
と同様、直並列変換器出力１０ａが「＋１」（ただし、
直並列変換器出力１０ｂが「＋１」のときに対応）のと
き乗算器３ｂの出力はＰＮ_Qとなり、直並列変換器出力
１０ａが「−１」（ただし、直並列変換器出力１０ｂが
「＋１」のときに対応）のとき位相反転されて−ＰＮ_Q
となる。

【００４８】つぎに、排他的論理和回路２１
の出力が「−１」のとき、スイッチ２２ａ、２２ｂは図
の位置から反対側に切り替わり、乗算器３ａ、３ｂに入
力されるＰＮ符号が入れ代わる。すなわち、乗算器３ａ
にはＰＮ符号発生器２ｂのＰＮ_Q符号が、乗算器３ｂに
は同相用ＰＮ符号発生器２ａのＰＮ_I符号が入力される
ことになる。そして、乗算器３ａでＰＮ_Q符号と直並列
変換器出力１０ｂとが乗算され、直並列変換器出力１０
ｂが「＋１」のときＰＮ_Q符号が、「−１」のとき−Ｐ
Ｎ_Q符号が乗算結果として出力される。同様にして、乗
算器３ｂの出力には直並列変換器出力１０ｂが「−１」
のとき−ＰＮ_I符号が、「＋１」のときＰＮ_I符号が出力
される。

【００４９】図２は、上述した情報ビットを並列変換器
９で２ビットの並列情報ビットに変換したときの、並列
情報ビット１０ａ，１０ｂの値に対する位相変調された
ＰＮ符号（送信拡散符号）を示す図である。また図４
は、これを位相面で表わした図であり、図の横軸は同相
成分、縦軸は直交成分を示している。図３（ａ）〜
（ｄ）に示されているように、この発明による送信機で
は、位相変調器２０によって同相用と直交用のＰＮ符号
の相対的な位相は全く変えずに、絶対的な位相回転のみ
で情報変調を行なった後、それぞれが互いに直交する搬
送波と乗算器４ａ、４ｂにて乗算し、加算器８で混合し
て送信信号出力端子６より送信される。

【００５０】以上のように本実施の形態によれば、同相
及び直交で用いられるＰＮ符号の位相回転によって情報
変調に位相変調を実現するもので、従来のＢＰＳＫ用４
相相関器２６によっても、図２の４相相関器出力の蘭に
示すように相関値を得ることが可能になる。

【００５１】実施の形態２．この実施の形態は、前述し
た実施の形態１で情報変調に２ビットを用いるＱＰＳＫ
を例としたのに対し、さらに多数の情報ビットに基づい
て位相変調を行なうスペクトラム拡散送信機の実施の形
態である。図４のように直並列変換器９で入力情報ビッ
トをより多くのビット数毎に切り分けて並列情報ビット
にし、この並列情報ビットに基づいて多相変調を行なう
多相位相変調器１００を設けることより可能であること
はいうまでもない。

【００５２】図５は、この多相位相変調器１００の一実
施の形態を示す構成図である。このような構成をとるこ
とによって、直並列変換器９の出力である並列化された
複数の情報ビットは位相値参照テーブル９５へ入力さ
れ、多相位相変調器１００が出力する位相値を選択す
る。位相値参照テーブル９５は、並列情報ビットの値に
対する位相値の対応テーブルである。この位相値参照テ
ーブル９５として、例えば、入力される並列情報ビット
がｍビット（ｍは任意の自然数）の場合には、３６０°
の位相値を２^mケに区分けして、入力並列情報ビットの値
に対する出力位相値９６を割り当てた対応テーブルとす
れば良い。

【００５３】すなわち、並列情報ビットに対し予め対応
付けられた位相値９６を出力する。この位相値９６は、
余弦値テーブル９７ａと正弦値テーブル９７ｂによって
三角関数値に変換され、乗算器３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ
と加算器９８ａ、９８ｂによって構成される位相回転器
９９に渡されて、同相用と直交用の２つのＰＮ符号の位
相を回転させる。この場合でも、これら２つのＰＮ符号
間の相対的な位相関係は保たれ、それぞれのＰＮ符号は
絶対的な位相を共に位相値９６だけ回転して多相位相変
調器１００の出力となる。この多相変調器１００の出力
を、直交変調器１９に入力することにより、拡散符号化
し送信端子６から送信する。

【００５４】実施の形態３．図６は、本発明の複数のＰ
Ｎ符号の中から並列化された情報ビットにより決まる２
つのＰＮ符号を選択し送信するスペクトル拡散通信の送
信機の構成を示している。図において、１５は入力され
る直列情報ビットをＫビット毎に並列の情報ビットに変
換する直並列変換器、１６は並列変換されたＫビットの
入力により２^k≦_MＣ₂＝ＬなるＬ通りの組み合わせから
一つを選択する符号化器、１３はＭヶのＰＮ符号を生成
するＰＮ符号発生器、１４は２ビット入力によりＭヶの
ＰＮ符号から２つを選択する選択器、１９は互いに直交
する搬送波によって変調する直交変調器である。

【００５５】つぎに、図６を参照しながら動作について
説明する。データ入力端子１より入力された情報ビット
は直並列変換器１５によってＫビット毎に並列情報ビッ
トに変換される。符号化器１６は、並列情報ビットのと
り得る値に対応したＰＮ符号Ｍケの中から２つのＰＮ符
号を組み合わせたＰＮ符号に付与した番号の参照テーブ
ルであり、予め対応付けられている。変換された並列情
報ビットが符号化器１６に入ると、並列情報ビットで示
される値に対応付けられた２つのＰＮ符号の番号が出力
される。選択器１４は、このＰＮ符号の番号が入力され
るとＰＮ符号発生器１３の中の該当する番号のＰＮ符号
出力を１周期時間の間選択して出力する。選択された２
つのＰＮ符号は、直交変調器１９によって直交変調され
て、送信信号出力端子６より出力される。

【００５６】なお、上記の実施の形態では、符号化器と
選択器を分けて説明したが、選択器に符号化器の参照テ
ーブルを持たせた構成としてもよい。

【００５７】実施の形態４．図７は、本発明の複数のＰ
Ｎ符号の中から並列情報ビットによって決まる２つのＰ
Ｎ符号選択するとともに、情報ビットの一部により差動
位相変調を行なうＳＳ方式のスペクトル拡散通信の送信
機の構成を示している。以下では、ＰＮ符号の数を実施
の形態３と同様にＭ＝４として説明する。図において、
２５は入力ビットをＪ＋２（Ｊは２以上の自然数）ビッ
ト毎に並列ビットに変換する直並列変換器、２６は符号
化器、２７は２ビットの入力により選択された２つのＰ
Ｎ符号選択器出力に差動位相変調を行う差動位相変調器
である。

【００５８】つぎに動作について図７を参照しながら説
明する。データ入力端子１より入力された直列情報ビッ
トはＪ＋２ビット毎に直並列変換器２５でＪ＋２ビット
幅の並列情報ビットに変換される。その並列情報ビット
出力のうちＪビットは、符号化器２６に入力される。符
号化器２６は、予め並列情報ビットの値に対応した２^J
≦_MＣ₂＋Ｍ通りの同一のＰＮ符号の組み合わせも含む２
つのＰＮ符号の組み合わせを対応づけてある対応表であ
る。したがって、並列情報ビットが入力されると、並列
情報ビットで指定される値に対応した組み合わされた２
つのＰＮ符号の番号が出力される。このＰＮ符号の番号
が入力されると、選択器１４では、ＰＮ符号発生器１３
の出力のうちその番号に対応するＰＮ符号出力を１周期
時間の間選択し、出力する。一方、直並列変換器２５の
出力の他の２ビットは位相変調器２０に入力される。位
相変調器２０では、この入力２ビットでＰＮ符号選択器
１４の出力である選択された２つのＰＮ符号に位相変調
を行う。位相変調されたＰＮ符号は直交変調器１９によ
り直交変調されて、送信信号出力端子６より送信され
る。

【００５９】なお、上記の実施の形態では、直並列変換
器２５の出力の並列化情報ビットをＪ＋２ビットに分け
て、その内の２ビットを位相変調に用いたが、２ビット
に限ることなくより複数ビットとして実施の形態２の多
相位相変調器１００を適用できることはいうまでもな
い。

【００６０】実施の形態５．図８は、本発明の実施の形
態におけるスペクトル拡散通信の送信機の構成を示して
いる。図１１において、１１ａ、１１ｂは入力情報ビッ
トをｋビット毎に切り分ける直並列変換器、１２ａ、１
２ｂはｋビットの情報をＭヶのＰＮ符号の中から１つを
選び出すことで符号化する符号化器、１４ａ、１４ｂは
ＭヶのＰＮ符号入力から一つを選択する選択器である。

【００６１】次に図を参照しながら動作について説明す
る。図８の送信機では、同相と直交の両成分それぞれで
Ｍ-ary／ＳＳ方式を実現する。まずデータ入力端子１よ
り入力された情報ビットは、直並列変換器９によって２
ビット毎に切り分けられる。その出力１０ａ、１０ｂは
それぞれ次の直並列変換器１１ａ、１１ｂへ渡され、更
にｋビット毎に並列情報ビットに変換される。それぞれ
直並列変換器１１ａ，１１ｂの出力のｋビットは符号化
器１２ａ、１２ｂへと渡され、２^k＝ＭなるＭヶのＰＮ
符号から一つを選択することにより符号化を行う。この
符号化器１２ａ、１２ｂの出力により、ＰＮ符号選択器
１４ａ、１４ｂにてＰＮ符号発生器群１３出力から一つ
のＰＮ符号が１周期時間の間選択され、それぞれ同相及
び直交成分となり、直交変調器１９によって直交変調さ
れ、送信信号出力端子６より出力される。

【００６２】実施の形態６．図９は、本発明の実施の形
態におけるスペクトル拡散通信の送信機の構成を示して
いる。図において、３０ａ、３０ｂは入力情報ビットを
ｋ＋１ビット毎に並列情報ビットに変換する直並列変換
器である。この実施の形態では、同相と直交の両成分で
それぞれＭ-ary／ＳＳ方式を行うのに加え、伝送される
２つのＰＮ符号にＢＰＳＫ変調を行う。まずデータ入力
端子１より入力された情報ビットは、直並列変換器９に
よって２ビット毎に並列情報ビットに変換される。その
出力１０ａ、１０ｂはそれぞれ次の直並列変換器３０
ａ、３０ｂへと渡され、更にｋ＋１ビット毎に並列化さ
れる。直並列変換器３０ａ、３０ｂの各出力のうちｋビ
ットは、前述の実施の形態５と同様にそれぞれ符号化器
１２ａ、１２ｂ、ＰＮ符号選択器１４ａ、１４ｂを通
り、同相用と直交用の２つのＰＮ符号が選択される。他
の１ビットはそれぞれ乗算器２９ａ、２９ｂでＰＮ符号
選択器１４ａ、１４ｂの出力と乗算して、選択された２
つのＰＮ符号にＢＰＳＫ変調を行う。その後、両成分は
直交変調器１９で直交変調され、送信信号出力端子６よ
り出力される。

【００６３】実施の形態７．この発明の実施の形態は、
前述した実施の形態の位相変調されたＰＮ符号間に１／
２チップ時間の遅延を与えた後直交変調するものであ
る。図１０は、この発明の実施の形態１に適用した送信
機の構成図である。図において、位相変調器２０で位相
変調されたＰＮ符号の直交成分を遅延素子２３によりＰ
Ｎ符号１／２チップ時間だけ遅延させた後、互いに直交
する２つの搬送波を用いてオフセットＱＰＳＫを行い送
信する。オフセットＱＰＳＫ変調方式を用いると、受信
機において安価なリミッタなどの非線形素子を用いて受
信信号の定包絡線化を図った後でも標本点における位相
が保存されて復調可能となるため、受信機を安価に構成
可能である。

【００６４】また、図１１は、実施の形態３に適用した
スペクトル拡散通信の送信機の構成を示している。図に
おいて、２３はＰＮ符号１／２チップ時間だけ遅延させ
る遅延素子である。図では、図６の直交変調器１９の代
りにＰＮ符号の１／２チップ時間だけ遅延する遅延素子
２３を含んだオフセットＱＰＳＫ変調器２４を用いてお
り、ＰＮ符号選択器１４出力の２つの符号をオフセット
ＱＰＳＫ変調して送信信号出力端子６より出力する。

【００６５】さらに、図１２は、実施の形態５に適用し
たスペクトル拡散通信の送信機の構成を示している。図
１２は図８に対して直交成分用のＰＮ符号発生器１４ｂ
出力に、ＰＮ符号１／２チップ時間だけ遅らせる遅延素
子２３が入っており、互いに直交する２つの搬送波を用
いてオフセットＱＰＳＫ変調を実現し、送信信号出力端
子６より出力される。

【００６６】以上のように、３つの実施の形態に適用し
た例を示したが、前述の他の実施の形態のスペクトル拡
散送信機にも適用できることはいうまでもない。

【００６７】実施の形態８．図１３は、この発明の実施
の形態におけるスペクトル拡散通信の受信機の構成の一
部を示している。本発明はＭヶのＰＮ符号を用いる並列
組み合わせＳＳ方式に関するが、本発明の実施の形態で
はＭ＝４の場合について説明する。図において、６０
ａ、６０ｂは送信機で用いられたＭヶのＰＮ符号の相関
を行う相関器群、６１、６２はそれぞれ４ヶの加算器と
減算器、６３、６４はそれぞれ３ヶの加算器と減算器、
６５、６６は２ヶの加算器と減算器、６７、６８は１ヶ
の加算器と減算器、６９は送られた２つのＰＮ符号の判
定を行う判定器である。

【００６８】次に図１３をもとに動作について説明す
る。本発明では、受信機で準同期検波を考えている。本
発明の実施の形態でも、相関器群入力端子４１ａ、４１
ｂには準同期検波後の同相、直交成分が入力されるもの
とし、準同期検波部の記述は割愛している。準同期検波
後の同相、直交成分が４１ａ、４１ｂから入力される
と、送信機で用いられた４ヶのＰＮ符号の相関器から成
る相関器群６０ａ、６０ｂにそれぞれ入力される。この
時、相関器群６０ａ、６０ｂを構成する各相関器は、能
動方式及び受動方式のいずれでも構わない。各相関器群
の４つの相関出力は、図２６のような４相相関器の構成
を全てのＰＮ符号の組み合わせについて実現するため、
４ヶ、３ヶ、２ヶ、１ヶの加算器（群）を１組ずつ用意
し、同相用出力として加算、直交用出力として減算を行
う。これら加算器（群）６１〜６８の出力は、全てのＰ
Ｎ符号の組み合わせに対して４相相関を行った結果とな
っているから、同相成分と直交成分とを取りまとめて全
てを受信符号判定器６９に入力し、最も大きい相関値の
得られた組み合わせを送信されたＰＮ符号の組と判定す
る。

【００６９】一般に並列組み合わせＳＳ方式の受信機に
は、各ＰＮ符号の相関電力値を調べ、その中から電力値
の大きい組を送信されたＰＮ符号と判定する包絡線検波
器が用いられる。そのため、送信機で同じＰＮ符号を複
数選び出して送信しても、受信機では一つのＰＮ符号に
よる相関電力が大きくなるばかりで、同一の符号が選ば
れたと判定することが困難である。よって、同じＰＮ符
号が選ばれることはなく、例えば本発明の実施の形態の
ように４つの符号から２つを選び出す場合には、₄Ｃ₂＝
６通りの組み合わせしか取ることが出来ない。

【００７０】しかし、図２６の４相相関器では同相と直
交成分の相関値を加算して出力するため、そもそも一つ
の大きな相関出力しか得られない。よって、同相と直交
成分でのＰＮ符号が同一であるか否かに係わらず、正し
い相関出力が得られる。この４相相関を得る全ての組み
合わせを実現することで、送信機で選択できるＰＮ符号
の組み合わせの数がＭ通り増加する。本発明の実施の形
態の場合、６＋４＝１０通りの組み合わせまで増やすこ
とが可能となった。

【００７１】実施の形態９．次に図１４の受信機の動作
について説明する。本発明では、上記発明の実施の形態
８と同様に受信機で準同期検波を仮定している。また、
送信機側は実施の形態１のスペクトル拡散送信機の送信
される信号として説明する。ここでは、図１４の入力端
子４１ａ、４１ｂには準同期検波後の同相、直交成分が
それぞれ入力されるものとして、準同期検波部の記述は
割愛している。図１４の受信機は図１３とほぼ構成が同
じだが、図１３における受信符号判定器６９が、受信Ｐ
Ｎ符号及び相関出力位相判定、並びに差動復号化を行う
データ判定器７０に置き代っている。このデータ判定器
７０では、まず全ての４相相関器出力の大きさを比較し
て最も大きい出力を検出して送信されたＰＮ符号の組み
合わせを判定してＪビットを復号し、次にその最大の相
関値がどの位相で出力されたのかを判定、１つ前の相関
値の位相と比較することで差動復号化を行って２ビット
を復調し、Ｊ＋２ビットの復号結果を出力する。

【００７２】なお、上記の実施の形態では、実施の形態
１の送信機により送信された信号を受信する場合で説明
したが、実施の形態２のように複数ビットで多相位相変
調され送信される場合でも複数ビットが復調されること
はいうまでもない。

【００７３】実施の形態１０．図１５は、この発明の実
施の形態１０に係わるスペクトル拡散受信機の構成の一
部を示している。図１５において、８１は送信機で用い
たＭヶのＰＮ符号全てに対する相関器群、８２と８３
は、８２はＰＮ符号１／２チップ時間だけ、８３は同１
チップ時間だけ遅延させる、それぞれＭヶの遅延素子
群、８４は減算を行うＭヶの加算器群、８５ａ、８５ｂ
はクロック入力タイミングによってＭヶの入力信号をサ
ンプルを行い、次のクロック到来までその値を保持する
リタイミング回路、８６ａ、８６ｂはＭヶの絶対値回路
群、８７はＭヶの乗算器群、８８はＭ本の入力の加器、
９０は送信データの判定器である。

【００７４】次に図１５の動作を説明する。図１５は、
Ｍ-ary／ＳＳ方式や並列組み合わせＳＳ方式などのよう
に複数のＰＮ符号が非連続的に使用される場合に対応可
能なＤＬＬを構成している。本発明の実施の形態での入
力端子４５には、送信機でＭヶのＰＮ符号の中から１つ
が選択され、それらにＢＰＳＫ変調が行われるＭ-ary／
ＳＳ方式を用い、受信機で同期検波を行った同相成分が
入力される場合を考える。つまり、入力端子４５にはＢ
ＰＳＫ変調された一つのＰＮ符号が入力される。まず入
力信号は相関器群８１によって相関がとられる。次にそ
れらのＭヶの出力は、遅延素子群８２と８３、及び絶対
値演算回路群８６ｂへと分岐する。遅延素子群８２で
は、ＰＮ符号の１／２チップの時間遅延が各相関器出力
に行われ、リタイミング回路８５ａによって相関出力の
最大値がサンプリングされ、保持される。遅延素子群８
３ではＰＮ符号の１チップの時間遅延が各相関器出力に
行われ、絶対値演算回路群８６ｃに入力されて極性を除
去する。また、絶対値演算回路群８６ｂに入力された相
関器群８１出力は、同様に極性を除去さる。絶対値演算
回路群８６ｂと絶対演算値回路群８６ｃの出力は加算器
群８４に入力され、加算器群８４で差を求める。加算器
群８４の出力は、遅延素子群８２の出力と同様に、リタ
イミング回路８５ｂでサンプリングされ、保持される。

【００７５】リタイミング回路８５ａの出力は、相関器
出力の最大値を保持しているので、その出力から選択さ
れたＰＮ符号の判定と、位相情報の復調をデータ判定器
９０で行って、データ出力端子３９に受信データを出力
する。また、リタイミング回路８５ａの出力を絶対値演
算回路群８６ａによって極性を除去する。送信機ではＭ
ヶのＰＮ符号から１つを選択して送信しているため、絶
対値演算回路群８６ａの出力のうち意味のあるものは１
つであり、他は雑音及び他の符号との相互相関成分のみ
が現れている。よって、この絶対値演算回路群８６ａ出
力を誤差信号であるリタイミング回路８５ｂの出力と乗
算器群８７で乗算し、加算器８８で全ての乗算器出力の
加算を行うことにより、Ｍヶの誤差信号の最大比合成を
実現する。得られた最大比合成後の誤差信号５６はサン
プリングクロック発生器５８の出力クロック速度を変化
させ、リタイミング回路８５ａ、８５ｂのサンプリング
タイミングを制御する。

【００７６】実施の形態１１．図１６は、この発明の実
施の形態１１に係わるスペクトル拡散受信機の構成の一
部を示している。図１６において、９１はＭヶの加算器
群である。この図１６は、図１５と同様に複数のＰＮ符
号に対応可能となるＤＬＬの構成を示しており、その動
作を図１７を用いて説明する。図１７は、ＰＮ符号の相
関特性、及び複数の相関特性を用いて演算した結果を示
しており、横軸に送受信機でのＰＮ符号の時間差、縦軸
に相関出力をとっている。本発明の実施の形態では、送
信機には前述した実施の形態１０で考えたものを考え、
送受信機間でのＰＮ符号同期捕捉は確立されて追尾状態
にある場合を考える。

【００７７】図１６において、相関器群８１の出力をＰ
Ｎ符号の１／２チップ時間遅らせた遅延素子群８２の出
力を、リタイミング回路８５ａがサンプリングする瞬間
の相関特性は、送受信機間のＰＮ符号の時間差が無く、
またＢＰＳＫによる情報変調が行われているために、送
信機で選択された１つのＰＮ符号について着目すると図
１７（ａ）の実線と破線のような特性になる。このと
き、絶対値演算回路群８６ａ、８６ｂの出力の相関特性
は、それぞれ図１７（ｂ）、（ｃ）のように１／２チッ
プ時間だけ遅れるか進んだ特性となっている。これら図
１７（ｂ）、（ｃ）の特性を加算器群９１で加算する
と、選ばれた１つのＰＮ符号の相関値によれば、図１７
（ｄ）のように、τ＝０近傍で線形な領域を持つ特性が
得られる。この後、加算器群９１の出力をリタイミング
回路８５ｃで保持し、Ｍヶの誤差信号であるリタイミン
グ回路８５ｂの出力と乗算器群８７で乗算し、乗算結果
を加算器８８で加算して誤差信号の最大比合成を行う。
以降、この新たに得られた誤差信号５６を用いてサンプ
リングクロック制御器５８を制御し、ＤＬＬの制御を行
う。

【００７８】一般に、ＰＬＬやＤＬＬ等の同期ループに
おいて、図３２（ｄ）に示すＳ曲線のτ＝０の点は同期
点、或は同期追従点などと呼ばれ、この点へ位相差を追
い込むように制御が行われる。よって、その動作におい
てはτ＝０付近に位相誤差が存在する確率が高く、雑音
に対するループの追尾性能はτ＝０近傍での傾きで決定
されることが知られており、この傾きの値はループゲイ
ンと呼ばれる。図１５による誤差信号の最大比合成で
は、最大比合成を行う係数が図１７（ｄ）の様にτ＝０
近傍で平坦となるため、ループゲインの線形性を変える
ことなく誤差信号の最大比合成を行うことが可能とな
る。

【００７９】実施の形態１２．図１８は、本発明の請求
項第１２項の一発明の実施の形態におけるスペクトル拡
散通信機の構成の一部を示している。図１８において、
９１ａ、９１ｂ、９１ｃはそれぞれＭヶの加算器から成
る加算器群、９２ａ、９２ｂ、９２ｃはそれぞれＭヶの
低域通過フィルタから成るフィルタ群、９３はループフ
ィルタ、９４はＶＣＯ（電圧制御発振器）である。この
図１８は図３１と似た構成を持っているが、複数のＰＮ
符号に対応可能なＤＬＬを構成している。入力端子４５
にはＢＰＳＫ変調されたＭ-ary／ＳＳ信号が入力される
と考える。

【００８０】次に図１８の動作を説明する。入力端子４
５よりＢＰＳＫ変調されたＭ-ary／ＳＳ信号が入力され
ると、ＰＮ符号発生器群１３出力、及びそれらを１／２
チップ或は１チップ遅延させる遅延素子群８２、８３出
力と乗算器群９１ａ、９１ｂ、９１ｃにてそれぞれ乗算
される。各乗算器群９１ａ、９１ｂ、９１ｃの出力はそ
れぞれ低域通過フィルタ群９２ａ、９２ｂ、９２ｃを通
され、時間差のあるそれぞれのＰＮ符号と相関処理を行
い、うち９２ｂと９２ｃの各出力は絶対値演算回路群８
２ｂ、８２ｃを通ってＢＰＳＫ変調による極性変化を除
去された後、加算器群８４で差をとってＭヶのＳ曲線を
生成する。また、低域通過フィルタ群９２ａの出力は、
データ判定器９０によるデータ再生動作の他、絶対値演
算回路群８６ａを通り、乗算器群８７によって加算器群
８４の出力と乗算することに用いられ、加算器８８によ
って加算されることによりＭヶの誤差信号の最大比合成
を実現する。この合成された誤差信号は、ループフィル
タ９３を経てＶＣＯ９４の発振速度を変化させ、ＰＮ符
号発生器群１３出力のＰＮ符号速度を制御する。

【００８１】実施の形態１３．図１９は、本発明の請求
項第１３項の一発明の実施の形態におけるスペクトル拡
散通信機の構成の一部を示している。図１９は、図１８
と同様に複数のＰＮ符号に対応可能なＤＬＬを構成して
おり、入力端子４５にはＢＰＳＫ変調されたＭ-ary／Ｓ
Ｓ信号が入力されると考える。図１９では、まず入力端
子４５よりＢＰＳＫ変調されたＭ-ary／ＳＳ信号が入力
されると、ＰＮ符号発生器群１３出力、及びそれらを１
チップ遅延させる遅延素子群８３出力と、乗算器群９１
ｂ、９１ｃにてそれぞれ乗算される。各乗算器群９１
ｂ、９１ｃ出力は、それぞれ低域通過フィルタ群９２
ｂ、９２ｃへ通されてそれぞれのＰＮ符号との相関処理
を行い、絶対値演算回路群８６ａ、８６ｂによってＢＰ
ＳＫ変調による極性変化を除去される。これらの絶対値
演算回路群８６ａ、８６ｂ出力は、加算器群８４で差を
取ってＭヶのＰＮ符号によるＳ曲線を生成し、同時に加
算器群９１で和をとり、乗算器群８７でこれら加算器群
８４、９１の出力の積と加算器８７での和を取ること
で、Ｍヶの誤差信号の最大比合成を実現する。この合成
された誤差信号により、ループフィルタ９３を経てＶＣ
Ｏ９４の発振速度を変化させ、ＰＮ符号発生器群１３出
力のＰＮ符号速度を制御する。

【００８２】以上の発明の実施の形態１０から１３まで
のスペクトル拡散通信の受信機の構成の中で、遅延素子
群８２と８３での遅延時間に、ＰＮ符号の１／２チップ
時間と１チップ時間をそれぞれ選んでいるが、他にも倍
数関係になる任意の時間遅延を実現する遅延素子群を用
いて構成することももちろん可能である。また、それら
の発明の実施の形態における入力にはＢＰＳＫ変調され
たＭ-ary／ＳＳ信号を考えていたが、複数のＰＮ符号が
同時に到来する並列組み合わせＳＳ信号でもよい。更
に、同期検波でなく準同期検波や包絡線検波方式にて受
信機を構成する場合にも、これら発明の実施の形態を適
用可能であることは容易に考えられる。この場合、送信
機での位相変調はＢＰＳＫに限られることなく、多相変
調も可能となる。

【００８３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によるスペ
クトル拡散送信機および受信機によれば、既存のＢＰＳ
Ｋ変調用の４相相関器とデータ判定器を用いて、受信機
の構成を複雑化することなく情報変調に多相位相変調を
適用出来る効果がある。更に、送信機にてＰＮ符号のオ
フセットＱＰＳＫ等の位相変調を行うことにより、受信
信号の定包絡化を行なった復調が可能となり、受信機で
安価な非線形素子を用いることが出来る効果も生ずる。

【００８４】また、同相、直交成分の２つを用いて並列
組み合わせＳＳ方式を実現することで送信信号の多値振
幅情報化を避けられ、情報伝送効率の低下無く送信機、
受信機の構成を簡易化出来る効果がある。更に、送信機
にて選ばれたＰＮ符号をオフセットＱＰＳＫ等の位相変
調にて送信することにより、受信信号の定包絡化を行な
った復調が可能となり、受信機で安価な非線形素子を用
いることが出来る効果も生ずる。

【００８５】また、受信機で全てのＰＮ符号の組み合わ
せに対する４相相関器を構成することにより、並列組み
合わせＳＳ変調器で同一の符号を選択可能となり、同数
のＰＮ符号で伝送情報量を増大出来る効果がある。更
に、受信機で準同期検波を行う場合には、送信機で選択
された２つのＰＮ符号に差動ＢＰＳＫ変調を行うことが
出来るため、更なる伝送情報量の増大を図る効果も生ず
る。

【００８６】また、同相、直交成分の２つを用いてＭ-a
ry／ＳＳ方式を実現することで、送信信号の多値振幅情
報化をすることなく、２倍の情報伝送を行うことが出来
る効果がある。更に、送信機にて選ばれたＰＮ符号をオ
フセットＱＰＳＫ等の位相変調にて送信することによ
り、受信信号の定包絡化を行なった復調が可能となり、
受信機で安価な非線形素子を用いることが出来る効果も
生ずる。また、このＭ-ary／ＳＳ方式で選択された２つ
のＰＮ符号にＢＰＳＫ変調を行うことにより、更に２ビ
ット多く情報を伝送できる効果も得られる。

【００８７】また、ＰＮ符号の同期追尾を行うＤＬＬに
おいて、用いられるＰＮ符号全ての相関器出力によって
得られるＳ曲線の最大比合成を行うようにしたため、Ｍ
-ary／ＳＳ方式や並列組み合わせＳＳ方式のような複数
のＰＮ符号が非連続的に使用される場合でも、追尾ルー
プ内の制御遅延による性能劣化を抑えることが出来、受
信機を大規模とすることの無い追尾系構成が可能となる
効果がある。更に、Ｓ曲線を最大比合成するための係数
を複数の時間差のある相関器出力から得ることにより、
ループゲインの非線形化による性能劣化を抑えられる効
果がある。

【００８８】また、上記のように複数のＰＮ符号が非連
続的に使用される場合に受信機で構成されるＤＬＬにお
いて、用いられるＰＮ符号全ての能動相関によって得ら
れるＳ曲線の最大比合成を行うようにしたため、合成後
の相関値が常時得られ、追尾ループ内の制御遅延による
性能劣化を更に抑えることが出来る効果がある。更に、
Ｓ曲線を最大比合成するための係数を複数の時間差のあ
る能動相関出力から得ることにより、ループゲインの非
線形化による性能劣化を抑えられる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１に係る拡散符号の位
相変調を行うスペクトル拡散送信機の構成を示すブロッ
ク図である。

【図２】並列化情報ビットによる位相変調されたＰＮ
符号を示す図ある。

【図３】ＰＮ符号の位相配置を表わした位相面図であ
る。

【図４】この発明の実施の形態２に係わる多相位相変
調を適用したスペクトル拡散送信機の構成を示すブロッ
ク図ある。

【図５】実施の形態２に適用した多相位相変調器の構
成図である。

【図６】この発明の実施の形態３に係る並列組み合わ
せＳＳ用送信機の構成を示すブロック図である。

【図７】この発明の実施の形態４に係る差動位相変調
を行う並列組み合わせＳＳ用送信機の構成を示すブロッ
ク図である。

【図８】この発明の実施の形態５に係るＭ-ary／ＳＳ
用送信機の構成を示すブロック図である。

【図９】この発明の実施の形態６に係るＰＮ符号にＢ
ＰＳＫ変調を行うＭ-ary／ＳＳ用送信機の構成を示すブ
ロック図である。

【図１０】この発明の実施の形態７に係る拡散符号の
オフセット位相変調を行う送信機の構成を示すブロック
図である。

【図１１】この発明の実施の形態７に係る他のオフセ
ット位相変調を用いた並列組み合わせＳＳ用送信機の構
成を示すブロック図である。

【図１２】この発明の実施の形態７に係るたのオフセ
ット位相変調を用いたＭ-ary／ＳＳ用送信機の構成を示
すブロック図である。

【図１３】この発明の実施の形態８に係る並列組み合
わせＳＳ用受信機の構成を示すブロック図である。

【図１４】この発明の実施の形態９に係る差動位相変
調を行う並列組み合わせＳＳ用受信機の構成を示すブロ
ック図である。

【図１５】この発明の実施の形態１０に係るＤＬＬの
構成を示すブロック図である。

【図１６】この発明の実施の形態１１に係る他のＤＬ
Ｌの構成を示すブロック図である。

【図１７】実施の形態１３のＤＬＬにおける各部の相
関波形を示す図である。

【図１８】この発明の実施の形態１２に係る他のＤＬ
Ｌの構成を示すブロック図である。

【図１９】この発明の実施の形態１３に係る他のＤＬ
Ｌの構成を示すブロック図である。

【図２０】従来の送信機の構成を示すブロック図であ
る。

【図２１】従来の他の送信機の構成を示すブロック図
である。

【図２２】従来の受信機の構成を示すブロック図であ
る。

【図２３】従来の他の受信機の構成を示すブロック図
である。

【図２４】従来の他の受信機の構成を示すブロック図
である。

【図２５】従来の他の受信機の構成を示すブロック図
である。

【図２６】図２４の４相相関器の構成を示すブロック
図である。

【図２７】図２５の４相相関器の動作を示す位相面図
である。

【図２８】図２５の４相相関器の他の動作を示す位相
面図である。

【図２９】従来のＭ-ary／ＳＳ送信機の構成を示すブ
ロック図である。

【図３０】従来の並列組み合わせＳＳ送信機の構成を
示すブロック図である。

【図３１】従来のＤＬＬの構成を示すブロック図であ
る。

【図３２】図３０の各部の相関波形を示す特性図であ
る。

【図３３】従来の他のＤＬＬの構成を示すブロック図
である。

【符号の説明】

２ａ、２ｂＰＮ符号発生器、３ａ、３ｂ、４ａ、４
ｂ、２９ａ、２９ｂ、乗算器、５搬送波発振器、
７ π／２位相器、８、６７、６８、加算器、
９、１１ａ、１１ｂ、１５、２５、３０ａ、３０ｂ直
並列変換器、１０直交変調器、１０ａ、１０ｂ情
報ビット出力、１３ＰＮ発生器群、１４、１４
ａ、１４ｂ符号選択器、１６、２６符号化器、
２０位相変調器、２３１／２チップ時間遅延素
子、２４オフセット変調部、２７差動位相変調
部、２８差動符号化器、５８サンプリングクロッ
ク発生器、６０ａ、６０ｂ、８１相関器群、６
１、６２、６３、６４、６５、６６、８４、８８、８９
加算器群、６９受信符号判定器、７０受信符
号判定・位相判定・及び差動符号化器、８２１／２
チップ時間遅延素子群、８３１チップ時間遅延素子
群、８５ａ、８５ｂ、８５ｃリタイミング回路、
８７、９１ａ、９１ｂ、９１ｃ乗算器群、９２ａ、
９２ｂ、９２ｃ低域通過フィルタ群、９４電圧制御
発振器、１００多相位相変調器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】擬似雑音符号により伝送信号帯域の拡散
を行うスペクトル拡散送信機において、擬似雑音符号を生成する第１、第２の擬似雑音符号発生
器と、並列化された情報ビットに基づいて前記第１、第
２の擬似雑音符号発生器出力の相対的な位相関係を変え
ることなく位相変調する位相変調器と、前記位相変調器の出力を互いに直交する２つの搬送波に
よって直交変調を行う直交変調器と、を備えたことを特
徴とするスペクトル拡散送信機。
【請求項２】複数の擬似雑音符号を生成する擬似雑音
発生器と、並列化された情報ビットに基づいて前記擬似
雑音符号発生器の出力から２つの擬似雑音符号を選択す
る選択器と、互いに直交する２つの搬送波成分を生成する搬送波発振
器と、前記選択器で選択された２つの擬似雑音符号を前記搬送
波発振器の前記搬送波成分によって直交変調する直交変
調器と、を備えたことを特徴とするスペクトル拡散送信
機。
【請求項３】請求項２記載のスペクトル拡散送信機に
おいて、前記情報ビットを第１、第２の情報ビットに分けて、前
記第１の情報ビットに基づいて前記擬似雑音発生器出力
から２つの擬似雑音符号を選択し、前記第２の情報ビッ
トにより前記選択された擬似雑音符号に対し差動位相変
調を行うことを特徴とするスペクトル拡散送信機。
【請求項４】複数の擬似雑音符号を生成する擬似雑音
発生器と、入力される情報ビットを２系統に分離する直並列変換器
と、前記直並列変換器出力の各系統の並列化された情報ビッ
トに基づいて前記擬似雑音符号発生器出力から擬似雑音
符号をそれぞれ選択する第１、第２の選択器と、互いに直交する２つの搬送波成分を生成する搬送波発振
器と、前記第１、第２の選択器出力のそれぞれの擬似雑音符号
を前記搬送波発振器出力によって直交変調する直交変調
器と、を備え、同相・直交相それぞれで独立に情報を擬
似雑音符号に対応させて伝送することを特徴としたスペ
クトル拡散送信機。
【請求項５】請求項４記載のスペクトル拡散送信機に
おいて、前記情報ビットを第１、第２の情報ビットに分けて、前
記第１の情報ビットに基づいて前記擬似雑音発生器出力
から２つの擬似雑音符号を選択し、前記第２の情報ビッ
トにより前記選択された擬似雑音符号を位相変調するこ
とを特徴とするスペクトル拡散送信機。
【請求項６】前記直交変調器は擬似雑音符号の１／２
チップに相当する時間遅延を同相用と直交相用の擬似雑
音符号間に与えて直交変調を行う直交変調器であること
を特徴とする請求項１乃至５に記載のいずれかのスペク
トル拡散送信機。
【請求項７】送信機側で複数の擬似雑音符号を選択的
に用いて拡散符号化して送信される信号を受信するスペ
クトル拡散受信機において、複数の擬似雑音符号用相関器と複数の加算器から構成さ
れ、同一のものを含む複数の擬似雑音符号の全ての組み
合わせに対応させた４相相関器と、前記４相相関器出力に基づいて、送信された擬似雑音符
号の組み合わせを判定する判定器と、を備えることを特
徴とするスペクトル拡散受信機。
【請求項８】請求項７記載のスペクトル拡散受信機に
おいて、４相相関器出力から送信された擬似雑音符号の組み合わ
せと相関値の極性の判定を行う判定器と、を備えること
を特徴とするスペクトル拡散受信機。
【請求項９】送信機側で複数の擬似雑音符号を選択的
に用いて拡散符号化して送信される信号を受信するスペ
クトル拡散受信機において、複数の擬似雑音符号用相関器から成る相関器群と、前記相関器群出力を遅延させる第１、第２の複数の遅延
素子群と、前記第１の遅延素子群出力をサンプリングして保持する
第１のリタイミング回路と、前記相関器群出力と上記第２の複数の遅延素子群出力と
の差を計算する第１の複数の加算器群と、前記第１の複数の加算器群出力をサンプリングして保持
する第２のリタイミング回路と、前記第１と第２のリタイミング回路の複数の出力をそれ
ぞれ乗算する複数の乗算器群と、前記複数の乗算器群出力を全て加算する第２の加算器
と、前記第２の加算器出力値によって上記第１、第２のリタ
イミング回路用のクロック速度の制御を行うクロック発
振器と、を備え、複数の擬似雑音符号から得られる複数
の誤差信号を、情報データ判定に用いる相関器出力信号
によって最大比合成を行い、擬似雑音符号の追尾に反映
させることを特徴としたスペクトル拡散受信機。
【請求項１０】時間差のある複数の相関器群出力をそ
れぞれ加算或は減算する複数の加算器群、を備え、上記
複数の加算器群出力を誤差信号の最大比合成の係数に用
いることを特徴とした請求項９に記載のスペクトル拡散
受信機。
【請求項１１】送信機側で複数の擬似雑音符号を選択
的に用いて拡散符号化して送信される信号を受信するス
ペクトル拡散受信機において、複数の擬似雑音符号用能動相関器から成る第１、第２、
第３の能動相関器群と、前記第２、第３の能動相関器群出力の差をとる第１の加
算器群と、前記第１の加算器群出力と前記第１の能動相関器群の出
力とを乗算する乗算器と、前記複数の乗算器出力を全て加算する第２の加算器と、前記第２の加算器出力値によって発振速度制御を行い、
複数の擬似雑音符号を生成する擬似雑音符号発生器群
と、複数の遅延素子から成り、上記擬似雑音符号発生器群出
力を異なった時間だけ遅延させる第１、第２の遅延素子
群と、を備え、複数の擬似雑音符号から得られる複数の
誤差信号を、情報データ判定に用いる能動相関器出力信
号によって最大比合成を行い、擬似雑音符号の追尾に反
映させることを特徴としたスペクトル拡散受信機。
【請求項１２】参照信号に時間差のある複数の能動相
関器群出力をそれぞれ加算或は減算する複数の加算器
群、を備え、上記複数の加算器群出力を誤差信号の最大
比合成の係数に用いることを特徴とした請求項１１に記
載のスペクトル拡散受信機。