JPH10112695A - スペクトル拡散パルス位置変調通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 １つの疑似雑音系列とその符号を反転した系
列を用い、さらに直交する搬送波を用いることでＤＭＦ
の数を倍にすることなく、４つの疑似雑音系列を用いた
のと同等の高速伝送を可能とする。 【解決手段】 伝送すべき情報信号として４つのデータ
Ｍ１〜Ｍ４を用意し、３１₁〜３１₄よりＭ１′〜Ｍ４′
を出力する。３２₁〜３２₄により各フレーム内の連続す
るＭ個のスロットのうちの１つを１フレーム周期毎に選
択して４チャンネルのパルス位置変調信号を生成する。
３３₁〜３３₄により続くＬスロットに周期Ｌの疑似音系
列を１周期だけ出力する。３３₁と３３₂の出力を加算
し、正弦波を掛け合わせてＩチャンネルの中間周波信号
に周波数変換する。３３₃と３３₄の出力を加算し、９０
度位相した正弦波を掛け合わせてＱチャンネルの中間周
波信号に周波数変換し、加算器３８により加算して多重
化されたスペクトル拡散パルス位置変調信号を生成す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散パ
ルス位置変調通信方式に関し、例えば、屋内無線通信、
無線ＬＡＮ、無線高速データ通信等に適用可能なもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】特開平４−１１３７３２号公報（スペク
トル拡散パルス位置変調通信方式）においては、疑似雑
音符号の振幅に情報を載せるのではなく、一定時間毎に
疑似雑音符号を１周期発生させ、そのスタート時間に多
値化した情報を載せることで、高速伝送を可能にしてい
る。また、特開平４−１３７８３５号公報（スペクトル
拡散パルス位置変調通信方式）では、前記特開平４−１
１３７３２号公報に記載の発明を改良し、伝送データを
差分符号化することで同期用のパルスを削除し、より高
速化を図っている。

【０００３】スペクトル拡散通信方式に関し、限られた
帯域内で高速データ伝送を行なえる方式として、これま
でに、前記特開平４−１３７８３５号公報の（スペクト
ル拡散パルス位置変調通信方式）が提案されている。こ
の方式は、パルス位置変調信号のパルスの代わりに１周
期分の疑似雑音系列を用いた方式で、変調に用いる疑似
雑音系列の各フレーム内での開始位置を多値化すること
で、従来の１次変調波に周期的な疑似雑音系列を掛け合
わせるだけの単純な直接拡散方式より高速化できる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記の
発明を用いてさらに高速化するためには、スペクトル拡
散通信方式の持つ符号分割多重性を用いる必要があり、
そのためには複数の疑似雑音系列を用いる必要が生じ、
これにより送信機に複数の凝似雑音発生器を用意し、受
信機には送信側と１対１の対応した複数のマッチドフィ
ルタを用意する必要が生じ、変復調部が多重化の数だけ
必要になり、複雑化するという欠点があった。また、従
来の方式では無線化した場合に搬送波を用いているにも
関わらず直交変調は行っていないため、周波数の利用効
率が悪くまだ高速化できる余地が残っていた。

【０００５】そこで、本発明では、１つの疑似雑音系列
とその符号を反転した系列を用いることで、マッチドフ
ィルタの数を倍にすることなく、２つの疑似雑音系列を
用いたのと同等の高速伝送を可能とし、さらに互いに直
交する搬送波に別々の変調信号を載せることで、比較的
少ない回路構成で４多重化したのと同等の高速伝送が可
能なスペクトル拡散通信方式を提供することを目的とす
る。

【０００６】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、周期
Ｌの疑似雑音系列とその符号を反転させた反転系列を用
意し、伝送データとして４つのデータシンボルＭ１，Ｍ
２，Ｍ３，Ｍ４（これらの取り得る値の最大をＭとす
る）を用意し、１フレームがＭ＋Ｌ−１＋ｊ（但しｊ≧
０）個のスロットよりなるフレームにおいて、フレーム
のスロットレートは疑似雑音系列のチップレートと同じ
とし、データシンボルＭ１の値を差分符号化した値に対
応して１フレーム内の連続するＭ個のスロットのうち１
つを選び、このスロットから始まるＬスロットに前記疑
似雑音系列を挿入し、次にデータシンボルＭ２の値を差
分符号化した値に対応して１フレーム内の連続するＭ個
のスロットのうちの１つを選び、このスロットから始ま
るＬスロットに前記反転系列を挿入し、その際疑似雑音
系列とその反転系列が重なったスロットについては両者
の値の和をそのスロットの値としたものをフレーム毎に
連続的に発生させてＩチャネルのベースバンド信号と
し、同様にしてデータシンボルＭ３の値を差分符号化し
た値に対応して１フレーム内の連続するＭ個のスロット
のうちの１つを選び、このスロットから始まるＬスロッ
トに前記疑似雑音系列を挿入し、次にデータシンボルＭ
４の値を差分符号化した値に対応して１フレーム内の連
続するＭ個のスロットのうちの１つを選び、このスロッ
トから始まるＬスロットに前記反転系列を挿入し、その
際疑似雑音系列とその反転系列が重なったスロットにつ
いては両者の値の和をそのスロットの値としたものをフ
レーム毎に連続的に発生させてＱチャネルのベースバン
ド信号とし、互いに９０度位相差のある搬送波を用意し
て、一方をＩチャネルのベースバンド信号と掛け合わ
せ、他方をＱチャネルのベースバンド信号と掛け合わ
せ、最後に両者を加算して直交変調した信号を伝送信号
としてデータ伝送を行なうことを特徴とし、もって、拡
散変調に１種類のみの疑似雑音系列を用い、この系列と
その反転系列を用い、さらに互いに直交する２つの搬送
波各々に対して別のデータシンボルによるスペクトル拡
散パルス位置変調を行っているため、４つのデータシン
ボルを同時に伝送でき、従来の単純なスペクトル拡散パ
ルス位置変調通信方式の場合に比べて４倍高速にデータ
伝送を可能とし、逆に、高速性が要求されない場合は、
４分の１の拡散帯域幅で従来と同程度のデータ伝送を可
能としたものである。

【０００７】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、送信機としてデータシンボルＭ１を入力されて、差
分符号化されたデータシンボルＭ１′を出力する第１の
差分符号化器と、データシンボルＭ２を入力されて、差
分符号化されたデータシンボルＭ２′を出力する差分符
号化器と、データシンボルＭ３を入力されて、差分符号
化されたデータシンボルＭ３′を出力する差分符号化器
と、データシンボルＭ４を入力されて、差分符号化され
たデータシンボルＭ４′を出力する差分符号化器を有
し、次に第１の差分符号化器の出力値Ｍ１′に対応して
１フレームがＭ＋Ｌ−１＋ｊ（但しｊ≧０）個のスロッ
トからなる１フレーム内の連続するＭ個のスロットのう
ちの１つを１フレーム周期毎に選択することで第１のパ
ルス位置変調信号を出力するパルス位置変調回路を有
し、同様に残る３つ差分符号化器からの出力値Ｍ２′，
Ｍ３′，Ｍ４′に対応して同様のパルス位置変調信号を
出力するパルス位置変調回路を有し、さらに第１のパル
ス位置変調信号をトリガ信号として続くＬスロットに周
期Ｌの疑似雑音系列を１周期だけ出力することで拡散変
調を行なう第１の疑似雑音符号発生器を有し、また、第
２のパルス位置変調信号をトリガ信号として続くＬスロ
ットに周期Ｌの反転した疑似雑音系列を１周期だけ出力
することで拡散変調を行なう第２の疑似雑音符号発生器
を有し、同様に第３のパルス位置変調信号をトリガ信号
として続くＬスロットに周期Ｌの疑似雑音系列を１周期
だけ出力することで拡散変調を行なう第３の疑似雑音符
号発生器を有し、また、第４のパルス位置変調信号をト
リガ信号として続くＬスロットに周期Ｌ反転した疑似雑
音系列を１周期だけ出力することで拡散変調を行なう第
４の疑似雑音符号発生器を有し、次に、第１の疑似雑音
符号発生器の出力と第２の疑似雑音符号発生器の出力を
加算器で加算してＩチャネルのベースバンド信号とな
し、これと発振器からの正弦波を第１の乗算器により掛
け合わせてＩチャネルの中間周波信号に周波数変換し、
同様に第３の疑似雑音符号発生器の出力と第４の疑似雑
音符号発生器の出力を加算器で加算してＱチャネルのベ
ースバンド信号となし、これと発振器からの正弦波を９
０度位相器により位相したものを第２の乗算器により掛
け合わせてＱチャネルの中間周波信号に周波数変換し、
こうして得られた互いに直交する２つの中間周波信号を
第３の加算器により加算することにより、変調信号を生
成し、最後に必要に応じてＲＦ周波数変換増幅部によ
り、前記変調信号をさらに周波数変換して増幅し送信信
号となすことを特徴とし、もって、４チャネルの多値デ
ータシンボルをフレームクロック毎に同時に送信するよ
うにし、データのビットずれを起こさないようにしたも
のである。

【０００８】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、データ入力をシリアルに行ない、一定数のシリアル
データを４つのデータシンボルＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４
に変換するシリアルパラレル変換器を備えたことを特徴
とし、もって、データ入力部にシリアルパラレル変換器
を備えることによりシリアルデータ列の送信を可能とし
たものである。

【０００９】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、受信機として、請求項２又は３に記載のスペクトル
拡散パルス位置変調送信機からの信号を受信し、必要に
応じて受信信号を増幅して中間周波信号に変換するＲＦ
周波数変換増幅部を有し、この中間周波信号を３分岐し
て、その１つを入力として再生搬送波を生成する搬送波
再生回路と、再生搬送波を２分岐して片方を９０度位相
し互いに直交する再生搬送波を生成するための位相器を
有する一方、残りの２つの中間周波信号と互いに直交す
る再生搬送波を入力信号として直交検波を行ないＩ，Ｑ
２チャネルのベースバンド信号に変換する２つの周波数
変換器を有し、この２つのベースバンド信号各々に対し
て、送信側と同一の疑似雑音系列（又はその反転系列）
が入力されたときに正（又は負）のマッチドパルスを出
力し、正負のパルスを含むパルス位置変調信号を再生す
る２つのマッチドフィルタを有し、各々のマッチドフィ
ルタ出力から正のパルスと負のパルスを別々に検出して
２つのピーク検知信号を出力するピーク振幅極性検波回
路を有し、Ｉ，Ｑ各々に対して正負のピーク検知を示す
４つのピーク検知信号各々に対してピーク間隔時間を測
定してデータを出力する４つのピーク間隔測定回路と、
各々の測定データを用いて元のデータシンボルを再生す
る４つのデータシンボル再生回路を備えたことを特徴と
し、もって、同期搬送波を再生することにより、疑似雑
音系列とその反転系列に対するマッチドパルスの生成を
１つのマッチドフィルタで実現し、同期を取らない方式
に比べ、各データシンボルに対するピーク検出を容易に
し、復調部の回路構成を簡単にし、さらに、４チャネル
に多値のデータシンボルをフレームクロック毎に同時に
復調できるようにし、データのビットずれを起こさない
ようにしたものである。

【００１０】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、受信機として、請求項２又は３に記載のスペクトル
拡散パルス位置変調送信機からの信号を受信し、必要に
応じて受信信号を増幅して中間周波信号に変換するＲＦ
周波数変換増幅部を有し、この中間周波信号の中心周波
数にほぼ等しい周波数の発振器と、この発振器出力を２
分岐して片方を９０度位相し互いに直交する局発信号を
生成するための位相器を有し、この互いに直交する２つ
の局発信号各々と先の中間周波信号を２分岐した信号を
入力信号として直交検波を行ないＩ，Ｑ２チャネルの準
ベースバンド信号に変換する２つの周波数変換器を有
し、このＩ，Ｑ２つの準ベースバンド信号各々に対し
て、送信側と同一の疑似雑音系列（又はその反転系列）
が入力されたときに正と負の両方の極性のマッチドパル
スを含むパルス位置変調信号を再生する２つのマッチド
フィルタを有し、各々のマッチドフィルタ出力からピー
クの振幅と位相を検出し、Ｉ相の正パルス、Ｉ相の負パ
ルス、Ｑ相の正パルス、Ｑ相の負パルスを別々に検出し
て４つのピーク検知信号を出力するピーク振幅位相検波
回路を有し、Ｉ，Ｑ各々に対して正負のピーク検知を示
す４つのピーク検知信号各々に対してピーク間隔時間を
測定して測定データを出力する４つのピーク間隔測定回
路と、各々の測定データを用いて元にデータシンボルを
再生する４つのデータシンボル再生回路を備えたことを
特徴とし、もって、高周波無線信号からのベースバンド
信号に変換する際に、厳密なベースバンド信号ではなく
オフセット搬送波を許容し、搬送波の同期再生を不要と
し、周波数変換部の構成を簡単化し、コストを低減し、
また、無線信号の伝搬環境が悪く、搬送波の再生が技術
的に困難な場合にも対応できるようにしたものである。

【００１１】請求項６の発明は、請求項４又は５の発明
において、復調された４つのデータシンボルを入力信号
として１フレーム毎にシリアルデータに変換して出力デ
ータ列を得るパラレルシリアル変換器を備えたことを特
徴とし、もって、データ出力部にパラレルシリアル変換
器を備えることにより、受信データをシリアルに出力で
きるようにしたものである。

【００１２】請求項７の発明は、請求項１乃至６のいず
れかの発明において、拡散変調に用いる疑似雑音系列と
してバーカー系列を用いたことを特徴とし、もって、拡
散変調に用いる疑似雑音系列としてバーカー系列を用い
ていることにより、Ｍ系列などのような通常の周期系列
より本変調方式においては相互相関特性を小さくし、誤
り率を下げて伝送特性を改善したものである。

【００１３】請求項８の発明は、請求項１乃至７のいず
れかの発明において、フレーム長（Ｍ＋Ｌ−１＋ｊ）の
値をデータシンボルの取り得る値の最大値Ｍの２倍以上
とし、マッチドフィルタ出力における正と負のパルスの
生じるスロット位置が重ならないように配置したことを
特徴とし、もって、フレーム長（Ｍ＋Ｌ−１＋ｊ）の値
をデータシンボルの取り得る値の最大値の２倍以上の値
にし、１フレーム内でデータシンボルＭ１とＭ２間及び
Ｍ３とＭ４間でスロット位置を重ならないようにし、受
信機のマッチドフィルタ出力の正ピークと負ピークの重
なりを避けることができ、ピークの判定を容易にし、受
信機の構成を簡易化してコストを下げられるようにする
とともに、誤り率を下げ、伝送特性を改善したものであ
る。

【００１４】

【発明の実施の形態】本発明について述べる前に、本発
明の前提となる従来のスペクトル拡散パルス位置変調通
信方式について、図１６に基づいて説明する。図１６
（Ａ）は、単純なパルス位置変調方式の場合の変調信号
を示したもので、１フレーム当たり４スロット構成の例
を示している。送信すべきＭ値のデータシンボルに対応
してＭ個のスロットのうち１を選択してパルスを送出す
ることにより、パルス位置変調を行なう方式である。

【００１５】図１６（Ｂ）は、図１６（Ａ）に示した方
式にスペクトル拡散変調を重畳したような方式であるス
ペクトル拡散パルス位置変調通信方式の変調信号を示し
たものである。特開平４−１３７８３５に記載してある
とおり、本方式は、従来のパルス位置変調における幅が
１スロット分のパルスの代わりに、パルスの開始位置か
ら続くＬスロットに系列長Ｌの疑似雑音系列を挿入する
ことで、拡散変調を行なっている。隣のフレームとの信
号の重なりを防ぐため、フレーム長をパルス位置変調の
場合よりＬ−１スロット以上長くしている。従って、１
フレーム当たりのスロット数はＭ＋Ｌ−１＋ｊ（但しｊ
≧０）となっている。

【００１６】図１６（Ｂ）の例ではフレームの先頭から
Ｍスロットのうちの１つの伝送したいデータを差分符号
化したデータに対応させて選択し、このスロットから続
くＬスロットに疑似雑音系列をはめ込んで、拡散変調を
行なっている。この例はＭ＝４，Ｌ＝７，ｊ＝０の場合
の送信信号を示したもので、伝送したい差分符号化後デ
ータが０，１，３…の場合の変調信号を示している。

【００１７】これを拡散に用いたのと同じ系列に整合さ
せたマッチドフィルタに入力すると、その出力には図１
６（Ｃ）のようなパルス位置変調信号が再生される。こ
れは拡散に用いる疑似雑音系列の自己相関特性が、図１
６（Ｄ）に示すとおり系列間の時間差が１スロット時間
以下のときだけ鋭いピークを示すことによる。あとは、
再生されたパルスの各フレーム内におけるスロット位置
を求めることで元のデータが再生できる。

【００１８】図１７，１８は、これを具体的に実現する
ための送信部及び受信部の回路構成を示す図で、図１７
に示す送信部においては、クロック発生器１の出力で疑
似雑音系列発生器９を駆動すると共に、（Ｍ＋Ｌ−１＋
ｊ）回カウントする毎に零に戻るカウンタ２を駆動して
おく。伝送対象となるシリアルデータはまず直列並列変
換器５により並列データに変換され、１フレーム前の並
列データをレジスタ８に記録しておいて、その出力値と
この並列データと加算器６で足し、先ほどのレジスタ８
に帰還することにより差分符号化を行ない、レジスタ８
の出力値と先ほどのカウンタ２の値をコンパレータ４で
比較して一致した時に疑似雑音発生器９に対してトリガ
パルス信号を送ることにより疑似雑音系列を１周期発生
させる。カウンタ２の出力がある一定値になったことを
検知する検出器３によりフレームクロックが生成され、
レジスタはこのフレームクロックに同期して動作する。
また、このクロックをＰＬＬ７等で逓倍したクロックを
用いることで直列並列変換が行なわれる。疑似雑音符号
発生器９からの信号は発振器１１からの信号と乗算器１
０により掛け合わされて高周波信号に変換され、フィル
タ１２等を通してアンテナからの無線信号として送信さ
れる。

【００１９】図１８は、受信部を説明するための図で、
該受信部は、送信器からの信号をアンテナで受信してア
ンプ２０で増幅し、発振器２２からの局部発振信号と乗
算器２１で掛け合わせることにより中間周波信号に変換
し、これをフィルタ２２及び利得制御増幅器２４に通し
て増幅し、送信側と同一の疑似雑音系列に対応したマッ
チドフィルタ２５に通すことで、逆拡散を行ないパルス
位置変調信号を再生し、これを検波器２６で検波してベ
ースバンドパルス位置変調信号に変換し、この信号のパ
ルス間隔を続くパルス間隔測定回路２７により測定し、
その測定値から送信データを再生して最後に並列直列変
換器２８によりシリアルデータに変換し、送信信号と同
一の信号を再生するというものである。

【００２０】以上に述べた従来の方式は基本的にマッチ
ドパルスの振幅しか見ていないため、パルスの位相情報
も変調に利用することで多重化が可能であり、まだまだ
高速化が図れる。本発明は、０，π／２，π，３π／２
の４つに位相に対するマッチドパルスを区別すること
で、各々を１チャネルのパルス位置変調信号として利用
し、従来の４倍の速度のデータ伝送を可能とするスペク
トル拡散パルス位置変調通信方式を提供するものであ
る。

【００２１】以下に、本発明の構成と動作について説明
する。最初に、請求項１の基本となる変調された信号の
フレーム構成について説明する。図１（Ａ）は従来のベ
ースバンドにおけるデータシンボル１に対するスペクト
ル拡散パスル位置変調信号を示し、これは丁度零相の信
号に当たる。系列としては（＋＋＋−−＋−）というパ
ターンの７チップのバーカー系列を用い、データシンボ
ルの最大値が４で１フレーム長が１０の場合の例を示し
ている。以下の例も同様である。フレーム間の空きスロ
ットは零を出力するので、出力は±１と０の３値とな
る。

【００２２】フレームの構成を説明すると、伝送すべき
Ｍ値の第１のデータシンボルに対して１フレームがＭ＋
Ｌ−１＋ｊ（但しｊ≧０）個のスロットよりなるフレー
ムを用意し、フレームのスロットレートは疑似雑音系列
のチップレートと同じとし、データシンボル値を差分符
号化した値に対応して１フレーム内の連続するＭ個のス
ロットのうちの１つを選び、このスロットから始まるＬ
スロットに前記疑似雑系列を挿入する。以上のように構
成されたフレームを連続的に発生させて第１のスペクト
ル拡散パルス位置変調信号を生成する。

【００２３】図１（Ｂ）はデータシンボル２に対応して
図１（Ａ）で用いた系列を反転した系列を拡散変調に用
いた場合の変調信号を示し、これは丁度π相の信号にあ
たる。図１（Ｃ）は図１（Ａ）と図１（Ｂ）に示した変
調信号を足し合わせた結果のベースバンド信号で３値の
信号を２つ足することにより出力は±２，±１，０の５
値となる。これをＩチャネルのベースバンド信号とす
る。

【００２４】データシンボル３とデータシンボル４につ
いても同様に反転系列を併用することで図１（Ｄ）に示
すような変調信号が生成でき、これをＱチャネルのベー
スバンド信号とする。実際の四重化されたスペクトル拡
散パルス位置変調信号は図１（Ｃ）と図１（Ｄ）の信号
に互いに９０度位相差のある正弦波を掛け合わせ、両者
を加算することで生成される。受信側では先ず、前記の
変調信号から同期搬送波を再生し、これを用いて受信信
号を直交検波することによりＩ相とＱ相の２チャネルの
ベースバンド信号を再生する。次に、これらの信号を各
々マッチドフィルタに通すことで２つの両極性のパルス
位置変調信号が再生され、後は正のパルス間隔と負のパ
ルス間隔を別々に測定することで４つの位相の各々に対
応したパルスの間隔が独立して測定でき、測定結果を元
に４つのデータシンボルが再生できる。

【００２５】請求項２以降の発明は、請求項１の発明の
フレーム形式のスペクトル拡散信号を用いて通信を行な
う送受信機の回路構成と動作に関するもので、最初に図
２を参照して、請求項２のスペクトル拡散パルス位置変
調送信機の構成と動作について説明する。まず、直並列
変換器３０により、伝送すべき情報信号として４つのデ
ータシンボルＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４を用意する。各デ
ータシンボルは、各々差分符号化器３１₁〜３１₄に入力
されて差分符号化されたデータシンボルＭ１′，Ｍ
２′，Ｍ３′，Ｍ４′を出力する。次に、４つのパルス
位置変調回路３２₁〜３２₄により各差分符号化器３１₁
〜３１₄の出力値に対応して各フレーム内の連続するＭ
個のスロットのうちの１つを１フレーム周期毎に選択し
て４チャネルのパルス位置変調信号を生成する。さらに
チャネル１とチャネル３のパルス位置変調信号をトリガ
信号として各々疑似雑音符号発生器３３₁，３３₃により
続くＬスロットに周期Ｌの疑似雑音系列を１周期だけ出
力して２チャネルのスペクトル拡散パルス位置変調信号
を生成する一方、チャネル２とチャネル４のパルス位置
変調信号をトリガ信号として各々極性を反転させた疑似
雑音符号発生器３３₂，３３₄により続くＬスロットに周
期Ｌの疑似音系列を１周期だけ出力して２チャネルのス
ペクトル拡散パルス位置変調信号を生成する。

【００２６】次に、第１の疑似雑音符号発生器３３₁の
出力と第２の疑似雑音符号発生器３３₂の出力を加算器
３４₁で加算してＩチャネルのベースバンド信号とし、
これと発振器３６からの正弦波を第１の乗算器３５₁に
より掛け合わせてＩチャネルの中間周波信号に周波数変
換し、同様に第３の疑似雑音符号発生器３３₃の出力と
第４の疑似雑音符号発生器３３₄の出力を加算器３４₂で
加算してＱチャネルのベースバンド信号とし、これと発
振器３６からの正弦波を９０度位相器３７により位相し
た正弦波を第２の乗算器３５₂により掛け合わせてＱチ
ャネルの中間周波信号に周波数変換し、こうして得られ
た互いに直交する２つの中間周波信号を第３の加算器３
８により加算することにより、多重化されたスペクトル
拡散パルス位置変調信号を生成する。さらに、必要に応
じてＲＦ周波数変換増幅部３９により、前記変調信号を
さらに周波数変換し、増幅し、送信信号としても良い。

【００２７】次に、以上述べた図２に関する構成と動作
でまだ説明していない各機能ブロックの具体的構成と動
作について述べる。先ず、差分符号化回路３１（３１₁
〜３１₄）の具体例を図３に示す。図３に示すように、
フレームクロックに同期して動作するレジスタ３１ａを
用意しておき、レジスタの出力と送信すべきＭ値のデー
タシンボルの値を加算器３１ｂにより加算し、結果をレ
ジスタ３１ａに帰還することで次のレジスタ値を決定
し、これにより差分符号化を行なう。このとき、加算結
果がＭ以上になった場合はＭで割った余りをレジスタ値
とする。２進演算の場合は桁上がりのビットを無視すれ
ば良い。

【００２８】図４はパルス位置変調器３２（３２₁〜３
２₄）の具体例で、ＰＮ符号用クロックに同期して動作
する並列入力付きカウンタ３２ａを用意し、１フレーム
毎に１パルスを生じさせるフレーム同期パルスをトリガ
信号として差分符号化データシンボルをカウンタ３２ａ
に読み込む。その後はカウントを続け、カウント出力を
それに続く等価比較器３２ｂに入力することで比較値Ｍ
ｒと一致したときだけパルスを出力するようにすれば、
パルス位置変調信号を生成できる。

【００２９】図５はＰＮ符号発生器３３（３３₁〜３
３₄）の具体例で、ＰＮ符号用クロックに同期して動作
するＰＮ符号の系列長分の段数の並列入力付きシフトレ
ジスタ３３ａを２つ用意し、並列入力端子には、同じＰ
Ｎ符号のパターンデータ３３ｂをＲＯＭやスイッチで入
力しておく。２つのシフトレジスタ３３ａ，３３ａのシ
リアル入力の一方を０とし、他方を１としておき、通常
はシフト動作するようにしておくと、２つのレジスタ出
力の抵抗による加算結果は０と１の中間値となる。ここ
にパルス位置変調信号をトリガ信号として並列入力動作
をさせると、丁度１周期部の符号データ（図では１１１
００１０）が２つのレジスタ出力に生じて加算結果も
（１１１００１０）となる。その後は又０と１の中間値
となり、以上のようにして３値のスペクトル拡散パルス
位置変調信号が生成される。

【００３０】なお、図２の例では送信部の動作クロック
として３種類の同期したクロックを用いている。そのた
めの基準発振器からのクロック信号（ＳＣＬＫ）をもと
にクロック生成回路４０により疑似雑音符号用クロック
（ＰＣＬＫ）、フレームクロック（ＦＣＬＫ）、入力デ
ータ信号用クロック（ＤＣＬＫ）を生成している。クロ
ック生成器の構成例を図６に示す。図６に示すとおり、
基準発振器からのクロック信号（ＳＣＬＫ）を分周器４
０ａ及び分周器４０ｂに入力して、ＰＣＬＫ及びＤＣＬ
Ｋを生成する。さらにＤＣＬＫの出力を分周器４０ｃに
より分周してＦＣＬＫを生成する。このとき、１フレー
ム当たりの送信データビット数をＫとして、ＦＣＬＫ＝
ＤＣＬＫ×Ｋ，ＰＣＬＫ×（フレーム長）を満たすよう
に各分周器の分周比を設定する。場合によっては分周器
４０ａは不要になる場合もある。

【００３１】請求項３のスペクトル拡散パルス位置変調
送信機は、請求項２のスペクトル拡散パルス位置変調送
信機において、データ入力をシリアルに行ない、一定数
のシリアルデータを４つのデータシンボルＭ１，Ｍ２，
Ｍ３，Ｍ４に変換するシリアルパラレル変換器３０を追
加したものである。具体的には並列出力機能付きのシフ
トレジスタを入力データ用クロック（ＤＣＬＫ）で動作
させ、シリアル入力から送信すベきデータを１つずつシ
フトレジスタ内に読み込み、１フレーム毎にフレームク
ロックをトリガ信号として並列に出力し、その出力を４
つに分けてＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４の４つのデータシン
ボル値を生成し、これを請求項２の入力信号として用い
ることで、スペクトル拡散パルス位置変調信号を生成す
る。データ伝送の効率を考えると、Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，
Ｍ４の値としては２のべき乗を用いるのが望ましい。

【００３２】次に、図７を参照して請求項４のスペクト
ル拡散パルス位置変調受信機について説明する。この受
信機は、前述のスペクトル拡散パルス位置変調送信機か
らの信号を受信して、もとの４つのデータシンボルＭ
１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４を再生するものである。図７にお
いて、送信機からの受信信号を必要に応じてＲＦ周波数
変換増幅部４１により増幅し中間周波信号に変換する。
次に、この中間周波信号を３分岐して、その１つを搬送
波再生回路４２に入力し、再生搬送波を生成する。さら
に、この再生搬送波を２分岐して片方を位相器４３によ
り９０度位相し互いに直交する再生搬送波を生成する。
続いて、２つの周波数変換器４４，４５を用いて各々に
中間周波信号と先ほどの互いに直交する再生搬送波を入
力して直交検波を行ない、Ｉ，Ｑ２チャネルのベースバ
ンド信号に変換する。

【００３３】この２つのベースバンド信号を各々送信側
と同一の疑似雑音系列に整合させたマッチドフィルタ４
６，４７に入力すると、フィルタ出力には正負のパルス
を含むパルス位置変調信号が再生される。続く、ピーク
振幅極性検波回路４８，４９では、各々のマッチドフィ
ルタ出力からの正パルスと負のパルスを別々に検出して
２つのピーク検知信号を出力する。Ｉ，Ｑ各々に対して
正負のピーク検知を示す４つのピーク検知信号を元に、
続く４つのピーク間隔測定回路５０（５０₁〜５０₄）で
は各信号のピーク間隔時間を測定し、測定データを出力
する。最後に、各々の測定データをもとに４つのデータ
シンボル再生回路５１（５１₁〜５１₄）により元のデー
タシンボル値を演算し、復調データとして並列に出力す
る。

【００３４】次に、以上述べた図７に関する構成と動作
でまだ説明していない各機能ブロックの具体的構成と動
作について述べる。先ず、搬送波再生回路４２の具体例
を図８に示す。本方式における変調信号は４相位相変調
の一種とも考えられるので、この信号を４逓倍すればデ
ータ変調の無い正弦波が得られ、これを４分周すること
で受信信号に同期した搬送波を再生できる。そのため
に、図８ではＲＦ部からの中間周波信号を乗算器４２ａ
の２つの入力端子に入力することで２逓倍波を生成し、
さらにこれを乗算器４０ｂで２逓倍することによりに搬
送波の４逓倍波を生成し、これをバンドパスフィルタ４
２ｃに通して不要な周波数成分を除去し、最後に４分周
器４２ｄで周波数を１／４にして元の搬送波を再生す
る。

【００３５】次に、マッチドフィルタ部４６，４７の構
成について述べると、ＳＡＷ，ＣＣＤ等の素子を用いた
アナログマッチドフィルタ構成（１）と、まずＡ／Ｄ変
換器に通してディジタル化し、ディジタル信号処理によ
りマッチドフィルタを構成するディジタルマッチドフィ
ルタ構成（２）の２通りがあげられる。ここでは図７に
もあるとおり、ディジタル構成のマッチドフィルタ４
６，４７について図９のもとにマッチドフィルタ４６を
基準にして説明する。まず、フィルタの入力端でＡ／Ｄ
変換器によりアナログ信号をディジタル信号に変換す
る。疑似雑音符号の１周期時間に渡ってＡ／Ｄ変換され
たデータを保存しておくために、疑似雑音系列長の正数
倍（１スロット時間中のサンプリング回数分必要）の数
だけレジスタを用意して直列に接続しておき、システム
クロック毎にすべてのレジスタ出力を取りだし、これに
疑似雑音系列のパターンによって決まるタップ係数をか
け、その出力を順次足し合わせることによりマッチドフ
ィルタ出力が得られる。入力からタップ係数と同一パタ
ーンの疑似雑音系列が入力された場合、その値が順次レ
ジスタ列に直列に読み込まれ、ある時点で入力系列とタ
ップ係数の位相が揃うため、各加算器への入力データが
すべて（正又は負）になる結果、マッチドパルスが生じ
る。

【００３６】続く、ピーク振幅極性検波回路４８（４
９）は、図１０で実現される。図１０は正のピークのみ
を検出するディジタル式の回路例で、送信側の疑似雑音
系列用クロックの２倍の速度でマッチドパルスのサンプ
リングを行なうシステムを想定している。まず、入力端
子からＡ／Ｄ変換器よりディジタル信号に変換されたマ
ッチドパルスデータ又はディジタルマッチドフィルタの
出力データを入力データとしてレジスタＡに読み込み、
１クロック毎にレジスタＡからレジスタＢ、レジスタＢ
からレジスタＣに順に転送し、３つの連続するサンプリ
ングデータを常に保持しておく。この例ではレジスタＢ
の値を両隣の値と各々コンパレータＤ，Ｅにより比較
し、さらに中央のレジスタＢの値を正ピークのしきい値
とコンパレータＦで比較し、以上３つのすべてにおいて
Ｂの値の方が大きい時のみ正ピークが生じたと判定し正
ピーク検出信号を出力するものである。負ピーク検出の
場合はコンパレータの出力を逆にし、しきい値の符号を
反転する必要がある。両方の回路を用意することで正ピ
ークと負ピークを別々に検出できる。

【００３７】次に、パルス間隔測定回路５０及びデータ
シンボル再生回路５１についても種々の回路形式が考え
られるが、一例として図１１の回路をあげ、これについ
て説明する。この回路はカウンタとレジスタから構成さ
れ、これらはピーク検出回路からのピーク検出信号によ
り並列入力端子からデータを読み込むもので、そのとき
のカウンタ値がピーク間隔の測定値としてレジスタに記
録される。ピーク検出信号が無い場合はカウンタのみが
クロック信号に同期してカウンタ動作を行なう。この例
ではカウンタの初期値を−（Ｍ＋Ｌ−１＋ｊ）とするこ
とで１フレームカウント後の値がちょうどもとのデータ
シンボル値Ｍとなるように構成しているため、パルス間
隔測定回路がデータシンボル再生回路も兼ねている。

【００３８】なお、図７の例では同期クロック再生回路
５２により受信部の動作に必要なサンプリングクロッ
ク、フレームクロック、データクロックを生成してお
り、そのうちフレームクロックとデータクロックは送信
側のデータクロックに同期させる必要があるため、クロ
ック再生が必要である。この、同期クロック再生回路５
２の構成の一例を図１２に示す。この例は、サンプリン
グ周波数が送信側の疑似雑音系列用クロックの２倍の場
合を想定した回路で、送信側のクロック生成回路４０に
おける基準クロックより僅かに周波数の高い基準クロッ
クを用意し、ピーク間隔測定回路５０のカウンタの最下
位ビットとピーク検出信号のアンドを取って受信側クロ
ックの進み過ぎを検知し、これをＤフリップフロップに
入力して１クロック分だけ出力がハイとなる信号を生成
し、これと基準クロックのオアを取って１パルスだけを
削除することにより、送信側クロックにほぼ同期したサ
ンプリングクロックを再生し、これを２つの分周器で分
周することで同期データクロック及び同期フレームクロ
ックを再生する。

【００３９】請求項５のスペクトル拡散パルス位置変調
受信機は、請求項２又は３で述べたスペクトル拡散パル
ス位置変調送信機からの受信した後、請求項４のように
搬送波を再生してこの信号を完全なベースバンド信号に
変換するのではなく、搬送波に近い非同期の局部発振器
を用いてオフセット搬送波を含んだ準ベースバンド信号
に変換し、オフセットの影響はスペクトル拡散パルス位
置変調の復調部で吸収するものである。高周波部では搬
送波の同期再生が不要になるため、高周波回路の製作が
容易になるが、その分復調部は複雑になる。

【００４０】図１３をもとに説明すると、まず、送信機
からの受信信号を必要に応じてＲＦ周波数変換増幅部４
１により増幅し中間周波信号に変換する。次に、この中
間周波信号の中心周波数にほぼ等しい周波数の発振器５
４を用意し、この発振出力とこれを位相器４３で９０度
移相した出力を各々乗算器４４，４５を用いて先の中間
周波信号と掛け合わせ、搬送波のオフセットを含んだＩ
フェーズ準ベースバンド信号及びＱフェーズの準ベース
バンド信号を生成する直交検波を行なう。この２つの準
ベースバンド信号を各々送信側と同一の疑似雑音系列に
整合させたマッチドフィルタ４６，４７に入力すると、
フィルタ出力にはオフセット周波数の正弦波により振幅
変調の掛かった正負のパルスを含むパルス位置変調信号
が再生される。

【００４１】続く、ピーク振幅位相検波回路５５では、
２つのマッチドフィルタ出力からＩチャネルの正のパル
スと負のパルス、及びＱチャネルの正のパルスと負のパ
ルスの計４チャネル分のパルスを別々に検出して４つの
ピーク検知信号を出力する。あとは、請求項４で述べた
スペクトル拡散パルス位置変調受信機と全く同様の構成
で、４つのピーク検知信号を元に各々のピーク間隔測定
回路５０で各信号のピーク間隔時間を測定し、各々の測
定データをもとに４つのデータシンボル再生回路５１に
より元の４つのデータシンボル値を演算し、復調データ
として並列に出力する。以上の中で、マッチドフィルタ
４６，４７、ピーク間隔測定回路５０及びデータシンボ
ル再生回路５１については請求項４の中で述べたので、
それと異なるピーク振幅位相検波回路について説明す
る。ピーク振幅位相検波回路は振幅演算回路とピーク検
出回路と位相検出回路で構成される。ピーク検出回路に
ついては図１０で説明したのでここでは残りの２つにつ
いて説明する。

【００４２】振幅演算回路の具体例としては、図１４の
ような回路が考えられる。この回路では２つのディジタ
ル型マッチドフィルタからの出力を各々ディジタル乗算
器で二乗し、その結果を足し合わせることで、マッチド
パルスの振幅二乗値を求めている。この信号をピーク検
出に用いることによりオフセット搬送波による位相の回
転と無関係にピーク検出が出来る。

【００４３】次に、位相検出回路の具体例として図１５
の回路について説明する。本回路では位相を１６相に分
け、ＩフェーズとＱフェーズの２つのマッチドフィルタ
出力（その値をＩ，Ｑとする）を用いて除算回路６１に
よりＩ÷Ｑを求め、その値とＱの符号から位相データへ
の変換テーブル６２を用いて４ビット（１６値）の位相
値を求める。次に、ピーク振幅検出信号により駆動され
る基準のＩ相正ピークの位相値を保持するための４ビッ
トレジスタ６３を用意し、この出力値と先の変換テーブ
ルの出力値を一致判定回路６４₁により判定し、差が１
以下なら一致と判定してピーク検出信号とのアンドを取
り、Ｉ相正ピーク検出信号を生成する。このときピーク
振幅検信号により位相レジスタ６３にそのときの変換テ
ーブル６２の出力データを読み込む。同様にして、位相
レジスタの出力値と変換テーブルの出力値に加算器６５
₂で４を足した結果を２つ目の一致判定回路６４₂により
判定し、差が１以下なら一致と判定してピーク検出信号
とのアンドを取り、Ｑ相負ピーク検出信号を生成する。
このときピーク振幅検出信号により位相レジスタ６３に
そのときの変換テーブル６３の出力データに４を足した
値を読み込む。以下同様にして変換テーブル値に８を足
したものと一致判定を行なうとＩ相負ピーク検出信号が
生成され、１２を足したものと一致判定を行なうとＱ相
正ピーク検出信号が生成される。４つの一致判定回路の
どれに一致が生じるかによって位相レジスタへの次の加
算値が変化するため、図のように加算値選択回路を用意
している。

【００４４】請求項６のスペクトル拡散パルス位置変調
受信機は、請求項４，５のスペクトル拡散パルス位置変
調受信機４つの復調データシンボルをさらにパラレルシ
リシアル変換器に通することにより、復調データをシリ
アルに出力するものである。

【００４５】請求項７のスペクトル拡散パルス位置変調
通信方式及び送受信機は、これまでの請求項１乃至６の
スペクトル拡散パルス位置変調通信方式及び送受信機に
おいて拡散変調に用いる疑似雑音系列として特にバーカ
ー系列を用いるというものである。バーカー系列は有限
長の系列であるため、疑似雑音系列を１周期毎に使用す
る本発明のような方式においては、Ｍ系列などのような
通常の周期系列より相互相関特性を小さくできる。バー
カー系列のパターン例としては７チップの（１，１，
１，−１，−１，１−１）や１１チップの（１，１，
１，−１，−１，−１，１，−１，−１，１，−１）等
がある。

【００４６】請求項８のスペクトル拡散パルス位置変調
通信方式及び送受信機は、これまでの請求項１乃至７の
スペクトル拡散パルス位置変調通信方式及び送受信機に
おいてフレーム長（Ｍ＋Ｌ−１＋ｊ）の値をデータシン
ボルの取り得る値の最大値Ｍの２倍以上の値にし、１フ
レーム内でデータシンボルＭ１とＭ２間及びＭ３とＭ４
間でスロット位置が重ならなうように配置している。そ
のため、受信機のマッチドフィルタに生じる正ピーク及
び負ピークが時間的に重なるのを防ぐことができ、復調
が容易になる。

【００４７】

【発明の効果】請求項１の発明は、周期Ｌの疑似雑音系
列とその符号を反転させた反転系列を用意し、伝送デー
タとして４つのデータシンボルＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４
（これらの取り得る値の最大をＭとする）を用意し、１
フレームがＭ＋Ｌ−１＋ｊ（但しｊ≧０）個のスロット
よりなるフレームにおいて、フレームのスロットレート
は疑似雑音系列のチップレートと同じとし、データシン
ボルＭ１の値を差分符号化した値に対応して１フレーム
内の連続するＭ個のスロットのうち１つを選び、このス
ロットから始まるＬスロットに前記疑似雑音系列を挿入
し、次にデータシンボルＭ２の値を差分符号化した値に
対応して１フレーム内の連続するＭ個のスロットのうち
の１つを選び、このスロットから始まるＬスロットに前
記反転系列を挿入し、その際疑似雑音系列とその反転系
列が重なったスロットについては両者の値の和をそのス
ロットの値としたものをフレーム毎に連続的に発生させ
てＩチャネルのベースバンド信号とし、同様にしてデー
タシンボルＭ３の値を差分符号化した値に対応して１フ
レーム内の連続するＭ個のスロットのうちの１つを選
び、このスロットから始まるＬスロットに前記疑似雑音
系列を挿入し、次にデータシンボルＭ４の値を差分符号
化した値に対応して１フレーム内の連続するＭ個のスロ
ットのうちの１つを選び、このスロットから始まるＬス
ロットに前記反転系列を挿入し、その際疑似雑音系列と
その反転系列が重なったスロットについては両者の値の
和をそのスロットの値としたものをフレーム毎に連続的
に発生させてＱチャネルのベースバンド信号とし、互い
に９０度位相差のある搬送波を用意して、一方をＩチャ
ネルのベースバンド信号と掛け合わせ、他方をＱチャネ
ルのベースバンド信号と掛け合わせ、最後に両者を加算
して直交変調した信号を伝送信号としてデータ伝送を行
なうようにし、もって、拡散変調に１種類のみの疑似雑
音系列を用い、この系列とその反転系列を用い、さらに
互いに直交する２つの搬送波各々に対して別のデータシ
ンボルによるスペクトル拡散パルス位置変調を行ってい
るため、４つのデータシンボルを同時に伝送でき、従来
の単純なスペクトル拡散パルス位置変調通信方式の場合
に比べて４倍高速にデータ伝送が可能になる。逆に、高
速性が要求されない場合は、４分の１の拡散帯域幅で従
来と同程度のデータ伝送が可能になる。

【００４８】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、送信機としてデータシンボルＭ１を入力されて、差
分符号化されたデータシンボルＭ１′を出力する第１の
差分符号化器と、データシンボルＭ２を入力されて、差
分符号化されたデータシンボルＭ２′を出力する差分符
号化器と、データシンボルＭ３を入力されて、差分符号
化されたデータシンボルＭ３′を出力する差分符号化器
と、データシンボルＭ４を入力されて、差分符号化され
たデータシンボルＭ４′を出力する差分符号化器を有
し、次に第１の差分符号化器の出力値Ｍ１′に対応して
１フレームがＭ＋Ｌ−１＋ｊ（但しｊ≧０）個のスロッ
トからなる１フレーム内の連続するＭ個のスロットのう
ちの１つを１フレーム周期毎に選択することで第１のパ
ルス位置変調信号を出力するパルス位置変調回路を有
し、同様に残る３つ差分符号化器からの出力値Ｍ２′，
Ｍ３′，Ｍ４′に対応して同様のパルス位置変調信号を
出力するパルス位置変調回路を有し、さらに第１のパル
ス位置変調信号をトリガ信号として続くＬスロットに周
期Ｌの疑似雑音系列を１周期だけ出力することで拡散変
調を行なう第１の疑似雑音符号発生器を有し、また、第
２のパルス位置変調信号をトリガ信号として続くＬスロ
ットに周期Ｌの反転した疑似雑音系列を１周期だけ出力
することで拡散変調を行なう第２の疑似雑音符号発生器
を有し、同様に第３のパルス位置変調信号をトリガ信号
として続くＬスロットに周期Ｌの疑似雑音系列を１周期
だけ出力することで拡散変調を行なう第３の疑似雑音符
号発生器を有し、また、第４のパルス位置変調信号をト
リガ信号として続くＬスロットに周期Ｌ反転した疑似雑
音系列を１周期だけ出力することで拡散変調を行なう第
４の疑似雑音符号発生器を有し、次に、第１の疑似雑音
符号発生器の出力と第２の疑似雑音符号発生器の出力を
加算器で加算してＩチャネルのベースバンド信号とな
し、これと発振器からの正弦波を第１の乗算器により掛
け合わせてＩチャネルの中間周波信号に周波数変換し、
同様に第３の疑似雑音符号発生器の出力と第４の疑似雑
音符号発生器の出力を加算器で加算してＱチャネルのベ
ースバンド信号となし、これと発振器からの正弦波を９
０度位相器により位相したものを第２の乗算器により掛
け合わせてＱチャネルの中間周波信号に周波数変換し、
こうして得られた互いに直交する２つの中間周波信号を
第３の加算器により加算することにより、変調信号を生
成し、最後に必要に応じてＲＦ周波数変換増幅部によ
り、前記変調信号をさらに周波数変換して増幅し送信信
号となすようにし、もって、４チャネルの多値データシ
ンボルをフレームクロック毎に同時に送信するようにし
たため、データのビットずれを起こさない。

【００４９】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、データ入力をシリアルに行ない、一定数のシリアル
データを４つのデータシンボルＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４
に変換するシリアルパラレル変換器を備え、データ入力
部にシリアルパラレル変換器を備えているので、シリア
ルデータ列の送信が可能になる。

【００５０】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、受信機として、請求項２，３で述べたスペクトル拡
散パルス位置変調送信機からの信号を受信し、必要に応
じて受信信号を増幅して中間周波信号に変換するＲＦ周
波数変換増幅部を有し、この中間周波信号を３分岐し
て、その１つを入力として再生搬送波を生成する搬送波
再生回路と、再生搬送波を２分岐して片方を９０度位相
し互いに直交する再生搬送波を生成するための位相器を
有する一方、残りの２つの中間周波信号と互いに直交す
る再生搬送波を入力信号として直交検波を行ないＩ，Ｑ
２チャネルのベースバンド信号に変換する２つの周波数
変換器を有し、この２つのベースバンド信号各々に対し
て、送信側と同一の疑似雑音系列（又はその反転系列）
が入力されたときに正（又は負）のマッチドパルスを出
力し、正負のパルスを含むパルス位置変調信号を再生す
る２つのマッチドフィルタを有し、各々のマッチドフィ
ルタ出力から正のパルスと負のパルスを別々に検出して
２つのピーク検知信号を出力するピーク振幅極性検波回
路を有し、Ｉ，Ｑ各々に対して正負のピーク検知を示す
４つのピーク検知信号各々に対してピーク間隔時間を測
定してデータを出力する４つのピーク間隔測定回路と、
各々の測定データを用いて元のデータシンボルを再生す
る４つのデータシンボル再生回路を備え、もって、同期
搬送波を再生するため、疑似雑音系列とその反転系列に
対するマッチドパルスの生成を１つのマッチドフィルタ
で実現でき、同期を取らない方式に比べ、各データシン
ボルに対するピーク検出が容易になり、復調部の回路構
成を簡単にできる、さらに、４チャネルに多値のデータ
シンボルをフレームクロック毎に同時に復調できるの
で、データのビットずれを起こさない。

【００５１】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、受信機として、請求項２，３で述ベたスペクトル拡
散パルス位置変調送信機からの信号を受信し、必要に応
じて受信信号を増幅して中間周波信号に変換するＲＦ周
波数変換増幅部を有し、この中間周波信号の中心周波数
にほぼ等しい周波数の発振器と、この発振器出力を２分
岐して片方を９０度位相し互いに直交する局発信号を生
成するための位相器を有し、この互いに直交する２つの
局発信号各々と先の中間周波信号を２分岐した信号を入
力信号として直交検波を行ないＩ，Ｑ２チャネルの準ベ
ースバンド信号に変換する２つの周波数変換器を有し、
このＩ，Ｑ２つの準ベースバンド信号各々に対して、送
信側と同一の疑似雑音系列（又はその反転系列）が入力
されたときに正と負の両方の極性のマッチドパルスを含
むパルス位置変調信号を再生する２つのマッチドフィル
タを有し、各々のマッチドフィルタ出力からピークの振
幅と位相を検出し、Ｉ相の正パルス、Ｉ相の負パルス、
Ｑ相の正パルス、Ｑ相の負パルスを別々に検出して４つ
のピーク検知信号を出力するピーク振幅位相検波回路を
有し、Ｉ，Ｑ各々に対して正負のピーク検知を示す４つ
のピーク検知信号各々に対してピーク間隔時間を測定し
て測定データを出力する４つのピーク間隔測定回路と、
各々の測定データを用いて元にデータシンボルを再生す
る４つのデータシンボル再生回路を備え、もって、高周
波無線信号からのベースバンド信号に変換する際に、厳
密なベースバンド信号ではなくオフセット搬送波を許容
しているので、搬送波の同期再生が不要になり、周波数
変換部の構成を簡単化でき、コストを低減できる、ま
た、無線信号の伝搬環境が悪く、搬送波の再生が技術的
に困難な場合にも対応できる。

【００５２】請求項６の発明は、請求項４又は５の発明
において、復調された４つのデータシンボルを入力信号
として１フレーム毎にシリアルデータに変換して出力デ
ータ列を得るパラレルシリアル変換器を備え、データ出
力部にパラレルシリアル変換器を備えているので、受信
データをシリアルに出力することができる。

【００５３】請求項７の発明は、請求項１乃至６のいず
れかの発明において、拡散変調に用いる疑似雑音系列と
してバーカー系列を用い、もって、拡散変調に用いる疑
似雑音系列としてバーカー系列を用いているため、Ｍ系
列などのような通常の周期系列より本変調方式において
は相互相関特性を小さくでき、誤り率を下げられるので
伝送特性を改善できる。

【００５４】請求項８の発明は、請求項１乃至７のいず
れかの発明において、フレーム長（Ｍ＋Ｌ−１＋ｊ）の
値をデータシンボルの取り得る値の最大値Ｍの２倍以上
とし、マッチドフィルタ出力における正と負のパルスの
生じるスロット位置が重ならないように配置し、もっ
て、フレーム長（Ｍ＋Ｌ−１＋ｊ）の値をデータシンボ
ルの取り得る値の最大値の２倍以上の値にし、１フレー
ム内でデータシンボルＭ１とＭ２間及びＭ３とＭ４間で
スロット位置を重ならないようにしたため、受信機のマ
ッチドフィルタ出力の正ピークと負ピークの重なりを避
けることができるので、ピークの判定が容易になり、受
信機の構成を簡易化出来てコストを下げられるととも
に、誤り率を下げられ、伝送特性を改善できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 四極型スペクトル拡散パルス位置変調方式の
動作原理を説明するための図である。

【図２】 四極型ＳＳ−ＰＰＭ方式送信機の一例を説明
するための図である。

【図３】 差分符号化回路の一例を示す図である。

【図４】 パルス位置変調器の一例を示す図である。

【図５】 ＰＮ符号発生器の一例を示す図である。

【図６】 クロック生成回路の一例を示す図である。

【図７】 四極型ＳＳ−ＰＰＭ方式受信機（同期式）の
一例を説明するための図である。

【図８】 搬送波再生回路の一例を示す図である。

【図９】 ディジタル式マッチドフィルタの一例を示す
図である。

【図１０】 正ピーク検出回路の一例を示す図である。

【図１１】 ピーク間隔測定及びデータシンボル再生回
路の一例を示す図である。

【図１２】 同期クロック再生回路の一例を示す図であ
る。

【図１３】 四極型ＳＳ−ＰＰＭ方式受信機（非同期
式）の一例を説明するための図である。

【図１４】 振幅演算回路の一例を示す図である。

【図１５】 位相検出回路の一例を示す図である。

【図１６】 スペクトル拡散パルス位置変調通信方式の
動作原理を説明するための図である。

【図１７】 送信部の電気回路構成を示す図である。

【図１８】 受信部の電気回路構成を示す図である。

【符号の説明】

３０…直並列変換器、３１₁〜３１₄…差分符号化器、３
２₁〜３２₄…パルス位置変調回路、３３₁〜３３₄…疑似
雑音符号発生器、３４₁〜３４₂…加算器、３５₁〜３５₂
…周波数変換器、３６…発振器、３７…位相器、３８…
加算器、３９，４１…ＲＦ周波数変換増幅部、４０…ク
ロック生成回路、４２…搬送波再生回路、４６，４７…
ディジタルマッチドフィルタ、４８，４９…ピーク振幅
極性検波回路、５０₁〜５０₄…ピーク間隔測定回路、５
１₁〜５１₄…データシンボル再生回路、５２…同期クロ
ック再生回路、５３…並直列変換器、５４…発振器、５
５…ピーク振幅位相検波回路。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 周期Ｌの疑似雑音系列とその符号を反転
   させた反転系列を用意し、伝送データとして４つのデー
   タシンボルＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４（これらの取り得る
   値の最大をＭとする）を用意し、１フレームがＭ＋Ｌ−
   １＋ｊ（但しｊ≧０）個のスロットよりなるフレームに
   おいて、フレームのスロットレートは疑似雑音系列のチ
   ップレートと同じとし、データシンボルＭ１の値を差分
   符号化した値に対応して１フレーム内の連続するＭ個の
   スロットのうち１つを選び、このスロットから始まるＬ
   スロットに前記疑似雑音系列を挿入し、次にデータシン
   ボルＭ２の値を差分符号化した値に対応して１フレーム
   内の連続するＭ個のスロットのうちの１つを選び、この
   スロットから始まるＬスロットに前記反転系列を挿入
   し、その際疑似雑音系列とその反転系列が重なったスロ
   ットについては両者の値の和をそのスロットの値とした
   ものをフレーム毎に連続的に発生させてＩチャネルのベ
   ースバンド信号とし、同様にしてデータシンボルＭ３の
   値を差分符号化した値に対応して１フレーム内の連続す
   るＭ個のスロットのうちの１つを選び、このスロットか
   ら始まるＬスロットに前記疑似雑音系列を挿入し、次に
   データシンボルＭ４の値を差分符号化した値に対応して
   １フレーム内の連続するＭ個のスロットのうちの１つを
   選び、このスロットから始まるＬスロットに前記反転系
   列を挿入し、その際疑似雑音系列とその反転系列が重な
   ったスロットについては両者の値の和をそのスロットの
   値としたものをフレーム毎に連続的に発生させてＱチャ
   ネルのベースバンド信号とし、互いに９０度位相差のあ
   る搬送波を用意して、一方をＩチャネルのベースバンド
   信号と掛け合わせ、他方をＱチャネルのベースバンド信
   号と掛け合わせ、最後に両者を加算して直交変調した信
   号を伝送信号としてデータ伝送を行なうことを特徴とす
   るスペクトル拡散パルス位置変調通信方式。
2. 【請求項２】 請求項１のスペクトル拡散パルス位置変
   調通信方式において、送信機としてデータシンボルＭ１
   が入力されて、差分符号化されたデータシンボルＭ１′
   を出力する第１の差分符号化器と、データシンボルＭ２
   が入力されて、差分符号化されたデータシンボルＭ２′
   を出力する差分符号化器と、データシンボルＭ３が入力
   されて、差分符号化されたデータシンボルＭ３′を出力
   する差分符号化器と、データシンボルＭ４が入力され
   て、差分符号化されたデータシンボルＭ４′を出力する
   差分符号化器を有し、次に第１の差分符号化器の出力値
   Ｍ１′に対応して１フレームがＭ＋Ｌ−１＋ｊ（但しｊ
   ≧０）個のスロットからなる１フレーム内の連続するＭ
   個のスロットのうちの１つを１フレーム周期毎に選択す
   ることで第１のパルス位置変調信号を出力するパルス位
   置変調回路を有し、同様に残る３つ差分符号化器からの
   出力値Ｍ２′，Ｍ３′，Ｍ４′に対応して同様のパルス
   位置変調信号を出力するパルス位置変調回路を有し、さ
   らに第１のパルス位置変調信号をトリガ信号として続く
   Ｌスロットに周期Ｌの疑似雑音系列を１周期だけ出力す
   ることで拡散変調を行なう第１の疑似雑音符号発生器を
   有し、また、第２のパルス位置変調信号をトリガ信号と
   して続くＬスロットに周期Ｌの反転した疑似雑音系列を
   １周期だけ出力することで拡散変調を行なう第２の疑似
   雑音符号発生器を有し、同様に第３のパルス位置変調信
   号をトリガ信号として続くＬスロットに周期Ｌの疑似雑
   音系列を１周期だけ出力することで拡散変調を行なう第
   ３の疑似雑音符号発生器を有し、また、第４のパルス位
   置変調信号をトリガ信号として続くＬスロットに周期Ｌ
   反転した疑似雑音系列を１周期だけ出力することで拡散
   変調を行なう第４の疑似雑音符号発生器を有し、次に、
   第１の疑似雑音符号発生器の出力と第２の疑似雑音符号
   発生器の出力を加算器で加算してＩチャネルのベースバ
   ンド信号となし、これと発振器からの正弦波を第１の乗
   算器により掛け合わせてＩチャネルの中間周波信号に周
   波数変換し、同様に第３の疑似雑音符号発生器の出力と
   第４の疑似雑音符号発生器の出力を加算器で加算してＱ
   チャネルのベースバンド信号となし、これと発振器から
   の正弦波を９０度位相器により位相したものを第２の乗
   算器により掛け合わせてＱチャネルの中間周波信号に周
   波数変換し、こうして得られた互いに直交する２つの中
   間周波信号を第３の加算器により加算することにより、
   変調信号を生成し、最後に必要に応じてＲＦ周波数変換
   増幅部により、前記変調信号をさらに周波数変換して増
   幅し送信信号となすことを特徴とするスペクトル拡散パ
   ルス位置変調通信方式。
3. 【請求項３】 請求項２のスペクトル拡散パルス位置変
   調通信方式において、データ入力をシリアルに行ない、
   一定数のシリアルデータを４つのデータシンボルＭ１，
   Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４に変換するシリアルパラレル変換器を
   備えたことを特徴とするスペクトル拡散パルス位置変調
   通信方式。
4. 【請求項４】 請求項１のスペクトル拡散パルス位置変
   調通信方式において、受信機として、請求項２又は３に
   記載のスペクトル拡散パルス位置変調送信機からの信号
   を受信し、必要に応じて受信信号を増幅して中間周波信
   号に変換するＲＦ周波数変換増幅部を有し、この中間周
   波信号を３分岐して、その１つを入力として再生搬送波
   を生成する搬送波再生回路と、再生搬送波を２分岐して
   片方を９０度位相し互いに直交する再生搬送波を生成す
   るための位相器を有する一方、残りの２つの中間周波信
   号と互いに直交する再生搬送波を入力信号として直交検
   波を行ないＩ，Ｑ２チャネルのベースバンド信号に変換
   する２つの周波数変換器を有し、この２つのベースバン
   ド信号各々に対して、送信側と同一の疑似雑音系列（又
   はその反転系列）が入力されたときに正（又は負）のマ
   ッチドパルスを出力し、正負のパルスを含むパルス位置
   変調信号を再生する２つのマッチドフィルタを有し、各
   々のマッチドフィルタ出力から正のパルスと負のパルス
   を別々に検出して２つのピーク検知信号を出力するピー
   ク振幅極性検波回路を有し、Ｉ，Ｑ各々に対して正負の
   ピーク検知を示す４つのピーク検知信号各々に対してピ
   ーク間隔時間を測定してデータを出力する４つのピーク
   間隔測定回路と、各々の測定データを用いて元のデータ
   シンボルを再生する４つのデータシンボル再生回路を備
   えたことを特徴とするスペクトル拡散パルス位置変調通
   信方式。
5. 【請求項５】 請求項１のスペクトル拡散パルス位置変
   調通信方式において、受信機として、請求項２又は３に
   記載のスペクトル拡散パルス位置変調送信機からの信号
   を受信し、必要に応じて受信信号を増幅して中間周波信
   号に変換するＲＦ周波数変換増幅部を有し、この中間周
   波信号の中心周波数にほぼ等しい周波数の発振器と、こ
   の発振器出力を２分岐して片方を９０度位相し互いに直
   交する局発信号を生成するための位相器を有し、この互
   いに直交する２つの局発信号各々と先の中間周波信号を
   ２分岐した信号を入力信号として直交検波を行ないＩ，
   Ｑ２チャネルの準ベースバンド信号に変換する２つの周
   波数変換器を有し、このＩ，Ｑ２つの準ベースバンド信
   号各々に対して、送信側と同一の疑似雑音系列（又はそ
   の反転系列）が入力されたときに正と負の両方の極性の
   マッチドパルスを含むパルス位置変調信号を再生する２
   つのマッチドフィルタを有し、各々のマッチドフィルタ
   出力からピークの振幅と位相を検出し、Ｉ相の正パル
   ス、Ｉ相の負パルス、Ｑ相の正パルス、Ｑ相の負パルス
   を別々に検出して４つのピーク検知信号を出力するピー
   ク振幅位相検波回路を有し、Ｉ，Ｑ各々に対して正負の
   ピーク検知を示す４つのピーク検知信号各々に対してピ
   ーク間隔時間を測定して測定データを出力する４つのピ
   ーク間隔測定回路と、各々の測定データを用いて元にデ
   ータシンボルを再生する４つのデータシンボル再生回路
   を備えたことを特徴とするスペクトル拡散パルス位置変
   調通信方式。
6. 【請求項６】 請求項４又は５に記載のスペクトル拡散
   パルス位置変調受信機において、復調された４つのデー
   タシンボルを入力信号として１フレーム毎にシリアルデ
   ータに変換して出力データ列を得るパラレルシリアル変
   換器を備えたことを特徴とするスペクトル拡散パルス位
   置変調通信方式。
7. 【請求項７】 請求項１乃至６のいずれかに記載のスペ
   クトル拡散パルス位置変調通信方式において、拡散変調
   に用いる疑似雑音系列としてバーカー系列を用いたこと
   を特徴とするスペクトル拡散パルス位置変調通信方式。
8. 【請求項８】 請求項１乃至７のいずれかに記載のスペ
   クトル拡散パルス位置変調通信方式において、フレーム
   長（Ｍ＋Ｌ−１＋ｊ）の値をデータシンボルの取り得る
   値の最大値Ｍの２倍以上とし、マッチドフィルタ出力に
   おける正と負のパルスの生じるスロット位置が重ならな
   いように配置したことを特徴とするスペクトル拡散パル
   ス位置変調通信方式。