DE69807251T2

DE69807251T2 - Aufwärtswandler

Info

Publication number: DE69807251T2
Application number: DE69807251T
Authority: DE
Inventors: J. Copple
Original assignee: Northrop Grumman Corp
Current assignee: Northrop Grumman Corp
Priority date: 1997-06-13
Filing date: 1998-05-20
Publication date: 2003-03-27
Anticipated expiration: 2018-05-21
Also published as: EP1027638A4; IL133436A0; AU7689098A; AU737774B2; US5929614A; JP4164130B2; DE69807251D1; IL133436A; EP1027638B1; WO1998057243A1; JP2002504297A; EP1027638A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Boost-Schaltleistungswandler. Insbesondere ist die vorliegende Erfindung ein Wandler zum Erzeugen einer DC-Spannung, die höher als diejenige der Primärquellenspannung.
Eine übliche primäre elektrische Energie, die man in Flugzeugen findet, ist entweder eine +28 Volt Gleichspannung (VDC) oder eine 115 V Dreiphasenwechselspannung (VAC), die auf ungefähr 270 VDC gleichgerichtet und gefiltert wird. Viele Typen von Geräten sind konstruiert worden, um mit einer von diesen Energiequellen zu arbeiten.
Relativ kleine Hochleistungswandler zum Umwechseln der 115 VAC in +28 VDC sind seit einiger Zeit bekannt. Jedoch gibt es kaum kleine effiziente Wandler zum Umwechseln von +28 VDC in +270 VDC.
Boost-Wandler sind seit einiger Zeit verwendet worden, um einen niedrige DC-Spannung in eine höhere DC-Spannung umzuwandeln. Ein üblicher Boost-Wandler umfasst einen Induktor (eine Spule), eine Diode, einen Ausgangskondensator und eine Energieschalteinrichtung. Diese Wandler zum Erzeugen einer Spannung, die höher als die Spannung der primären Quelle ist, werden manchmal als "Heraufstufungs- "Wandler (Step-Up Wandler) bezeichnet.
Ein üblicher bekannter Boost-Wandler oder Heraufstufungs-Spannungswandler ist in der Fig. 1 gezeigt. Ein Betrieb des dargestellten Boost-Wandlers wird in dem technischen Gebiet gut verstanden. Ein Eingangsanschluss 11 empfängt die eingegebene DC-Spannung (Vin). Ein Eingangskondensator 13 ist zwischen den Eingangsanschluss 11 und Masse geschaltet. Ein Induktor 21 mit einer Induktivität L1 ist mit dem Eingangsanschluss 11 verbunden. Ein Schalter, wie ein Feldeffekttransistor (FET) 41, ist zwischen die "Ausgangs-"Seite des Induktors 21 und einen zweiten Anschluss, wie Masse, geschaltet. Das Schaltelement 41 wird von einer Reglersteuerung 31 gesteuert. Die Reglersteuerung 31 gibt die Zeit vor, in der der Schalter ein (leitend) oder aus (nicht leitend) ist. Eine Gleichrichtungsdiode 61 koppelt die Ausgangsseite des Induktors 21 mit dem Wandlerausgangsanschluss 81. Die Wandlerausgangsspannung Vout wird auf dem Wandlerausgangsanschluss 81 erzeugt. Ein Ausgangsfilterkondensator 91 ist zwischen den Ausgangsanschluss und Masse geschaltet.
Wenn der FET 41 leitend wird, lädt sich Energie von dem Eingangsanschluss 11 an den Induktor 21. Wenn der FET 41 nicht leitend ist, wird diese Energie durch die Diode 61 entladen, um den Ausgangskondensator 91 zu laden. Die Reglersteuerung 31 gibt das Verhältnis der Zeit, in der der FET leitend (ein) und nicht leitend (aus) ist, vor, so dass die Ausgangsspannung Vout auf dem Wandlerausgangsanschluss 81 konstant bleibt. Die Reglersteuerung stellt den Ein/Aus-Zyklus des Schalters 41 durch Überwachen der Spannung auf dem Wandlerausgangsanschluss 81 durch eine Rückkopplungsleitung 35 ein.
Die Nennspannung des Schalttransistors 41 wird durch die Spitzenspannung bestimmt, die über dem Transistor aufscheinen wird, wenn die Reglersteuerung 31 den Transistor ausschaltet, wenn der Induktor 21 auf die Ausgangsspannung plus irgendeine Überschwingung, die als Folge von unerwünschten parasitären Elementen vorhanden sein kann, heraufgeht. Wenn eine bestimmte Verringerung des Nennwerts für sichere Anwendungen erlaubt wird, erfordert ein Boost-Wandler mit einer Ausgangsspannung Vout von 270 VDT einen Schalt-FET, der eine Spannung von wenigstens 400 V über seine Drain und Source (eine VDS-Nennspannung von wenigstens 400 V) führen kann.
Es wird auch in der US-A-4899270 die Offenbarung einer DC-zu-DC-Energieversorgung mit einer Energietransfer-Snubber-Schaltung gewürdigt, die die Merkmale des Oberbegriffs des Anspruchs aufweist.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung ist ein Heraufstufungs-DC-Schaltspannungswandler wie im Anspruch 1 definiert und ein Verfahren, das im Anspruch 7 definiert ist, zum Erhöhen einer Spannung.
Dies stellt einen elektrischen Wandler bereit, der eine Spannung, die mehrere Faktoren höher als die Eingangsspannung ist, erzeugen kann und relativ kleine kostengünstige Komponenten verwenden kann, um eine hohe Spannung zu erzeugen. Ferner kann er eine hohe Ausgangsspannung erzeugen, während nur ein Abschnitt von dieser Ausgangsspannung über seinen Schalttransistor angelegt wird.
Der elektrische Wandler kann eine hohe Spannung bei einem hohen Wirkungsgrad erzeugen, wobei relativ wenig Leistung bzw. Energie verloren geht.
Dieser elektrische Heraufstufungs-Wandler kann die Spannung in mehreren Stufen unter Verwendung eines einzelnen Schalters und einer einzelnen Steuerung heraufstufen.
Der elektrische Heraufstufungs-Wandler umfasst einen Mechanismus, um die Rate der Spannungsänderung über dem Schalter zu steuern.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Diagramm eines Boost-Wandlers eines bekannten Typs;
Fig. 2 ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform des Wiederboost-Wandlers, der die Erfindung verkörpert; und
Fig. 3 ein schematisches Diagramm einer anderen Ausführungsform des Wiederboost-Wandlers der Erfindung.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG

Eine Ausführungsform eines "Wiederboost-Wandlers", der in Übereinstimmung mit der Erfindung konstruiert ist, ist schematisch in Fig. 2 gezeigt. Der Wiederboost-Wandler umfasst einen primären Eingangsanschluss 111 zum Empfangen einer primären Eingangsspannung Vin. Der Wiederboost-Wandler erzeugt eine abschließende Ausgangsspannung Vout an einem abschließenden Ausgangsanschluss. Die abschließende Ausgangsspannung Vout ist höher als die primäre Eingangsspannung Vin.
Der Wiederboost-Wandler, der in Fig. 2 gezeigt ist, umfasst ein Boost-Wandler-Untersystem. Das Boost-Wandler-Untersystem umfasst einen Untersystem-Eingangsanschluss, der mit dem primären Eingangsanschluss verbunden ist, um die Eingangsspannung Vin zu empfangen. Das Boost-Wandler- Untersystem erzeugt an einem Zwischen- oder Untersystem-Ausgangsanschluss 151 eine Zwischenspannung. Die Zwischenspannung ist höher als die primäre Eingangsspannung Vin, aber geringer als die abschließende Ausgangsspannung Vout. Der Rest der Spannungsheraufstufung wird von ein oder mehreren sekundären Stufen bereitgestellt, wobei jede davon eine sekundäre Wicklung 122 auf dem Induktor umfasst.
Das Boost-Wandler-Untersystem umfasst eine erste Wicklung 121 eines Induktors, dessen Eingangsseite mit dem primären und dem Untersystem-Eingangsanschluss 111 verbunden ist. Die erste Wicklung weist eine Induktivität L1p auf. Ein Schalter, beispielsweise ein FET 141, ist zwischen die Ausgangsseite der Induktorwicklung 121 und einen zweiten Anschluss geschaltet, der typischerweise mit Masse verbunden ist. In der dargestellten Ausführungsform ist der Schalter ein FET, wobei seine Drain mit der Ausgangsseite des Induktors verbunden ist und seine Source mit Masse verbunden ist. Eine erste Gleichrichtungsdiode 161 ist zwischen die Ausgangsseite des Induktors und den Boost-Untersystem- Ausgangsanschluss 151 geschaltet. Schließlich verbindet ein erster Filterkondensator 191 den Boost- Subsystem-Ausgangsanschluss mit dem zweiten Anschluss (Masse), um zu einer Aufrechterhaltung einer konstanten Zwischenspannung an dem Boost-System-Ausgangsanschluss beizutragen.
In Übereinstimmung mit der Erfindung stellt eine zweite Stufe einer Spannungsheraufstufung von der Zwischenspannung, die von dem Boost-Wandler-Untersystem erzeugt wird, auf eine Spannung bereit, die höher als die Zwischenspannung ist. Die zweite Stufe kann so angesehen werden, dass sie einen Zweitstufen-Eingangsanschluss aufweist, der mit dem Ausgangsanschluss 151 des Boost-Wandler- Untersystems übereinstimmt. Die zweite Stufe umfasst einen Zweitstufen-Ausgangsanschluss. In der dargestellten Ausführungsform der Fig. 2 ist der Zweitstufen-Ausgangsanschluss der Systemausgangsanschluss 181 und der Ausgang der zweiten Stufe ist die abschließende Wandler- Ausgangsspannung Vout.
Die zweite Stufe umfasst eine zweite Wicklung 122, die auf den Induktor angewendet ist. Die "Eingangs-"Seite der zweiten Wicklung 122 ist mit dem Zwischen- oder Boost-Untersystem- Ausgangsanschluss 151 verbunden. Die zweite Wicklung 122 ist zu der ersten Wicklung 121 in der gleichen Phase geschaltet, so dass die "Eingangs-"Seite der zweiten Wicklung mit der DC- Ausgangsspannung von dem Boost-Wandler-Untersystem verbunden ist.
Eine zweite Gleichrichtungsdiode 162 ist mit der "Ausgangs-"Seite der zweiten Wicklung 122 verbunden. Die Anode der zweiten Diode ist mit der zweiten Wicklung verbunden. Die Kathode der zweiten Gleichrichterdiode ist mit dem Ausgangsanschluss der zweiten Stufe verbunden.
Ein "Snubber"-Kondensator 155 ist zwischen die "Ausgangs-"Seite der zweiten Wicklung 122 und Masse geschaltet. Wie nachstehend beschrieben wird, steuert die Snubber-Wirkung des Snubber- Kondensators die Rate, bei der die Spannung an der Drain des Schalters 141 ansteigt (Slewing).
Ein zweiter Filterkondensator 192 ist zwischen den Zweitstufen-Ausgangsanschluss und Masse geschaltet. Der zweite Filterkondensator 192 trägt dazu bei, die Systemausgangsspannung konstant zu halten.
Die ersten und zweiten Wicklungen 121, 122 sind in einer Serien-Hinzufügungsweise verschaltet, so dass die abschließende Ausgangsspannung Vout, die Zusammensetzung der Spannungen ist, die auf den zwei Wicklungen erzeugt wird, und der Eingangsspannung ist.
Wenn der Schalter 141 eingeschaltet ist, fließt ein Strom durch die erste Wicklung 121 des Induktors und ein Magnetfeld baut sich in dem Induktorkern auf. Die Polaritäten der beiden ersten und zweiten Wicklungen sind derart, dass die zwei Gleichrichterdioden 161, 162 in Sperrrichtung vorgepolt sind. Während der FET-Schalter 141 leitet, ist die Spannung über dem Snubber-Kondensator 155 gleich zu der Hälfte der Ausgangsspannung Vout minus der primären Eingangsspannung Vin, unter der Annahme, dass die primären und sekundären Wicklungen die gleiche Anzahl von Windungen aufweisen. In der beispielhaften Ausführungsform ist die primäre Eingangsspannung Vin +28 VDC und die System- Ausgangsspannung Vout an dem Systemausgangsanschluss beträgt +270 VDC. Die Spannung über dem Snubber-Kondensator (Dämpfer-Kondensator) 155 beträgt (270 - 28)/2 = 121 Volt.
Wenn der FET 141 ausgeschaltet ist, so dass der Schalter offen oder nicht leitend ist, kehrt sich der Strom, der durch die erste Wicklung 121 des Induktors fließt, schnell in der Richtung um. Der Zusammenbruch des Magnetfelds in dem Induktorkern wird die Anoden der Gleichrichterdioden 161, 162 positiv steuern. Die Reglersteuerung 131 stellt den Tastzyklus für die FET-Gate-Ansteuerung, wie benötigt, so ein, dass die Spannung an dem Systemausgangsanschluss auf einer konstanten 270 VDC bleibt.
Die Reglersteuerung 131 umfasst einen Präzisionswiderstandsteiler mit einem Verhältnis von 54 : 1 in dieser illustrativen Ausführungsform, der die Ausgangsspannung auf eine 5,0 Volt-Probe vereingert. Diese Probe wird mit einer 5,0 Volt-Präzisionsreferenz verglichen. Die sich ergebende Fehlerspannung erzeugt, wenn sie mit einer Sägezahnwellenform verglichen wird, ein Impulsbreiten-moduliertes Signal. Die Ausgangsspannung ist gleich zu der Eingangsspannung geteilt durch die Größe von Eins minus dem Tastzyklus [V&sub0; = V&sub1;/(1 - D)]. Die Reglersteuerung 131 wird den Tastzyklus, wie benötigt, verändern, um eine konstante Ausgangsspannung aufrechtzuerhalten. Dieser Prozess wird von Durchschnittsfachleuten gut verstanden.
Wenn die Anzahl von Windungen in jeder Wicklung 121, 122 auf dem Induktor des Wandlersystems die gleichen sind, dann wird die Spannungsdifferenz zwischen der System- Ausgangsspannung Vout und der primären Eingangsspannung Vin gleichmäßig zwischen den Wicklungen verteilt. In der dargestellten Ausführungsform mit zwei Wicklungen erscheint eine Hälfte der Spannungsdifferenz über der ersten Wicklung 121 und eine Hälfte der Spannungsdifferenz erscheint über der zweiten Wicklung 122. In der dargestellten Ausführungsform mit einer primären Eingangsspannung Vin von +28 VDC und einer System-Ausgangsspannung Vout von +270 VDC ist die Spannungsdifferenz 242 Volt. Eine Hälfte von dieser Spannungsdifferenz ist über jeder Wicklung. In dieser Ausführungsform erscheint 121 V über jeder Wicklung.
Wenn der Schalter 141 geöffnet ist, dann steigt die Drain des FET-Schalters auf die primäre Eingangsspannung plus einer Hälfte der Differenz zwischen der System-Ausgangsspannung und der primären Eingangsspannung an, was ((Vout - Vin)/2) + Vin ist, an. Unter Verwendung der obigen Werte für Vout und Vin steigt die Drain des FET auf ((270 - 28)/2) + 28 = 149 V an. Somit wird das "Eingangs-"Ende der zweiten Wicklung des Induktors auf 149 VDC "verankert", und die System-Ausgangsspannung wird diese Spannung plus die Spannung über der zweiten Wicklung sein. Somit wird die System- Ausgangsspannung 149 + 121 = 270 VDC sein.
Die Anstiegsrate der FET-Drain wird durch die Snubber-Wirkung des Snubber-Kondensators 155 begrenzt. Die Spannung über dem Snubber-Kondensator wird von 121 V auf 270 V gesteuert, während die Drain des FET von null Volt auf 149 Volt gerade ansteigt. Zu der Zeit, zu der der FET ausgeschaltet wird, ist eine typische Stromspitze 15 A (Ampere). Der Strom durch die erste Wicklung 121 des Induktors teilt sich zwischen der parasitären Kapazität in dem FET (Coss) und der Kapazität des Snubber-Kondensators (Dämpfer-Kondensator) auf. Die parasitäre Kapazität Coss des FET 141 kann z. B. 1090 pF sein. Die Kapazität des Snubber-Kondensators 155 kann 1000 pF sein. Der Strom wird sich entsprechend aufteilen und die Übergangszeit wird ungefähr 20 Nanosekunden (nS) sein.
Die maximale Spannung, die über den Schalter 141 angelegt wird, ist eine Hälfte der Spannung über dem Schalter 41 des Boost-Wandlers, der in Fig. 1 gezeigt ist. Deshalb würde ein Teil mit einem Nennwert von 200 Volt für den FET 141 des in Fig. 2 gezeigten Wandlers ausreichend sein. Der gesamte Wandler wird von nur einer Reglersteuerung 131 gesteuert.
Wie voranstehend angegeben, sollte der FET, der für den Schalter in dem Boost-Wandler der Fig. 1 verwendet wird, eine Nennspannung von wenigstens 400 V für einen Boost-Wandler aufweisen, der 270 VDC erzeugt. Ein typischer FET mit einem derartigen Nennwert (Nennspannung) weist eine Chipgröße (Die-Größe) von ungefähr 0,27 in · 0,416 in auf und weist dann, wenn er eingeschaltet ist, einen Vorwärtswiderstand zwischen der Source und der Drain von 0,16 Ohms (RDS(ON)) auf. Im Gegensatz dazu weist ein FET mit der gleichen Chipgröße und Bemessung zum Aushalten von 200 V über der Source und der Drain einen Widerstand von ungefähr 0,045 Ohm auf. Für einen Leistungswandler mit einer primären Eingangsspannung von +28 VDC, der eine abschließende Ausgangsspannung von +270 V erzeugt, wobei er bei 125 Watt der Ausgangsleistung läuft, wird der Leistungsverlust in dem Schalt-FET, verursacht durch den "Ein-"Widerstand, dass IZR-Produkt sein. Wenn der RMS-Strom in den Schalter hinein 7,3 A (Ampere) ist (was typisch für einen derartigen Wandler ist), dann werden die FET-Vorwärtsleistungsverluste 8,6 Watt mit einem 400-Volt-Schalter sein. Mit einem 200-Volt-Schalter werden die Vorwärtsleistungsverluste nur 2,4 Watt sein.
Von einem gut ausgelegten Wandler, der in dem obigen Leistungsbereich arbeitet, kann erwartet werden, dass er Gesamtverluste, ausschließlich der FET-Vorwärtsleistungsverluste, von ungefähr 6,5 Watt aufweist. Da die FET-Vorwärtsleistungsverluste der größte einzelne Beitrag zu den Gesamtsystemverlusten sind, verringert eine Verringerung der FET-Vorwärtsleistungsverluste die Gesamtsystemverluste signifikant.
In einem Boost-Wandler wie in Fig. 1 gezeigt, der einen FET mit einer Nennspannung von 400 Volt beinhaltet, werden die Gesamtverluste 8,6 + 6,5 = 15,1 Watt sein. Wenn der Wandler bei einer Ausgangsleistung von 125 Watt arbeitet, dann ist der Gesamtwirkungsgrad 89,2%. Unter Verwendung des Wandlers der Erfindung mit einem Schalter mit einer Nennspannung von 200 Volt werden die Gesamtverluste 2,4 + 6,5 = 9, 9 Watt sein. Somit beträgt für einen Wandler, der bei einer Ausgangsleistung von 125 Watt, der Gesamtwirkungsgrad 92,7%. Gesamtverluste werden um 34% herabgesetzt. Diese Verbesserung wird weiter verbessert, wenn der Leistungswandler bei einer Niedrigleitungs- Eingangsbedingung arbeitet, wenn der RMS-Strom ansteigt, und Leitungsverluste mit dem Quadrat davon ansteigen.
Bei einigen Anwendungen wird eine höhere Ausgangsspannung Vout benötigt. Das Verhältnis der Anzahl von Windungen in den ersten und zweiten Wicklungen 121, 122 des Induktors kann so eingestellt werden, dass die zweite Wicklung 122 (zweite Stufe des Wandlersystems) mehr Spannung erzeugt, während fortwährend die Spannung über dem Schalter 141 begrenzt wird.
Eine andere Ausführungsform des Wiederboost-Wandlers zum Entwickeln von höheren Systemausgangsspannungen ist in Fig. 3 gezeigt. In dieser Ausführungsform sind zusätzliche sekundäre Wicklungen zu dem Induktor hinzugefügt. Eine Gleichrichtungsdiode und ein Filterkondensator sind zu jeder zusätzlichen sekundären Wicklung hinzugefügt. Diese Ausführungsform umfasst einen Erststufen- Boost-Wandler mit einem Eingangskondensator 213 und einer ersten Wicklung 221 auf einem Induktor. Ein FET-Schalter 241 ist mit der Ausgangsseite der ersten Wicklung 221 verbunden. Eine Reglersteuerung 231 ist mit dem Gate des FET 241 verbunden, um den FET zu steuern. Ein erster Gleichrichter 261 verbindet die erste Wicklung des Induktors mit einem Erststufen-Ausgangspunkt 251. Ein Erststufen- Ausgangskondensator 291 verbindet den Erststufen-Ausgangspunkt mit Masse. Der Erststufen-Boost- Wandler erzeugt eine erste Zwischenspannung an dem Erststufen-Ausgangspunkt 251.
Die zweite Stufe umfasst eine zweite Wicklung 222, einen zweiten Gleichrichter 262, und einen zweiten Filterkondensator 292. Die Eingangsseite der zweiten Wicklung 222 ist mit dem Ausgangspunkt 251 der ersten Stufe verbunden. Der zweite Gleichrichter 262 verbindet die Ausgangsseite der zweiten Wicklung 222 mit einem Zweitstufen-Ausgangspunkt 252. Ein Snubber-Kondensator 255 verbindet die Ausgangsseite der zweiten Wicklung 222 und Masse. Eine zweite Zwischenspannung wird an dem Zweitstufen-Ausgangspunkt 252 erzeugt. Die zweite Zwischenspannung ist höher als die erste Zwischenspannung.
Die dritte Stufe umfasst eine dritte Wicklung 223 auf dem gleichen Induktorkern, einen dritten Gleichrichter 263 und einen dritten Filterkondensator 293. Die Eingangsseite der dritten Wicklung 223 ist mit dem Ausgangspunkt 252 der zweiten Stufe verbunden. Eine dritte Zwischenspannung, die höher als die zweite Zwischenspannung ist, wird an dem Drittstufen-Ausgangspunkt 253 erzeugt.
Die vierte Stufe umfasst eine vierte Wicklung 224 auf dem gleichen Induktor-Kern, einen vierten Gleichrichter 264 und einen vierten Ausgangsfilterkondensator 294. Die Eingangsseite der vierten Wicklung 224 ist mit dem Ausgangspunkt 253 der dritten Stufe verbunden. Die abschließende Wandlerausgangsspannung Vout wird auf dem Wandlerausgangsanschluss 281 erzeugt.
Die in Fig. 3 gezeigte Ausführungsform wird wie die in Fig. 2 gezeigte Ausführungsform arbeiten, außer dass die Formeln geändert werden, um die zusätzlichen Wicklungen auf dem Induktor wiederzuspiegeln. Zusätzlich werden Verhältnisse geändert, wenn sich die Anzahl von Windungen auf den Wicklungen unterscheiden. Der Induktor sollte dafür ausgelegt sein, um parasitäre Zwischenschicht- Kapazitäten zu minimieren. Eine Einzelschicht-Solenoidkonstruktion wird empfohlen, wobei sämtliche sekundären Wicklungen die gleiche Anzahl von Windungen aufweisen.
Wie sich ersehen lässt, sind die Wicklungen in einer Reihenhinzufügungsanordnung verbunden. Der Spannungsausgang an jeder Stufe wird die Eingangsspannung für die nächste Stufe und die abschließende Ausgangsspannung Vout ist die Zusammensetzung der Spannungen von sämtlichen Wicklungen. Nur eine Reglersteuerung und ein Schalter werden verwendet.
Bezugnehmend auf das in Fig. 3 gezeigte Beispiel ist eine primäre Wicklung ein Teil eines Boost- Wandlers. Drei sekundäre Wicklungen sind gezeigt. Wenn die erste Wicklung und sämtliche sekundären Wicklungen die gleiche Anzahl von Windungen aufweisen, wird ein Viertel der Differenz zwischen der System-Ausgangsspannung Vout und der primären Eingangsspannung Vin in jeder Wicklung erzeugt werden. Während der FET gerade leitet, werden sämtliche vier der Gleichrichter in Sperrrichtung vorgepolt. Während der FET gerade leitet, wird somit die Spannung über dem Snubber-Kondensator gleich zu einem Viertel der Differenz zwischen der abschließenden Ausgangsspannung und der primären Eingangsspannung.
Wenn der FET ausgeschaltet ist, wird die Spannung, die an die Anoden von sämtlichen vier Gleichrichtern angelegt wird, positiv werden. Unter der Annahme wiederum, dass die Anzahl von Windungen auf jeder der vier Wicklungen die gleiche ist, wird die Spannung über jeder Wicklung die gleiche sein. Jede Wicklung weist eine Spannung von (Vout - Vin)/4 auf. Die Drain des FET wird auf (Vout - Vin)/4 + Vin ansteigen.
Durchschnittsfachleute in dem technischen Gebiet werden erkennen, dass andere Modifikationen an den Leistungswandler-Ausführungsformen durchgeführt werden können, die voranstehend beschrieben wurden, ohne von dem Umfang der Erfindung abzuweichen. Deshalb werden die obigen Ausführungsformen als Beispiele angesehen und nicht als Beschränkung.

Claims

1. Heraufstufungs-DC-Schaltspannungswandler zum Erzeugen einer Ausgangsspannung (V OUT), die höher als eine Eingangsspannung (V IN) ist, wobei der Wandler umfasst:

a) einen Eingangsanschluss (111) zum Empfangen der Eingangsspannung;

b) einen Ausgangsanschluss (181);

c) eine magnetisch gekoppelte Induktivität mit;

i) einer Wicklung (L1p) einer ersten Stufe, die mit dem Eingangsanschluss verbunden ist; und

ü) einer Wicklung (L1s) einer zweiten Stufe, die magnetisch mit der Wicklung der ersten Stufe gekoppelt ist;

d) eine Diode (161), die in Reihe zwischen die Wicklungen der ersten und zweiten Stufe geschaltet ist, wobei die Diode die Wicklungen der ersten und zweiten Stufe in einer Spannungsadditionsweise verbindet;

e) einen ersten Regulierungsschalter (141), der zwischen die Wicklungen der ersten und zweiten Stufe und Masse geschaltet ist, um ein Magnetfeld zwischen den gekoppelten Wicklungen der ersten und zweiten Stufe derart zu regulieren, dass die Spannung über dem Feldregulierungsschalter, wenn der Schalter in einer offenen Position ist, die Summe der Eingangsspannung und der Spannung der Wicklung der ersten Stufe ist; und

f) eine Regulatorsteuerschaltung (131) zum Triggern des Betriebs des ersten Feldregulierungsschalters;

wobei die Spannung an dem Ausgangsanschluss die Summe der Spannung der Wicklung der ersten Stufe, der Spannung der Wicklung der zweiten Stufe und der Eingangsspannung ist;

dadurch gekennzeichnet, dass die Regulatorsteuerschaltung angeordnet ist, um den Betrieb des Feldregulierungsschalters zu triggern, wenn die Spannung an dem Ausgangsanschluss unter einen voreingestellten Pegel fällt;

und durch einen "Snubber"(Dämpfer)-Kondensator (155), der zwischen die Wicklung (L1s) der zweiten Stufe, an ihrem Ende entgegengesetzt zu demjenigen, das mit der Diode (161) verbunden ist, und Masse geschaltet ist, um die Rate zu steuern, bei der die Spannung über den Feldregulierungsschalter (141) ansteigt.

2. Heraufstufungs-Wandler nach Anspruch 1, ferner umfassend einen ersten Filterkondensator (191), der zwischen die Wicklung der zweiten Stufe und Masse geschaltet ist, einen zweiten Filterkondensator (192), der zwischen den Ausgangsanschluss (181) und Masse geschaltet ist, und eine zweite Diode (162), die zwischen die Wicklung der zweiten Stufe und den Ausgangsanschluss geschaltet ist, um die Ausgangsspannung weiter zu filtern.

3. Heraufstufungs-Spannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Regulatorsteuerschaltung (131) angeordnet ist, um die Ausgangsspannung mit einer Referenzspannung zu vergleichen, um dadurch die Ausgangsspannung auf einem voreingestellten Pegel durch Triggern des Feldreguliernngsschalters (141) zu halten.

4. Heraufstufungs-Spannungswandler nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei der Feldregulierungsschalter (141) einen Schalttransistor umfasst.

5. Heraufstufungs-Spannungswandler nach Anspruch 4, wobei der Schalttransistor ein Feldeffekttransistor ist.

6. Heraufstufungs-Spannungswandler nach irgendeinem vorangehenden Anspruch, wobei die Wicklung der ersten Stufe eine Anzahl von Windungen umfasst und die Wicklung der zweiten Stufe eine Anzahl von Windungen umfasst und die Anzahl von Windungen auf der Wicklung der ersten Stufe gleich zu der Anzahl von Windungen auf der Wicklung der zweiten Stufe ist, so dass die erste Spannung ungefähr gleich zu der zweiten Spannung ist.

7. Verfahren zum Erhöhen einer Spannung mit einem Heraufstufungs-DC-Schaltspannungswandler, umfassend die folgenden Schritte:

a) Erzeugen einer Eingangsspannung an einem Eingangsanschluss (111);

b) Erzeugen einer ersten Spannung auf einer Wicklung (L1p) einer ersten Stufe von einer gekoppelten Induktivität aus der Eingangsspannung;

c) Erzeugen einer zweiten Spannung auf einer Wicklung (L1s) einer zweiten Stufe von der gekoppelten Induktivität aus der Wicklung der ersten Stufe, die magnetisch damit gekoppelt ist;

d) Betreiben eines Feldregulierungsschalters (141) in einer elektrischen Kommunikation mit der gekoppelten Induktivität, um ein erstes Magnetfeld der Wicklung (Llp) der ersten Stufe und ein zweites Magnetfeld, welches mit dem ersten Magnetfeld gekoppelt ist, zu steuern; und

e) Kombinieren der Eingangsspannung, der ersten Spannung und der zweiten Spannung durch eine Diode (161), die in Reihe zwischen die Wicklungen der ersten und zweiten Stufe geschaltet ist, um eine Ausgangsspannung (V OUT) zu erzeugen, die die Summe der Eingangsspannung, der Wicklungsspannung der ersten Stufe und der Wicklungsspannung der zweiten Stufe ist;

gekennzeichnet durch ein Betreiben des Feldregulierungsschalters (141) im Ansprechen auf eine vorgewählte Ausgangsspannung; und

durch eine Verwendung eines "Snubber"-Kondensators (155), der zwischen die Wicklung (L1s) der zweiten Stufe, an ihrem Ende entgegengesetzt zu demjenigen, das mit der Diode (161) verbunden ist, und Masse geschaltet ist, um die Rate zu steuern, bei der die Spannung über den Feldregulierungsschalter (141) ansteigt.

8. Verfahren nach Anspruch 7, wobei eine Regulatorsteuerschaltung (131) in Kommunikation mit dem Feldregulierungsschalter (141) und dem Ausgangsanschluss (181) ist, um den Feldregulierungsschalter zu triggern.

9. Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, wobei der Feldregulierungsschalter (141) ein Feldeffekttransistor ist.

10. Verfahren nach Anspruch 7, 8 oder 9, wobei die Wicklung (L1p) der ersten Stufe eine Anzahl von Windungen umfasst und die Wicklung (L1s) der zweiten Stufe eine Anzahl von Windungen umfasst und die Anzahl von Windungen auf der Wicklung der ersten Stufe gleich zu der Anzahl von Windungen auf der Wicklung der zweiten Stufe ist, so dass die erste Spannung ungefähr gleich zu der zweiten Spannung ist.