DE69211345T2 - Hochzwerlässige verlustarme Boosterschaltung - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft eine schaltbare Leistungszufuhrschaltung, bestimmt, um in einem diskontinuierlichen Modus zu funktionieren, d.h. mit einer momentanen Nullsetzung des Stromes durch "Rücksprung- bzw. Rücklauf- bzw. Rückschnapp"-Induktion bzw. -Induktivität zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen. Insbesondere betrifft die Erfindung ein verbessertes System zum Steuern des Einschaltens einer Leistungseinrichtung, wodurch neben reduziertem Leistungsverbrauch eine höhere Zuverlässigkeit und Immunität gegen Rauschen der Schaltung ebenfalls erreicht werden.
• Eine Schaltungs- bzw. schaltbare Leistungszufuhr basiert üblicherweise auf einer sogenannten "Boost-Typ"-Schaltung, welche Zurückschnapp- bzw. Rücksprung- Induktivität bzw. -Induktion verwendet, stellt eine Ausgangsgleichstromspannung bereit mit einem Wert, welcher größer ist als der Wert der Eingangsspannung, d.h. des Wertes der gleichgerichteten Leitungsspannung. Wenn aus einem accidentellen Anlaß die Ausgangsspannung niedriger wird als die gleichgerichtete Leitungsspannung, wird die Schaltung unter anormalen Bedingungen betrieben, was unter bestimmten Bedingungen zu einem Versagen führen kann.
• Üblicherweise funktionieren diese Systeme gemäß einem von zwei alternativen Betriebsmoden, was die Variation des Stromes betrifft, welcher fließt bzw. zirkuliert in der Rücksprunginduktion während jedem Schaltungszyklus.
• Solch eine Induktion bzw. Induktivität ist üblicherweise bezeichnet als eine Rückschnapp- bzw. Rücksprunginduktion, da sie alternierend während jedem Schaltzyklus zuerst Energie absorbiert von der "niedrigen" Spannungsseite (d.h. durch den Anschluß, welcher mit der gleichgerichteten Leitungsspannung verbunden ist), und zwar während einer leitenden Phase der Leistungseinrichtung (Transistor), und nachfolgend, folgend dem Abschalten des Leistungstransistors (d.h. Leitung findet statt durch eine Ausgangsdiode), gibt sie Energie zurück (Rücksprung bzw. Rückführung), welche in der Induktion bzw. Induktivität an der Ausgangsspannung gespeichert ist, wobei die Spannung freigegeben wird an eine Verwenderschaltung, welche damit verbunden ist.
• Gemäß einer ersten Technik, dem sogenannten kontinuierlichen oder isotenschen Modus, wird der Strom durch die Induktion bzw. Induktivität verändert zwischen zwei Grenzwerten desselben Vorzeichens, welche sich voneinander um nicht mehr als zehn oder mehr Prozentpunkte unterscheiden, und zwar mit Bezug auf die Amplitude der gleichgerichteten Wellenform. Diese erste Technik ist bevorzugt für Hochleistungssysteme, da für dieselbe Leistung die Introduktion bzw. Einfügung von elektromagnetischen Interferenzen in die Leitung enthalten bzw. kontrolliert werden kann durch Verwenden einer relativ kostengünstigen Filterschaltung, obwohl eine kompliziertere Schaltschaltung notwendig ist. In der Praxis weist der Strom, welcher durch die Induktivität fließt, eine Hochfrequenzsägezahnwellenform auf, mit relativ geringer Amplitude (Welligkeit).
• Im Gegensatz dazu wird eine alternative Technik des diskontinuierlichen Modus weitläufig verwendet in Leistungszufuhren von relativ geringer Leistung, typischerweise bis zu einhundert oder zweihundert Watt. Der Strom, welcher in der Rücksprung- bzw. Rücklaufinduktion bzw. -induktivität fließt, wird während jedem Schaltzyklus verändert zwischen Null und einem Maximalwert, welcher der Umhüllenden der gleichgerichteten Wellenform folgt.
• Die Kosten der relativen Schaltschaltung sind geringer als in dem vorangegangenen Fall, während die Kosten der Schaltung, welche nötig ist zum Filtern der Störungen, welche anderweitig eingeführt würden in das Netzwerk, ökonomisch tolerierbar bleiben, bedingt durch die relativ niedrigen Strom- und Leistungspegel. Ein vereinfachtes Diagramm einer Leistungszufuhr dieses letzteren Types ist in Figur 1 gezeigt.
• In dem Fall dieser zweiten Technik ist es möglich, die Umwandlungs- bzw. Konversionseffizienz zu optimieren durch Ausnützen der Tatsache, daß die Leistungseinrichtung Pw eingeschaltet werden kann, wenn der Strom durch die Rücksprunginduktivität L Null ist.
• Die GB-A-2213,614 offenbart mit Bezug auf die Schemen der Figuren 8 und 9 einen Boost- bzw. Zusatzspannung- bzw. Aufladwandler, welcher betrieben wird bei einer selbst-oszillierenden bzw. Eigenresonanz-Modusgrenze des kontinuierlichen/diskontinuierlichen Modus. Der Wandler verwendet einen Sägezahnmodulator (27), welcher gesteuert wird durch eine Sekundärwickung, welche den Energiepegel der Induktion abtastet bzw. erfaßt, wobei der Leistungsschalter des Wandlers betätigt wird, wann immer die gespeicherte Energie in der Induktion auf Null abfällt.
• In der Praxis kann der Betrag an Energie, welcher verloren würde beim Schalten des Leistungstransistors Pw, wenn beim Einschalten er die Energie dissipieren muß, welche in der parasitären Kapazität Cp gespeichert ist, welche zwischen dem Schaltungsknotenpunkt und dem Abfluß(-Anschlußkollektor)-Anschluß und Erde besteht, leicht reduziert werden.
• In der Tat, in dem Fall der ersten Technik (kontinuierlicher Modus) ist die Abflußspannung vor dem Einschalten des Leistungstransistors gleich zu der Ausgangsspannung, und da der Abfluß erzwungen ist durch das Einschaltverfahren auf Erdungspotential, und zwar für jeden Zyklus bei einer Energie gleich zu:
• 1/2 CpV2out, wobei Vout die Ausgangsspannung ist, und wird dissipiert durch einen Ausstoß bzw. eine Entladung der parasitären Kapazität Cp.
• Im Gegensatz dazu, in dem Fall der zweiten Technik (diskontinuierlicher Modus) ist es möglich, diese Leistungsdissipation zu reduzieren. Dies wird häufig erhalten durch leichtes Verzögern des Einschaltens des Leistungstransistors. Anstelle des Einschaltens des Leistungstransistors, sobald der Strom durch die Rücksprunginduktivität hin zu dem Ausgangsschaltkreis Co durch die Diode Dr fließt, Null wird, ist ein bestimmter Fortschritt eines Resonanzverfahrens der Induktion bzw. Induktivität L mit der parasitären Kapazität Cp verfügbar. Somit stößt die parasitäre Kapazität Cp in einem nicht dissipativen Modus von dem Ausgangsspannungspegel Vout zu dem Eingangsspannungspegel Vin aus, welche deutlich niedriger ist als Vout.
• Wenn der Leistungstransistor Pw schließlich erneut einschaltet, muß er eine Energie dissipieren, welche ist gleich zu: 1/2 Cp V2in, welche niedriger ist als in dem zuvor beschriebenen Fall, und zwar um eine Proportion, welche gegeben ist durch:
• Vin2/Vout2.
• Somit wird ein Einschaltsignal üblicherweise erhalten durch Erfassen an einer dedizierten Sekundärwicklung Ls, welche magnetisch gekoppelt ist mit einer Rücksprunginduktivität L, einer Bedingung der Nullspannung durch die sekundäre Wicklung Ls.
• Ein Ausschaltsignal der Leistungseinrichtung (Transistor) wird normalerweise erhalten durch einen Vergleich zwischen einem Referenzsignal, welches zu diesem Zweck erzeugt werden kann innerhalb einer PWM-Antriebsschaltung, und dem Strom, welcher durch die Leistungseinrichtung Pw fließt, welche üblicherweise ausgelesen wird an einem Abtastwiderstand Rsense, welcher in Serie geschaltet ist mit dem Leistungstransistor Pw.
• Wenn der abgetastete Strom eine Referenzschwelle erreicht, wird der Leistungstransistor ausgeschaltet.
• Im größeren Detail ist die gleichgerichtete Leitungsspannung Vin im wesentlichen vorhanden an dem Knoten C&sub1;, während an dem anderen Anschluß der Rück sprunginduktion bzw. induktivität L, d.h. an dem D-Knotenpunkt, eine Rechteckwellenspannung vorhanden ist, welche im wesentlichen Nullwerte annimmt, wenn der Leistungstransistor Pw leitend ist, und einen Vout-Wert (d.h. die Ausgangsspannung der Leistungszufuhr), wenn der Leistungstransistor Pw nicht leitend ist. Daher hat das Spannungssignal, welches induziert ist an der Sekundärwicklung Ls, d.h. die Spannung, welche an dem Knoten bzw. Knotenpunkt A vorhanden ist, eine Wellenform, welche umhüllt ist an dem Oberen und dem Unteren durch eine Sinusform, wie es in Figur 2a dargestellt ist. Dieses Spannungssignal, durch den Widerstand R1, wird eingeführt bzw. gespeist zu einer Impulsbegrenze- bzw. -beschneidungsschaltung, welche gebildet ist aus dem Transistor Q1, dem Schrägstell- bzw. Vorspannstromgenerator lb, dem Paar von in Serie geschalteten Dioden D1 und D2, und der Zener-Diode DZ1, wie es in Figur 1 gezeigt ist. Dieses Schaltung begrenzt die Amplitude des Signales, welches eine Replika der Spannung ist, welche an der Sekundärwicklung Ls induziert ist, und zwar an dem Knotenpunkt B (d.h. dem Ausgabeknotenpunkt der Impulsbegrenzschaltung), wie es in Figur 2b dargestellt ist. Dieses begrenzte (impulsbeschränkte) Spannungssignal wird verglichen mit einer Referenzspannung, schematisch angedeutet in Figur 1 durch ein Batteriesymbol, und zwar durch den Vergleicher COMP, welcher in der Lage ist, ein Einschaltsignal für die Leistungseinrichtung Pw zu erzeugen, welches gesandt wird zu einem Eingang der PWM-Antreibschaltung.
• Zur Verdeutlichung dieses Punktes wird erneut auf die Schaltung in Figur 1 verwiesen, und auf die Signalwellenformen, welche in den Figuren 2a, 2b, 2c und 2d gezeigt sind.
• Der minimale Wert der Sinusform bzw. Sinusschwingung, welche am oberen Ende das Signal umhüllt, welches die Spannung repräsentiert, welche vorhanden ist an dem Knotenpunkt A (d.h. die Spannung, welche induziert ist an der Sekundärwicklung Ls) ist angegeben durch: Vmin = (Vout-Vin)/K, wobei K das L/Ls-Transformationsverhältnis ist. Wenn Vmin niedriger ist als der obere Schwellenwert der Impulsbegrenzungsschaltung, wird die Spannung an dem Knotenpunkt B ein "Tal" aufweisen, wie es in Figur 2b angedeutet ist, und dieses Tal erstreckt sich bzw. dehnt sich aus bei einem Anstieg des Vin-Wertes. Wenn schließlich Vin größer wird als Vout, wird Vmin negativ, wodurch eine Situation bestimmt wird, welche ähnlich zu jener ist, welche in Figur 2c angedeutet ist. Wie es beobachtet werden kann in dem mittleren Bereich von Figur 2c, kann das Tal anwachsen bis zur vollständigen Nullsetzung des Signales, und als eine Folge wird der Ausgang bzw. die Ausgabe des Vergleiches COMP hoch bleiben, wie es in Figur 2d angedeutet ist.
• Unter diesen Bedingungen, wie es in der zentralen bzw. mittleren Zone bzw. dem zentralen Bereich der Figuren 2b, 2c und 2d angedeutet ist, ist es leicht zu erkennen, daß jegliches Rauschen oder Störspitzen, welche überlagert werden können mit der Wellenform von Vin, Störtransitionen an dem repräsentierten Signal simulieren können. In der Tat sind es die positiven oder negativen Transitionen mit Bezug auf das Abtasten bzw. Erfassen der magnetischen Kopplung der Sekundärwicklung Ls mit der Rücksprung(Primär)-Wicklung L, welche den Zeitpunkt identifizieren, wenn die Spannung durch die Rücksprunginduktion abfällt von Vout - Vin auf Null, und welche verwendet werden zum Generieren eines Einschaltsignales für den Leistungstransistor Pw.
• Als Folgerung der obigen Diskussion der Schaltungen gemäß dem Stand der Technik kann gesagt werden, daß diese Schaltungen einen Nachteil aufweisen, welcher dadurch repräsentiert ist, daß es möglich ist, daß Störschwingung bzw. Nebenwellen in der gleichgerichteten Leitungsspannung (Eingangsspannung) Selbstübertragung auf die Sekundärwicklung Ls, eine Transition simulieren können, und somit das Einschalten des Leistungstransistors Pw veranlassen kann, bevor der Strom durch die Rückstrominduktion bzw. induktivität L effektiv auf Null abgefallen ist.
• Dieses Risiko ist insbesondere in einigen Typen von Schaltungen vorhanden, z.B. beim Schalten von Leistungszufuhren mit einer PWM-Steuerschaltung, und wo eine Steuerung beim Leistungsfaktor ebenfalls implementiert ist.
• In der Tat ist in diesen Schaltungen die Eingangsspannung Vin:
• - relativ ungefiltert nach der Gleichrichtung, um nicht die Leitung reaktiv zu laden;
• - variabel bzw. veränderbar bzw. veränderlich von Null (was insbesondere die Technik der Verzögerung des Einschaltens des Leistungstransistors, wie oben beschrieben, effektiv macht) bis zu einem Maximalwert, welcher nahe zu dem Wert der Ausgangsspannung ist (welche auf der anderen Seite ein Stör- bzw. fehlerhaftes Einschalten des Leistungstransistors extrem gefährlich gestaltet), und zwar für jeden Halbzyklus der Leitungsfrequenz.
• Insbesondere kritisch ist die Situation, welche auftritt, wenn die gleichgerichtete Leitungssinusschwingung ihren Maximalwert erreicht.
• In der Tat, in der Nachbarschaft dieser Maxima gilt:
• - die Eingangsspannung wird nahezu gleich der Ausgangsspannung (Figur 2b) oder, in dem Fall eines r.m.s.-Wertes und/oder eines Formfaktors, welcher größer ist als das Auslegungsmaximum, wird sie größer als die Ausgangsspannung (Figur 2d);
• - während jedem Schaltzyklus werden mehrere Risikofaktoren miteinander kombiniert:
• a) die Dauer der Leitungsperiode des Leistungstransistors Pw wird verkürzt, und die der Nichtleitung wird verlängert, wodurch die Proportion eines Zyklus erhöht wird, wenn das Auftreten eines Fehleinschaltens möglich ist;
• b) der Strom, bei welchem das Ausschalten auftritt, ist relativ hoch und ein fehlerhaftes bzw. Nebenschwingungseinschalten kann auftreten, während die Rücksprunginduktivität L nach wie vor eine relativ hohe Energie speichert;
• c) die Spannung durch die Rücksprunginduktivität L, während der "Rücksprungperiode" (Leistungstransistor aus) befindet sich an dem Minimalwert, und eine Störung kann leicht eine fehlerhafte Abtastung bzw. Erfassung einer Transition induzieren.
• Des weiteren, in diesen Systemen, hat der Strom, welcher in der Rücksprunginduktivität fließt, eine im wesentlichen dreieckige Wellenform (in der Praxis die Form eines nicht gleischenkligen Dreiecks von variablem Aspekt), dessen Amplitude sich verändert von Null auf einen Maximalwert, welcher umhüllt ist durch die gleichgerichtete Halbwelle der Leitungsspannung (Vin). Während dem Anstieg fließt der Strom durch den Leistungstransistor Pw, während dem Abfallen des Stromflusses durch die Ausgangsdiode zu der Verwendungs- bzw. Verwenderschaltung. In diesem Fall ist es wichtig zu verhindern, daß der Transistor Pw erneut eingeschaltet wird, aus einer fehlerhaften Ursache, wenn der Strom, welcher durch die Rücksprunginduktivität fließt (und die Ausgangsdiode Dr und den Verwenderschaltkreis) sich an einem relativ hohen Pegel befindet.
• Es ist daher eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Steuerschaltung für das Einschalten des Leistungseementes einer Boost-Typbzw. Aufladtyp-Schaltung bereitzustellen, und zwar frei von den Nachteilen der bekannten Schaltungen, wodurch eine Einschaltleistungszufuhr unanfälliger wird für Störungen, und welche somit zuverlässiger bei ihrem Betrieb ist.
• Diese Aufgaben und Vorteile werden erhalten in einem Steuersystem der Erfindung durch Aufzeichnen über einen Abtastwiderstand, welcher zu diesem Zweck in Serie geschaltet ist mit der Ausgangsschaltung (d.h. mit der Verwendungsschaltung, und nicht mit dem Leistungstransistor, wie es üblicherweise der Fall ist in den Schaltungen gemäß dem Stand der Technik), und zwar nicht des Stromes, welcher durch den Leistungstransistor fließt, sondern des Stromes, welcher durch die Rücksprung- bzw. Rücklaufinduktivität fließt.
• Das Steuersystem der Erfindung verhindert die Übertragung eines Einschaltsignales, wie erzeugt durch Ausarbeiten des Signales, welches vorhanden ist in einer Sekundärwicklung, welche magnetisch gekoppelt ist mit der Windung (primär) der Rücksprunginduktivität, zu einer Pulsbreiten-Modulations (PWM)- Antriebsschaltung, solang erfaßt wird, daß ein Strom durch die Rücksprunginduktivität fließt. Ferner beeinträchtigt dies nicht das Abtasten des optimalen Zeitpunktes zum Ausschalten des Leistungstransistors durch die PWM-Antriebsschaltung. In dieser Weise wird nicht nur die Leistungsdissipation, welche zugeordnet ist dem Ausstoß bzw. der Entladung der parasitären Kapazität, welche intrinsisch für die Struktur der Leistungseinrichtung (Transistor) ist, reduziert, sondern ebenfalls wird das Risiko eines verfrühten Einschaltens des Leistungstransistors eliminiert, was veranlaßt sein kann durch Rauschen oder Nebenwelleneffekte, welche sich in der Leitung propagieren.
• Die Schaltung, welche Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist, ist insbesondere geeignet, wenn die Leitungsspannung einen relativ hohen Formfaktor Rauschspitzen aufweist, sowie in sämtlichen Fällen, in welchen die Ausgangsspannung, bedingt durch eine bestimmte Veränderung der Last der Leistungszufuhr einem sogenannten Untersprungphänomen unterliegt, wie mit Bezug auf auslegungsregulierte Ausgangsspannung. Das letztere ist ein Phänomen, welches praktisch unvermeidbar ist beim Schalten von Leistungszufuhr, bereitges teilt mittels der Implementierung ebenfalls einer Steuerfunktion des Leistungsfaktors (PFC).
• Die unterschiedlichen Gesichtspunkte und Vorteile der Erfindung werden leichter verständlich durch die folgende Beschreibung einer Ausführungsform davon und mit Bezug auf die beigefügte Zeichung.
• Fig. 1 ist ein Basisdiagramm einer Steuerschaltung für das Einschalten einer Leistungseinrichtung gemäß dem Stand der Technik, wie oben diskutiert;
• Fig. 2a, 2b, 2c und 2d zeigen die Wellenformen von Signalen, entsprechend der Beschreibung der Probleme der Schaltung von Figur 1;
• Fig. 3 ist ein Basisdiagramm einer Schaltung, hergestellt gemäß der vorliegenden Erfindung.
• Mit Bezug auf Figur 3 umfaßt eine Schaltung zum Steuern bzw. Regeln des Einschaltens eines Leistungstransistors Pw des Boost- bzw. Auflade-Typ-Leistungszufuhrschaltkreises, hergestellt gemäß der vorliegenden Erfindung, eine Nulldetektorschaltung O-DETECT, einen Vergeicher COMP und ein logisches UND-Gatter. Natürlich kann die Schaltung zum Steuern des Zeitpunktes des Einschaltens des Leistungstransistors und der relativen PWM-Antriebsschaltung integriert sein auf einem einzelnen Chip, wie es indikativ in Figur 3 gezeigt ist durch den Strichlinienperimeter und durch die relevanten Stifte zum Verbinden der integrierten Schaltung mit externen Komponenten der Leistungszufuhrschaltung.
• Wie es ebenfalls beobachtet werden kann, fließt der Strom IL, welcher durch die Rücksprunginduktivität L der Schaltung fließt, ebenfalls durch den Abtastwiderstand Rsense, und zwar während sämtlicher Betriebsphasen der Leistungszufuhrschaltung. Daher ist über den Abtastwiderstand Rsense eine Spannung Vs verfügbar, welche proportional zu dem Wert des Stromes IL ist. Durch einen Vergleich dieser Spannung Vs mit einer Referenzspannung Vref, welche implementiert ist durch die Verwendung eines Komparators bzw. Vergleichers COMP, wird ein ENABLE-Signal erzeugt, welches das logische UND-Gatter einschaltet und ausschaltet, und welches ein Singal überträgt, welches das Einschalten des Leistungstransistors Pw zu einem Eingangsanschluß der Pulsbreitenmodulationsantriebsschaltung PWM veranlaßt. Die Referenzspannung Vref stellt die Bedingung ein zum Ermöglichen bzw. Einschalten des Einschaltens der Leistungseinrichtung Pw, wenn IL unter einen bestimmten Sicherheitswert abfällt.
• Ein Einschaltsignal wird aktuell erzeugt durch die Nulldetektorschaltung O- DETECT, und zwar wann immer die Spannung an dem Knoten bzw. Knotenpunkt A Null wird; jedoch wird dieses Signal nicht zu der PWM-Antriebsschaltung übertragen, bis das UND-Gatter eingeschaltet ist.
• Natürlich wird die Verwenderschaltung, welche versorgt wird durch die Leistungszufuhr der Erfindung, als Referenz ein gemeinsames Potential über ein virtuelles Erdungspotential haben, welches äquivalent zu der Spannung ist, welche an dem Abtastwiderstand Rsense vorhanden ist. Generell wird diese Besonderheit der Schaltung der Erfindung keine Probleme erzeugen.

Claims (2)

1. Verfahren zur Steuerung der Ein- und Asschaltung einer Leistungseinheit (Pw), die durch eine Impulsbreiten-Aussteuerungsschaltung (PWM) einer Umschaltstromversorgung des Verstärkungs-(boost)-typs angesteuert wird, umfassend eine Rücklaufinduktivität (L), die zwischen einem durch eine gleichgerichtete Leitungsspannung (Vin) gespeisten Eingangsknoten (C) und der genannten Leistungseinheit (Pw) geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß es die folgenden Schritte umfaßt:

Erzeugung eines ersten Einschaltungssignals jedesmal, wenn die Spannung über eine Sekundärwicklung (Ls), die an der Wicklung der genannten Rücklaufinduktivität (L) angekoppelt ist Null ist;

Erzeugung eines zweiten Einschaltbefähigungssignals wenn der Strom (Il) in der genannten Rücklaufinduktivität (L) unter eine vorgegebene Höhe fällt;

Erzeugung eines dritten UND-Signals aus den genannten ersten und zweiten Signalen;

Anlegen des genannten dritten Logiksignals an einen Eingang der genannten Iinpulsbreiten- Aussteuerungsschaltung (PWM), die die genannte Leistungseinheit (Pw) ansteuert.

2. Schaltung zur Steuerung nach Anspruch 1 der Ein- und Ausschaltung einer Leistungseinheit (Pw) einer Umschaltstromversorgungsschaltung, umfassend eine Rücklaufinduktivität (L), die zwischen einem durch eine gleichgerichtete Leitungsspannung (Vin) gespeisten Eingangsknoten (C) und der genannten Leistungseinheit (Pw) geschaltet ist, eine Sekundärwicklung (Ls), die an der Wicklung der genannten Rücklaufinduktivität (L) angekoppelt ist, einen Fühlungswiderstand (Rsense) zur Detektion des Stromes, der in der genannten Rücklaufinduktivität (L) strömt und funktionsgemäß zwischen der genannten Leistungseinheit (Pw) und einem Grundknoten der Schaltung eingeschaltet ist, und eine die genannte Leistungseinheit (Pw), ansteuernde Impulsbreiten-Aussteuerungsschaltung (PWM)

dadurch gekennzeichnet, daß sie die folgenden Elemente umfaßt:

eine Nulldetektionsschaltung ( DETECT), die in der Lage ist, an einem Ausgangsknoten ein erstes Logiksignal zu erzeugen, das einen Nullwertzustand einer in der genannten Sekundärwicklung (Ls) induzierten Spannung repräsentiert;

einen Komparator (COMP), der in der Lage ist, an einem Ausgangsknoten ein zweites Logiksignal (ENABLE) zur Befähigung der Einschaltung der Leistungseinheit (Pw) zu erzeugen und einen ersten Eingang, der funktionsgemäß mit einem Anschlussknoten (Vs) des genannten Fühlungswiderstandes an der genannten Leistungseinheit verbunden ist, und einen zweiten Eingang, der mit einer Referenzspannung (Vref) funktionsgemäß verbunden ist, besitzt;

einen logischen UND-Gatter mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang der genannten Nulldetektionsschaltung ( DETECT) verbunden ist, einem zeiten Eingang, der mit dem Ausgangsknoten des genannten Komparators (COMP) verbunden ist, und einem Ausgang, der mit einem Eingang der genannten Impulsbreiten-Aussteuerungsschaltung (PWM) verbunden ist;

eine durch die genannte Stromversorgung gespeiste Verbraucherschaltung, die funktionsgemäß zwischen einem Ausgangsknoten der genannten Stromversorgungsschaltung und dem genannten Anschlußknoten zwischen der genannten Leistungseinheit (Pw) und dem genannten Fühlungswiderstand (Rsense) geschaltet ist.