JPH09140145A - 力率補償回路を備えた昇圧型コンバータ - Google Patents
力率補償回路を備えた昇圧型コンバータInfo
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- JPH09140145A JPH09140145A JP8182459A JP18245996A JPH09140145A JP H09140145 A JPH09140145 A JP H09140145A JP 8182459 A JP8182459 A JP 8182459A JP 18245996 A JP18245996 A JP 18245996A JP H09140145 A JPH09140145 A JP H09140145A
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- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力電流の検出抵抗の抵抗値を最小にして入
力電流の大きさを最大にすることができる力率補償回路
を備えた昇圧型コンバータを提供すること。 【解決手段】 昇圧型コンバータ１００の出力電圧の変
動に応じた比較基準電圧信号を出力する出力検出部２１
０と、スイッチングトランジスタＭＴのオン電流に対応
する電圧信号を出力する電流検出部２２０と、出力検出
部２１０の比較基準電圧信号と電流検出部２２０の電圧
信号とを合成して比較信号を出力する信号合成部２３０
とを備える。信号合成部２３０の比較信号と逆のこぎり
波信号とを比較してスイッチングトランジスタＭＴのオ
フ制御信号を出力する比較器２４０と、逆のこぎり波信
号の上昇エッジに同期したクロック信号に応答してスイ
ッチングトランジスタをターンオンさせ、比較器２４０
のオフ制御信号に応答してスイッチングトランジスタを
ターンオフさせる駆動部とを備える。
力電流の大きさを最大にすることができる力率補償回路
を備えた昇圧型コンバータを提供すること。 【解決手段】 昇圧型コンバータ１００の出力電圧の変
動に応じた比較基準電圧信号を出力する出力検出部２１
０と、スイッチングトランジスタＭＴのオン電流に対応
する電圧信号を出力する電流検出部２２０と、出力検出
部２１０の比較基準電圧信号と電流検出部２２０の電圧
信号とを合成して比較信号を出力する信号合成部２３０
とを備える。信号合成部２３０の比較信号と逆のこぎり
波信号とを比較してスイッチングトランジスタＭＴのオ
フ制御信号を出力する比較器２４０と、逆のこぎり波信
号の上昇エッジに同期したクロック信号に応答してスイ
ッチングトランジスタをターンオンさせ、比較器２４０
のオフ制御信号に応答してスイッチングトランジスタを
ターンオフさせる駆動部とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は昇圧型コンバータ、
より具体的には簡単な回路構成により高力率を達成する
ことができる力率補償回路を備えた昇圧型コンバータに
関する。
より具体的には簡単な回路構成により高力率を達成する
ことができる力率補償回路を備えた昇圧型コンバータに
関する。
【０００２】
【従来の技術】直流電源は業務用から家庭用まで広範囲
の電気機器の電源として利用されている。この直流電源
を通常供給されている交流電源から得るためには、回路
構成が簡単なコンデンサ入力型の整流回路が一般に使わ
れていた。しかし、このような整流回路は入力電流が入
力交流電圧のピーク部分にのみ流れるため、パルス型と
なって力率が非常に悪くなる。また、各種の電気機器で
はＲ，Ｌ，Ｃの成分を組み合わせて構成されているの
で、電源からの電流の位相が電源電圧と異なることによ
って電圧に歪みが生じる。
の電気機器の電源として利用されている。この直流電源
を通常供給されている交流電源から得るためには、回路
構成が簡単なコンデンサ入力型の整流回路が一般に使わ
れていた。しかし、このような整流回路は入力電流が入
力交流電圧のピーク部分にのみ流れるため、パルス型と
なって力率が非常に悪くなる。また、各種の電気機器で
はＲ，Ｌ，Ｃの成分を組み合わせて構成されているの
で、電源からの電流の位相が電源電圧と異なることによ
って電圧に歪みが生じる。
【０００３】また、業務用として用いられている電気機
器には、例えば高速スイッチング方式によりＡＣ／ＤＣ
（交流／直流）変換を行うスイッチングレギュレータが
電源回路として用いられている。このスイッチングレギ
ュレータは、高速にスイッチングを行うため、スイッチ
ングによるノイズが発生して同じ電源ラインに接続され
た電気機器間に互いに悪影響を及ぼすという問題があっ
た。
器には、例えば高速スイッチング方式によりＡＣ／ＤＣ
（交流／直流）変換を行うスイッチングレギュレータが
電源回路として用いられている。このスイッチングレギ
ュレータは、高速にスイッチングを行うため、スイッチ
ングによるノイズが発生して同じ電源ラインに接続され
た電気機器間に互いに悪影響を及ぼすという問題があっ
た。
【０００４】このため、業務用電気機器の場合には、装
置そのものに流れる電流が電源電圧に影響を及ぼすこと
がほとんど無いように、同相の入力力率が高力率になる
ように設計している。例えば、インダクタンスＬの成分
を含む装置の場合、ＡＣ入力にコンデンサＣを加えて電
源からＬ，Ｃのそれぞれの入力電源がお互いに相殺され
るようにしている。
置そのものに流れる電流が電源電圧に影響を及ぼすこと
がほとんど無いように、同相の入力力率が高力率になる
ように設計している。例えば、インダクタンスＬの成分
を含む装置の場合、ＡＣ入力にコンデンサＣを加えて電
源からＬ，Ｃのそれぞれの入力電源がお互いに相殺され
るようにしている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この種
の昇圧型コンバータにおいて、このような受動素子のみ
の性能で得られる効果には限界があった。そのため、例
えば特開平７−２２２４４８号公報等に記載されている
ように、昇圧型コンバータ装置を動作させる際、トラン
ジスタ等の能動素子を高速スイッチングすることで、よ
り小さなＬ，Ｃ値でもノイズの消去はもちろん、電圧の
歪みも抑制し、力率を改善する方法が研究されている。
現在、高力率を実現するための各種の研究やそれを具体
化した集積回路ＩＣが発表されている。
の昇圧型コンバータにおいて、このような受動素子のみ
の性能で得られる効果には限界があった。そのため、例
えば特開平７−２２２４４８号公報等に記載されている
ように、昇圧型コンバータ装置を動作させる際、トラン
ジスタ等の能動素子を高速スイッチングすることで、よ
り小さなＬ，Ｃ値でもノイズの消去はもちろん、電圧の
歪みも抑制し、力率を改善する方法が研究されている。
現在、高力率を実現するための各種の研究やそれを具体
化した集積回路ＩＣが発表されている。
【０００６】とりわけ、高力率を実現するための方式と
して、連続電流モード（ＣＣＭ：ＣＯＮＴＩＮＵＯＵＳ
ＣＵＲＲＥＮＴ ＭＯＤＥ）方式は単位力率を得るこ
とができる最も適した制御方式として知られている。現
在発表されているＣＣＭ制御方式としては、ピーク電流
検出方式、可変ヒステリシス制御方式、平均電流制御方
式等がある。これらの個々の方式は高い力率を得られる
という長所もあるが、以下のような短所も持っている。
して、連続電流モード（ＣＣＭ：ＣＯＮＴＩＮＵＯＵＳ
ＣＵＲＲＥＮＴ ＭＯＤＥ）方式は単位力率を得るこ
とができる最も適した制御方式として知られている。現
在発表されているＣＣＭ制御方式としては、ピーク電流
検出方式、可変ヒステリシス制御方式、平均電流制御方
式等がある。これらの個々の方式は高い力率を得られる
という長所もあるが、以下のような短所も持っている。
【０００７】すなわち、ピーク電流検出方式は、外部イ
ンダクタの電流の歪み、死角の歪み、最大のデューティ
サイクル（ＭＡＸＩＭＵＭ ＤＵＴＹ ＣＹＣＬＥ）を
５０％の以下に維持しなければならない。このため、ピ
ーク電流検出方式では正確な補償が不可能であった。ま
た、可変ヒステリシス制御方式は、インダクタの電流検
出による可変周波数方式により入力電圧が低電圧になっ
た場合、インダクタの電流制御のために周波数が無限に
増加する。したがって、可変ヒステリシス制御方式はで
はこの周波数の制御に限界があった。さらに、平均電流
制御方式は、単位力率を実現するための制御方式の構成
が非常に複雑であるという問題があった。
ンダクタの電流の歪み、死角の歪み、最大のデューティ
サイクル（ＭＡＸＩＭＵＭ ＤＵＴＹ ＣＹＣＬＥ）を
５０％の以下に維持しなければならない。このため、ピ
ーク電流検出方式では正確な補償が不可能であった。ま
た、可変ヒステリシス制御方式は、インダクタの電流検
出による可変周波数方式により入力電圧が低電圧になっ
た場合、インダクタの電流制御のために周波数が無限に
増加する。したがって、可変ヒステリシス制御方式はで
はこの周波数の制御に限界があった。さらに、平均電流
制御方式は、単位力率を実現するための制御方式の構成
が非常に複雑であるという問題があった。
【０００８】本発明はこのような従来技術の課題を解決
し、フィードフォワードの構成なしに入力電流のレベル
を入力電圧にしたがって増減させるとともに、入力電流
の位相を入力電圧と同相に保持することにより高力率を
得ることを可能とする力率補償回路を備えた昇圧型コン
バータを提供することを目的とする。本発明はまた、出
力電圧の変動による入力電流の歪みを補償することによ
り、高力率を達成することができる力率補償回路を備え
た昇圧型コンバータを提供することを目的とする。本発
明はさらに、入力電流の検出抵抗の抵抗値を最小にして
入力電流の大きさを最大にすることができる力率補償回
路を備えた昇圧型コンバータを提供することを目的とす
る。
し、フィードフォワードの構成なしに入力電流のレベル
を入力電圧にしたがって増減させるとともに、入力電流
の位相を入力電圧と同相に保持することにより高力率を
得ることを可能とする力率補償回路を備えた昇圧型コン
バータを提供することを目的とする。本発明はまた、出
力電圧の変動による入力電流の歪みを補償することによ
り、高力率を達成することができる力率補償回路を備え
た昇圧型コンバータを提供することを目的とする。本発
明はさらに、入力電流の検出抵抗の抵抗値を最小にして
入力電流の大きさを最大にすることができる力率補償回
路を備えた昇圧型コンバータを提供することを目的とす
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は上述の課題を解
決するために、スイッチングトランジスタのオン状態で
インダクタにエネルギを蓄積し、オフ状態でインダクタ
に蓄積されたエネルギを入力電圧に重畳させて出力する
昇圧型コンバータは、昇圧型コンバータの出力電圧の変
動に応じた比較基準電圧信号を出力する出力検出部と、
スイッチングトランジスタのオン電流に対応する電圧信
号を出力する電流検出部と、出力検出部の比較基準電圧
信号と電流検出部の電圧信号とを合成して比較信号を出
力する信号合成部とを備える。本願発明はさらに、信号
合成部の比較信号と逆のこぎり波信号とを比較してスイ
ッチングトランジスタのオフ制御信号を出力する比較器
と、逆のこぎり波信号の上昇エッジに同期したクロック
信号に応答してスイッチングトランジスタをターンオン
させ、比較器のオフ制御信号に応答してスイッチングト
ランジスタをターンオフさせる駆動部とを備える。
決するために、スイッチングトランジスタのオン状態で
インダクタにエネルギを蓄積し、オフ状態でインダクタ
に蓄積されたエネルギを入力電圧に重畳させて出力する
昇圧型コンバータは、昇圧型コンバータの出力電圧の変
動に応じた比較基準電圧信号を出力する出力検出部と、
スイッチングトランジスタのオン電流に対応する電圧信
号を出力する電流検出部と、出力検出部の比較基準電圧
信号と電流検出部の電圧信号とを合成して比較信号を出
力する信号合成部とを備える。本願発明はさらに、信号
合成部の比較信号と逆のこぎり波信号とを比較してスイ
ッチングトランジスタのオフ制御信号を出力する比較器
と、逆のこぎり波信号の上昇エッジに同期したクロック
信号に応答してスイッチングトランジスタをターンオン
させ、比較器のオフ制御信号に応答してスイッチングト
ランジスタをターンオフさせる駆動部とを備える。
【００１０】また、本発明によれば、スイッチングトラ
ンジスタのオン状態でインダクタにエネルギを蓄積し、
オフ状態で前記インダクタに蓄積されたエネルギを入力
電圧に重畳させて出力する昇圧型コンバータは、昇圧型
コンバータの出力電圧の変動に応じた比較基準電圧信号
を出力するとともに、出力電圧の変動を補償するための
補償電圧信号を出力する出力検出部と、スイッチングト
ランジスタのオン電流に対応する電圧信号を出力する電
流検出部と、出力検出部の比較基準電圧信号と電流検出
部の電圧信号とを合成して比較信号を出力する第１の信
号合成部と、出力検出部の補償電圧信号と逆のこぎり波
信号とを合成して出力電圧の変動が補償された逆のこぎ
り波信号を発生する第２の信号合成部とを備える。本願
発明はさらに、第１の信号合成部の比較信号と前記第２
の信号合成部の補償された逆のこぎり波信号とを比較し
てスイッチングトランジスタのオフ制御信号を発生する
比較器と、逆のこぎり波信号の上昇エッジに同期したク
ロック信号に応答してスイッチングトランジスタをター
ンオンさせ、比較器のオフ制御信号に応答してスイッチ
ングトランジスタをターンオフさせる駆動部とを備え
る。
ンジスタのオン状態でインダクタにエネルギを蓄積し、
オフ状態で前記インダクタに蓄積されたエネルギを入力
電圧に重畳させて出力する昇圧型コンバータは、昇圧型
コンバータの出力電圧の変動に応じた比較基準電圧信号
を出力するとともに、出力電圧の変動を補償するための
補償電圧信号を出力する出力検出部と、スイッチングト
ランジスタのオン電流に対応する電圧信号を出力する電
流検出部と、出力検出部の比較基準電圧信号と電流検出
部の電圧信号とを合成して比較信号を出力する第１の信
号合成部と、出力検出部の補償電圧信号と逆のこぎり波
信号とを合成して出力電圧の変動が補償された逆のこぎ
り波信号を発生する第２の信号合成部とを備える。本願
発明はさらに、第１の信号合成部の比較信号と前記第２
の信号合成部の補償された逆のこぎり波信号とを比較し
てスイッチングトランジスタのオフ制御信号を発生する
比較器と、逆のこぎり波信号の上昇エッジに同期したク
ロック信号に応答してスイッチングトランジスタをター
ンオンさせ、比較器のオフ制御信号に応答してスイッチ
ングトランジスタをターンオフさせる駆動部とを備え
る。
【００１１】このような構成により本発明によれば、逆
のこぎり波信号と比較基準電圧信号とを比較することに
よって、フィードフォワードの回路構成無しに入力電圧
のレベルにしたがい、入力電圧と同相の正弦波形の連続
電流を制御することができるので、簡単な回路構成で高
力率を達成することが可能となる。
のこぎり波信号と比較基準電圧信号とを比較することに
よって、フィードフォワードの回路構成無しに入力電圧
のレベルにしたがい、入力電圧と同相の正弦波形の連続
電流を制御することができるので、簡単な回路構成で高
力率を達成することが可能となる。
【００１２】
【発明の実施の形態】次に添付図面を参照して本発明に
よる力率補償回路を備えた昇圧型コンバータの実施の形
態を詳細に説明する。
よる力率補償回路を備えた昇圧型コンバータの実施の形
態を詳細に説明する。
【００１３】〈実施例１〉図１は本発明による力率補償
回路を備えた昇圧型コンバータの実施例１の構成を示し
た回路図である。昇圧型コンバータ１００は、電源線
（ＡＣ ＬＩＮＥ）より供給される交流電源Ｖｉｎを、
ブリッジ整流器１１０によって整流し、その整流信号を
平滑コンデンサＣ１によって平滑化し、インダクタＬを
介してスイッチングＭＯＳトランジスタＭＴおよび逆流
防止用のダイオードＤに印加する。逆流防止用のダイオ
ードＤの出力は出力用コンデンサＣ３に蓄積される。こ
の出力用コンデンサＣ３の両端に負荷（ＬＯＡＤ）が接
続される。
回路を備えた昇圧型コンバータの実施例１の構成を示し
た回路図である。昇圧型コンバータ１００は、電源線
（ＡＣ ＬＩＮＥ）より供給される交流電源Ｖｉｎを、
ブリッジ整流器１１０によって整流し、その整流信号を
平滑コンデンサＣ１によって平滑化し、インダクタＬを
介してスイッチングＭＯＳトランジスタＭＴおよび逆流
防止用のダイオードＤに印加する。逆流防止用のダイオ
ードＤの出力は出力用コンデンサＣ３に蓄積される。こ
の出力用コンデンサＣ３の両端に負荷（ＬＯＡＤ）が接
続される。
【００１４】したがって、連続電流制御モードの昇圧型
コンバータにおいては、スイッチングトランジスタＭＴ
のオン状態でインダクタＬにエネルギを蓄積し、そして
オフ状態でインダクタＬに蓄積されたエネルギＶＬを入
力電源Ｖｉｎに重畳させて出力することにより、入力電
圧より高い出力電圧ＶO を出力することを可能としてい
る。
コンバータにおいては、スイッチングトランジスタＭＴ
のオン状態でインダクタＬにエネルギを蓄積し、そして
オフ状態でインダクタＬに蓄積されたエネルギＶＬを入
力電源Ｖｉｎに重畳させて出力することにより、入力電
圧より高い出力電圧ＶO を出力することを可能としてい
る。
【００１５】力率補償回路２００は、出力検出部２１
０、電流検出部２２０、信号合成部２３０、比較器２４
０、駆動部２５０により構成されている。出力検出部２
１０は、昇圧型コンバータ１００の出力電圧ＶO の変動
に応じてレベルが変化する比較基準電圧信号Ｖ２を発生
する検出回路である。出力検出部２１０は、分圧回路２
１２、エラー増幅器２１４、レベル基準回路２１６によ
り構成されている。
０、電流検出部２２０、信号合成部２３０、比較器２４
０、駆動部２５０により構成されている。出力検出部２
１０は、昇圧型コンバータ１００の出力電圧ＶO の変動
に応じてレベルが変化する比較基準電圧信号Ｖ２を発生
する検出回路である。出力検出部２１０は、分圧回路２
１２、エラー増幅器２１４、レベル基準回路２１６によ
り構成されている。
【００１６】分圧回路２１２は、昇圧型コンバータ１０
０の出力電圧を抵抗Ｒ２，Ｒ３によって所定の電圧に分
圧する回路である。エラー増幅器２１４は、分圧回路２
１２により分圧された電圧信号を入力して出力電圧ＶO
の変動によるエラー電圧Ｖｅｏを検出する回路である。
エラー増幅器２１４は、演算増幅器Ｕ１、抵抗Ｒ４，Ｒ
５、コンデンサＣ４および基準電圧Ｖｒｅｆを供給する
基準電圧源ＶＳ１により構成されている。
０の出力電圧を抵抗Ｒ２，Ｒ３によって所定の電圧に分
圧する回路である。エラー増幅器２１４は、分圧回路２
１２により分圧された電圧信号を入力して出力電圧ＶO
の変動によるエラー電圧Ｖｅｏを検出する回路である。
エラー増幅器２１４は、演算増幅器Ｕ１、抵抗Ｒ４，Ｒ
５、コンデンサＣ４および基準電圧Ｖｒｅｆを供給する
基準電圧源ＶＳ１により構成されている。
【００１７】レベル基準回路２１６は、エラー増幅器２
１４から出力されるエラー電圧Ｖｅｏを所定の基準電圧
Ｖｒｅｆ１と合成して比較基準電圧信号Ｖ２として出力
する回路である。レベル基準回路２１６は、基準電圧Ｖ
ｒｅｆ１を供給する基準電圧源ＶＳ２および合成器ＳＭ
１から構成されている。
１４から出力されるエラー電圧Ｖｅｏを所定の基準電圧
Ｖｒｅｆ１と合成して比較基準電圧信号Ｖ２として出力
する回路である。レベル基準回路２１６は、基準電圧Ｖ
ｒｅｆ１を供給する基準電圧源ＶＳ２および合成器ＳＭ
１から構成されている。
【００１８】図１に示した実施例１の場合、基準電圧Ｖ
ｒｅｆは｛Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）｝ＶO に設定される。
したがって、エラー増幅器２１４ではリップルΔＶO を
もつ出力電圧ＶO を検出し、この出力電圧ＶO が増加す
るとエラー電圧Ｖｅｏを減少させ、また出力電圧ＶO が
減少するとエラー電圧Ｖｅｏを増加させる。
ｒｅｆは｛Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）｝ＶO に設定される。
したがって、エラー増幅器２１４ではリップルΔＶO を
もつ出力電圧ＶO を検出し、この出力電圧ＶO が増加す
るとエラー電圧Ｖｅｏを減少させ、また出力電圧ＶO が
減少するとエラー電圧Ｖｅｏを増加させる。
【００１９】レベル基準回路２１６では、比較器２４０
にて逆のこぎり波信号Ｂと比較される比較信号Ｖ３の基
準を決めている。つまり、レベル基準回路２１６は、Ｖ
２＝Ｖｒｅｆ１−ΔＶｅｏの関係によって出力電圧ＶO
が増加したらエラー電圧Ｖｅｏが減少するので、比較基
準電圧信号Ｖ２も増加して比較レベルを上昇させ、一
方、出力電圧ＶO が減少すると比較基準電圧信号Ｖ２も
減少して比較レベルを降下させる。なお、基準電圧源Ｖ
Ｓ２は、出力電圧ＶO の変化に比例するリップルΔＶO
を比較器２４０に入力するための基準電圧Ｖｒｅｆ１を
供給する電源である。このように、出力検出部２１０は
出力電圧が増加すると比較基準電圧信号Ｖ２のレベル
を上昇させ、出力電圧が減少すれば比較基準電圧信号Ｖ
２のレベルを下降させる処理部である。
にて逆のこぎり波信号Ｂと比較される比較信号Ｖ３の基
準を決めている。つまり、レベル基準回路２１６は、Ｖ
２＝Ｖｒｅｆ１−ΔＶｅｏの関係によって出力電圧ＶO
が増加したらエラー電圧Ｖｅｏが減少するので、比較基
準電圧信号Ｖ２も増加して比較レベルを上昇させ、一
方、出力電圧ＶO が減少すると比較基準電圧信号Ｖ２も
減少して比較レベルを降下させる。なお、基準電圧源Ｖ
Ｓ２は、出力電圧ＶO の変化に比例するリップルΔＶO
を比較器２４０に入力するための基準電圧Ｖｒｅｆ１を
供給する電源である。このように、出力検出部２１０は
出力電圧が増加すると比較基準電圧信号Ｖ２のレベル
を上昇させ、出力電圧が減少すれば比較基準電圧信号Ｖ
２のレベルを下降させる処理部である。
【００２０】電流検出部２２０は、スイッチングトラン
ジスタＭＴのオン電流に対応する電圧信号Ｖ１を発生す
る回路であり、検出抵抗Ｒｓ、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ
２から構成されている。この電流検出部２２０では、ス
イッチングトランジスタのターンオン時にのみ、オン電
流に比例するレベルを有する電圧信号Ｖ１を発生する。
ジスタＭＴのオン電流に対応する電圧信号Ｖ１を発生す
る回路であり、検出抵抗Ｒｓ、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ
２から構成されている。この電流検出部２２０では、ス
イッチングトランジスタのターンオン時にのみ、オン電
流に比例するレベルを有する電圧信号Ｖ１を発生する。
【００２１】信号合成部２３０は、出力検出部２１０の
比較基準電圧信号Ｖ２と電流検出部２２０の電圧信号Ｖ
１とを加算して比較信号Ｖ３を発生する回路であり、合
成器ＳＭ２により構成されている。比較器２４０は、信
号合成部２３０の比較信号Ｖ３と逆のこぎり波信号Ｂと
を比較してスイッチングトランジスタＭＴのオフ制御信
号を発生する回路であり、演算増幅器Ｕ２により構成さ
れる。
比較基準電圧信号Ｖ２と電流検出部２２０の電圧信号Ｖ
１とを加算して比較信号Ｖ３を発生する回路であり、合
成器ＳＭ２により構成されている。比較器２４０は、信
号合成部２３０の比較信号Ｖ３と逆のこぎり波信号Ｂと
を比較してスイッチングトランジスタＭＴのオフ制御信
号を発生する回路であり、演算増幅器Ｕ２により構成さ
れる。
【００２２】駆動部２５０は、逆のこぎり波信号Ｂの上
昇エッジに同期したクロック信号ＣＬＯＣＫに応答して
スイッチングトランジスタＭＴをターンオンさせ、比較
器２４０のオフ制御信号Ｘに応答してスイッチングトラ
ンジスタＭＴをターンオフさせる回路である。駆動部２
５０は、発振器２５２、フリップフロップ２５４、否定
論理和ゲート２５６およびドライバ２５８から構成され
る。
昇エッジに同期したクロック信号ＣＬＯＣＫに応答して
スイッチングトランジスタＭＴをターンオンさせ、比較
器２４０のオフ制御信号Ｘに応答してスイッチングトラ
ンジスタＭＴをターンオフさせる回路である。駆動部２
５０は、発振器２５２、フリップフロップ２５４、否定
論理和ゲート２５６およびドライバ２５８から構成され
る。
【００２３】発振器２５２は、同一の周波数を持つ逆の
こぎり波信号Ｂおよびクロック信号ＣＬＯＣＫを発生す
る。また、フリップフロップ２５４は、クロック信号Ｃ
ＬＯＣＫの上昇エッジでセットされ、比較器Ｕ２の出力
信号であるオフ制御信号の上昇エッジでリセットされ
る。すなわち、フリップフロップ２５４は、クロック信
号の上昇エッジとオフ制御信号Ｘの上昇エッジとの間に
ローレベルのパルス幅のパルス幅変調信号／Ｑ（以後、
信号Ｑの反転信号を／Ｑと記す）を出力する。
こぎり波信号Ｂおよびクロック信号ＣＬＯＣＫを発生す
る。また、フリップフロップ２５４は、クロック信号Ｃ
ＬＯＣＫの上昇エッジでセットされ、比較器Ｕ２の出力
信号であるオフ制御信号の上昇エッジでリセットされ
る。すなわち、フリップフロップ２５４は、クロック信
号の上昇エッジとオフ制御信号Ｘの上昇エッジとの間に
ローレベルのパルス幅のパルス幅変調信号／Ｑ（以後、
信号Ｑの反転信号を／Ｑと記す）を出力する。
【００２４】否定論理和ゲート２５６は、クロック信号
ＣＬＯＣＫがロー状態であり、かつパルス幅の変調信号
／Ｑのロー状態においてハイレベルのパルス幅の変調型
駆動信号ＧＡＴＥを発生する。ドライバ２５８は、駆動
信号ＧＡＴＥに応答してハイレベルの区間ではスイッチ
ングトランジスタＭＴがターンオンし、またローレベル
の区間ではターンオフするようにスイッチングトランジ
スタＭＴを駆動する。
ＣＬＯＣＫがロー状態であり、かつパルス幅の変調信号
／Ｑのロー状態においてハイレベルのパルス幅の変調型
駆動信号ＧＡＴＥを発生する。ドライバ２５８は、駆動
信号ＧＡＴＥに応答してハイレベルの区間ではスイッチ
ングトランジスタＭＴがターンオンし、またローレベル
の区間ではターンオフするようにスイッチングトランジ
スタＭＴを駆動する。
【００２５】次に、図１に示した力率補償回路を備えた
昇圧型コンバータにおける動作を図２を参照して説明す
る。入力電圧Ｖｉｎが増加すると入力電流ｉL もこれに
比例して増加することによって電圧と電流とが同相にな
る。図２に示したようにＶｉｎが増加するにつれ次のよ
うな関係式によりｉL が増加または減少するようにな
る。
昇圧型コンバータにおける動作を図２を参照して説明す
る。入力電圧Ｖｉｎが増加すると入力電流ｉL もこれに
比例して増加することによって電圧と電流とが同相にな
る。図２に示したようにＶｉｎが増加するにつれ次のよ
うな関係式によりｉL が増加または減少するようにな
る。
【００２６】
【数１】
【００２７】すなわち、出力検出部２１０から検出され
た比較基準電圧信号Ｖ２と、電流検出部２２０から検出
された電圧信号Ｖ１とが信号合成器２３０で加算され、
比較信号Ｖ３がこの信号合成器２３０より出力される。
この比較信号Ｖ３と逆のこぎり波信号Ｂとが同一のレベ
ルとなる瞬間に、比較器２４０の出力Ｘがハイ状態に反
転される。
た比較基準電圧信号Ｖ２と、電流検出部２２０から検出
された電圧信号Ｖ１とが信号合成器２３０で加算され、
比較信号Ｖ３がこの信号合成器２３０より出力される。
この比較信号Ｖ３と逆のこぎり波信号Ｂとが同一のレベ
ルとなる瞬間に、比較器２４０の出力Ｘがハイ状態に反
転される。
【００２８】この反転により、フリップフロップ２５４
がリセットされ、スイッチングトランジスタＭＴがター
ンオフされるので、比較器２４０の出力は再びローレベ
ルの状態に反転される。したがって、図２に示したよう
に比較器２４０において比較信号Ｖ３とのこぎり波信号
Ｂとが互いに比較され、変調型駆動信号ＧＡＴＥのよう
なパルス幅変調された波形によりスイッチングトランジ
スタＭＴが駆動される。
がリセットされ、スイッチングトランジスタＭＴがター
ンオフされるので、比較器２４０の出力は再びローレベ
ルの状態に反転される。したがって、図２に示したよう
に比較器２４０において比較信号Ｖ３とのこぎり波信号
Ｂとが互いに比較され、変調型駆動信号ＧＡＴＥのよう
なパルス幅変調された波形によりスイッチングトランジ
スタＭＴが駆動される。
【００２９】上述した実施例１では、抵抗Ｒｓによる電
流検出部２２０がすでにＶｉｎに対する情報を持って力
率制御を行うことによって、フィードフォワード無しで
も入力電圧により電流、電圧波形が同相になる。その結
果、比例的な大きさに制御でき、力率（Ｐ．Ｆ）＝０．
９９以上の単位力率に近い高力率を達成することが可能
となり、既存の方式などより遙かに回路構成を簡単にす
ることができる。
流検出部２２０がすでにＶｉｎに対する情報を持って力
率制御を行うことによって、フィードフォワード無しで
も入力電圧により電流、電圧波形が同相になる。その結
果、比例的な大きさに制御でき、力率（Ｐ．Ｆ）＝０．
９９以上の単位力率に近い高力率を達成することが可能
となり、既存の方式などより遙かに回路構成を簡単にす
ることができる。
【００３０】〈実施例２〉図３は本発明による力率補償
回路を備えた昇圧型コンバータの実施例２の構成を示し
たものである。実施例２は前述の実施例１の電流検出部
２２０に増幅器２２２をさらに加えた以外は図１に示し
た実施例１と同じ構成になっている。すなわち、実施例
２では、検出抵抗Ｒｓの抵抗値を小さく設計した場合に
電圧信号Ｖ１が低下するので、これを補償するために電
圧信号Ｖ１を増幅する増幅器２２２をさらに含むことを
特徴としている。検出抵抗ＲｓはインダクタＬに流れる
入力電流を大きくするためにはできるだけ抵抗値を小さ
くすることが好ましいが、一方、所望の比較水準値を得
るためには抵抗値をあまり小さく設定することができな
い。したがって、実施例２では抵抗の両端の電圧を増幅
器２２２により増幅することで、抵抗値を小さくしても
所定の比較水準値を得ることができるようにしている。
回路を備えた昇圧型コンバータの実施例２の構成を示し
たものである。実施例２は前述の実施例１の電流検出部
２２０に増幅器２２２をさらに加えた以外は図１に示し
た実施例１と同じ構成になっている。すなわち、実施例
２では、検出抵抗Ｒｓの抵抗値を小さく設計した場合に
電圧信号Ｖ１が低下するので、これを補償するために電
圧信号Ｖ１を増幅する増幅器２２２をさらに含むことを
特徴としている。検出抵抗ＲｓはインダクタＬに流れる
入力電流を大きくするためにはできるだけ抵抗値を小さ
くすることが好ましいが、一方、所望の比較水準値を得
るためには抵抗値をあまり小さく設定することができな
い。したがって、実施例２では抵抗の両端の電圧を増幅
器２２２により増幅することで、抵抗値を小さくしても
所定の比較水準値を得ることができるようにしている。
【００３１】〈実施例３〉図４は本発明による力率補償
回路を備えた昇圧型コンバータの実施例３の構成を示し
たものである。実施例３は、上述の実施例１の出力検出
部２１０に補償電圧発生回路２１８を加えるとともに、
信号合成部２６０をもさらに加えた構成となっており、
その他の構成は実施例１と同様である。
回路を備えた昇圧型コンバータの実施例３の構成を示し
たものである。実施例３は、上述の実施例１の出力検出
部２１０に補償電圧発生回路２１８を加えるとともに、
信号合成部２６０をもさらに加えた構成となっており、
その他の構成は実施例１と同様である。
【００３２】補償電圧発生回路２１８は基準電圧Ｖｒｅ
ｆと出力電圧とを分圧した電圧信号を合成する合成器Ｓ
Ｍ３と、その合成された電圧信号Ｖ４のレベルをリップ
ルの大小により調節するための調節回路ＣＴとから構成
される。
ｆと出力電圧とを分圧した電圧信号を合成する合成器Ｓ
Ｍ３と、その合成された電圧信号Ｖ４のレベルをリップ
ルの大小により調節するための調節回路ＣＴとから構成
される。
【００３３】補償電圧発生回路２１８は出力電圧ＶO の
変動によって発生する入力制御電流の歪みの発生を補償
する回路である。より具体的には、調節回路ＣＴのゲイ
ンＫ２は昇圧型コンバータ１００の出力側のコンデンサ
Ｃ３によって生ずるリップルΔＶO の大小に応じて、よ
り正確に補償するためのもので、ゲインＫ２を調節する
ことによってリップルの大・小に関係なくに入力制御電
流を入力電圧と同相にすることが可能となる。
変動によって発生する入力制御電流の歪みの発生を補償
する回路である。より具体的には、調節回路ＣＴのゲイ
ンＫ２は昇圧型コンバータ１００の出力側のコンデンサ
Ｃ３によって生ずるリップルΔＶO の大小に応じて、よ
り正確に補償するためのもので、ゲインＫ２を調節する
ことによってリップルの大・小に関係なくに入力制御電
流を入力電圧と同相にすることが可能となる。
【００３４】以下、図５を参照して補償電圧発生回路２
１８をより詳細に説明する。図５（Ａ）は出力電圧ＶO
の変化および入力電圧Ｖｉｎ、入力電圧と同相の入力電
流Ｉｉｎの波形を示す。同図の区間ｔ１においてスイッ
チングトランジスタＭＴがオフされたとき、昇圧型コン
バータ１００のノードＮ１における電圧の方程式は次の
通りである。
１８をより詳細に説明する。図５（Ａ）は出力電圧ＶO
の変化および入力電圧Ｖｉｎ、入力電圧と同相の入力電
流Ｉｉｎの波形を示す。同図の区間ｔ１においてスイッ
チングトランジスタＭＴがオフされたとき、昇圧型コン
バータ１００のノードＮ１における電圧の方程式は次の
通りである。
【００３５】
【数２】
【００３６】−ΔＶO によって電流ｉL は−ΔＶO 程減
少して所望のｉinに歪みが発生し、図５（Ａ）に示した
歪曲された電流波形ｉinが現れる。これを補償するた
め、図５（Ｂ）に示したように基準電圧Ｖｒｅｆと出力
電圧ＶO とを加減し、リップルΔＶO を検出した電圧Ｖ
４を合成器ＳＭ３を介して得る。この電圧Ｖ４の算出式
を以下に示す。
少して所望のｉinに歪みが発生し、図５（Ａ）に示した
歪曲された電流波形ｉinが現れる。これを補償するた
め、図５（Ｂ）に示したように基準電圧Ｖｒｅｆと出力
電圧ＶO とを加減し、リップルΔＶO を検出した電圧Ｖ
４を合成器ＳＭ３を介して得る。この電圧Ｖ４の算出式
を以下に示す。
【００３７】
【数３】
【００３８】したがって、補償電圧発生回路２１８から
発生する補償電圧は、調節回路ＣＴによってＫ２が乗算
され、Ｋ２・Ｖ４の信号が外部へ出力される。信号合成
部２６０は、出力検出部２１０の補償電圧信号Ｋ２・Ｖ
４と逆のこぎり波信号Ｂとを合成し、これによって補償
された逆のこぎり波信号Ｖ５を発生する。信号合成部２
６０は合成器ＳＭ４により構成されている。
発生する補償電圧は、調節回路ＣＴによってＫ２が乗算
され、Ｋ２・Ｖ４の信号が外部へ出力される。信号合成
部２６０は、出力検出部２１０の補償電圧信号Ｋ２・Ｖ
４と逆のこぎり波信号Ｂとを合成し、これによって補償
された逆のこぎり波信号Ｖ５を発生する。信号合成部２
６０は合成器ＳＭ４により構成されている。
【００３９】比較器２４０は、信号合成部２３０の比較
基準信号Ｖ３と補償された逆のこぎり波信号Ｖ５とを比
較して、スイッチングトランジスタＭＴのオフ制御信号
を発生する。比較器２４０は演算増幅器Ｕ２から構成さ
れている。
基準信号Ｖ３と補償された逆のこぎり波信号Ｖ５とを比
較して、スイッチングトランジスタＭＴのオフ制御信号
を発生する。比較器２４０は演算増幅器Ｕ２から構成さ
れている。
【００４０】ここで、補正された逆のこぎり波信号Ｖ５
は、Ｖ５＝Ｂ＋Ｋ２・Ｖ４となって、Ｋ２・Ｖ４程度に
発生されたΔｉL の増加が図５（Ａ）においてΔｉL の
減少を補償している。各波形から分るように、区間ｔ１
でＶO が増加するので、逆に入力電流がもっと大きくな
ることによって入力電流の波形が歪曲される。図５
（Ｃ）はその補償の方法を示している。
は、Ｖ５＝Ｂ＋Ｋ２・Ｖ４となって、Ｋ２・Ｖ４程度に
発生されたΔｉL の増加が図５（Ａ）においてΔｉL の
減少を補償している。各波形から分るように、区間ｔ１
でＶO が増加するので、逆に入力電流がもっと大きくな
ることによって入力電流の波形が歪曲される。図５
（Ｃ）はその補償の方法を示している。
【００４１】（１）ΔＶO ≠０、ΔＶO の補償が無い場
合：出力電圧の変動は常に存在するのでΔｉL が発生
し、これによって電流の傾きが変わって比較器２４０で
Ｖ３（Ｖ２≠０）とＢとが比較され、区間ｔ′の間スイ
ッチングトランジスタＭＴがターンオン状態となる。 （２）ΔＶO ≠０、ΔＶO の補償がある場合：出力電圧
の変動により生じられたΔｉL を、補償電圧発生回路２
１８および信号合成器２６０により、Ｖ５＝Ｂ＋Ｋ２・
Ｖ４にする。そして、Ｖ３（Ｖ２≠０）とＶ５とを比較
器２４０で比較してｔ′の間スイッチングトランジスタ
ＭＴをターンオン状態にする。したがって、スイッチン
グトランジスタＭＴのターンオン期間がより長くなるの
で、減少された電流変動分だけさらに電流供給が増加
し、全く出力電圧の変動がないときと同様な電流波形ｉ
inを得られるようになる。 このように本発明の実施例３では出力電圧の変動による
電流歪みを補償することによって一層高力率を得ること
ができる。
合：出力電圧の変動は常に存在するのでΔｉL が発生
し、これによって電流の傾きが変わって比較器２４０で
Ｖ３（Ｖ２≠０）とＢとが比較され、区間ｔ′の間スイ
ッチングトランジスタＭＴがターンオン状態となる。 （２）ΔＶO ≠０、ΔＶO の補償がある場合：出力電圧
の変動により生じられたΔｉL を、補償電圧発生回路２
１８および信号合成器２６０により、Ｖ５＝Ｂ＋Ｋ２・
Ｖ４にする。そして、Ｖ３（Ｖ２≠０）とＶ５とを比較
器２４０で比較してｔ′の間スイッチングトランジスタ
ＭＴをターンオン状態にする。したがって、スイッチン
グトランジスタＭＴのターンオン期間がより長くなるの
で、減少された電流変動分だけさらに電流供給が増加
し、全く出力電圧の変動がないときと同様な電流波形ｉ
inを得られるようになる。 このように本発明の実施例３では出力電圧の変動による
電流歪みを補償することによって一層高力率を得ること
ができる。
【００４２】〈実施例４〉図６は本発明による力率補償
回路を備えた昇圧型コンバータの実施例３の構成を示し
たものである。
回路を備えた昇圧型コンバータの実施例３の構成を示し
たものである。
【００４３】実施例４は前述の実施例３の電流検出部２
２０に増幅器２２２をさらに加えた回路構成になってい
る以外は同様な構成になっている。すなわち、実施例４
では検出抵抗Ｒｓの抵抗値を小さく設計する場合に、電
圧信号Ｖ１が低くなることを補償するため、この電圧信
号Ｖ１を増幅する増幅器２２２をさらに含む構成になっ
ている。増幅器をさらに備えた技術的説明は前述した実
施例２と同一であるので、重複する具体的な説明はここ
では省略する。
２０に増幅器２２２をさらに加えた回路構成になってい
る以外は同様な構成になっている。すなわち、実施例４
では検出抵抗Ｒｓの抵抗値を小さく設計する場合に、電
圧信号Ｖ１が低くなることを補償するため、この電圧信
号Ｖ１を増幅する増幅器２２２をさらに含む構成になっ
ている。増幅器をさらに備えた技術的説明は前述した実
施例２と同一であるので、重複する具体的な説明はここ
では省略する。
【００４４】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように本発明によ
れば、フィードフォワードの回路構成を用いること無
く、入力電流と入力電圧とを同相に保持可能となるの
で、高力率を達成できるとともに、その回路構成が簡単
になる。また、本発明では出力電圧の変動による入力電
流の歪みを補償することによって高調波発生が抑制でき
るので、高力率を達成することができる。さらに、本発
明では入力電流を検出するための検出抵抗の抵抗値を最
小化させることができるので、インダクタに流れる電流
の値を大きくすることができる。
れば、フィードフォワードの回路構成を用いること無
く、入力電流と入力電圧とを同相に保持可能となるの
で、高力率を達成できるとともに、その回路構成が簡単
になる。また、本発明では出力電圧の変動による入力電
流の歪みを補償することによって高調波発生が抑制でき
るので、高力率を達成することができる。さらに、本発
明では入力電流を検出するための検出抵抗の抵抗値を最
小化させることができるので、インダクタに流れる電流
の値を大きくすることができる。
【図１】本発明による力率補償回路を備えた昇圧型コン
バータの実施例１の構成を示した回路図。
バータの実施例１の構成を示した回路図。
【図２】図１に示した昇圧型コンバータの各部の電圧波
形図。
形図。
【図３】本発明による力率補償回路を備えた昇圧型コン
バータの実施例２の構成を示した回路図。
バータの実施例２の構成を示した回路図。
【図４】本発明による力率補償回路を備えた昇圧型コン
バータの実施例３の構成を示した回路図。
バータの実施例３の構成を示した回路図。
【図５】図４に示した昇圧型コンバータの電流歪みの補
償を説明するための波形図。
償を説明するための波形図。
【図６】本発明による力率補償回路を備えた昇圧型コン
バータの実施例４の構成を示した回路図。
バータの実施例４の構成を示した回路図。
１００ 昇圧型コンバータ １１０ ブリッジ整流器 ２００ 力率補償回路 ２１０ 出力検出部 ２１２ 分圧回路 ２１４ エラー増幅器 ２１６ レベル基準回路 ２１８ 補償電圧発生回路 ２２０ 電流検出部 ２３０，２６０ 信号合成部 ２４０ 比較器 ２５０ 駆動部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 １９９５Ｐ−４１５２６ (32)優先日 1995年11月15日 (33)優先権主張国 韓国（ＫＲ）
Claims (6)
- 【請求項１】 スイッチングトランジスタのオン状態で
インダクタにエネルギを蓄積し、オフ状態で前記インダ
クタに蓄積されたエネルギを入力電圧に重畳させて出力
する昇圧型コンバータにおいて、 前記昇圧型コンバータの出力電圧の変動に応じた比較基
準電圧信号を出力する出力検出部と、 前記スイッチングトランジスタのオン電流に対応する電
圧信号を出力する電流検出部と、 前記出力検出部の比較基準電圧信号と前記電流検出部の
電圧信号とを合成して比較信号を出力する信号合成部
と、 前記信号合成部の比較信号と逆のこぎり波信号とを比較
して前記スイッチングトランジスタのオフ制御信号を出
力する比較器と、 前記逆のこぎり波信号の上昇エッジに同期したクロック
信号に応答して前記スイッチングトランジスタをターン
オンさせ、前記比較器のオフ制御信号に応答して前記ス
イッチングトランジスタをターンオフさせる駆動部とを
有することを特徴とする力率補償回路を備えた昇圧型コ
ンバータ。 - 【請求項２】 請求項１に記載の昇圧型コンバータにお
いて、前記出力検出部は、 前記昇圧型コンバータの出力電圧を所定の電圧に分圧す
る分圧回路と、 前記分圧回路により分圧された電圧信号を第１の基準電
圧と比較することにより前記出力電圧の変動によるエラ
ー電圧を検出するエラー増幅器と、 前記エラー増幅器から出力されるエラー電圧を第２の基
準電圧と合成して前記比較基準電圧信号として出力する
レベル基準回路とを有することを特徴とする力率補償回
路を備えた昇圧型コンバータ。 - 【請求項３】 請求項１に記載の昇圧型コンバータにお
いて、前記電流検出部は、 前記スイッチングトランジスタに直列に接続され、この
トランジスタのオン電流に対応する電圧信号を発生する
抵抗と、 前記抵抗に印加される電圧信号を増幅して出力する増幅
器とを有することを特徴とする力率補償回路を備えた昇
圧型コンバータ。 - 【請求項４】 スイッチングトランジスタのオン状態で
インダクタにエネルギを蓄積し、オフ状態で前記インダ
クタに蓄積されたエネルギを入力電圧に重畳させて出力
する昇圧型コンバータにおいて、 前記昇圧型コンバータの出力電圧の変動に応じた比較基
準電圧信号を出力するとともに、前記出力電圧の変動を
補償するための補償電圧信号を出力する出力検出部と、 前記スイッチングトランジスタのオン電流に対応する電
圧信号を出力する電流検出部と、 前記出力検出部の比較基準電圧信号と前記電流検出部の
電圧信号とを合成して比較信号を出力する第１の信号合
成部と、 前記出力検出部の補償電圧信号と逆のこぎり波信号とを
合成して出力電圧の変動が補償された逆のこぎり波信号
を発生する第２の信号合成部と、 前記第１の信号合成部の比較信号と前記第２の信号合成
部の補償された逆のこぎり波信号とを比較して前記スイ
ッチングトランジスタのオフ制御信号を発生する比較器
と、 前記逆のこぎり波信号の上昇エッジに同期したクロック
信号に応答して前記スイッチングトランジスタをターン
オンさせ、前記比較器のオフ制御信号に応答して前記ス
イッチングトランジスタをターンオフさせる駆動部とを
有することを特徴とする力率補償回路を備えた昇圧型コ
ンバータ。 - 【請求項５】 請求項４に記載の昇圧型コンバータにお
いて、前記出力検出部は、 前記昇圧型コンバータの出力電圧を所定の電圧に分圧す
る分圧回路と、 前記分圧回路により分圧された電圧信号を第１の基準電
圧と比較することにより前記出力電圧の変動によるエラ
ー電圧を検出するエラー増幅器と、 前記エラー増幅器から出力されるエラー電圧を第２の基
準電圧と合成して前記比較基準電圧信号として出力する
レベル基準回路と、 前記第１の基準電圧と前記分圧された電圧信号とを合成
して補償電圧信号を発生する補償電圧発生回路とを有す
ることを特徴とする力率補償回路を備えた昇圧型コンバ
ータ。 - 【請求項６】 請求項４に記載の昇圧型コンバータにお
いて、前記電流検出部は、 前記スイッチングトランジスタに直列に接続され、この
トランジスタのオン電流に対応する電圧信号を発生する
抵抗と、 前記抵抗に印加される電圧信号を増幅して出力する増幅
器とを有することを特徴とする力率補償回路を備えた昇
圧型コンバータ。
Applications Claiming Priority (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1995P-41525 | 1995-11-15 | ||
| KR1995P-41526 | 1995-11-15 | ||
| KR1019950041526A KR0170202B1 (ko) | 1995-11-15 | 1995-11-15 | 출력 전압변동 보상이 가능한 승압형 콘버터의 역률 보상 회로 |
| KR1019950041524A KR0170203B1 (ko) | 1995-11-15 | 1995-11-15 | 회로구성이 간단한 승압형 콘버터의 역률 보상 회로 |
| KR1995P-41524 | 1995-11-15 | ||
| KR1995P-41523 | 1995-11-15 | ||
| KR1019950041525A KR0170206B1 (ko) | 1995-11-15 | 1995-11-15 | 출력 전압변동 보상이 가능한 승압형 콘버터의 역률 보상 회로 |
| KR1019950041523A KR0170204B1 (ko) | 1995-11-15 | 1995-11-15 | 회로구성이 간단한 승압형 콘버터의 역률 보상 회로 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09140145A true JPH09140145A (ja) | 1997-05-27 |
Family
ID=27483090
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8182459A Pending JPH09140145A (ja) | 1995-11-15 | 1996-07-11 | 力率補償回路を備えた昇圧型コンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5764039A (ja) |
| JP (1) | JPH09140145A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004153922A (ja) * | 2002-10-30 | 2004-05-27 | Seiko Instruments Inc | スイッチングレギュレータ |
| CN1332502C (zh) * | 2003-08-20 | 2007-08-15 | 台达电子工业股份有限公司 | 具有柔性切换的三相功率因数补偿转换器 |
| CN114189144A (zh) * | 2021-08-27 | 2022-03-15 | 杰华特微电子股份有限公司 | 可控硅开关电路的控制方法及控制电路 |
Families Citing this family (80)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5661645A (en) | 1996-06-27 | 1997-08-26 | Hochstein; Peter A. | Power supply for light emitting diode array |
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