DE3785534T2

DE3785534T2 - Parallel resonanter auf-abwaertskonverter.

Info

Publication number: DE3785534T2
Application number: DE8787307811T
Authority: DE
Inventors: Charles Lien
Original assignee: Ferranti International PLC
Current assignee: Ferranti International PLC
Priority date: 1986-09-29
Filing date: 1987-09-04
Publication date: 1993-07-29
Anticipated expiration: 2007-09-05
Also published as: EP0262812A3; US4709323A; EP0262812B1; EP0262812A2; DE3785534D1

Description

Die Erfindung befaßt sich mit einer schaltbaren Energieversorgungseinrichtung, und insbesondere mit einer Schaltbetriebsart-Konverterschaltung, welche eine Parallelresonanzschaltungstopologie und ein Vermögen hat, daß sie in der Aufwärts- und Abwärtsbetriebsart betreibbar ist.
Eine Konverterschaltung wird eingesetzt, um eine oder mehrere, geregelte Gleichstromausgangsspannungen mit gewünschten Werten zu erzeugen. Der Konverter erzeugt die geregelten Ausgangsgleichstromspannungen ausgehend von einer Gleichstromleitungsspannung (Gleichstrom-Gleichstromwandlung) oder ausgehend von einer Wechselstromleitungsspannung (Wechselstrom-Gleichstromwandlung). Im letztgennanten Fall ist ein Eingangsgleichrichter vorgesehen, um die Eingangswechselstromleitungsspannung in eine ungeregelte Gleichstromspannung gleichzurichten, welche vom Konverter genutzt wird.
Zur Erläuterung des Hintergrunds und zur Einführung arbeiten schaltbare Konverter derart, daß eine Gleichstromeingangsleitungsspannung zwischen zwei Primärwicklungen eines Transformators angelegt wird, welche außer Phase voneinander gewickelt sind. Der sich an der Sekundärwicklung ergebende Ausgang ist ein impulsbreitenmoduliertes Wechselstrom-Rechteckwellensignal, welches eine Ausgangsgröße hat, die in einer Beziehung zur Primärspannung durch das Windungsverhältnis zwischen den Sekundär- und Primärwicklungen steht. Dieses Wechselstromsignal an der Sekundärwicklung wird beispielsweise dadurch gleichgerichtet, daß es eine Kombination aus einer Vollwellen-Gleichrichterbrücke und einem Kondensatorfilter geht, um eine im wesentlichen welligkeitsfreie Ausgangsgleichstromspannung zu erhalten. Zusätzliche Sekundärwicklungen sind vorgesehen, wenn mehr als ein Gleichstromausgang benötigt wird.
Die Größe der Ausgangsgleichstromspannung bezüglich der Primärspannung ergibt sich hauptsächlich durch das Windungsverhältnis zwischen den Sekundär- und Primärwicklungen. Sie wird jedoch auch durch die Spannung oder den Strom beeinflußt, welcher an oder durch die Primärwicklungen anliegt.
Um sicherzustellen, daß die Abgabespannung oder -spannungen innerhalb ihrer vorbestimmten Grenzwerte bleiben, wird wenigstens einer der Ausgänge ständig überwacht, und die Verhältnisse an der Primärseite werden derart gesteuert, daß sichergestellt wird, daß der Ausgang innerhalb der vorgegebenen Grenzwerte bleibt.
Die typischen Spezifikationen einer Energieversorgungseinrichtung umfassen die Definition der folgenden Einzelheiten:
die nominalen Ausgangsspannungen;
die minimalen und maximalen Lastströme;
die Lastregelungen, beispielsweise die Änderung der Ausgangsspannungen für eine spezifische Änderung bei einem oder allen Lastströmen;
die Leitungsregelung, beispielsweise die zugelassene Änderung bei den Ausgangsspannungen für eine spezifische Änderung bei der Eingangsspannung;
die Kreuzregelung, beispielsweise die zugelassene Änderung bei einer spezifischen Ausgangsspannung, wenn der Strom bei einem anderen als bei diesem spezifischen Ausgang sich um eine spezifische Größe ändert;
der Eingangsleitungskehrwert, beispielsweise das Verhältnis von Maximum zu Minimum der Eingangsleitungsspannung, über welche hinweg der Konverter die Fähigkeit hat, das spezifische Leistungsvermögen bereitzustellen.
Bei einer schaltbaren Energieversorgungseinrichtung, die in US-A-4,475,149 von George C. Gallios beschrieben ist (deren Inhalt durch die Bezugnahme in vollem Umfang zum Offenbarungsgehalt zu rechnen ist) wird die Wechselstromleitungsspannung durch eine Brückengleichrichterschaltung gleichgerichtet, um eine ungeregelte Eingangsgleichstromspannung zu erzeugen. Die ungeregelte Gleichstromspannung hat einen Mittelwert oder einen Gleichstromwert, welcher Wechselstromleitungsspannungsschwankungen unterworfen ist. Ein Gleichstromeingangsfilter empfängt und filtert die Eingangsgleichstromspannung, um die Welligkeitsspannungen hiervon zu reduzieren oder zu eliminieren. Anschließend ist eine Konverterschaltung vorgesehen, um eine Gleichstromausgangsspannung von der Eingangsgleichstromspannung zu erzeugen.
Der Konverter "zerhackt" die Eingangsgleichstromspannung, um Wechselstromspannungssignale an den Sekundärwicklungen eines ausgangsseitigen Transformators zu erzeugen. Die Wechselstromspannungssignale an den Sekundärseiten werden zu geregelten Ausgangsgleichstromspannungen in der Ausgangsstufe gewandelt. Eine Ausgangsstufe umfaßt Gleichrichter- und Ausgangsfilterelemente für die Ausgangsgleichstromspannungen. Eine Steuerschaltung in der Gleichstrom-Wechselstrom- Stufe tastet die Ausgangsgleichstromspannungen ab und überwacht diese und steuert die Spannung oder den durch die Primärwicklungen des ausgangsseitigen Transformators fließenden Strom, um sicherzustellen, daß die Ausgangsgleichstromspannungen innerhalb gewisser vorgegebener Grenzwerte bleiben.
Eine typische Konverterauslegung ist in Figur 1 der Zeichnung gezeigt.
Gewisse Begriffe und Konzepte, welche sich auf schaltbare Energieversorgungseinrichtungen beziehen, werden nachstehend definiert und näher erläutert.
- "Schaltbetriebsart" als Technik bezieht sich auf einen Konverter, welcher auf dem "Zerhacken" der Gleichstromeingangsspannung mit einer hohen Frequenz (typischerweise größer als 50 kHz basiert, um diese in eine impulsbreitenmodulierte Wechselstromrechteckwellenform umzuwandeln, welche den gewünschten Mittelwert hat. Diese Technik muß einen Gleichrichterblock umfassen, um den Wechselstrom in einen ungefilterten Gleichstrom umzuwandeln, und sie muß einen einen Mittelwert bildenden Ausgangsfilter (üblicherweise ein Drosselfilter (LC-Filter)) umfassen, um die Zerhackerfrequenz in Bezug zu den Welligkeitsspannungswerten innerhalb des gewünschten Wertebereiches zu reduzieren.
- "Abtastfrequenz" bezieht sich auf die Frequenz, mit der die Steuereinrichtung die Ausgangsspannungen abtastet und einregelt.
- "Steuerbandbreitenfrequenz" bezieht sich auf die Bandbreite des Rückkopplungskreises. Diese Steuerbandbreite bestimmt den oberen Frequenzgrenzwert, bei dem die Steuerschaltung den Einfluß von Störsignalen reduzieren kann.
- "Spannungsbetriebsart" bezieht sich auf einen schaltbaren Konverter, bei dem die Impulsbreitenzeit gesteuert wird und der die Primärseite des Transformators treibende Strom durch andere Parameter, wie die Eingangsspannung und den Ausgangsfilterinduktivitätswert, beeinflußt wird.
- "Strombetriebsart" bezieht sich auf einen schaltbaren Konverter, bei dem der momentane Strom in der Filterinduktionseinrichtung unabhängig von anderen Variablen gesteuert wird, welche diesen Strom bei der Spannungsbetriebsarttopologie beeinflussen.
- "Kontinuierliches/diskontinuierliches Stromschalten" wird eingesetzt, um einen Konverter zu bezeichnen, bei dem jeweils der durch die Primärwicklung gehende Strom kontinuierlich oder diskontinuierlich ist. Bei einer diskontinuierlichen Schalteinrichtung fällt der durch die Primärseite gehende Strom auf Null vor dem Ende der jeweiligen Steuerperiode ab.
- "Nullstromabschaltung" bezieht sich auf einen "diskontinuierlichen Stromschaltkonverter" und bezeichnet die Tatsache, daß der Strom durch das Schaltelement abgeschwächt wurde, bevor gewisse Schaltelemente im Konverter ein- oder ausgeschaltet werden.
- "Serienresonanzkonverter" bezieht sich auf Konverter, bei denen eine Serienresonanzschaltungstopologie in der Gleichstrom-Wechselstromstufe zur Verarbeitung der Energie eingesetzt wird, von der aus die Ausgangsgleichstromspannungen erzeugt werden.
- "Parallelresonanzkonverter" bezieht sich auf Konverter, bei denen eine Parallelresonanzschaltung eingesetzt wird.
- "Q-Multiplikation" ist von Bedeutung im Zusammenhang mit Konvertern, die Resonanzschaltungen einsetzen und bezieht sich auf das inhärente Vermögen eines Resonanzkonverters, eine Spannung aufzubauen, welche um ein Mehrfaches, d. h. ein "Q"-faches, größer als eine Eingangsspannung ist, mit der die Resonanzschaltung verbunden ist.
- "Abwärtsbetriebsart" bezieht sich auf einen Konverter, bei dem die Betriebsspannung an der Primärwicklung des Konverters niedriger als die Eingangsspannung ist, welche an den Konverter angelegt wird.
- "Aufwärtsbetriebsart" ist ähnlich der Abwärtsbetriebsart abgesehen davon, daß die Spannung an der Primärseite größer als die Eingangsspannung ist.
Abgesehen von der selbstverständlichen Notwendigkeit, die Ausgangsgleichstromspannungen innerhalb vorbestimmter Grenzwerte unter Berücksichtigung der Eingangsleitungs oder - Ausgangslastschwankungen konstant zu halten, muß man bei der Auslegung eines Konverters darauf achten, daß der Konverter möglichst effizient arbeiten kann. Effiziente Konverter minimieren die Wärmeerzeugung. Sie sind kleiner in den Abmessungen, haben ein geringeres Gewicht und benötigen keine Wärmeabführungseinrichtungen, wie Wärmesenken, Gebläse und dergleichen. Ein ineffizientes Arbeiten eines Konverters resultiert teilweise aus der Konvertertopologie, bei der die Schaltelemente bei jedem Schaltzyklus Energie abgeben.
Es ist erwünscht, eine Schaltfrequenz zu nutzen, die so hoch wie möglich ist, um zu ermöglichen, daß die elektrischen Komponenten bei höheren Frequenzen kleiner ausgelegt werden können. Größer werdende Schaltgeschwindigkeiten jedoch führen zu mehr Schaltzyklen pro Zeiteinheit mit einer hieraus sich ergebenden Minderung der Effizienz.
Die Erfindung befaßt sich mit einem neuartigen und einzigartigen schaltbaren Konverter, welcher eine Parallelresonanzschaltungstopologie nutzt und mit einer festen Frequenz arbeitet. Zusätzlich zeichnet sich die Erfindung durch eine einzigartige, eingangsgekoppelte Induktorspule aus, welche nachstehend noch näher beschrieben wird. Die eingangsgekoppelte Induktorspule ist derart ausgelegt, daß sie die in dieser Induktorspule gespeicherte Energie am Ende eines Schaltzyklusses zu der Eingangsgleichstromspannungsquelle zurücklenkt und einen Verbrauch der induktiven Energie in den Schaltelementen des Konverters verhindert. Die Regelung der Ausgangsgleichstromspannungen wird dadurch bewirkt, daß die Phase eines Steuersignals bezüglich einer Spannungswellenform variiert wird, die durch die Resonanzkomponenten des Konverters erzeugt wird. Das Steuersignal regelt den Ausgang durch eine Impulsbreitenmodulation der Schaltelemente im Konverter.
Es ist üblich, eine Serienresonanztopologie einzusetzen, bei der die Schaltelemente des Konverters in Serie bzw. in Reihe mit der Primärwicklung des ausgangsseitigen Transformators und ferner in Serie mit einer Resonanzinduktorspule und eines Resonanzkondensators geschaltet sind.
Serienresonanzkonverter haben gewisse Vorteile. Sie minimieren die Einschaltübergangsströme bei den Schaltelementen und bei den Ausgangsgleichrichtern. Ein weiterer Vorteil bezieht sich auf die Anwendungsfälle, bei denen die Serienresonanzkonverter mit einer diskontinuierlichen Betriebsart arbeiten. Im letztgenannten Fall werden die Verluste bei den Schaltelementen minimiert und die Serientopologie ermöglicht den Einsatz von siliziumgesteuerten Gleichrichtern für die Schaltelemente.
In idealer Weise strömt der gesamte Hochfrequenzstrom bei der Serienresonanzkonvertertopologie ausschließlich durch die Schaltelemente, die Primärwicklung, die Resonanzinduktivität und durch den Resonanzkondensator. In Wirklichkeit jedoch wird die Streukapazität an der Sekundärseite des Ausgangstransformators an der Primärseite des Ausgangstransformators wiedergegeben. Die Streukapazität erscheint daher parallel zu der Primärwicklung des Ausgangstransformators. Eine derartige reflektierte Streukapazität stellt ein schwerwiegendes Problem bei Serienresonanzkonvertern dar, da ein Bypassblindleitungsweg für einige der Resonanzschaltströme erzeugt wird.
Insbesondere bei Hochspannungsanwendungen, bei denen das Windungsverhältnis des Ausgangstransformators groß ist, müssen sehr sorgfältige und extreme Maßnahmen getroffen werden, um die Streukapazität zu minimieren. Ansonsten kann eine Störung beim Arbeiten des Konverters auftreten und der Wirkungsgrad wird in signifikanter Weise herabgesetzt.
In US-A-4,212,053 wird diese Streukapazität dadurch neutralisiert, daß eine Induktivität auf der Primärseite des Transformators vorgesehen wird, welche eine Resonanzschaltung mit einer reflektierten Streukapazität bildet.
Ein weiterer Nachteil bei den Serienresonanzkonvertern ergibt sich dann, wenn diese Konverter in der "diskontinuierlichen Betriebsart" arbeiten. Eine gegebene, feste Energiemenge wird bei jedem Schaltzyklus von der Eingangsleitung zum Ausgang übertragen. Eine Steuerung des und eine Regelung von der Ausgangsspannung werden dadurch erzielt, daß die Frequenz (Steuerfrequenz) beim Betrieb variiert wird. Als Folge hiervon macht ein großer Laststrombereich einen entsprechend großen Frequenzverschiebungsbereich bei der Steuerung erforderlich. Ein solches System ist von Haus aus ungünstiger und komplizierter als ein mit festen Frequenzen arbeitendes System.
Ein Serienresonanzkonverter kann mit einer kontinuierlichen Strombetriebsart betrieben werden, wobei der nächste Schaltzyklus eingeschaltet wird, bevor der Strom von dem vorangehenden Zyklus aufgehört hat zu fließen. Bei der kontinuierlichen Betriebsart geht jedoch der Vorteil verloren, gemäß dem sich die Schaltelemente betreiben lassen, wenn der Strom gleich Null ist und hierdurch wird die Effizienz ungünstiger. Obgleich ferner die kontinuierliche Betriebsart den Vorteil einer hohen Energiedichte bietet, d. h. eine größere Energie wird bei einer gegebenen Konvertergröße erzeugt, ist der zulässige Bereich der Steuerfrequenz kleiner. Daher ist in entsprechender Weise der dynamische Steuerbereich der Abgabeenergie begrenzt.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die Erfindung zielt daher darauf ab, einen schaltbaren Konverter mit hoher Effizienz bereitzustellen.
Ferner soll nach der Erfindung ein schaltbarer Konverter bereitgestellt werden, bei welchem eine Parallelresonanztopologie genutzt wird, welche einen Abgleich der Streukapazität des Konverters gestattet.
Ferner zielt die Erfindung darauf ab, einen schaltbaren Konverter bereitzustellen, welcher eine Energieverteiler (eine Stromweg)einrichtung hat, welche derart betreibbar ist, daß nach wie vor in der Induktorspule am Ende des jeweiligen Schaltzyklus verfügbare Energie zurückgeführt bzw. zurückgewonnen wird, um die Verluste bei den Schaltelementen des Konverters zu minimieren.
Ferner soll nach der Erfindung ein schaltbarer Konverter bereitgestellt werden, welcher entweder in der Aufwärtsbetriebsart oder der Abwärtsbetriebsart betreibbar ist und welcher einen automatischen Übergang von der einen Betriebsart zur anderen gestattet.
Die vorstehend genannten und weitere Zielsetzungen nach der Erfindung lassen sich mit einem Konverter erreichen, welcher die vertrauten Funktionsblöcke einer schaltbaren Energieversorgungseinrichtung hat, welche beispielsweise einen Eingangsgleichrichter und eine Filterschaltung hat, welcher die Wechselstromenergie aufnimmt und diese Energie in eine ungeregelte Gleichstromspannung umwandelt. Ein Gleichstrom-Wechselstromschaltblock des Konverters spricht auf die Gleichstromeingangsspannung an, um hiervon ein oder mehrere Wechselspannungsignale mit unterschiedlichen Größenwerten zu erzeugen. Der Ausgangsgleichrichter und die Filterschaltungen richten die in der Gleichstrom-Wechselstromstufe erzeugten Wechselstromsignale auf eine oder mehrere Gleichstromausgangsspannungen gleich, welche für das Betreiben von Verbrauchern bzw. Lasten geeignet sind. Eine Steuereinrichtung im Gleichstrom-Wechselstrom-Block tastet wenigstens eine der Gleichstromausgangsspannungen ab und regelt die elektrischen Verhältnisse in der Gleichstrom-Wechselstrom- Stufe ein, um sicherzustellen, daß die Ausgangsgleichstromspannungen innerhalb vorbestimmter Spannungs- und/oder Stromgrenzwerte bleiben.
Insbesondere ist die Erfindung auf einen neuartigen Konverter gerichtet, welcher eine Parallelresonanzschaltungstopologie umfaßt, welche derart ausgestaltet ist, daß in zweckmäßiger Weise die Kopplung der Streukapazität im Konverter erreicht wird. Eine neuartige, gekoppelte Induktivitätsschaltung ist enthalten, welche ermöglicht, daß die Restenergie in der Resonanzschaltung bzw. im Schwingkreis am Ende des jeweiligen Schaltzyklusses zur Quellenseite zurückgeführt wird. Der Konverter arbeitet mit einer festen Steuerfrequenz.
Eine Steuerschaltung der Gleichstrom-Wechselstromstufe regelt den in den Wicklungen der Primärseite während des jeweiligen Steuerzyklus fließenden Stromes derart, daß unmittelbar ausreichend Strom an einen "Ausgangsgleichrichter- und -filter"-Schaltungsblock abgegeben wird, um die Gleichstromausgangsspannungen innerhalb ihrer zugeordneten Grenzwerte und dies trotz den Belastungs- und Eingangsleitungsschwankungen konstant zu halten. Die Steuerfrequenz ist relativ hoch, nomalerweise liegt sie in einem Bereich von 50 bis 500 kHz. Hierdurch wird eine Steuerbandbreite erzielt, welche so ausreichend hoch ist, daß die Ausgangsleitungsfrequenz in Bezug zu den Welligkeitsspannungen elektronisch geregelt werden kann, welche am eingangsseitigen Ende des Konverters vorhanden sein können. Die hohe Steuerbandbreite ermöglicht zusätzlich einen inhärenten Kurzschlußschutz, da die schnell und äußerst empfindlich ansprechende Steuerung den Konverter abschalten kann, bevor die empfindlichen elektrischen Komponenten beschadigt werden.
Der Konverter nach der Erfindung kann auf eine kontinuierliche oder diskontinuierliche Betriebsart betrieben werden und es ist ein automatischer Übergang zwischen der Abwärtsbetriebsart und der Aufwärtsbetriebsart in Abhängigkeit von den Betriebsbedingungen möglich.
Die gekoppelte Induktorspule umfaßt eine Schwingspulenwicklung und eine Erholungsinduktorwicklung, welche fest miteinander und außer Phase voneinander gekoppelt sind. Die Wicklungen des gekoppelten Induktors sind mit der Eingangsgleichstromspannung direkt oder indirekt über einen Eingangsfilter verbunden. Die Schwinginduktorwicklung ist mit dem Mittelabgriff eines Ausgangstransformators verbunden, welcher eine Primärseite mit ersten und zweiten gekoppelten und ebenfalls außer Phase liegenden Wicklungen aufweist. Jede der Primärwicklungen ist in Reihe mit einer zugeordneten Diode und einem Schaltelement geschaltet. Das Schaltelement weist einen Transistor oder dergleichen auf, welcher einen Anschluß, d. h. bei bipolaren Transistoren, einen Emitter- und einen Kollektoranschluß hat, welcher mit der Rücklauf(Masse)leitung verbunden ist. Ein Schwingkondensator ist über die Primärwicklungen des Ausgangstransformators geschaltet.
Ein oder mehrere Sekundärwicklungen des Ausgangstransformators haben ein Windungsverhältnis, welches derart gewählt ist, daß man ein Wechselstromspannungs/Stromsignal mit einer Größe erhält, welche für die Gleichstromausgangsspannungen erforderlich ist. Eine zugeordnete Vollwellen-Gleichrichterbrücke ist mit jeder der Sekundärwicklung verbunden, um das Wechselstromsignal in einen Gleichstromausgang auf eine übliche Art und Weise zu wandeln.
Eine Impulsbreitenmodulationssteuereinrichtung mit fester Frequenz von an sich bekannter Bauart tastet den Wert einer der Gleichstromausgänge ab und vergleicht diesen mit einer internen Bezugsgröße. Ein Fehlersignal bzw. ein Korrektursignal wird dann abgegeben, welches den Strom einregelt, der durch die Primärwicklungen strömt, indem der Zeitpunkt variiert wird, zu dem die Schaltelemente, welche in Serie mit den Primärwicklungen geschaltet sind, ein- und ausgeschaltet werden. Hierdurch werden die Spannungswerte der Gleichstromausgänge innerhalb spezifischer Grenzwerte konstant gehalten.
Die Konvertertopologie nach der Erfindung bietet mehrere unterschiedliche Vorteile gegenüber üblichen Konvertern. Der Schwingkondensator, welcher zu den Primärwicklungen geschaltet ist, und die Streukapazität des Konverters sind parallel zueinander. Folglich ist die Resonanzfrequenz bzw. Schwingfrequenz des parallelen Schwingkonverters durch die Werte der gekoppelten Induktorspulenwicklung, des Schwingkondensators, der Streukapazität und in einem geringeren Ausmaß durch die Induktivität der Primärwicklung bestimmt. Daher wird anstelle des Ausbildens eines störungsanfälligen und energieverbrauchenden Elements die Streukapazität in einen Aktivwert dadurch umgewandelt, daß sie einen Teil des Kondensatorteils des parallelen Schwingkreises bildet.
Ferner wird die im Konverter am Ende des jeweiligen Schaltzyklusses verbleibende Energie zur Quellenseite zurückgeleitet und wird nicht auf ineffektive Weise verbraucht. Da ferner die Effekte der Schaltineffizienzen herabgesetzt sind, kann der Konverter mit höheren Frequenzen betrieben werden. Die höheren Frequenzen ihrerseits erzeugen eine sehr hohe Steuerbandbreite, wodurch man ein sehr enges und schnelles Ansprechverhalten erhält. Daher kann die Steuereinrichtung selbst die Hochfrequenzwelligkeitsspannungen reduzieren oder eliminieren, wodurch sich die Auslegung des Ausgangsfilters vereinfacht. Zusätzlich ermöglicht das schnelle Ansprechverhalten, daß ein inhärenter Kurzschlußschutz als Eigenschaft bereitgestellt wird, da der Konverter diesen erkennen und der Konverter abgeschaltet werden kann, bevor empfindliche elektrische Komponenten unter Kurzschlußbedingungen beschädigt werden.
Weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachstehenden Beschreibung im Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN:

Figur 1 ist ein Blockdiagramm eines schaltbaren Konverters.
Figur 2 ist ein Schaltdiagramm für den Gleichstrom- Wechselstrom-Konverter und für den Ausgangsgleichrichter und die Filterblöcke nach Figur 1.
Figuren 3 und 4 sind Ersatzschaltkreise für die Schaltung nach Figur 2, welche dazu genutzt wird, die Arbeitsweise der bevorzugten Schaltung zu erläutern.
Figuren 5A-5E sind Zeitdiagramme zur Verdeutlichung der Signale unter Zuordnung zu dem Konverter nach der Erfindung.

DETAILIERTE BESCHREIBUNG EINER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Eine Grundausführungsform eines Blockdiagramms eines schaltbaren Konverters ist in Figur 1 gezeigt.
Ein Leistungskonverter 10 nach der Erfindung spricht auf eine Wechselstromeingangsenergie von einer Spannungsquelle 12 an. Die Wechselstromenergie, welche einphasig oder mehrphasig vorliegen kann, wird von dem eingangsseitigen Gleichrichter- und Filterblock 14 aufgenommen, welcher die Wechselstromenergie gleichrichtet, um am Ausgang 18 hiervon eine Eingangsleitungsgleichstromspannung 16 zu erzeugen. Der eingangsseitige Gleichrichter- und Filterblock 14 ist von an sich bekannter Bauart und kann Brückengleichrichter zum Gleichrichten des Wechselstromausganges, einen Drosselfilter (LC-Filter) zum Filtern und Speichern der gleichgerichteten Energie und eine geeignete EMB-Schaltung zur Reduzierung der elektromagnetischen Strahlung in der Wechselstromversorgung 12 und/oder zur Umgebung hin umfassen.
Die Eingangsleitungsgleichstromspannung 16 wird an den Gleichstrom-Wechselstrom-Konverter 20 angelegt, bei dem die Eingangsleitungsspannung "zerhackt" wird, um eine Wechselstromsignalwellenform 22 an einem Ausgang 24 zu erzeugen. Die Spitzenwertgröße des Wechselstromsignals 22 ist primär durch das Windungsverhältnis eines Transformators im Gleichstrom-Wechselstrom-Konverter 20 bestimmt. Das Windungsverhältnis ist derart gewählt, daß die Gleichrichtung eines Wechselstromsignales 22 in der Ausgangsgleichrichter- und Filterschaltung 26 an einem Ausgang 30 eine Ausgangsgleichstromspannung 31 mit einer spezifischen Größe erzeugt, welche zum Betreiben eines Verbrauchers 32 erforderlich ist.
Die Impedanz einer Last bzw. eines Verbrauchers 32 und die Pegel- und Welligkeitsspannungen, welche der Eingangsleitungsgleichstromspannung 16 zugeordnet sind, können in großen Bereichen in Abhängigkeit von den externen Bedingungen schwanken. Die Ausgangsgleichstromspannung 31 muß derart geregelt werden, daß sie innerhalb gewisser, vorgegebener Grenzwerte trotz dieser Schwankungen bleibt. Hierzu spricht die Steuereinrichtung 28 auf die Spannung der Ausgangsgleichstromspannung 31 an, indem Steuersignale erzeugt werden, welche an den Gleichstrom-Wechselstrom-Konverter 20 angelegt werden. Die Steuersignale regeln die Stromgröße oder die Größe des Wechselstromsignals 22 derart, daß die Ausgangsgleichstromspannung 31 trotz dieser Schwankungen bei der Lastimpedanz und dem Eingangsleitungswert oder der Welligkeit relativ konstant bleibt.
Die Erfindung stellt eine neuartige und verbesserte Topologie für einen Gleichstrom-Wechselstrom-Konverter bzw. Wandler 20 bereit. Die Topologie vereinfacht die Struktur des Ausgangsgleichrichter- und Filters 26 in Figur 1.
Unter Bezugnahme auf Figur 2 ist die Eingangsleitungsgleichstromspannung 16 nach Figur 1 in der Leitung 34 in Figur 2 verfügbar. Die Spannung 16 ist mit der gekoppelten Induktivität 38 verknüpft, welche von einer eng gewickelten Schwinginduktionswicklung 36 und einer Erholungsinduktorwicklung 40 gebildet wird, welche in den dargestellten Phasen liegen und welche ein Windungsverhältnis von 1:1 haben. Ein Anschluß der Schwinginduktivität 36 ist mit der Leitung 34 verbunden, und der andere Anschluß 50 der Schwinginduktivität 36 ist mit dem Mittelabgriff 52 des Ausgangstransformators 53 verbunden. Die Erholungsinduktorspule 40 ist an einem Ende mit Masse 42 und am anderen Ende 44 mit der Leitung 34 über eine Diode 46 verbunden. Die gekoppelte Induktivität 38 kann von einer Bifilarwicklung gewickelt werden.
Der Ausgangstransformator 53 ist ein Transformator mit Mittelabgriff, welcher symmetrische Primärwicklungen 56 und 58 hat, deren Phasen gezeigt sind, und eine Sekundärwicklung 72 hat, welche ein Windungsverhältnis A hat und mit der Primärwicklung durch einen Kern 54 gekoppelt ist. Ein Schwingkondensator 64 ist zwischen die Primärwicklungen 56 und 58 geschaltet. Die Primärwicklung 56 hat einen Stromdurchgang zu der Rückführungsleitung 70 über eine Diode 60 und einen Schalter 66. Der Strompfad der Primärwicklung 58 geht durch die Diode 62 und den Schalter 68. Die Schalter 66 und 68, welche als mechanische Schalter beispielhaft verdeutlicht sind, werden vorzugsweise von Halbleiterschaltern, wie bipolaren Transistoren, sillziumgesteuerten Gleichrichtern, Feldeffekttransistoren oder anderen Schalteinrichtungen gebildet.
Ein Wechselspannungssignal 22 an der Sekundärwicklung 72 wird durch den Vollwellen-Brückengleichrichter 24 erhalten und durch denselben gleichgerichtet, welcher, wie in der Zeichnung verdeutlicht, entsprechend angeordnete Dioden 78, 80, 82 und 84 umfaßt. Der Gleichrichter 74 gibt an seinen Gleichstromanschlüssen 83 und 85 eine Gleichstromausgangsspannung 86 ab, welche eine Spannung E&sub0; hat. Die Spannung 86 wird an den Verbraucher bzw. die Last 88 (allgemein gesprochen den Verbraucher 32 in Figur 1) angelegt, bei dem es sich in Figur 2 um einen mit einem Widerstand behafteten Verbraucher handelt, wobei es sich aber auch um eine Last handeln kann, welche Blindkomponenten enthält. Ein Ausgangskondensator 76 ist zwischen die Gleichstromanschlüsse 83 und 85 des Brückengleichrichters 74 geschaltet.
Die Kapazität CS, welche in gebrochenen Linien an der Sekundärwicklung 72 verdeutlicht ist, stellt die allverbreitete und unvermeidbare Streukapazität dar, welche immer an der Sekundärseite des Konverters 10 vorhanden ist.
Die vorstehend bereits erwähnte Steuereinrichtung 28 ist eine Impulsbreitenmodulatorsteuereinrichtung, welche zwischen der Gleichstromausgangsspannung 86 und den Schaltern 66 und 68 des Gleichstrom-Wechselstrom-Konverters 20 angeordnet ist. Da die Steueranschlüsse der Schalter 66 und 68 elektrisch in der Nähe von Massepotential sind, lassen sich die Schalter leicht mit einfach reproduzierbaren und auf Masse bezogenen Signalen steuern, welche von der Steuereinrichtung 28 bereitgestellt werden. Die Steuereinrichtung 28 arbeitet mit einer sehr hohen Schaltfrequenz, welche üblicherweise zwischen 50 und 500 kHz liegt. Während jeder Steuerperiode oder in anderen Worten ausgedrückt, während jeder Halbperiode, wird einer der Schalter 66 und 68 zweimal ein- und dann ausgeschaltet, wodurch die an die Sekundärseite abgegebene Energie derart geregelt wird, daß man eine Ausgangsspannung 86 innerhalb gewisser vorgebener Grenzwerte erhält. Die eigentliche Auslegung der Impulsbreitenmodulatorsteuereinrichtung 28 ist an sich üblich. Die Steuereinrichtung enthält eine interne Energiequelle, Komparatoren für das Vergleichen der Gleichstromausgangsspannung mit einem internen Bezugswert, eine Frequenzquelle, welche die Steuerfrequenz bestimmt, mit der die Schalter 66 und 68 getriggert werden und Ausgangsabtast- und weitere Komponenten, welche der Steuerung des Gleichstrom-Wechselstrom-Konverters 20 zugeordnet sind. Die Schaltung nach Figur 2 bildet einen Gleichstrom-Wechselstrom-Konverter, welcher eine parallele Schwingkreistopologie nutzt und welcher mit einer festen Steuerfrequenz betreibbar ist. Sie umfaßt auch eine neuartige und einzigartige gekoppelte Induktorspule 38, welche zusammen mit den anderen Elementen des Konverters 30 auf die nachstehend beschriebene Weise arbeitet.
Die Steuereinrichtung 28 enthält einen Frequenzoszillator, welcher eine Grundsteuerperiode Tp erzeugt. Die Schaltfrequenz ist normalerweise auf einen Wert im Bereich zwischen 50 und 500 kHz eingestellt. Für eine Schaltfrequenz von 100 kHz macht jede Steuerperiode Tp 10 Mikrosekunden aus und hat zwei Halbwellenunterperioden, welche jeweils 5 Mikrosekunden ausmachen. Typischerweise wird während eines ersten Halbzyklusses der Steuerperiode einer der Schalter, beispielsweise der Schalter 66, zuerst geschlossen und dann geöffnet, und während des zweiten Halbzyklusses der Steuerperiode wird der zweite Schalter 68 geschlossen und dann geöffnet.
Bei jeder Betätigung der Schalter 66 und 68 strömt der Strom von der Eingangsleitungsgleichstromspannung 34 zu einer der zugeordneten Primärwicklungen 56 oder 58. Da die beiden Primärwicklungen außer Phase zueinander sind, ist die Spannung an der Sekundärwicklung 72 ein Wechselstromsignal 22, welches eine allgemeine Wellenform hat, wie beispielsweise in Figur 1 gezeigt ist. Das Wechselstromsignal 22 nimmt daher ein Schalten mit der Frequenz des Frequenzoszillators vor, welcher der Steuereinrichtung 28 zugeordnet ist.
In einer ersten Annäherung ist die Größe der Ausgangsgleichstromspannung 68 durch das Windungsverhältnis A, welches dem Ausgangstransformator 53 zugeordnet ist, die Leitungsspannung und die relative Einschaltzeitdauer bestimmt. Jedoch wird der genaue Wert der Spannung 86 ferner durch die Steuereinrichtung 28 geregelt, welche die Impulsbreitenmodulationsdauer während jedes Halbzyklusses steuert, während dem die Schalter 66 oder 68 in ihrem geschlossenen Zustand, d. h. im leitenden Zustand, bleiben. Da die Energie an die Sekundärseite nur während der Zeit abgegeben wird, wenn einer der Schalter geschlossen ist, steuert das Schließintervall in einem gewissen Ausmaß die Energie und somit die Spannung, welche zum Ausgangskondensator 76 abgegeben wird. Hierdurch läßt sich der Wert der Ausgangsgleichstromspannung 86 auf genaue Weise steuern.
Die Schwinginduktivität 36, der Schwingkondensator 64 und die Streukapazität CS bilden zusammen einen Schwingkreis, welcher mit einer gegebenen Resonanzfrequenz während der Periode schwingt, während der eine der Schalter 66 oder 68 geschlossen ist. Zu Beginn im Laufe des kurzen Intervalls am Beginn des jeweiligen Halbzyklusses in der Steuerperiode sind beide Schalter 66 und 68 offen. Jedoch wird eine gewisse Anfangsladung im Kondensator 64 in Form einer Spannung von einem vorangehenden Steuerzyklus gespeichert. Sobald einer der Schalter 66 oder 68 geschlossen ist, beginnt Strom in den Schwingkreis zu strömen und es wird durch die Schwingung eine Spannung an einer der Primärwicklungen 56 oder 58 aufgebaut, in Abhängigkeit davon, welcher der Schalter 66 oder 68 geschlossen ist. Schließlich wird die Spannung an einer der Primärwicklungen schnell größer, und es wird eine Spannung an der Sekundärwicklung 72 aufgebaut, welche sich dem Spannungswert EO anzunähern beginnt, welcher an dem Ausgangskondensator 76 vorhanden ist. Die Spannung an der Sekundärwicklung 72 wird schließlich so ausreichend groß, um die Dioden des Brückengleichrichters 74 mit einer Vorspannung zu beaufschlagen. Zu diesem Zeitpunkt kann die Energie zu dem Ausgangskondensator 76 abgegeben werden. Der letztgenannte Kondensator wird durch seine Auslegung derart gewählt, daß er einen Wert von wenigstens 100-fach größer als die Kombination aus Kapazität des Schwingkondensators 64 und der Streukapazität CS hat. Wenn dieser Kondensator 76 der vorherrschende wirkende wird, dann sind die Dioden mit einer Vorspannung beaufschlagt. Für die Sekundärseite bildet daher der Kondensator 76 eine Konstantspannungssenke. Als Folge hiervon wird die Spannung am Kondensator 76 nicht nennenswert größer, und die Energie von dem Ausgangstransformator 53 wird in eine Ladung an dem Kondensator 76 umgewandelt, welche erforderlich ist, um den Ausgang 86 auf Nennspannung zu halten. Gegebenenfalls erkennt die Steuereinrichtung 28, welche die Ausgangsspannung 86 ständig abtastet und überwacht, daß der Kondensator 76 auf seinen vollständigen Wert aufgeladen ist. Zu diesem Zeitpunkt öffnet die Steuerung 28 den Schalter 66 oder 68, welcher während der vorangegangenen Halbwellenperiode eingeschaltet war.
Zu diesem Zeitpunkt, zu dem der geschlossene Schalter 66 oder 68 geöffnet wird, ist nach wie vor noch eine gewisse Energiemenge in der Schwinginduktorspule 36 gespeichert. Anstelle daß die Energie abgegeben oder abgestrahlt werden kann (und somit verloren geht) über den Schalter 66 oder 68, wird die Energie zur Erzeugung einer gegenmotorischen Kraft genutzt, welche mit der Rückgewinnungswicklung 40 der gekoppelten Induktorspule 38 verbunden ist. Folglich wird eine Spannung an der Erholungswicklung bzw. der Rückgewinnungswicklung 40 aufgebaut, wodurch die Diode 46 mit einer Vorspannung beaufschlagt wird, und wodurch in effektiver Weise der zusätzliche Strom zu der Spannungsquelle Vin zurückgeführt wird, welche am Eingangsgleichrichter- und Filterblock 14 vorhanden ist, wie dies in Figur 1 gezeigt ist.
Wenn man annimmt, daß der Schalter 66 während der ersten Halbwellenperiode arbeitet, arbeitet der Schalter 68 dann in der zweiten Halbwellenperiode derart, daß während jeder gegebenen Steuerperiode Tp der gesamte Verfahrensablauf wiederholt wird. Einige zusätzliche Einzelheiten, welche die Arbeitsweise der Schaltung nach Figur 2 beeinflussen, werden nachstehend angegeben. Die Streukapazität CS, welche üblicherweise den Betrieb eines Serienschwingkreises stört, wird effektiv als eine Kapazität A²CS wiedergegeben ("A" ist das Windungsverhältnis des ausgangsseitigen Transformators 53). Die Kapazität A²CS ist parallel zu dem Schwingkondensator 64 und kann zu diesem addiert werden. Die erhaltene Parallelschwingschaltung umfaßt daher eine Schwinginduktorwicklung 36 und die kombinierte Kapazität aus Schwingkondensator 64 und reflektierter Streukapazität A²CS. Der Wert dieser Komponenten erzeugt eine vorbestimmte Resonanzfrequenz, welche für eine gegebene Konverterauslegung fest ist. Mit der Kenntnis dieser Resonanzfrequenz wird der Frequenzoszillator der Steuereinrichtung 28 derart gewählt, daß man eine Steuerzeitperiode Tp erhält, deren Frequenz etwa 40 % der Resonanzfrequenz ausmacht. Daher kann in jedem gegebenen Halbzyklus der Steuerfrequenz die Resonanzfrequenz wenigstens etwa einen Resonanzzyklus durchlaufen.
Da darüberhinaus der Schwingkondensator 64 von der schaltungstechnischen Auslegung aus gesehen parallel zu der Streukapazität CS geschaltet ist, kann der Kondensator 64 physikalisch entweder der Primärwicklung oder der Sekundärwicklung 72 zugeordnet werden oder er kann in zwei Teile unterteilt werden und sowohl der Primärwicklung als auch der Sekundärwicklung zugeordnet werden. Die Wahl der Lage des Kondensators 64 wird durch die Betrachtungen vorgegeben, welche davon abhängig sind, ob der Konverter für den Betrieb mit Niederspannung oder Hochspannung genutzt wird. Die Wahl erfolgt derart, daß die Parameter hinsichtlich der Größe und des Gewichts des Konverters optimiert sind. Wenn man den Kondensator 64 der Sekundärwicklung zuordnet oder wenn man die effektive Resonanz der Schaltung ermittelt, ist in sorgfältiger Weise die physikalische Lage eines Kondensators an dem Ende des Sekundärwicklung zu wählen.
Die Konvertertopologie nach Figur 2 kann sowohl in der Aufwärtsbetriebsart als auch in der Abwärtsbetriebsart arbeiten. Bei einer Abwärtsbetriebsart ist die Spannung, welche sich an den Primärwicklungen 56 und 58 aufbaut, kleiner als die Spannung Vin. Bei einer Aufwärtsbetriebsart ist diese Spannung größer als Vin. Der Q-Multiplikationseffekt, welcher den Schwingkreisen zugeordnet ist, vermittelt das Vermögen, eine große Spannung zu erzeugen und ausreichend Anfangsladung zu speichern, welche gestattet, daß die Konverterschaltung über einen großen Bereich einer Eingangsleitungsgleichstromspannung Vin arbeiten kann. Der Konverter 20 stellt hierbei ein hohes "Eingangskehrwertsverhältnis" bereit, welches sich auf 5 oder größer beläuft.
In der Praxis bedeutet dies, daß ein Konverter, welcher derart ausgelegt ist, daß er nominell bei 100 Volt mit einer Gleichspannungsquelle (Vin) arbeitet, die Gleichstromausgangsspannung innerhalb vorgegebener Grenzwerte selbst dann regeln und konstant halten kann, wenn Vin zwischen 40 bis 200 Volt, d. h. 200 ÷ 40 = 5 variiert.
Die Kombination der hohen Schaltfrequenz, welche man bei dieser Topologie erhält und mit dem Vermögen der Schaltung, daß sie gemäß einer diskontanuierlichen Betriebsart arbeiten kann, eröffnet die Möglichkeit, einen guten Kurzschlußschutz bereitzustellen, während dem die Energie zum Gleichrichterfilter 26 innerhalb einer sehr kurzen Zeit (einigen Mikrosekunden) abgeschaltet werden kann, d. h. er kann abgeschaltet werden, bevor empfindliche elektrische Komponenten beschädigt werden können. Beispielsweise führt die typische 100 kHz-Schaltfrequenz zu einer 5us Halbperiode. Das Vermögen des Betriebs bei diskontinuierlicher Betriebsart macht es erforderlich, daß der Strom in der Schaltung auf Null innerhalb dieser Halbperiode absinken muß und üblicherweise innerhalb eines Bruchteils dieser Halbperiode und dessen Intervall abfällt. Selbst wenn die Schaltung gemäß einer kontinuierlichen Betriebsart arbeitet, wird bei der Topologie gemäß dieser Patentanmeldung das Vermögen aufrechterhalten, daß momentan eine Umschaltung auf eine diskontinuierliche Betriebsart möglich ist. Man kann daher immer erreichen, daß die Energieabgabe von der Leitung zum Ausgang innerhalb einiger Mikrosekunden ausgehend von der Zeit abgeschaltet wird, zu der der Befehl kommt, daß die Energieabgabe zum Ausgang aufhören soll, und zwar selbst dann, wenn eine Betriebsweise in kontinuierlicher Betriebsart vorhanden ist.
Eine genauere Analyse der Schaltung nach Figur 2 wird nachstehend unter Bezugnahme auf die Figuren 3 bis 5 angegeben. Figur 3 ist eine vereinfachte schematische Darstellung von Figur 2, welche dem Leser die Arbeitsweise des Konverters nach Figur 2 in erleichteter Weise vermitteln soll. Wie gezeigt ist der Kondensator 64 in Figur 3 den Primärwicklungen 56 und 58 zugeordnet. Da diese Wicklungen eng gekoppelt sind, beispielsweise der magnetische Koeffizient der Kopplung ist nahe bei 1,0, sind die Spannungen an den jeweiligen Wicklungen 56 und 58 gleich, und (wie dies mit dem Polaritätspunkt gezeigt ist) sind sie außer Phase voneinander. Daher kann infolge der Transformatorwirkung der Wicklungen 56 und 58 der Kondensator 64 durch zwei Kondensatoren 92 und 94 ersetzt werden, welche wie in Figur 3 gezeigt geschaltet sind. Dieser Ersatz bringt keinerlei Änderung hinsichtlich der Arbeitsweise der Schaltung vorausgesetzt, daß die jeweiligen Kondensatoren 92 und 94 einen Wert haben, der sich auf das Zweifache der Kapazität des Kondensators 64 beläuft.
Wie vorstehend bereits angegeben ist, dauert ein Arbeitszyklus eine Zeitdauer Tp und umfaßt zwei Halbperioden, welche jeweils einen Unterzyklus bilden. Wenn man sich nunmehr auf einen Unterzyklus konzentriert, wird angenommen, daß der Schalter 68 während dieser Unterzyklusperiode offen bleibt. Der Schalter 66 jedoch wird zuerst geschlossen (er wird leitend) und dann wird er während dieser Unterzyklusperiode geöffnet.
Die Transformatorwirkung der Primärwicklungen 56 und 58 ermöglicht, daß die Kondensatoren 92 und 94 (welche jeweils einen Wert von 2CP haben) als ein einziger Kondensator 96 dargestellt werden können, wie dies in Figur 4 gezeigt ist und der einen Wert von 4CP hat. Die Kapazität, welche bei der Ermittlung der Resonanzfrequenz der Schaltung nach Figur 4 eingeht, muß sich ebenfalls auf die Kapazität CS (die Streukapazität) beziehen, welche zu der Primärschaltung paralell zum Kondensator 96 abgegeben wird. Die Streukapazität hat einen Wert CS, wenn die Brücke 74 nicht leitend ist, und einen Wert CS + CF (die Kapazität des Ausgangskondensators 76), wenn die Brücke 74 leitend ist.
Der Ausgangstransformator 53 hat ein Windungsverhältnis "A", wobei N gleich NS/NP ist. Daher beläuft sich der Effektivwert von CS an der Primärseite auf A²CS, wie dies in Figur 4 gezeigt ist. Ro, welcher den Verbraucher 88 an der Sekundärseite darstellt, wird als Hauptausgangstransformator-Primärhälfte 56 in Form eines Wertes Ro/A² wiedergegeben.
Die vereinfachte Schaltung nach Figur 4 umfaßt die Induktivität Lp, welche die Induktivität der Primärwicklung 56 darstellt. Hierdurch wird die Schaltungstransformation von Figur 2 zu der Schaltung nach Figur 4 vervollständigt.
Nunmehr unter Bezugnahme auf die Figuren 5A-5E ist zu berücksichtigen, daß eine Restladung an dem Kondensator 96 nach Figur 4 von dem unmittelbar vorangehenden Steuerzyklus auftritt. Dies wird als der "Anfangszustand" für die Schaltungsanalyse wiedergegeben. Die Zeit t&sub0; ist als jene Zeit definiert, wenn t = 0. Zur Zeit t&sub0; in Figur 5A sind beide Schalter 66 und 68 offen und es ist eine Spannung E&sub0; (welche gleich der Ausgangsgleichstromspannung ist) an dem Kondensator 76 vorhanden. Da ferner die Schalter 66 und 68 offen sind, ist in der Sekundärwicklung 72 kein Strom vorhanden und keine der Dioden 78, 80, 82 und 84 ist leitend. Unter diesen Umständen ist die Spannung Vs an der Sekundärwicklung 72 niedriger als E&sub0;, und der Ausgangskondensator 76 ist effektiv von der Schaltung abgekoppelt.
Lp der Induktivitätswert jeder primären Induktivitätshälfte ist durch die Auslegung sehr groß. Daher strömt ein unbedeutender Strom von dem Kondensator 96 während den Halbwellenzeitintervallen des Konverters ab. Der hohe Lp-Wert stellt auch sicher, daß der Kondensator 96 sich nicht in nennenswerter Weise während der Zeit entlädt, wenn die Schalter 66 und 68 offen sind. Daher ist die Spannung VS an der Sekundärwicklung 72 hinsichtlich der Größe sehr nahe an und nur geringfügig niedriger als die Spannung Eo. Die Spannung Vp (siehe Figur 4) an der ausgangsseitigen Transformatorprimärwicklung 56 ist gleich etwa E&sub0;/A und hat eine wie gezeigte Polarität. Während dieses Anfangsintervalls fließen Ströme i&sub1; und iB jeweils durch die Schwinginduktorspule 36 und die Rückgewinnungsinduktorspule 40, welche Null sind. Die Spannung zwischen den offenen Anschlüssen des Schalters 66 ist daher gleich Vin + Vp, da keine Spannung an der Induktorspule 36 zu diesem Zeitpunkt auftritt.
Die Wellenformen, welche in den Figuren 5A bis 5E gezeigt sind, zeigen gewisse Ausgangssignale, welche der vereinfachten Schaltung nach Figur 4 zugeordnet sind. Die Bedingungen zur Zeit t&sub0; wurden vorstehend beschrieben. Die Spannung Vp kann einen Wert haben, welcher kleiner als Vin ist, wobei der Konverter in diesem Fall in einer Abwärtsbetriebsart arbeitet, oder sie kann einen Wert haben, welcher größer als Vin ist, wobei in diesem Fall der Konverter in einer Aufwärtsbetriebsart arbeitet. Die Signalwellenformen variieren in Abhängigkeit davon, ob der Konverter in einer Aufwärtsbetriebsart oder einer Abwärtsbetriebsart arbeitet. Daher zeigt die links liegende Seite in Figur 5 die Wellenformen bei der Abwärtsbetriebsart und die rechts liegende Seite zeigt die Wellenformen bei der Aufwärtsbetriebsart.
Lp in Figur 4, die Primärwicklungsinduktivität einer der Primärwicklungen 56 oder 58 ist durch die Auslegung einige Male größer als die Induktivität der Schwingungsinduktivität 36. Daher kann Lp bei den Ermittlungen vernachlässigt werden, und man erhält nach wie vor noch eine adäquate Angabe für das Ansprechverhalten des Konverters.
Während des Beginns der Halbperiode ist die Spannung VS (Figur 2) kleiner als die Spannung E&sub0; und daher ist keiner der Ausgangsgleichrichter 78, 80, 82 und 84 leitend. Daher sind R&sub0; und Cf durch die Gleichrichter (78, 80, 82 & 84) isoliert und bilden keinen Teil der aktiven Schaltung. Der resultierende Ersatzschaltkreis enthält die Schwinginduktivität 36 in Reihenschaltung zu der Parallelkombination aus den Kapazitäten 4Cp und A²Cs. Die beiden Kapazitäten können als eine Kapazität C&sub1; = 4Cp + A²Cs betrachtet werden.
Zurückkehrend auf die Figuren 5A-5E beginnt zu einem Zeitpunkt T&sub0; ein Halbzyklussteuerungsablauf mit dem Schließen des Schalters 66. Hierdurch wird bewirkt, daß die Spannung VD1(t) (Figur 4) sich abrupt von dem Anfangswert Vin + Vp auf Null Volt ändert, da sie zur Rücklaufleitung 70 vorgeladen ist. Dies bewirkt, daß eine Spannung Vin + Vp an der Schwinginduktorspule 36 mit der positiven Spannung an der Polaritätsstelle der Induktorspule 36 günstiger wird. Durch die Transformatorwirkung tritt die gleiche Spannung an der Rückgewinnungswicklung 34 mit umgekehrtem Vorzeichen durch die Vorspannungsdiode 46 auf. Daher fließt kein Strom in der Rückgewinnungsinduktorspule 40 zu diesem Zeitpunkt. Da zu diesem Zeitpunkt der Schalter 66 geschlossen ist und ein Pfad von Vin zur Rücklaufleitung 70 hergestellt wird, beginnt der Schwingkreisstrom nach Maßgabe einer Wellenform zu leiten, welche mit VM(t) bezeichnet ist. Üblicherweise würde in uneingeschränkter Weise die Wellenform VM(t) ausgehend von einem Anfangswert von -Vp über ein Strommaximum (welches auftritt, wenn VM(t) gleich Vin ist) bis zu einem Spitzenwert von 2Vin + Vp schwingen.
Nach einem Intervall TA auftretend bei t = tA, ist die Spannung am Kondensator C1, welche zu Beginn einen Wert -Vp (bezüglich der Rückführungsleitung 70) hatte, in eine elektromagnetische Energie umgewandelt, welche in der Schwinginduktivität 36 gespeichert wird, wie dies mit einem Strom i&sub1; angegeben ist. Wenn die Schaltung weiterschwingt, wird die elektromagnetische Energie in der Induktorspule 36 in elektrostatische Energie im Kondensator C1 zurückgewandelt, abgesehen von der Spannungspolarität am Kondensator C1, welche umgekehrt wird. Die Energie strömt zwischen der Induktorspule 36 und dem Kondensator C1 hin und her, abgesehen von geringfügigen Verlusten bei der Umwandlung. Diese Energierückgewinnung und der Erholungsprozeß tragen in signifikanter Weise zu dem Gesamtwirkungsgrad der Konvertertopologie nach der Erfindung insbesondere bei hohen Schaltsteuerfrequenzen oder Anwendungsfällen mit hoher Spannung bei. Im letztgenannten Falle verursacht die Streukapazität, welche von der Sekundärseite zu der Primärseite zurückgebracht wird, beträchtliche Verluste durch die Abführung bei den Halbleiterschaltern, wenn sie viele Male pro Sekunde einund ausgeschaltet werden.
Ein Beispiel verdeutlicht dies. Eine Streukapazität von lediglich 25 Picofarad auf der Sekundärseite (es wird ein Fall mit einer hohen Spannung angenommen) und mit einem Windungsverhältnis von 100 führt zu einer großen Kapazität von 0,25 Mikrofarad auf der Primärseite. Dies stellt eine hohe Kapazität dar, wodurch signifikante Verluste verursacht werden können und die Effizienz bei größer werdender Steuerfrequenz herabgesetzt wird. Mit der Erfindung jedoch kann die Schaltfrequenz vergrößert werden, ohne daß sich derartige Schwierigkeiten wie beim Stand der Technik ergeben. Als Vorteil ergibt sich daher eine sehr schnelle Ansprechzeit bei dem Steuerkreis der Steuereinrichtung 28, und die Abmessungen und das Gewicht der Energieversorgungskomponenten lassen sich reduzieren.
Zurückkehrend zu der Schaltungsanalyse wird während des ersten Intervalls TA die Steuerfrequenz bestimmt durch die Werte der Induktorspule 36 und des Kondensators C&sub1; während der Periode von t = t&sub0; bis t = tA. Somit ergibt sich folgendes:
und
WA = 2*PI*FA
C&sub1; stellt die Summe aller Kapazitäten abgesehen von Cf, des Wertes des Kondensators 76 dar.
Die charakteristische Impedanz dieses Schwingkreises während dieses Zeitintervalls ist ZOa, wobei gilt:
ZOa = [L&sub3;&sub6;/C&sub1;]
Während des Intervalls von t&sub0; zu tA sind daher die Gleichungen für die Spannung VM(t) und dem Strom i&sub1;(t) wie folgt:
Vm(t) = -((Vin+Vp)*Cos(WA*t)) + Vin
wobei Vin + VP die maximale Spannung an der Schwinginduktorspule 36 ist.
i&sub1;(t) + IMA*Sin(WA*t),
wobei IMA = (Vin+ Vp)/ZOa.
Zu dem Zeitpunkt also, wenn t gleich tA ist, hat die Spannung an der Primärtransformatorwicklung einen Wert, welcher so ausreichend groß ist, daß die Spannung an der Sekundärseite Vs gleich Eo, der Ausgangsgleichstromspannung, ist. Hierdurch werden die Dioden mit einer Vorspannung in der Brücke 74 beaufschlagt, und dies bewirkt, daß der Kondensator 76 eine Auswirkung auf die Primärseite des Transformators 53 hat.
Durch die Wahl des Wertes Cf des Kondensators 76, welcher wesentlich größer als jener der Streukapazität Cs gewählt ist und wesentlich größer als die Schwingkapazität 64 gewählt ist, vorzugsweise 100 mal größer als die Summe aus diesen beiden gewählt ist, ergibt sich im allgemeinen der Fall, daß der Ausgangskondensator 76 einen großen Wert im Vergleich zu dem kleineren als ein Nanofarad-Wert der anderen Kapazitäten hat.
Es trifft daher zu, daß man ohne die Analyse zu beeinträchtigen, annehmen kann, daß Cf sehr groß ist und daher die Kapazität, welche zum Schwingkreis addiert wird, im wesentlichen äquivalent zu einer Batterie ist, die aufgeladen wird (eine Konstantspannungssenke). Diese Vorspannung VM(t) zur Spannung Vp während der Dauer tA bis tb oder in anderen Worten während des Zeitintervalls TB ist daher gegeben. Obgleich die Kopplung VM(t) zu der Spannung Vp gegeben ist, beläuft sich bei t = tA der Strom durch die Schwinginduktorspule 36 auf:
i&sub1;(tA) = IMA*(SinWA*tA)
Bei t = tA ist die Spannung an der Induktorspule L36 (üblicherweise bezeichnet mit VL36) gleich:
VL36 = Vin - Vp für 0 TA< T0/4 (Abwärtsbetriebsart)
oder
VL36 = Vp - Vin für T0/4 TA T0/2 (Aufwärtsbetriebsart).
Die Spannung VL36 an der Induktorspule 36 bewirkt eine Änderungsrate des Stroms i&sub1; durch die Induktorspule während des Zeitintervalls tA t tB, wobei die Auslegung derart getroffen sein sollte, daß gilt di&sub1;(tB)/dt ist, wobei gilt:
di&sub1;(tB)/dt = VL36/L36
Da Vin größer als Vp bei der Abwärtsbetriebsart während des Intervalls TB ist, wird der Strom durch die Induktorspule 36, welcher mit i&sub1;(tab) bezeichnet ist, größer. Wie in Figur 5D gezeigt ist, wird während dieses Intervalls der Strom i&sub1;(t) mittelmäßig größer. Der gleiche Strom erzeugt einen Strom auf der Sekundärseite zum gleichen Zeitpunkt, wodurch elektrische Ladung zum Kondensator 76 abgegeben wird, was erforderlich ist, um die mittlere Spannung am Kondensator 76 auf einem Wert E&sub0; zu halten, d. h. die Spannung zu regeln. Die Ladung ist das Integral des Stroms i&sub1;(t) während des Intervalls TB. Die Steuereinrichtung 28 überwacht die Spannung E&sub0;, und wenn festgestellt wird, daß die abgegebene Ladung ausreichend ist, wird der Schalter 66 geöffnet, und eine zweite Steuerphase während dieser Halbwellensteuerperiode ist abgeschlossen.
Für eine gegebene Steuerschaltfrequenz Fs von beispielsweise 100 Kilohertz, umfaßt ein vollständiger Steuerzyklus das Schließen und Öffnen beider Schalter 66 und 68 in Abfolge. Da die Spannung E&sub0; auf das Zweifache bei jedem Steuerzyklus eingestellt ist, arbeitet die Steuereinrichtung 28 mit einer Rate von 200 Kilohertz, und die Spannung E&sub0; wird alle 5 Mikrosekunden nachgeregelt. Diese Steuerfrequenzen ermöglichen eine theoretische Steuerbandbreite von 2Fs/3, wodurch sich eine Steuerfrequenzbandbreite von 67 Kilohertz ergibt, welche aus Hardwaregründen zu einer Beschränkung auf eine Arbeitsbandbreite von 50 Kilohertz in der Praxis führt. Dies wird auf diesem Gebiet als Kopplungskreisbandbreite Fcbw bezeichnet.
Hierbei handelt es sich um eine sehr schnelle Steuerkreisbandbreite und man erhält eine sehr eng nachfolgende Steuerung bei dem abgegebenen Strom zum Verbraucher. Es ist nahezu eine momentane Steuerung für den Strom hierdurch möglich. Insbesondere ist noch die Tatsache zu berücksichtigen, daß die übliche Ausgangsinduktorspule, welche in Reihe zu der Sekundärwicklung 72 geschaltet ist, bei der Ausführungsform nach Figur 2 weggelassen ist. Diese Ausgangsinduktorspule wird nicht benötigt, da eine Strommittelung bei dem schnellen und hohen Ansprechvermögen der Steuereinrichtung 28 nach der Erfindung nicht erforderlich ist.
Zur Zeit tB, wenn das TB-Intervall beendet ist, wird der Schalter 66 geöffnet und der Strompfad für die Induktorspule 36 wird plötzlich geöffnet. Auch zu diesem Zeitpunkt wird die Ladung an dem Schwingkondensator 64 wiederum auf den Anfangswert aufgefüllt, bevor der Schalter 66 geschlossen wurde, abgesehen davon, daß die Polarität der Spannung am Kondensator 64 umgekehrt worden ist. Hierdurch erhält man die Einstellung der Anfangsbedingung für den nächsten Halbzyklus. Jedoch wird zum Zeitpunkt tB der Strom durch die Induktorspule 36 gleich einem Strom i&sub1;(tA) + Δi&sub1;(tB), wobei Δi&sub1;(tB) die Änderung des Stroms in L36 ist, welcher infolge der Spannung VL36 auftritt, die während des Zeitintervalls TB vorhanden ist. Der Strom in der Induktorspule 36 zum Zeitpunkt tB ist mit i&sub1;(tB) bezeichnet.
Wenn zum Zeitpunkt tB der Schalter 66 geöffnet wird, wird die magnetische Energie in der Induktorspule 36 durch einen Strom i&sub1;(te) dargestellt und diese geht im allgemeinen infolge des Öffnens des Schalters 66 verloren. Hierdurch wird die Effektivität bzw. der Wirkungsgrad des Konverters herabgesetzt. Nach der Erfindung wird durch die Transformatorwirkung der gekoppelten Induktorspule 38 diese magnetische Energie mit der Erholungsinduktivitätswicklung 40 gekoppelt. Die Polarität des Stroms ist in Richtung des Pfeils gerichtet, welcher dem Strom ib in Figur 2 zugeordnet ist, und daher wird die Diode 46 unter Vorspannung gesetzt und leitend.
Als Folge hiervon wird die magnetische Energie von L36 mit der Rückgewinnungsinduktorwicklung 40 gekoppelt und wird zum Speicherkondensator (nicht gezeigt) zurückgegeben, welcher sich im Eingangsfilter 14 (Figur 1) befindet. Da die Spannung an der Rückgewinnungsinduktorspule 40 einen festen Wert Vin hat, fällt der Strom linear mit einer Steigung von Vin/- L40 während eines Zeitintervalls TF ab, wenn man annimmt, daß die Induktivität der Rückgewinnungsinduktorspulenwicklungsdiode 40 L40 ist.
Während des Intervalls Tr ist die Spannung an der Rückgewinnungsinduktorspule 40, welche zwischen die Rückführungsleitung 70 geschaltet ist, Vin und ist mit einem Wert Vin gekoppelt. Wenn man ein Windungsverhältnis von 1:1 zwischen den Induktorspulenwicklungen der gekoppelten Induktorspule 38 annimmt, führt die Transformatorwirkung zwischen den beiden Wicklungen zu der Spannung Vin an der Schwingungsinduktivität 36. Daher wird die Spannung an dem Mittelabgriff des Ausgangstransformators 54 gleich 2Vin während des Intervalls TF. Die Spannung an den Knotenpunkten VD1 und VD2 während dieses Intervalls ist gleich VD1 = 2Vin - Vp und VD2 = 2Vin + Vp. Dies ist in den Figuren 5B und 5C gezeigt.
Am Ende des Zeitintervalls TF, wenn t = TA + TB + TF ist, ist der elektrische Strom bei der Schwinginduktorspule 40 erschöpft, wenn man einen diskontinuierlichen Betriebsablauf NA annimmt, bei welchem der Strom in der Induktorspule aufhört zu fließen, bevor der nächste Halbzyklus beginnt. Bei dieser Betriebsart kann die Induktorspule 40 nicht mehr die Diode 46 unter Vorspannung setzen und folglich tritt die Spannung Vin nicht mehr an der Rückgewinnungsinduktorspule 40 oder an der Schwinginduktorspule 36 auf. Hierdurch wird ein abrupter Spannungsabfall an dem Mittelabgriff 54 des Ausgangsprimärtransformators 53 verursacht. Die Spannung VM fällt daher auf einen Wert Vin zurück und die Spannung an den Knotenpunkten VD1 und VD2 fällt jeweils auf die Werte Vin - Vp und Vin + Vp zurück.
Somit werden zum Mittelpunkt der Steuerperiode die Bedingungen bei VD1(t) gleich jenen während des Zeitintervalls t = 0, abgesehen davon, daß die Spannungspolaritäten an den Knotenpunkten VD1 und VD2 wechselweise geändert sind. Dies wird benötigt, da während der nächsten Hälfte des Steuerintervalls der Schalter 68 nach Maßgabe der vorangehenden Schritte gesteuert wird.
Wie sich aus der voranstehenden Beschreibung ergibt, arbeitet der Konverter in einer "diskontinuierlichen Betriebsart". Er bringt den Vorteil mit sich, daß der Konverter sehr schnell den Strom zum Ausgang abschalten kann, wenn dies beispielsweise dann erforderlich ist, wenn eine Störung festgestellt wird. Da die Steuerfrequenz durch die Nennfrequenz der Steuereinrichtung 28 fest vorgegeben ist, läßt sich die Steuereinrichtung 28 auf einfache Weise einsetzen.
Natürlich könnte die Erfindung auch leicht in dem Fall arbeiten, daß der Strom in der Induktorspule 38 nicht einen Wert von Null erreicht, bevor der nächste Halbzyklus beginnt, d. h. man hätte dann eine "kontinuierliche Betriebsart". Die "kontinuierliche Betriebsart" wird manchmal genutzt, um die Ausgangswelligkeit zu minimieren und es wird die Fähigkeit hierdurch bereitgestellt, mehr Energie von einer gegebenen Schaltung abzugeben.
Die "diskontinuierliche Betriebsart" bietet weitere Vorteile. Wenn das Zeitintervall TB größer wird, bleibt weniger Zeit für das Intervall tF übrig, während dem die Schwinginduktorspule 36 ihre Energie zum Eingangsgleichrichter und zum Filter 14 zurückgibt. Hierdurch würden höhere Anfangsströme während des Übergangs von einem Unterzyklus zum nächsten erzeugt werden. Es ist möglich, den Schalter 68 zu schließen, bevor der Schalter 66 geöffnet wird. Da dann eine negative Spannungsstufe an dem Knotenpunkt VD2 in Figur 2 auftritt, ergibt sich auch eine negative Spannungsstufe an dem Knotenpunkt VD1. Dies bewirkt, daß die Diode 60 in umgekehrter Richtung vorgespannt wird. Somit fließt der Strom nicht durch den Schalter S66, und zwar auch selbst dann nicht, wenn dieser geschlossen ist. Der Schalter S66 kann anschließend geöffnet werden, um diesen in die Bereitschaftsstellung für den nächsten Arbeitszyklus zu bringen.
Die Dioden 60 und 62 arbeiten, um zu verhindern, daß der Schwingkreis, welcher von der reflektierten Streukapazität CS, dem Schwingkondensator 64 und der gekoppelten Schwinginduktorspule 36 gebildet wird, über eine Hälfte des Resonanzzyklusses hinaus schwingt. Da die Steuereinrichtung 28 die Schalter 66, 68 mit einer Steuerfrequenz betreibt, welche kleiner als die Resonanzfrequenz ist, und da ferner bewirkt wird, daß nur einer der Schalter 60, 68 zu einem gegebenen Zeitpunkt eingeschaltet ist, nutzt die Erfindung anstelle einer Vergeudung die Energie, welche an dem Kondensator 64 gespeichert ist, und die reflektierte Streukapazität CS an dem Beginn jedes Halbzyklusses der Steuerfrequenz wird zunutze gemacht. Insbesondere werden zu Beginn jedes Halbzyklusses die Ladung am Kondensator 64 und die reflektierte Streukapazität CS von einer elektrostatischen in eine magnetische Energie umgewandelt und in der Schwinginduktorspule 36 gespeichert und dann wird sie anschließend zum Kondensator 64 mit einer entgegengesetzt gerichteten Polarität zu Beginn des nächsten Halbzyklusses zurückgegeben.
Zusammenfassend sei daher erwähnt, daß bei der parallel schwingenden Konvertertopologie nach der Erfindung der Ersatzkondensator C&sub1; sowohl den Schwingkondensator 64 als auch eine Streukapazität CS umfaßt. Die in beiden Kondensatoren gespeicherte Energie wird nicht vergeudet oder geht nicht während der Schaltvorgänge verloren. Vielmehr wird die Energie rückgewonnen und sowohl als eine zusätzliche Arbeitsspannung für eine schnellere und erwünschte Schaltung der Ströme in der Filterinduktorspule als auch dazu genutzt, daß die Energie zum Eingangsfilter 14 zurückgegeben wird. Die Schwinginduktorspule 36 arbeitet als eine Schwinginduktorspule während des Zeitintervalls TA und als eine Ausgabefilterinduktorspule während des Zeitintervalls TB. Sowohl bei der kontinuierlichen als auch bei der diskontinuierlichen Betriebsart unterstützt die Induktorspule 36 die Schaltung bei der Einstellung der Anfangsbedingungen für den nächsten Halbzyklus.
Die Streukapazität wird in zweckmäßiger Weise bei der Topologie nach der Erfindung gekoppelt. Hierdurch werden in unterstützender Weise die Abmessungen des Konverters verkleinert und die Effektivität läßt sich erhöhen. Das Merkmal hinsichtlich der gekoppelten Induktorspule ermöglicht, daß der Konverter in der Abwärtsbetriebsart und in der Aufwärtsbetriebsart arbeiten kann und daß ein einfacher Übergang von der einen Betriebsart zur anderen möglich ist. Ferner wird die Gesamteffektivität des Konverters wesentlich verbessert. Die einzigartige und neue Auslegung ermöglicht einen Betrieb mit einer festen Steuerfrequenz. Somit erhält man eine an sich einfachere und universellere Steuerung für den Konverter. Der Konverter ermoglicht Wirkungsgrade von nahezu 90 % und seine Steuereinrichtung kann so arbeiten, daß der tatsächliche Wert auf diese geregelten Nenngleichstromspannungen eingestellt wird.

Claims

1. Konverterschaltung, welche eine Gleichstrom-Eingangseinrichtung zum Anlegen einer Eingangsleitungs-Gleishspannung, eine gekoppelte Induktorspule (38), welche in Serie zu der Eingangsleitungs-Gleichspannung geschaltet ist, einen Ausgangstransformator (53), welcher erste und zweite Primärwicklungen (56, 58) hat, welche über einen Mittelabgriff verbunden sind, und wenigstens eine Sekundärwicklung (72) zur Bereitstellung eines geregelten Wechselspannungsausganges hat, wobei die gekoppelte Induktorspule (38) mit dem Mittelabgriff verbunden ist, erste und zweite Schalteinrichtungen (66, 68), welche jeweils zugeordnete erste und zweite stromleitende Anschlüsse und einen Steueranschluß haben, eine Schwingkapazität (64), welche zu den Primärwicklungen (56, 58) derart geschaltet ist, daß die Resonanzkapazität (64), die gekoppelte Indukturspule (38) und jegliche Streukapazität (Cs), die an der Sekundärwicklung des Ausgangstransformators (53) auftritt und an den Primärwicklungen wiedergegeben, und zusammen einen Resonanzkreiss bilden, welcher mit einer Resonanzfrequenz schwingt, wenn einer der Schalteinrichtungen eingeschaltet ist, die ersten und zweiten stromleitenden Anschlüsse jeweils mit den ersten und zweiten Primärwicklungen (56, 58) verbunden sind, und eine Steuereinrichtung zum abwechselnden Einschalten der ersten und zweiten Schalteinrichtungen (66, 68) über ihre zugeordnete Steueranschlüsse aufweist, um die geregelte Wechselspannung an der Sekundärwicklung zu erzeugen, gekennzeichnet durch eine Erholungseinrichtung (40, 46) in der gekoppelten Induktorspule (38) zum Ableiten der Energie von der gekoppelten Induktorspule zu der Gleichstrom-Eingangseinrichtung, eine Einrichtung zum Aktivieren der Steuereinrichtung bei einer Steuerfrequenz, welche kleiner als die Resonanzfrequenz ist, und eine Einrichtung (60, 62), welche verhindert, daß der Resonanzkreis über eine Hälfte einer Resonanzfrequenzperiode in der jeweils darauffolgenden Steuerfrequenzperiode hinaus schwingt.

2. Konverterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß diese Verhinderungseinrichtung erste und zweite Rückwärtsspannungsblockiereinrichtungen (60, 62) umfaßt, welche jeweils in Serie zu den ersten und zweiten Primärwicklungen (56, 58) geschaltet sind.

3. Konverterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die gekoppelte Induktorspule (38) eine Resonanzinduktorwicklung (36) und eine Erholunginduktorwicklung (40) aufweist, welche fest miteinander und außer Phase voneinander gekoppelt sind, wobei die Erholungsinduktorwicklung die Erholungseinrichtung bildet.

4. Konverterschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Windungen der gekoppelten Induktorspule (38) ein Windungsverhältnis von etwa 1:1 haben und derart gewickelt sind, daß sie eine geringe Streuinduktivität haben.

5. Konverterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Rückwärtsspannungsblockiereinrichtungen (60, 62) Halbleiterdioden sind.

6. Konverterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steueranschlüsse der ersten und zweiten Schalteinrichtungen (66, 68) auf Masse bezogen sind, wodurch die Steueranschlüsse durch Steuersignale aktiviert werden können, welche in ähnlicher Weise auf Masse bezogen sind.

7. Konverterschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Anschlüsse der ersten und zweiten Schalteinrichtungen (66, 68) miteinander verbunden sind.

8. Konverterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerfrequenz eine konstante Frequenz in einem Bereich von 50 kHz bis 500 kHz ist.

9. Konverterschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerfrequenz ein Bruchteil der Resonanzfrequenz ist.