DE2827693A1

DE2827693A1 - Wechselrichter und dessen verwendung in einem batterieladegeraet

Info

Publication number: DE2827693A1
Application number: DE19782827693
Authority: DE
Inventors: David Gurwicz; Keith Pacey
Original assignee: Chloride Group Ltd
Current assignee: Chloride Group Ltd
Priority date: 1977-06-24
Filing date: 1978-06-23
Publication date: 1979-01-11
Also published as: US4196469A; GB1602613A; JPS5418030A; FR2395634A1; AU3741778A; SE430453B; FR2395634B1; CA1118837A; AU527438B2; SE7807118L; US4227243A; NL7806798A

Description

CHLORIDE GROUP LIMITED,

52 Grosvenor Gardens

London SW1W OAU, Großbritannien

Wechselrichter und dessen Verwendung in einem Batterieladegerät

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Wechselrichter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Ferner betrifft die Erfindung die Verwendung eines solchen Wechselrichters, insbesondere eines Hochfrequenzwechselrichters, in einem netzgespeisten Batterieladegerät, die Erfindung ist jedoch nicht hierauf beschränkt.

Die üblichen Batterieladegeräte enthalten gewöhnlich einen Transformator, wenn eine Herauf- oder Herabsetzung der Spannung erforderlich ist, und selbst wenn die Spannung nicht geändert zu werden braucht, ist normalerweise ein Transformator erforderlich, um die zu ladende Batterie vom Netz zu trennen. Bei Ladegeräten hoher Leistung werden das Gewicht und das Volumen des Transformators beträchtlich, wenn dieser für die üblichen Netzfrequenzen ausgelegt ist, sie lassen sich jedoch erheblich herabsetzen, wenn man die Frequenz in die Größenordnung von Kiloherz, beispielsweise auf 25 kHz erhöht. Dadurch wird es beispielsweise bei batteriegespeisten Fahrzeugen möglich, das Ladegerät auf dem Fahrzeug mitzuführen.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Wechselrichter anzugeben, der eine weitgehender sinusförmige Ausgangsspannung liefert als die bekannten Wechselrichter.

Diese Aufgabe wird bei einem Wechselrichter der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die Merkmale des kenn-

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zeichnenden Teiles des Anspruchs 1 gelöst.

Ein Wechselrichter gemäß der Erfindung enthält also einen Schwingkreis, insbesondere einen Parallelresonanzkreis, der einen Kondensator sowie eine Induktivität enthält, und mit einem Lastkreis verbunden oder gekoppelt ist, ferner einen Schalterkreis, der eine Halbleiterschaltvorrichtung enthält, der eine vorgegebene Potentialdifferenz von einer Gleichspannungsquelle an die Induktivität anschaltet, und eine durch die Schwingungen des Schwingkreises gesteuerte Synchronesierungsanordnung, die die Schaltvorrichtung nur für einen Bruchteil eines Zyklus durchschaltet, wenn der Augenblickswert der Schwingungspotentialdifferenz an der Induktivität schon nicht kleiner ist als ein vorgegebener Wert, so daß der Abfall der Schwingungspotentialdifferenz verzögert und Energie von einer Quelle in den Schwingkreis gekoppelt wird.

Der Schalterkreis kann eine Halbleiterschaltvorrichtung in Reihe mit einer Diode enthalten. Alternativ oder zusätzlich kann er eine Halbleiterschaltvorrichtung, der eine Diode parallelgeschaltet ist, enthalten.

Bei einer Ausführungsform der Erfindung enthält der Schwingkreis eine Induktivität, die in Reihe mit einem Kondensator der Gleichspannungsquelle parallelgeschaltet ist und der Schalterkreis ist dem Kondensator parallelgeschaltet.

Bei einer anderen Ausführungsform, die eine Gegentaktschaltung darstellt, enthält der Spannungswandler zwei Speise-Kondensatoren, die in Reihe miteinander der Gleichspannungsquelle parallelgeschaltet sind, und zwei Halbleiterschaltvorrichtungen, denen jeweils eine Diode in Reihe oder parallelgeschaltet ist und die in Reihe miteinander der Gleichspannungsquelle parallelgeschaltet sind; die Induktivität des Schwingkreises ist zwischen die Verbindung der Speise-

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Kondensatoren und die Verbindung der Schalterkreise geschaltet .

Der Kondensator des Schwingkreises kann zwischen die Verbindung der Schalterkreise und eine oder jede Quellenklemme geschaltet sein oder parallel zur Induktivität liegen.

Der Kondensator des Schwingkreises kann mit einem Widerstand überbrückt sein und kann mit einer zum Anschwingen dienenden Halbleiterschaltvorrichtung in Reihe geschaltet sein.

Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist ein Lastkreis oder Verbraucher mit dem Schwingkreis parallel zur Induktivität gekoppelt oder verbunden.

Der Lastkreis kann also mit einer Sekundärwicklung eines Transformators verbunden sein, dessen Primärwicklung der Induktivität des Schwingkreises parallelgeschaltet ist. Alternativ kann der Lastkreis mit der Sekundärwicklung eines Transformators verbunden sein, dessen Primärwicklung die Induktivität des Schwingkreises bildet. Der Lastkreis kann ferner in Reihe mit der Induktivität mit dem Schwingkreis verbunden oder gekoppelt sein, z.B. kann er mit einer Sekundärwicklung eines Transformators gekoppelt sein, dessen Primärwicklung mit der Induktivität des Schwingkreises in Reihe liegt.

Der Spannungswandler gemäß der Erfindung läßt sich mit Vorteil in einem Batterieladegerät in Kombination mit einem Gleichrichter zur Speisung aus einem Wechselstromnetz, einem Hochfrequenztransformator und einem Gleichrichter zur Erzeugung eines gleichgerichteten Ladestroms verwenden.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert, dabei werden noch weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung zur Sprache kommen.

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Es zeigen:

Figur 1 ein Schaltbild einer bekannten Wechselrichterschaltung;

Figur 2 eine graphische Darstellung des Verlaufes einer Spannung in der Schaltung gemäß Fig. 1;

Figur 3 ein Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung für eine unsymmetrische Parallellast;

Figur 4 eine graphische Darstellung des Verlaufes einer Spannung in der Schaltung gemäß Fig- 3;

Figur 5 ein Schaltbild einer Ausführungsform für eine Gegentakt-Parallelbelastung;

Figur 6 ein Spannungsdiagramm für die Schaltung gemäß Fig. 5;

Figur 7 ein Schaltbild einer Abwandlung der Ausführungsform gemäß Fig. 5;

Figur 8 ein Schaltbild einer Ausführungsform für eine Gegentakt-Reihenbelastung;

Figuren 9 und 10 Ersatzschaltbilder zur Erläuterung der Arbeitsweise der Ausführungsform gemäß Fig. 8 während verschiedener Teile eines Zyklus und

Figuren 11 und 12 Spannungs- und Stromverläufe, auf die bei der Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 8 Bezug genommen wird.

In Figur 1 ist ein typischer bekannter Hochfrequenzwechselrichter dargestellt, der durch eine Gleichspannungsquelle gespeist wird, welche als vom Wechselstromnetz 15 gespeiste Gleichrichterschaltung 16 dargestellt ist. Die Schaltungsanordnung gemäß Figur 1 kann z.B. zur Realisation einer vom Netz getrennten Quelle für eine niedrige Spannung dienen. Schaltungsanordnungen dieser Art werden häufig als "Zerhackerstromversorgungsteil" bezeichnet. Wie Figur 1 zeigt, sind zwischen eine positive und eine negative Gleichspannungsklemme 10 und 11 zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren

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C1 und C2 geschaltet; der Blindwiderstand dieser Kondensatoren ist für die Umsetzer- oder Wechselrichterfrequenz vernachlässigbar, die typischerweise etwa 30 kHz betragen kann. Zwischen die Gleichspannungsklemitien 10 und 11 sind ferner zwei in Reihe geschaltete Transistoren T1 und T2 geschaltet und eine Primärwicklung eines Transformators TR1 ist zwischen die Verbindungen der Kondensatoren und einem Verbindungspunkt A zwischen den Transistoren geschaltet. Die Transistoren T1 und T2 werden über ihre Basiselektroden so gesteuert, daß sie abwechselnd durchschalten. Die Ausgangsspannung des Transformators TR1 wird durch den Stromflußwinkel der beiden Transistoren bestimmt. Figur 2 zeigt den Verlauf der am Schaltungspunkt A auftretenden Spannung für zwei verschiedene Ausgangsspannungen.

Wegen der schnellen Änderung der Spannung an den Transistoren sind die Betriebsfrequenz und die Ausgangsleistung solcher Wechselrichter durch die zulässige Verlustleistung der Schaltvorrichtungen beim Durchschalten und Sperren stark beschränkt. Beim Sperren erscheint nämlich die Spannung an der Schaltvorrichtung während der Stromfluß durch sie erst geringfügig herabgesetzt ist, so daß infolge des hohen Stromes bei gleichzeitig hoher Spannung eine hohe Verlustleistung auftritt. Ein weiterer Nachteil dieser Wechselrichter, der ebenfalls auf die abrupten Spannungsänderungen zurückzuführen ist, besteht darin, daß hochfrequente Oberwellen abgestrahlt werden.

Der Spannungswandler oder Wechselrichter gemäß der Erfindung liefert eine Ausgangsspannung mit einem der Sinusform wesentlich besser angenäherten Verlauf als die bekannten Einrichtungen dieser Art, so daß die oben erwähnten Nachteile vermieden werden, ohne daß dabei die erforderliche Steuerung oder Regelung der Ausgangsspannung beeinträchtigt wird.

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Figur 3 zeigt ein Prinzipschaltbild, einer Ausführungsform mit unsymmetrischem Ausgang und parallelangeschalteter Last. Die Schaltungsanordnung enthält einen Stromresonanz- oder Schwingkreis mit einer Induktivität L1, die in Reihe mit einer Kapazität oder einem Kondensator C3 zwischen die Gleichspannungsklemmen 10 und 11 geschaltet ist. Die Gleichspannungsklemmen können, wie dargestellt, an einen Glättungskondensator C8 angeschlossen sein, der mit dem Ausgang einer Gleichrichterbrücke 16 verbunden ist, die ihrerseits von einer Wechselspannungsquelle 15 gespeist ist. Der Blindwiderstand des Glättungskondensators ist bei der Frequenz des Resonanzkreises, die beispielsweise 25 kHz betragen kann, vernachlässigbar, so daß der Kondensator C3 und die Spule oder Induktivität L1, obwohl sie in Reihe miteinander an die Gleichspannungsklemmen angeschlossen sind, als Parallelresonanzkreis mit ihrer Resonanzfrequenz arbeiten.

Der Induktivität L1 ist ein Lastkreis RL parallelgeschaltet, während dem Kondensator C3 die Reihenschaltung aus einem Transistor T2 und einer Diode D2 paralleliegt. Die Diode gewährleistet, daß der Transistor nicht in Sperr-Richtung vorgespannt wird, selbst wenn der Verbindungspunkt A zwischen dem Kondensator C3 und der Induktivität L1 negativ wird.

Die Last RL kann in der Praxis die Primärwicklung eines Transformators enthalten, die der Induktivität L1 parallelgeschaltet ist, oder sie kann die Impedanz sein, die in die Induktivität L1 aus einer belasteten Sekundärwicklung, die mit L1 .magnetisch gekoppelt ist, reflektiert wird. Mit anderen Worten gesagt, kann L1 auch die Primärwicklung eines Transformators sein, dessen Sekundärwicklung mit einem Verbraucher verbunden ist, z.B. mit einem Gleichrichter, der zum Aufladen einer Batterie oder eines Sekundärelements (Akkumulators) dient. Die Last verursacht eine Dämpfung der Eigenschwingungen des Resonanzkreises, indem sie ihm Energie entzieht.

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Bei der folgenden Beschreibung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnung gemäß Figur 3 soll angenommen werden, daß der Kondensator C3 beim Einschalten entladen ist. Der Transistor T2 ist durchgeschaltet und überträgt Energie aus der Stromquelle in die Induktivität. Der Strom in der Induktivität steigt mit einer Geschwindigkeit an, die vom Wert der Induktivität und vom Wert der Gleichspannung abhängt. Nach einem vorgegebenen Zeitintervall wird der Transistor T2 gesperrt. Der durch die Induktivität fließende Strom geht nun auf den Kondensator C3 über und das Potential am Schaltungspunkt A steigt sinusförmig an, wie es in Fig. 4 dargestellt ist. Wenn die Last RL den Resonanzkreis nicht zu stark belastet, führt die Spannung am Schaltungspunkt A die in Fig. 4 dargestellte Schwingung aus. Die Auswanderungen über und unter die Nullachse hängen von zwei Faktoren ab, nämlich der Dämpfungswirkung der Last und der Energie, die während der Periode, in der der Transistor T2 leitet, in das System eingespeist wird. Diese Periode ist veränderlich und durch eine Rückführungsanordnung steuerbar, so daß die Schwingungsamplitude gesteuert werden kann, um der Belastung und Speisespannungsschwankungen Rechnung zu tragen. Man beachte, daß der Transistor nur dann durchgeschaltet wird, also zu leiten beginnt, wenn die Spannung an ihm Null oder nahezu Null ist, dies wird durch eine Abgreifschaltung bestimmt, die auf verschiedene, bekannte Weise realisiert werden kann, z.B. wie es im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 7 beschrieben wird. Ferner wird bei Beendigung des Leitens die Anstiegsgeschwindigkeit der Spannung durch die Aufradezeit des Kondensators C3 in Verbindung mit dem Strom, der durch die Induktivität L1 und die als Widerstand dargestellte Last RL fließt, bestimmt. Der oben erwähnte Betriebszustand des Transistors, bei dem eine hohe Verlustleistung auftritt, wird daher vermieden.

Beim Kurzschließen der Last RL würden die Schwingungen aufhören und in Folge der Wirkung des erwähnten Abgreifkreises würde der Transistor T2 nicht durchgeschaltet werden. Das

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Anschwingen der Schaltung bei Beseitigung des Kurzschlusses kann auf verschiedene Weise bewirkt werden.

Figur 5 zeigt eine Gegentaktversion der oben beschriebenen Schaltungsanordnung; der dazugehörige Spannungsverlauf ist in Fig. 6 dargestellt.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5 enthält zwei Speiseoder Glättungskondensatoren C1 und C2, die in Reihe miteinander zwischen die Betriebsspannungsklemmen 11 und 10 geschaltet sind, die wieder mit einer nicht-dargestellten Gleichrichterbrücke verbunden sein können. Zwischen die Betriebsspannungskleirunen ist ferner eine Reihenschaltung aus zwei Transistoren T1 und T2, denen jeweils eine Diode D1 bzw. D2 in Reihe liegt, geschaltet. Zwischen die Verbindung der Kondensatoren C1 und C2 einerseits und die Verbindung zwischen dem Transistor T1 und der Diode D2 andererseits ist eine Induktivität L1 geschaltet, der eine als Widerstand dargestellte Last RL parallel-(oder effektiv parallel-)geschaltet ist. Zur Vervollständigung des Resonanzkreises ist ein mit einem Widerstand R1 überbrückter Kondensator C3 über einen Triac X1 der Reihenschaltung aus dem Transistor T2 und der Diode D2 parallelgeschaltet. Die Gegentaktschaltung arbeitet ähnlich wie die Schaltungsanordnung, die anhand der Fig. 3 und 4 beschrieben wurde, dabei treten jedoch, wie Fig. 6 zeigt, zwei Stromflußperioden anstatt nur einer auf.

Der Triac X1 dient zur Einleitung der Schwingungen. Der Kondensator C3, der infolge des Widerstands R1 entladen worden ist, wird aufgeladen, wenn der Triac durchgeschaltet wird, und die Schaltung schwingt an. Wegen der hohen Frequenzen, die verwendet werden, ist es beim normalen Betrieb nicht notwendig, den Triac erneut zu zünden.

Zwischen die Betriebsspannungsklemmen 10 und 11 und einem geeigneten Abgriff der Wicklung der Induktivität L1 sind Klemmdioden D3 und D4 geschaltet, wie es in Fig. 5 dargestellt ist. Diese Dioden begrenzen die an der Induktivität L1

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und damit an den Transistoren T1 und T2 auftretenden Spannungen auf einen vorgegebenen sicheren Wert während der Einleitung der Schwingungen und bei Verschwinden der Belastung des Ausgangs.

Die beschriebenen Schaltungsanordnungen enthalten Transistoren als Schaltvorrichtungen, selbstverständlich kann man für diesen Zweck auch irgendwelche andere geeignete elektronische Schalter verwenden, wie Thyristoren der verschiedensten Art usw.

Anstelle des Triacs X1 in Fig. 5 kann eine Anschwingschaltung mit einem Transistor TH1, der einer entgegengesetzt gepolten Diode D3 parallelgeschaltet ist, verwendet werden, wie es in Fig. 7 dargestellt ist. Die Arbeitsweise dieser Anschwingschaltung wird noch erläutert.

In Figur 7 ist ein ins Einzelnere gehendes Schaltbild einer Schaltung des anhand von Fig. 5 und 6 erläuterten Typs dargestellt. Die Kondensatoren C1 und C2 sind in Fig. 7 rechts dargestellt, sie sind wieder in Reihe miteinander zwischen die Betriebsspannungsklemmen 11 und 10 geschaltet. Auch die jeweils mit einer Diode D1 bzw. D2 in Reihe geschalteten Transistoren T> und T2 sind in Reihe miteinander zwischen eben diese Betriebsspannungsklemmen geschaltet und die Verbindung zwischen den Transistor-Dioden-Reihenschaltungen ist über die Induktivität L1 mit der Verbindung zwischen den Kondensatoren C1 und C2 verbunden. Der Induktivität L1 ist eine als Widerstand Rl schematisch dargestellte Last parallelgeschaltet, die, wie erwähnt, auch eine Primärwicklung eines Transformators oder eine mit der Induktivität L1 induktiv gekoppelte Wicklung enthalten kann.

Die Kondensatoren C1 und C2 teilen sich in Betriebsspannungswiderstände R3 und R4, die dazu dienen, ungleiche Leckströme zu kompensieren, so daß das Potential an der Verbindung zwischen C1 und C2 bezüglich der geerdeten Klemme 10 gleich der Hälfte des Potentials an der Klemme 11 ist. Die Induktivität L1

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bildet mit dem Kondensator C3 einen abgestimmten Resonanzkreis . In diesen Resonanzkreis wird Leistung durch abwechselndes Durchschalten der Transistoren T1 und T2 eingespeist, dabei verhindern die Dioden D1 und D2 das Fliessen eines Rückstromes in den Transistoren.

Der Aufbau des übrigen Teiles der Schaltungsanordnung ist aus der folgenden Funktionsbeschreibung ersichtlich.

Das Anschwingen wird durch Zünden eines Thyristors Th1 bewirkt. Wie unten noch näher erläutert werden wird, fühlt eine Steuerschaltung, die sich im linken Teil des Schaltbilds befindet, das Potential am Schaltungspunkt A ab; ist dieses negativ bezüglich der Klemme 10 so wird ein Steuerkreis für den Transistor T2 erregt, während für den Fall, daß der Schaltungspunkt A positiv bezüglich der Klemme 11 ist, ein Steuerkreis für den Transistor T1 erregt wird. Anfänglich ist ein Schalter S1 offen, der Thyristor Th1 nicht-leitend und der Kondensator C3 lädt sich über einen Widerstand R1 und die Induktivität L1 auf, so daß sein unterer Belag positiv bezüglich des Schaltungspunktes A ist. Ferner wird ein Kondensator C4 über Widerstände R1 und R2 aufgeladen. Durch Schließen des Schalters S1 (das von Hand oder elektronisch bewirkt werden kann) findet der Thyristor Th1, wodurch der untere Belag des Kondensators C3 mit Masse (Klemme 10) verbunden wird. Der Kondensator C4 liefert einen Haltestrom für den Thyristor Th1. Der Schaltungspunkt A wird dadurch negativ bezüglich Masse, so daß die Ansteuerung des Transistors T2 eingeleitet wird. Der Thyristor Th1 bleibt anschließend leitend, in Sperr-Richtung gepolte Ströme werden durch eine Diode D3 abgeleitet.

Wie bei der Schaltungsanordnung gemäß Figur 5 sind auch hier Klemm- oder Begrenzerdioden D8 und D9 vorgesehen, um die Spannung an den Transistoren T1 und T2 während der Einleitung der Schwingungen und bei unbelastetem bzw. offenem

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Ausgang des Wechselrichters zu begrenzen.

Die Steuerschaltung enthält zwei gleiche Schaltungsteile, die jeweils einen der Transistoren T1 und T2 steuern. Wenn das Potential am Schaltungspunkt A unter das Potential der negativen (gegebenenfalls geerdeten) Klemme 10 fällt, fließt der Strom über einen Widerstand R5, eine Diode D5 und eine Lumineszenzdiode D7. Wenn das Potential des Schaltungspunktes A über das Potential der positiven Klemme 11 ansteigt, fließt der Strom über den Widerstand R5, eine Diode D4 und eine Lumineszenzdiode D6vDie Lumineszenzdioden bilden Teile von Opto-Kopplern, wobei der Diode D7 ein Phototransistor T101 und der Diode D6 ein Phototransistor T201 zugeordnet sind.

Wenn der Transistor T101 leitet, wird ein Transistor T102 durchgeschaltet, dessen Ausgangssignal durch einen Kondensator C102 differenziert und der Basis eines Transistors T103 zugeführt wird. Der resultierende, in negativer Richtung gehende Impuls am Kollektor durchläuft eine Diode D101 und steuert einen integrierten Schaltkreis ICT an, der in Verbindung mit einem Widerstand VR1 und einem Kondensator C6 einen Zeitschalter oder Zeitimpulsgeber bildet, dessen Schaltperiode nun beginnt. Gleichzeitig mit der Auslösung des Zeitschalters wird ein weiterer integrierter Schaltkreis IC101, der als Flip-Flop geschaltet ist, durch den Impuls vom Kollektor des Transistors T103 getastet. Das einen hohen Wert annehmende Ausgangssignal des integrierten Schaltkreises IC1■schaltet das Rücksetzsignal ab, so daß die Tastung direkt durch den Transistor T103 erfolgt. Das einen hohen Wert annehmende Ausgangssignal des integrierten Schaltkreises IC101 schaltet einen Transistor C104 durch, der eine Primärwicklung eines Transformators TR1 erregt, welcher ein Steuersignal für die Basis des Transistors T2 liefert. Während das Ausgangssignal des integrierten Schaltkreises IC101 hoch ist, wird ein Transistor T107 eingeschaltet gehalten und verhindert dadurch eine Ansteuerung der Basis eines Transistors T106.

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Am Ende der durch den Zeitschalter IC1 gesteuerten Zeitperiode nimmt das Ausgangssignal des Zeitschalters wieder einen niedrigen Wert an, wodurch der integrierte Schaltkreis IC101 zurückgesetzt und das Steuersignal von den
Basiselektroden der Transistoren T104 und T107 abgeschaltet wird. Der Transistor T106 schaltet daher durch und erregt eine zweite Primärwicklung des Transformators TR101, wodurch der Basis des Transistors T2 eine Sperrspannung zugeführt und dieser Transistor gesperrt wird.

Der für die Steuerung des Transistors T1 vorgesehene Schaltungsteil arbeitet in gleicher Weise, er wird durch den isolierenden Opto-Koppler aus der Diode D6 und dem Transistor T201 angesteuert. Die anderen Schaltungselemente, die ihre Entsprechung in Schaltungselementen des beschriebenen
Schaltungsteiles haben, tragen Bezugszahlen die mit einer "2" beginnen, in den letzten beiden Stellen jedoch mit denen der entsprechenden Schaltungselemente des beschriebenen
Schaltungsteils übereinstimmen. Man beachte, daß beiden Schaltungsteilen die zeitbestimmenden Bauteile gemeinsam sind, also VR1, R7, C6 und IC1 .

Man beachte, daß die Zeitperioden beginnen, wenn das Potential des Schaltungspunktes A positiver als die positive Klemme 11 oder negativer als die negative Klemme 10 wird, wegen
der Dioden D5 und D6 kann jedoch nur dann Leistung von der Stromquelle auf den Resonanzkreis übertragen werden, wenn das Potential wieder durch den betreffenden Spannungswert gegangen ist und der betreffende Transistor und die betreffende Diode in Flußrichtung vorgespannt werden. Die Schaltungsanordnung regelt sich also bei konstanten Last- und Speisespannungs-Verhältnissen weitestgehend von selbst. Jede Zunahme der Schwingungsamplitude verringert ja die Stromflußdauer und damit die Energieübertragung, und umgekehrt.

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Der Leistungsausgang läßt sich durch Verändern des verstellbaren Widerstandes VR1 und damit des Widerstandes des RC-Zeitschalters IC1 einstellen.

Bei den Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 3, 5 und 7, bei denen der Verbraucher der Induktivität des Resonanzkreises parallelgeschaltet ist, erfolgt die Steuerung oder Regelung dadurch, daß die Amplitude der Resonanzschwingungen vergrößert oder verringert wird. Wenn die Last eine Batterie ist, muß die Amplitude in Abhängigkeit vom Ladungszustand der Batterie, also ihrer Klemmenspannung, geändert werden. Dies wird dadurch erreicht, daß man die Spannung über die der positiven Klemme ansteigen oder unter die der negativen Klemme abfallen läßt. Man muß daher Schaltvorrichtungen mit Grenzspannungen verwenden, welche beträchtlich größer sind als die Speisespannung.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 8 liegen ganz andere Verhältnisse vor. Die Auswanderung der Spannung am Schaltungspunkt A ist durch die Dioden D9 und D10 auf die Spannungen an den Betriebsspannungsklemmen 11 bzw. 10 beschränkt und der als Transformator dargestellte Verbraucher RL ist der Induktivität L1 des Resonanzkreises in Reihe geschaltet. Der Kondensator C3 des Resonanzkreises liegt dieser Reihenschaltung parallel.

Figur 9 zeigt das Ersatzschaltbild für den Fall, daß der eine oder andere der Schalttransistoren leitet und die Schaltungsanordnung für die Aufladung einer Batterie verwendet. Die mit V_T bezeichnete Lastspannung ist selbstverständlich diejenige Spannung, die sich dadurch ergibt, daß in die Primärwicklung des Transformators die tatsächliche Spannung der Batterie transformiert wird, der an die gleichgerichtete Ausgangsspannung angeschlossen ist. R ist der ohm'sche Widerstand des Systems, der vernachlässigt werden kann.

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Figur 10 zeigt das Ersatzschaltbild für die Zeitspanne, in der die Schalttransistoren gesperrt sind. Wenn also der Transistor T2 (Figur 8) leitet, steigt der Strom I

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in der Induktivität L1 mit einer Geschwindigkeit linear an, die durch die Differenz zwischen V/2 und der reflektierten Lastspannung V₁. sowie den Parametern des Kreises bestimmt wird. Nach einer vorgegebenen Zeitspanne wird der Transistor gesperrt und das Potential des Schaltungspunktes A steigt sinusförmig in Richtung auf die Spannung an der positiven Speisespannungsklemme an. Es sei angenommen, daß während des Leitens eines Transistors genügend Energie zugeführt wurde, um ein Ansteigen des Potentiales des Schaltungspunktes A auf das Potential der anderen Speisespannungsklemme zu gewährleisten, wenn oder bevor der Strom im Resonanzkreis auf Null absinkt. Wenn der Strom auf Null absinkt, leitet die zweite Einrichtung sofort, wenn der Schaltungspunkt A das Potential der Speisespannungsklemme annimmt, wenn der Strom nicht Null ist, fließt er anfänglich über die parallelgeschaltete Diode zurück zur Stromquelle und der Transistor schaltet dann durch. Der Laststrom, d.h. der Resonanzkreisstrom, kann über die Stromflußzeit der Schalteinrichtungen (Transistoren) gesteuert werden. In Figur ist der Verlauf der Spannung und des Stromes für den Fall dargestellt, daß der Resonanzkreisstrom bei der Umkehr gleich Null ist während in Figur 12 die entsprechenden Kurven für den Nicht-Null-Fall dargestellt sind.

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Claims

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Chloride E.P.S. 287
GB-PA 26680/77
A.T. 24. Juni 1977 10374

CHLORIDE GROUP LIMITED,

52 Grosvenor Gardens

London SW1W OAU, Großbritannien

Wechselrichter und dessen Verwendung in einem Batterieladegerät

Patentansprüche

ν

■v

/ 1./Wechselrichter mit einem Schwingkreis, der einen Kondensator sowie eine Induktivität enthält und mit einem Lastkreis gekoppelt ist, und mit einem Schalterkreis, der eine Halbleiterschaltvorrichtung enthält, dadurch gekennzeichnet , daß die Halbleiterschaltvorrichtung (T2;C1, C2) für das Anlegen einer vorgegebenen Potentialdifferenz von einer Gleichspannungsquelle (10, 11) an die Induktivität (L1) geschaltet und durch eine Synchronisieranordnung gesteuert ist, die ihrerseits durch die Schwingungen des Resonanzkreises gesteuert ist und die Schaltvorrichtung nur für einen Bruchteil eines Zyklus durchschaltet, wenn der Augenblickswert der Schwingungspotentialdifferenz an der Induktivität schon nicht kleiner ist als ein vorgegebener Wert, derart, daß der Abfall der Schwingungspotentialdifferenz verzögert und Energie von der Gleichspannungsquelle in den Schwingkreis (L1, C3) eingeführt wird.

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POSTSCHECK MÜNCHEN NH. 6 9148 800 - BANKKONTO HVPOBANK MÜNCHEN (BLZ 70020040) KTO. 6060357378

ORIGINAL INSPECTEQ
2. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Schalterkreis mindestens eine Halbleiterschaltvorrichtung (T2; T1, T2) enthält, der eine Diode (D2; D1 , D2) in Reihe geschaltet ist.
3. Wechselrichter nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet , daß der Schalterkreis mindestens eine Halbleiterschaltvorrichtung, der eine Diode parallelgeschaltet ist, enthält.
4. Wechselrichter nach Anspruch 1,2 oder 3, dadurch gekennzeichnet , daß die Induktivität (L1) und der Kondensator (C3) des Schwingkreises in Reihe miteinander an die Klemmen (10, 11) der Gleichspannungsquelle (15, 16) angeschlossen sind und daß der Schalterkreis (T2, D2) dem Kondensator (C3) parallelgeschaltet ist.
5. Wechselrichter nach Anspruch 1, 2 oder 3, d a durch gekennzeichnet, daß zur Bildung einer Gegentaktschaltung zwei Kondensatoren (C1, C2) in Reihe miteinander an die Klemmen (10, 11) der Gleichspannungsquelle angeschlossen sind; daß zwei Halbleiterschaltvorrichtungen (T1, T2), denen jeweils eine Diode (D1, D2) in Reihe geschaltet ist, in Reihe miteinander an die Klemmen (10, 11) der Gleichspannungsquelle angeschlossen sind und daß die Induktivität (L1) des Schwingkreises zwischen die Verbindung der Kondensatoren (C1, C2) und die Verbindung

(A) der Schalterkreise (T1, D1; T2, D2) geschaltet ist.
6. Wechselrichter nach Anspruch 1,2 oder 3, d a durch gekennzeichnet, daß zur Bildung einer Gegentaktschaltung (Fig. 8) zwei Kondensatoren (C1, C2) in Reihe miteinander an die Klemmen (10, 11) der Gleichspannungsquelle (V) angeschlossen sind; daß zwei Halbleiterschaltvorrichtungen (D1, C2), denen jeweils eine Diode (D9, D10) parallelgeschaltet ist, ebenfalls in Reihe miteinander an die Klemmen (10, 11) der Gleichspannungsquelle (V) angeschlossen sind, und daß die Induktivität (L1) des Schwing-

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kreises (L1, C3) zwischen die Verbindung der beiden Kondensatoren (C1, C2) und die Verbindung der Schalterkreise (C1, D9; T2, DIO) geschaltet ist.
7. Wechselrichter nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Schwingkreiskondensator zwischen die Verbindung (A) der Schalterkreise und eine oder beide Klemmen (10, 11) der Gleichspannungsquelle geschaltet ist.
8. Wechselrichter nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet , daß der Kondensator (C3) des Schwingkreises der Induktivität (L1) parallelgeschaltet ist (Fig. 8).
9. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (C3) des Schwingkreises mit einem Widerstand (R1) überbrückt ist (Fig. 5).
10. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet , daß der Kondensator (C3) des Schwingkreises (L1, C3) mit einer zur Einleitung der Schwingungen dienenden Halbleiterschaltvorrichtung (X1) in Reihe geschaltet ist.
11. Wechselrichter nach einem der vorangehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, daß der Lastkreis (RL) parallel zur Induktivität (L1) mit dem Schwingkreis verbunden oder gekoppelt ist.
12. Wechselrichter nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet , daß der Lastkreis mit einer Sekundärwicklung eines Transformators gekoppelt ist, dessen Primärwicklung der Induktivität des Schwingkreises parallelgeschaltet ist.
13. Wechselrichter nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Lastkreis mit der Sekundärwicklung eines Transformators gekoppelt ist, für den die Induktivität des Schwingkreises eine Primärwicklung bildet.
14. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1-11, dadurch gekennzeichnet, daß der Lastkreis mit dem Schwingkreis in Reihe mit der Induktivität verbunden oder gekoppelt ist.
15. Wechselrichter nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet , daß der Lastkreis mit der Sekundärwicklung eines Transformators (RL) verbunden ist, dessen Primärwicklung in Reihe mit der Induktivität (L1) des Schwingkreises liegt (Fig. 8).
16. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz des Schwingkreises mindestens 1 kHz beträgt.
17. Wechselrichter nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet , daß die Frequenz des Schwingkreises in der Größenordnung von 25 kHz liegt.
18. Verwendung eines Wechselrichters nach einem der vorangehenden Patentansprüche in einem Batterieladegerät in Verbindung mit einem durch eine Wechselspannung gespeisten Gleichrichter als Gleichspannungsquelle, sowie einem für die Frequenz des Schwingkreises ausgelegten Transformator und einem Ausgangsgleichrichter zum Erzeugen eines gleichgerichteten Ladestromes.
19. Verwendung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet , daß er für die Speisung aus dem öffentlichen Wechselstromnetz bemessen ist.

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