DE69015017T2 - Komparatorschaltung. - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft Komparator-Schaltungen, beispielsweise für einen Analog/Digital-Komparator.
• Die digitale Schaltungstechnik ist bis zu dem Punkt fortentwickelt worden, an dem es zweckmäßig ist, mit der Einführung digitaler Signalverarbeitung in Geräten der Unterhaltungselektronik zu beginnen. Hersteller beginnen beispielsweise, Fernsehempfänger und Videokassettenrekorder einzuführen, die digitale Elektronik enthalten, um den Empfängern spezielle Besonderheiten wie Einzelbild ("freeze frame") oder Bild-im-Bild hinzuzufügen. Zum Erhalt einer digitalen Verarbeitung ist es zunächst erforderlich, das empfangene Sendesignal in digitales Format zu konvertieren, und diese Funktion wird durch einen Analog/Digital-Wandler (ADC) ausgeführt. In der digitalen Fernsehsignalverarbeitung ist es wünschenswert, das Fernsehsignal mit der vierfachen Rate der Farbhilfsträgerfrequenz (etwa 14,32 MHz) abzutasten, und das Signal in Pulscode-moduliertes Format (PCM) mit 8 Bit Auflösung zu konvertieren. Es gibt bipolare ADCs, die bei dieser Raten und dieser Auflösung zufriedenstellend arbeiten; die Technologie der Wahl für digitale Verarbeitung in elektronischen Produkten ist jedoch die MOS-FET- (metal oxide semiconductor field effect transistor) Technologie, da die MOSFET-Technologie ein dichtes Packen von Bauelementen bei geringer Verlustleistung erlaubt.
• Bekannte 8-Bit 14 MHz-ADCs, in MOS-Technologie implementiert, sind heute verfügbar; die Herstellungausbeute oder -ergebnisse solcher Bauelemente sind jedoch verhältnismäßig niedrig. Ein Beispiel für einen typischen MOS-ADC ist in dem US-Patent 4,691,189 beschrieben, welches kraft Verweises hier enthalten sein soll. Zahlreiche Abwandlungen dieses ADC-Typs wurden entwickelt, um entweder seine Arbeitsgeschwindigkeit oder seine Linearität bei der Wandlung zu erhöhen. Diese Entwicklungen stellen jedoch keine Bauelemente mit zufriedenstellender Leistung und Produktionsertrag für Videoraten- Signalverarbeitung bereit. Bei den ADCs des in dem US-Patent 4,691,189 veranschaulichten Typs wird Leistung eingebüßt, um den Produktionsertrag zu erhöhen, wobei die Transistorabmessungen extrem klein gemacht werden, um die Packungsdichte und damit den Produktionsertrag zu erhöhen. Wenn jedoch Transistoren kleiner gemacht werden, so gewinnen Streukapazitäten zunehmend an Bedeutung, welche Streukapazitäten die Leistungsfähigkeit einer Schaltung nachteilig beeinflussen. Weiterhin neigen die Streukapazitäten in MOS- Schaltkreisen dazu, nichtlinear zur angelegten Spannung zu sein, und sind daher nicht vollständig voraussagbar.
• Der in dem US-Patent 4,691,189 beschriebene Komparator-Schaltkreis, von dem ein Teil hier in Fig. 1 dargestellt ist, verwendet zwei invertierende Verstärkerstufen I1, I2, die in Kaskadenschaltung kapazitiv (C2) gekoppelt sind, und deren jede schaltende Baugruppen (TG1, TG2) zum automatischen Nullabgleich während eines Abschnitts jeder Abtastperiode beinhaltet. Der Zwischenstufen- Koppelkapazität C2 ist eine Streukapazität zwischen einer ihrer Elektroden und dem Substrat der Schaltung zugeordnet, welche Streukapazität von derselben Größenordnung ist wie die Koppelkapazität selbst. Diese Streukapazität wird die Antwortzeit am Ausgang des ersten invertierenden Verstärkers und dadurch die Antwortzeit des Komparators verlangsamen.
• In der Komparatoranordnung gemäß dem US-Patent 4,691,189 sind die invertierenden Verstärker 11, 12 aus komplementären FETs aufgebaut, die eine gemeinsame Gate-Verbindung besitzen und deren Drain-Source-Leitungspfade in Serie zwischen Versorgungsspannungen gekoppelt sind. Die Schalter für automatischen Nullabgleich, sind so angeschlossen, daß sie Ausgangsanschlüsse der invertierenden Verstärker mit deren jeweiligen Eingangsanschlüssen verbinden, unmittelbar vor jedem Signal-Abtastintervall. Diese Art des automatischen Nullabgleichs macht die invertierenden Verstärker empfindlich für sehr kleine Änderungen der Eingangsspannung (eine wünschenswerte Eigenschaft für diesen Typ von Komparator).
• Für jeden Komparator in dem ADC, wobei 256 Komparatoren in einem 8-Bit Flash-ADC vorhanden sein können, werden zumindest alle der zweiten invertierenden Verstärker I2 in jeder Abtastperiode eine gesättigte Ausgangsspannung zeigen, was eine beträchliche Potentialänderung während des automatischen Nullabgleichs erfordert. Es wird deutlich, daß die Geschwindigkeit, mit der die invertierenden Verstärker automatisch auf Null abgleichen können, durch die Streukapazität in der Schaltung, beispielsweise die Streukapazitäten zwischen C1 und C2 und dem Substrat und die Streukapazitäten zwischen den schaltenden Elementen für den automatischen Nullabgleich (TG1, TG2) und Substrat, nachteilig beeinträchtigt wird.
• Erfindungsgemäß wird eine Komparatorschaltung bereitgestellt, enthaltend: Erste und zweite Signal-Eingangsanschlüsse zum Zuführen eines Signalpotentials bzw. eines Referenzpotentials; einen Kondensator mit einem ersten und einem zweiten Anschluß; ein erstes Schaltmittel zum abwechselnden Koppeln der ersten und zweiten Signal-Eingangsanschlüsse mit dem ersten Anschluß des Kondensators; einen ersten invertierenden Verstärker mit einem Eingangsanschluß, der mit dem zweiten Anschluß des Kondensators gekoppelt ist, und mit einem Ausgangsanschluß; ein zweites Schaltmittel zum abwechselnden Koppeln und Abkoppeln der Eingangs- und Ausgangsanschlüsse des ersten invertierenden Verstärkers; gekennzeichnet durch einen zweiten invertierenden Verstärker mit einem Eingangsanschluß, der mit dem Ausgangsanschluß des ersten invertierenden Verstärkers direkt gekoppelt ist, und mit einem Ausgangsanschluß, enthaltend einen ersten Transistor mit erster und zweiter Elektrode mit einem Haupt-Leitpfad dazwischen und mit einer Steuerelektrode, die mit dem Ausgangsanschluß des ersten invertierenden Verstärkers gekoppelt ist, sowie einen zweiten Transistor mit erster und zweiter Elektrode mit einem Haupt- Leitpfad dazwischen und mit einer Steuerelektrode, wobei die Haupt-Leitpfade des ersten und zweiten Transistors in Serie geschaltet sind, eine Zwischenverbindung von erstem und zweitem Transistor den Ausgangsanschluß des zweiten invertierenden Verstärkers bildet, und ein Mittel zum automatischen Nullabgleich (Autozero) des zweiten invertierenden Verstärkers, beinhaltend ein drittes Schaltmittel zum abwechselnden Verbinden und Abtrennen des Ausgangsanschlusses des zweiten invertierenden Verstärkers mit/von der Steuerelektrode des zweiten Transistors, wobei das dritte Schaltmittel konditioniert wird zum Koppeln des Ausgangsanschlusses des zweiten invertierenden Verstärkers mit der Steuerelektrode des zweiten Transistors im wesentlichen zeitgleich mit dem zweiten, die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse des ersten invertierenden Verstärkers koppelnden Schaltmittel.
• Fig 1 ist eine schematische Darstellung einer bekannten Komparator-Schaltung.
• Fig. 2 ist eine schematische Darstellung einer Komparator-Schaltung als Ausführungsbeispiel der Erfindung.
• Fig. 3 zeigt taktgebende Signalverläufe, die hilfreich zum Beschreiben der Arbeitsweise der Schaltung aus Fig. 2 sind.
• Fig. 4 zeigt beispielhaft eine Schaltung zum Erzeugen der in Fig. 3 gezeigten Taktsignale.
• Bezugnehmend auf die bekannte Schaltungsanordnung aus Fig. 1 wird nachstehend eine kurze Beschreibung ihrer Arbeitsweise gegeben. Während einer ersten Hälfte jeder Abtastperiode schließen die schaltenden Baugruppen TG1 bzw. TG2 die Eingangs- und Ausgangsverbindungen der invertierenden Verstärker I1 und I2 kurz. Dies legt die Eingangsspannung jedes Verstärkers auf die Mitte seines dynamischen Arbeitsbereiches fest. Diese Spannungen werden auf jeweiligen Elektroden der Kondensatoren C1 und C2 gespeichert. Gleichzeitig wenn die schaltenden Baugruppen TG1 und TG2 kurzgeschlossen sind, ist eine schaltende Baugruppe TGR ebenfalls kurzgeschlossen und koppelt eine Bezugsspannung an die Eingangselektrode des Kondensators C1. Die Kurzschlüsse der schaltenden Baugruppen TG1, TG2 und TGR werden dann gleichzeitig entfernt. Die Verstärker I1 und I2 haben eine beträchtliche Verstärkung und sind nun auf einen nichtstabilen Arbeitspunkt vorgespannt.
• Eine schaltende Baugruppe TGS wird dann kurzgeschlossen, wodurch die Eingangsspannung auf die Elektrode des Kondensators C1 gekoppelt wird. Falls die Eingangsspannung geringfügigst größer (niedriger) als die Bezugsspannung ist, so wird die Ausgangsspannung des invertierenden Verstärkers I2 auf im wesentlichen seinen positiven (negativen) Ausgangs-Sättigungspegel gesteuert und danach in der Speicherschaltung für eine Abtastperiode gespeichert. Vgl. hierzu US-Patent 4,691,189 für eine detaillierte Beschreibung der Arbeitsweise dieser Schaltungsanordnung.
• Es sei nun auf die Schaltungsanordnung von Fig. 2 bezug genommen, die ähnlich zu der Schaltung aus Fig. 1 arbeitet, jedoch für eine schnellere Arbeitsweise aufgebaut ist. In Fig. 2 sind Elemente 12, 22, 26, 28, 30 und 32 schaltende Baugruppen und können durch Durchschalt-Gatter komplementärer Transistoren wie zum Beispiel die schaltenden Baugruppen TG1 und TG2 in Fig. 1 realisiert werden.
• Das zu vergleichende Eingangssignal wird über einen Anschluß 10 an eine schaltende Baugruppe 12 gekoppelt. Das Bezugssignal, mit dem das Eingangssignal verglichen werden soll, wird über einen Anschluß 20 an eine schaltende Baugruppe 22 gekoppelt. Die schaltenden Baugruppen 12 und 22 werden durch im wesentlichen gegenphasige Taktsignale P2 und P1D konditioniert, abwechselnd die Eingangs- und Bezugssignale an eine erste Elektrode eines Eingangskondensators 24 zu koppeln. Eine zweite Elektrode des Kondensators 24 wird an die Gate-Elektrode eines p-Transistors P13 gekoppelt, der als Verstärker A1 in Source-Schaltung vorgespannt ist. Ein n-Transistor N13, vorgespannt als eine Konstantstromquelle, ist mit seiner Drain-Elektrode mit der Drain-Elektrode des Transistors P13 gekoppelt und bildet eine Lastimpedanz für den Verstärker. Die Verbindung der Transistoren N13 und P13 ist die Ausgangsverbindung des Verstärkers in Source-Schaltung. Eine schaltende Baugruppe 26 ist zwischen die Eingangs- und Ausgangsverbindungen des Verstärkers in Source-Schaltung gekoppelt. Die schaltende Baugruppe 26 wird durch ein Taktsignal P1 konditioniert, die Verstärkerstufe im wesentlichen zugleich mit der schaltenden Baugruppe 22 automatisch auf Null abzugleichen, die das Bezugssignal an den Kondensator 24 koppelt. Vgl. hierzu Fig. 3 für das Zeitverhalten der Taktsignale P1, P2 und P1D zueinander.
• Das Vorspannungspotential für den n-Transistor N13 wird durch einen p- Transistor P23 und einen n-Transistor N23 bereitgestellt, deren jeweilige Haupt- Leitungspfade in Serie zwischen die Versorgungpotentiale geschaltet sind. Der Transistor N23 ist als Haupttransistor eines Stromspiegel-Verstärkers und der Transistor N13 ist als Nebentransistor gekoppelt. Die Steuerelektrode des Transistors P23 wird auf ein Potential vorgespannt, welches etwa mittig zwischen den Versorgungspotentialen liegt. Das Verhältnis der Transkonduktanzen P23/N23 der Transistoren P23, N23 ist gleich dem Verhältnis der Transkonduktanzen P13/N13 der Transistoren P13 und N13.
• Die Ausgangsverbindung des Verstärkers A1 ist mit der Steuerelektrode eines weiteren n-Transistors N33 verbunden, der als Verstärker A2 in Source-Schaltung geschaltet ist. Die Lastschaltung für den Transistor N33 wird durch einen p- Transistor P33 bereitgestellt, dessen Drain/Source-Leitungspfad in Serie mit dem Drain/Source-Leitungspfad des Transistors N33 zwischen die Versorgungspotentiale VDD und Masse gekoppelt ist. Die Verschaltung der Transistoren P33 und N33 bildet eine Ausgangsverbindung des Verstärkers A2.
• Die Steuerelektrode des Transistors P33 ist mit der Ausgangsverbindung des Verstärkers A2 durch die schaltende Baugruppe 28 verbunden. Die schaltende Baugruppe wird durch das Taktsignal P1D gesteuert. Während der Intervalle, in denen die schaltende Baugruppe 26 die Eingangs- und Ausgangsverbindungen des Verstärkers A1 koppelt, um den Verstärker A1 automatisch auf Null abzugleichen, koppelt die schaltende Baugruppe 28 die Ausgangsverbindung des Verstärkers A2 an die Gate-Elektrode des Transistors P33, um den Verstärker A2 automatisch auf Null abzugleichen.
• Ein Kondensator 29 ist zwischen die Steuerelektrode des Transistors P33 und einen Punkt festgelegten Potentials, beispielsweise der Versorgungsspannung VDD oder dem Massepotential, gekoppelt. Der Kondensator 29 kann in die Schaltung mit einbezogen werden oder kann aus Streukapazität gebildet sein. Der Kondensator 29 wird eingefügt, um das Biaspotential für den automatischen Nullabgleich zu speichern und dasselbe der Steuerelektrode des Transistors P33 zuzuführen, wenn der schaltende Schaltkreis 28 geöffnet wird.
• Schaltungselemente 30, 32, 33 und 34, gekoppelt an die Ausgangsverbindung des Verstärkers A2, bilden eine konventionelle Speicherschaltung, um die Ergebnisse jedes Vergleichs für zumindest eine Hälfte der nachfolgenden Abtastperiode zu speichern.
• Nominell können die schaltenden Elemente 26 und 28 durch dieselben Taktsignale gesteuert werden. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird jedoch die schaltende Baugruppe 28 für eine kurze Zeitdauer, nachdem der Kurzschluß der schaltenden Baugruppe 26 aufgehoben wurde, geschlossen oder kurzgeschlossen bleiben. Der Grund hierfür ist wie folgt. Man betrachte die Kondensatoren 24 und 29 als denselben Kapazitätswert und die Transistoren P13 und P33 als komplementär zu den Transistoren N13 und N33. Unter diesen Umständen werden die Transistoren P13, P33 und N33 eine vergleichbare Verstärkung zeigen. Man nehme weiter die schaltenden Baugruppen 26 und 28 als von ähnlichem Aufbau an. Die schaltenden Baugruppen 26 und 28 werden, aufgrund inhärenter Streukapazitäten zwischen ihren Steuerelektroden und ihren jeweiligen Eingangs/Ausgangs-Anschlüssen, einen Teil der Taktsignal- Transienten auf die Steuerelektroden der Transistoren P13 und P33 koppeln, wenn die schaltenden Baugruppen beim Ende des Intervalls zum automatischen Nullabgleich geöffnet werden/sind. Es gelte die Annahme, daß die Verstärkung des Verstärkers A1 "-A" ist, daß die Verstärkung des Verstärkers A2 relativ zu den an die Steuerelektrode des Transistors N33 angelegten Potentiale "-A" ist und daß die Verstärkung des Verstärkers A2 relativ zu dem Transistor P33 zugeführten Signalen "-A" ist. Weiter sei angenommen, daß die schaltenden Baugruppen 26 und 28 aufgrund von Takt-Transienten gleichzeitig eine Spannung ΔV an die Steuerelektroden der Transistoren P13 und P33 koppeln. Die Spannung ΔV wird eine Änderung in den auf Null abgeglichenen Ausgangsspannungen der Verstärker A1 und A2 gleich -AΔV bzw. ΔVA(A-1) ΔVA² erzeugen. Eine der Folgen dieser Spannungsänderung ist die, daß zumindest für Ausgangsspannungsänderungen in die entgegengesetzte Richtung aufgrund eines Signalvergleichs das Ausgangssignal des Verstärkers A2 einen zusätzlichen Spannungshub von ΔVA² Volt durchlaufen muß, wodurch die Antwortzeit der Schaltung verlangsamt wird. Eine zweite Folge ist eine Reduzierung der Empfindlichkeit.
• Falls alternativ die schaltende Baugruppe 28 im Ein-Zustand gehalten wird, wenn die schaltende Baugruppe 26 abgeschaltet wird, so wird der Verstärker A2 trotz einer Änderung in dem auf Null abgeglichenen Potential des Verstärkers A1 automatisch auf Null abgleichen. Hierauf wird dann, wenn der Kurzschluß des schaltenden Schaltkreises 28 aufgehoben wird, eine Änderung um nur AΔV in dem Null abgeglichenen Ausgangspotential des Verstärkers A2 auftreten. In diesem Betrieb werden die Antwortzeit und die Empfindlichkeit des Systems in einem beträchtlich geringeren Ausmaß nachteilig beeinflußt.
• Der Eingang des Verstärkers A2 ist direkt mit dem Ausgang des Verstärkers A1 gekoppelt, wodurch zwei bedeutende Vorteile gegenüber der kapazitiven Kopplung der bekannten Schaltung aus Fig. 1 erhalten werden. Erstens ist die Streukapazität zur Masse (d. h. zum Substrat) an der Ausgangsverbindung des Verstärkers A1 verringert, wodurch die Antwortzeit der Schaltungsanordnung verbessert wird. Zweitens stellt die Steuerelektrode des Transistors N33 (und der Transistoren N21 und P21 aus Fig. 1) eine kapazitive Last C für den Ausgang des Verstärkers A1 (I1) dar. Wäre der Verstärker A1 kapazitiv (durch eine Kapazität Cc) an Transistor N13 gekoppelt, so würde eine Teilung des Ausgangspotentials VA1 des Verstärkers A1 auftreten. Das dem Transistor N13 zugeführte Potential würde auf VA1Cc/(Cc+C) herabgesetzt werden, welche Reduktion in unerwünschter Weise zur Vergrößerung der Antwortzeit und zur Herabsetzung der Empfindlichkeit der Schaltung führen würde. Infolgedessen führt die Beseitigung des Koppelkondensators zwischen den Verstärkerstufen zu bemerkenswerten Vorteilen.
• Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt in der Positionierung der automatisch auf Null abgleichenden schaltenden Baugruppe 28. Man bemerke in bezug auf die bekannte Schaltung, daß der Ausgang des Verstärkers I2 während des Intervalls des automatischen Nullabgleichs über die schaltenden Baugruppen TG1, TG2 und den Kondensator C2 mit dem Eingang des Verstärkers I1 gekoppelt ist. Diese Verbindung führt zu einer regenerativen Rückkopplung um die beiden Verstärker herum, wodurch die Antwortzeit des automatischen Nullabgleichs im bekannten System verlangsamt wird. Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 2 wird eine regenerative Rückkopplung ausgeschlossen, da kein Schaltungspfad zwischen der Eingangsverbindung des Verstärkers A1 und der Ausgangsverbindung des Verstärkers A2 vorhanden ist.
• In der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 können mehrere Änderungen vorgenommen werden. Beispielsweise kann der Ausgang des Verstärkers A1 an die Steuerelektrode des Transistors P3 gekoppelt werden, und die schaltende Baugruppe 28 kann zwischen den Ausgang des Verstärkers A2 und die Steuerelektrode von N33 gekoppelt werden. Alternativ kann der Eingang des Verstärkers A1 mit dem Transistor N13 gekoppelt werden, wobei der Transistor P13 als eine Stromquellen-Lastvorrichtung betrieben wird. Ebenfalls in Betracht zu ziehen ist die Kopplung einer großen Zahl der Komparatorschaltungen nach Fig. 2 an einen gemeinsamen Eingangsanschluß, wie dies in einem Flash-ADC der Fall ist. In diesem Fall wird jede der Eingangsverbindungen 20 an eine unterschiedliche Bezugsspannung gekoppelt werden, die über einen Bereich von Masse bis Versorgungsspannung inkremental ansteigt. Es sei angenommen, daß der Mittel- oder Gleichstromwert des an dem gemeinsamen Eingangsanschluß zugeführten Signals die Hälfte der Versorgungsspannung ist. In diesem Fall ist es wünschenswert, alle an Referenzspannungen größer als die halbe Versorgungsspannung gekoppelte Komparator-Schaltungen, wie in Fig. 2 gezeigt, auszuführen, und alle an Bezugsspannungen kleiner als die Hälfte der Versorgungsspannung gekoppelte Komparatorschaltungen komplementär zu den Schaltkreisen der Fig. 2 auszuführen, oder umgekehrt. (Mit komplementär ist gemeint, daß die Eingänge der Verstärker A1 und A2 an die Steuerelektroden der Transistoren N13 bzw. P33 gekoppelt werden, usw.).
• In einem weiteren Ausführungsbeispiel kann der erste invertierende Verstärker A1 der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 durch einen invertierenden Verstärker, wie beispielsweise den in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 gezeigten Verstärker I1, ersetzt werden. In diesem Ausführungsbeispiel ist die Steuer- oder Gateelektrode des Transistors N33 direkt mit der Zwischenverbindung der Transistoren P11 und N11 gekoppelt, und die Transistoren P23 und N23 fallen weg.
• Fig. 3 zeigt das bevorzugte Zeitverhalten der Taktsignale, die zur Steuerung der schaltenden Baugruppe zugeführt werden. Bevorzugt sind die Taktsignale P1 und P2 gegenphasige, nicht überlappende Signale.
• Fig. 4 zeigt beispielhaft eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen der in Fig. 3 gezeigten Taktsignale. Die Fachleute auf dem Gebiet des Schaltungsentwurfs werden auf einfache Weise die Arbeitsweise dieser Schaltungsanordnung verstehen, so daß sie nicht im Detail beschrieben werden wird. Es soll genügen anzumerken, daß das verzögerte Signal P1D durch Erzeugen einer verzögerten Version des Signals P1 erzeugt wird. In Fig. 4 wird diese Verzögerung über die inhärente Verzögerung seriell verbundener Torschaltungen (z.B. 4 Inverter- Schaltungen) erzeugt.

Claims (4)

1. Komparator-Schaltung, enthaltend:

- erste und zweite Signal-Eingangsanschlüsse zum Zuführen eines Signalpotentials bzw. eines Referenzpotentials;

- einen Kondensator mit einem ersten und einem zweiten Anschluß;

- ein erstes Schaltmittel zum abwechselnden Koppeln der ersten und zweiten Signal-Eingangsanschlüsse mit dem ersten Anschluß des Kondensators;

- einen ersten invertierenden Verstärker mit einem Eingangsanschluß, der mit dem zweiten Anschluß des Kondensators gekoppelt ist, und mit einem Ausgangsanschluß;

- ein zweites Schaltmittel zum abwechselnden Koppeln und Abkoppeln der Eingangs- und Ausgangsanschlüsse des ersten invertierenden Verstärkers;

gekennzeichnet durch

- einen zweiten invertierenden Verstärker mit einem Eingangsanschluß, der mit dem Ausgangsanschluß des ersten invertierenden Verstärkers direkt gekoppelt ist, und mit einem Ausgangsanschluß, enthaltend einen ersten Transistor mit erster und zweiter Elektrode mit einem Haupt-Leitpfad dazwischen und mit einer Steuerelektrode, die mit dem Ausgangsanschluß des ersten invertierenden Verstärkers gekoppelt ist, sowie einen zweiten Transistor mit erster und zweiter Elektrode mit einem Haupt-Leitpfad dazwischen und mit einer Steuerelektrode, wobei die Haupt-Leitpfade des ersten und zweiten Transistors in Serie geschaltet sind und eine Zwischenverbindung von erstem und zweitem Transistor den Ausgangsanschluß des zweiten invertierenden Verstärkers bildet; und

- ein Mittel zum automatischen Nullabgleich (Autozero) des zweiten invertierenden Verstärkers, beinhaltend ein drittes Schaltmittel zum abwechselnden Verbinden und Abtrennen des Ausgangsanschlusses des zweiten invertierenden Verstärkers mit/von der Steuerelektrode des zweiten Transistors, wobei das dritte Schaltmittel konditioniert wird zum Koppeln des Ausgangsanschlusses des zweiten invertierenden Verstärkers mit der Steuerelektrode des zweiten Transistors im wesentlichen zeitgleich mit dem zweiten, die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse des ersten invertierenden Verstärkers koppelnden Schaltmittel.

2. Komparator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum automatischen Nullabgleich des zweiten invertierenden Verstärkers weiter einen Kondensator beinhaltet, der zwischen der Steuerelektrode des zweiten Transistors und einem festen Potential gekoppelt ist.

3. Komparator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das dritte Schaltmittel konditioniert ist, den Ausgangsanschluß des zweiten invertierenden Verstärkers mit dem Steueranschluß des zweiten Transistors für ein Zeitintervall, nachdem das zweite Schaltmittel die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse des ersten invertierenden Verstärkers abgekoppelt hat, zu koppeln.

4. Komparator nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Transistoren Typen mit komplementärer Leitfähigkeit sind.