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CN1929273A - 直流－直流变换器及其控制方法和开关稳压器及其控制方法 - Google Patents

直流－直流变换器及其控制方法和开关稳压器及其控制方法 Download PDF

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CN1929273A
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Abstract

本发明提供了一种能够降低功耗的差分输出DC－DC变换器。差分输出DC－DC变换器1包括连接到负载两端的输出端子VP和VM，以及用于传递源电流的开关稳压器10。其还包括第三晶体管FET3、扼流线圈L2，以及用于沿流动方向对阱电流进行整流的第四晶体管FET4，差分输出DC－DC变换器1还包括第二稳压器，其用于允许阱电流的流动，并将高于接地点GND电压且低于输出端子VP电压的电压发送到输出端子VM。

Description

直流-直流变换器及其控制方法和开关稳压器及其控制方法
技术领域
本发明涉及用于发出差分电压的DC-DC变换器(直流-直流变换器)以及用于传递阱电流(sink current)的开关稳压器。
背景技术
随着电子设备中工作电压的多样化，对用于产生不同电源电压的DC-DC变换器的需求日益增加。近来，为了在具有不同电源电压的电子设备之间应用接口技术，不仅在电源电压的高电压侧，而且在低电压侧也需要通过可变设置来发出差分电压的DC-DC变换器。
例如，日本未审查专利公布No.2002-111470公开了这样一种接口技术。这种技术应用于包括多个电路块的半导体芯片，这些电路块具有相互不同的工作电源电压，并且在逻辑阈值电压上基本相同。各个电路块的特征在于使用低电压电平和高电压电平之间的电压差作为工作电源电压，所述逻辑阈值电压被包围在其间，并且各个电路块能够发出幅度对应于工作电源电压的信号，并接收具有将所述逻辑阈值电压包围在其间的其他幅度的信号。
日本未审查专利公布No.2002-111470公开了一种在图5中示出的用于实现这种接口技术的电压产生电路。该电压产生电路包含一对稳压器111和112。稳压器111是用于基于参考电压(+)vref1产生高电压电平vddl的源(source)侧线性稳压器。另一方面，稳压器112是用于基于参考电压(-)vref1产生低电压电平vss1的阱(sink)侧线性稳压器。因此，包围在半导体芯片中工作电源电压的高电压电平vcc和低电压电平gnd之间的高电压电平vdd1和低电压电平vss1可被作为电源供应到电路块BLK1。
发明内容
然而，在日本未审查专利公布No.2002-111470中的电压产生电路中，由于在稳压器111和112中都使用了线性稳压器，因此在两个稳压器的电压转换中耗费了过多的功率。例如，在线性稳压器111中，n沟道MOS晶体管M4串联连接到源极跟随型的n沟道MOS晶体管M3，并且耦合节点N1的电压经由比较器AMP反馈到n沟道MOS晶体管M3。n沟道MOS晶体管M3被偏压控制，以使得耦合节点N1的电压可以等于被供应到比较器AMP的参考电压(+)vref1。此时，在n沟道MOS晶体管M3中，由于产生了(高电压电平vcc-高电压电平vdd1)的电压差，因此消耗电功率。在稳压器112中，也类似地在p沟道型MOS晶体管M6中消耗电功率。这种电压转换所导致的电功率是一个问题，这是因为其引起整个系统中功耗的增加和热量的产生。
本发明是考虑到现有技术中的上述问题而设计的，因而本发明的目的在于提供一种DC-DC变换器及其控制方法，以及一种开关稳压器及其控制方法，其能够降低功耗。
为了解决上述问题，提供了本发明第一方案的DC-DC变换器，其包括：连接到负载两端的第一端子和第二端子，用于沿从第一端子向着负载的方向传递电流，并将第一电压发送到第一端子的第一稳压器，用于沿从负载向着第二端子的方向传递电流，并将高于基础电压且低于第一电压的第二电压发送到第二端子的第二稳压器，其中所述第二稳压器是开关稳压器，其包括顺序设置在从第二端子到基础电压的通路中的主电感器和主开关，以及在如下方向上设置的整流电路，所述方向是从主电感器与主开关的连接点向着第一端子或电源端子传递电流的方向。
为了解决上述问题，还提供了本发明第一方案的开关稳压器，其包括：顺序设置在从负载的低电压侧端子到基础电压的通路中的主电感器和主开关，以及沿着从主电感器和所述主开关的连接点向着负载的高电压侧端子传递电流的方向设置的整流电路，其中所述电流是从负载向进入(lead-in)方向传递的，并且高于基础电压且低于供应到负载的电压的输出电压被发送到负载的低电压侧端子。
在本发明的DC-DC变换器和开关稳压器中，当主开关不导通时，主电感器进行操作以继续沿相同方向传递电流。因此，主电感器使电流通过整流电路被传递到第一端子或电源端子中。结果，残留在主电感器中的多余能量经由整流电路而被向着第一端子或电源端子重新产生。因此，与阱侧稳压器使用线性稳压器的情况，或者使用不执行重新产生操作的开关稳压器的情况相比，所消耗的功率可以降低。
为了解决上述问题，提供了本发明第二方案的DC-DC变换器的控制方法，所述DC-DC变换器包括连接到负载两端的第一端子和第二端子，用于沿从第一端子向着负载的方向传递电流，并将第一电压发送到第一端子的第一稳压器，用于沿从负载向着第二端子的方向传递电流，并将高于基础电压且低于第一电压的第二电压发送到第二端子的第二稳压器，所述第一稳压器和所述第二稳压器都是降压型开关稳压器，所述控制方法包括：产生同步信号的步骤；根据同步信号，使沿从第一端子向着负载的方向的电流开始增加的步骤；以及根据同步信号，使沿从负载向着第二端子的方向的电流开始增加的步骤。
在包括连接负载两端的第一端子和第二端子并沿从第一端子向着负载的方向传递电流(源电流)的作为降压型开关稳压器的第一稳压器，以及用于沿从负载向第二端子的方向传递电流(阱电流)的作为降压型开关稳压器的第二稳压器的DC-DC变换器中，当源电流与阱电流的电流差变大时，由此电流差引起的脉动电流(ripple current)增大。当源电流和阱电流通过不同的时间斜度变化的周期较长时，脉动电流较大。例如，当在源电流最大值与阱电流最小值匹配时控制DC-DC变换器时，脉动电流峰值变为最大。当脉动电流增大时，所产生的噪声增大，并且设在输出端子处的电容器的充电和放电的功率损耗增大。
本发明的DC-DC变换器的控制方法根据同步信号，执行开始增加从第一端子向着负载的电流(源电流)的步骤，以及开始增加从负载向着第二端子的电流(阱电流)的步骤。结果，源电流和阱电流的开始周期匹配，并且可以可靠地防止源电流最大值与阱电流最小值的重合。在源电流与阱电流中，以正的时间斜度变化的周期变为最长，并且以不同的时间斜度变化的周期可以被设置得最短，因此可以使脉动电流最小化。因此，抑制了所产生的噪声，并且可以降低由于电容器的充电和放大而引起的功率损耗。
为了解决上述问题，提供了本发明第三方案的DC-DC变换器的控制方法，所述DC-DC变换器包括连接到负载两端的第一端子和第二端子，用于沿从第一端子向着负载的方向传递电流，并将第一电压发送到第一端子的第一稳压器，用于沿从负载向着第二端子的方向传递电流，并将高于基础电压且低于第一电压的第二电压发送到第二端子的第二稳压器，所述第一稳压器和所述第二稳压器都是降压型开关稳压器，所述控制方法包括：发出第一电压和第二电压之间的分压电压的步骤，通过从第一电压中减去规定电压而产生阈值电压的步骤，以及通过从分压电压中减去阈值电压并进行放大，来产生误差信号的步骤。
在本发明的DC-DC变换器和开关稳压器的控制方法中，如果恰在接通电源之后第一电压几乎为零，则可以产生具有正常极性的误差信号。因此，可以防止误差信号的极性反转。
附图说明
图1是本发明实施例1的差分输出DC-DC变换器的电路图；
图2是本发明实施例1的差分输出DC-DC变换器的工作波形图；
图3是本发明实施例2的差分输出DC-DC变换器的电路图；
图4是本发明实施例3的差分输出DC-DC变换器的电路图；
图5是现有技术的电路图。
具体实施方式
下面参照图1到4，详细描述本发明的DC-DC变换器和开关稳压器的示例性实施例。
(实施例1)
图1是本发明实施例1的差分输出DC-DC变换器1的电路图。
差分输出DC-DC变换器1是这样一个DC-DC变换器，其用于将施加到电源供应端Vin的输入电压V0变换成两组不同的输出电压V1和V2，并且输出至输出端VP和VM。差分输出DC-DC变换器1包含电流源型的第一开关稳压器10、电流阱型的第二开关稳压器20，和用于控制第一开关稳压器10和第二开关稳压器20的控制单元30。
第一开关稳压器10包括作为主开关的第一晶体管FET1、作为同步整流电路的第二晶体管FET2、作为主电感器的扼流线圈L1，以及作为平滑电容器的电容器C1。在第一晶体管FET1和第二晶体管FET2中，它们的源极连接到电源供应端子Vin和接地点GND，漏极彼此连接到扼流线圈L1的输入端，并且栅极连接到控制单元30的控制输出。扼流线圈L1的输出端和电容器C1一起连接到输出端子VP，电容器C1的另一端接地。
第二开关稳压器20包括作为主开关的第三晶体管FET3、作为同步整流电路的第四晶体管FET4、作为主电感器的扼流线圈L2，以及作为平滑电容器的电容器C2。在第三晶体管FET3和第四晶体管FET4中，它们的源极连接到接地点GND和用于产生输出电压V1的第一开关稳压器10的输出，漏极彼此连接到扼流线圈L2的输入端。栅极连接到控制单元30的控制输出。扼流线圈L2的输出端和电容器C2一起连接到输出端子VM，电容器C2的另一端接地。
控制单元30包括触发器FF1和FF2，运算放大器PWM1、PWM2、ERA1和ERA2，电阻元件R1到R4，脉冲振荡器OSC1和锯齿波振荡器OSC2。从脉冲振荡器OSC1发出的时钟信号CK供应到锯齿波振荡器OSC2、触发器FF1的置位输入S，以及触发器FF2的置位输入S。锯齿波振荡器OSC2产生与此时钟信号CK同步的锯齿波信号CKN，发送到运算放大器PWM1和运算放大器PWM2。具体而言，在时钟信号CK的前缘(leading edge)，锯齿波信号CKN被复位为0V，并且电平通过时间倾斜被升高，直到下一周期的开始。
下面将说明控制单元30中用于控制第一晶体管FET1和第二晶体管FET2的部分。
电阻元件R1和R2在输出端子VP和接地点GND之间串联连接，并且其中间电压VM1被引出。在作为第一开关稳压器10的误差放大器的误差放大器ERA1中，中间电压VM1被供应到反相输入端，并且距接地点GND的基础电压(base voltage)e1被施加到正相输入端。因此，误差放大器ERA1从基础电压e1中减去中间电压VM1，放大差分电压，并发送到运算放大器PWM1。
在运算放大器PWM1中，锯齿波信号CKN被供应到正相输入端，并且作为误差放大器ERA1输出的参考电压VR1被供应到反相输入端。因此，在锯齿波信号CKN的一个周期中，在电压值的线性上升周期中，当电平超过参考电压VR1的电压值时，运算放大器PWM1的输出电平从低电平变为高电平。当锯齿波信号CKN变为低电平时，运算放大器PWM1的输出也从高电平变为低电平。结果，当参考电压VR1的电压值变化时，运算放大器PWM1的复位信号RCK1从低电平到高电平的跳变定时也变化。即，运算放大器PWM1发出如下的复位信号RCK1，该复位信号RCK1的脉宽是根据参考电压VR1的电压值来调制的。
在触发器FF1中，时钟信号CK被供应到置位输入S，并且复位信号RCK1被供应到复位输入R。因此，在时钟信号CK上升时，输出Q1被设置在高电平，在复位信号RCK1上升时，输出Q1被设置在低电平。触发器FF1将输出Q1发送到第一晶体管FET1的栅极，并将反相输出XQ1发送到第二晶体管FET2的栅极。因此，根据触发器FF1的状态，排他地执行第一晶体管FET1和第二晶体管FET2的导通控制。
下面将说明控制单元30中用于控制第三晶体管FET3和第四晶体管FET4的部分。
电阻元件R3和R4在输出端子VP和输出端子VM之间串联连接，并且其中间电压VM2被引出。在作为第二开关稳压器20的误差放大器的误差放大器ERA2中，中间电压VM2被供应到正相输入端，并且输出端子VP处的电压减去基础电压e2的余额被供应到反相输入端。因此，误差放大器ERA2将中间电压VM2-(输出端子电压-基础电压e2)所得到的电压值放大，并发送到运算放大器PWM2。
在运算放大器PWM2中，锯齿波信号CKN被供应到正相输入端，并且作为误差放大器ERA2输出的参考电压VR2被供应到反相输入端。因此，在锯齿波信号CKN的一个周期中，在电压值的线性上升周期中，当电平超过参考电压VR2的电压值时，运算放大器PWM2的输出电平从低电平变为高电平。当锯齿波信号CKN变为低电平时，运算放大器PWM2的输出也从高电平变为低电平。结果，当参考电压VR2的电压值变化时，运算放大器PWM2的复位信号RCK2从低电平到高电平的跳变定时也变化。即，运算放大器PWM2发出如下的复位信号RCK2，该复位信号RCK2的脉宽是根据参考电压VR2的电压值而调制的。
误差放大器ERA2也可被认为是以另外的方式构成的，即，中间电压VM2被供应到正相输入端，并且距接地点GND的基础电压e2a被供应到反相输入端(这里，基础电压e2a＝通常状态的输出端子VP的电压-基础电压e2)。因此，恰在供应电源之后，当输出端子VP的电压变为约0V时，基础电压e2a的电压变为高电平，并且误差放大器ERA2发出具有负极性的电压。即，起初应当是正极性电压，但发出了相反极性的电压。因此，复位信号RCK2一直保持在高电平，直到输出端子VP的电压变成通常状态的电压，并且第三晶体管FET3被设置在导通状态。结果，电流在从输出端子VP到输出端子VM的通路中沿电流IL2的反方向流动。由于通常状态的相反极性的能量在电流IL2中累积，因此在变到通常状态的过程中，在与通常状态中相同极性的能量累积之前需要较长的时间。
与之形成对照的是，在实施例1的差分输出DC-DC变换器1中，如果恰在电源供应之后，输出端子VP的电压是低电压，则通过从输出端子VP的电压中减去基础电压e2所得到的电压是具有负极性的电压，因而误差放大器ER2所发出的参考电压VR2是正极性电压。因此，如果输出端子VP的输出未变成通常状态的电压，则正常发出复位信号RCK2，并且可以抑制在第二开关稳压器20的操作稳定之前的延时。
在触发器FF2中，时钟信号CK被供应到置位输入S，并且复位信号RCK2被供应到复位输入R。因此，在时钟信号CK上升时，输出Q2被设置在高电平，在复位信号RCK2上升时，输出Q2被设置在低电平。触发器FF2将输出Q2发送到第三晶体管FET3的栅极，并将反相输出XQ2发送到第四晶体管FET4的栅极。因此，根据触发器FF2的状态，排他地执行第三晶体管FET3和第四晶体管FET4的导通控制。
下面描述本实施例的差分输出DC-DC变换器1的操作。图2是差分输出DC-DC变换器1的操作波形图。时钟信号CK是脉冲振荡器OSC1的输出波形，它是以周期T振荡的方波。
首先在(1)处，脉冲振荡器OSC1发出的时钟信号CK变为高电平，并且锯齿波振荡器OSC2发出的锯齿波信号CKN开始上升。同时，在时钟信号CK上升时，触发器FF1和FF2的输出Q1和Q2变为高电平，并且反相输出XQ1和XQ2变为低电平。
在(2)处，第一晶体管FET1的栅极电平变为高电平，并且第二晶体管FET2的栅极电平变为低电平，因而第一晶体管FET1导通而第二晶体管FET2不导通。在(3)处，第三晶体管FET3的栅极电平变为高电平，并且第四晶体管FET4的栅极电平变为低电平，因而第三晶体管FET3导通而第四晶体管FET4不导通。结果，形成了从电源端子Vin经由第一晶体管FET1、扼流线圈L1、负载RD、扼流线圈L2和第三晶体管FET3到接地点GND的通路。此时，在扼流线圈L1中，电流IL1开始沿着从连接到第一晶体管FET1的一侧朝着连接到输出端子VP的一侧的方向增加，并且在扼流线圈L2中，电流IL2也开始沿着从连接到负载RD的一侧朝着连接到第三晶体管FET3的一侧的方向增加。
在(4)处，当锯齿波信号CKN的电压电平超过参考电压VR2时，复位信号RCK2变为高电平。在(5)处，在复位信号RCK2上升时，触发器FF2的输出Q2变为高电平，并且反相输出XQ2变为低电平。在(6)处，由于第三晶体管FET3的栅极电平变为低电平，因此第三晶体管FET3不导通。同时，第四晶体管FET4的栅极电平变为高电平，并且第四晶体管FET4导通。因此，形成了从扼流线圈L2经由第四晶体管FET4到输出端子VP的通路。
此时，扼流线圈L2试图继续传递与电流IL2相同的方向的电流。扼流线圈L2通过第四晶体管FET4将电流IL2传递到输出端子VP中。结果，扼流线圈L2中累积的能量通过该通路释放，并在输出端子VP侧重新产生。因此，与使用线性稳压器的情形或使用不在阱侧稳压器处执行重产生操作的开关稳压器的情形相比，降低了电功率的消耗。随着能量的释放，电流IL2的电流值逐渐降低。
在此情况下，不特别规定第一开关稳压器10，只要阱电流流入负载RD，并且高于输出端子VM电压的电压可被发送到输出端子VP即可。具体示例是线性稳压器和开关稳压器。在开关稳压器的情况下，既可以是降压型，也可以是升压型。
在(7)处，当锯齿波信号CKN的电压电平超过参考电压VR1时，复位信号RCK1变为高电平。在(8)处，在复位信号RCK1上升时，触发器FF1的输出Q1变为高电平，并且反相输出XQ1变为低电平。在(9)处，由于第一晶体管FET1的栅极电平变为低电平，因此第一晶体管FET1不导通。同时，第二晶体管FET2的栅极电平变为高电平，并且第二晶体管FET2导通。结果，形成了从扼流线圈L1经由第二晶体管FET2到输出端子VP的通路。此时，扼流线圈L1释放累积的能量，并继续沿着与电流IL1相同的方向传递电流。随着能量的下降，电流IL1的电流逐渐降低。
在(10)处，当锯齿波信号CKN变为低电平时，复位信号RCK1和复位信号RCK2变为低电平，并且一个周期的操作完成。
图2还在电流IL2的图和示出从电流IL1中减去电流IL2的电流值的图中的虚线部分中示出了比较示例的图。该比较示例包括降压型(step-down)源侧开关稳压器和阱侧开关稳压器，这与差分输出DC-DC变换器1是类似的。然而，该差分输出DC-DC变换器与差分输出DC-DC变换器1的不同之处在于，异步地控制每个开关稳压器的导通。图2示出了电流IL1增加定时和电流IL2降低定时的操作波形。
如图2所示，由于电流IL1和电流IL2的增加定时不同，因此当从电流IL1中减去电流IL2时，电流值的变化量最大。从电流IL1中减去电流IL2的电流值被反映在脉动电流中，作为输出端子VP和VM之间产生噪声的原因，并且电流值的这一改变导致增大连接在输出端子VP和VM之间的电容器C2的充电和放电的电流量。因而，优选地使从电流IL1中减去电流IL2的电流值的改变量最小化。
在实施例1的差分输出DC-DC变换器1中，分别由触发器FF1和触发器FF2来控制第一开关稳压器10的第一晶体管FET1和第二开关稳压器20的第三晶体管FET3的导通。在触发器FF1和触发器FF2中，时钟信号CK被输入到每个置位端子中。即，在触发器FF1和触发器FF2中，在时钟信号CK的上升定时，输出Q1和Q2变为高电平，并且第一晶体管FET1和第三晶体管FET3的导通在相同的定时开始((2)和(3))。结果，在电流IL1和电流IL2中，以正的时间斜度变化的周期变为最长，并且从电流IL1中减去电流IL2的电流值的改变量与比较示例相比更小。因此，在差分输出DC-DC变换器1中，与不同步地控制第一晶体管FET1和第三晶体管FET3的比较示例相比，抑制了脉动电压的峰值，降低了所产生的噪声，降低了电容器C2充电和放电的电流值，并且可以降低用于充电和放电的功率损耗。
(实施例2)
图3是实施例2的差分输出DC-DC变换器1A的电路图。工作在电流模式的差分输出DC-DC变换器1A包括电流源型的第一开关稳压器10A、电流阱型的第二开关稳压器20A，以及用于控制第一开关稳压器10A和第二开关稳压器20A的控制单元30A。
第一开关稳压器10A类似于实施例1的第一开关稳压器10，只是在扼流线圈L1与输出端子VP之间设有感应电阻Rs1。该感应电阻Rs1将扼流线圈L1中流动的电流IL1转换成在两端产生的电压并检测之。
第二开关稳压器20A类似于实施例1的第二开关稳压器20，只是在扼流线圈L2与输出端子VM之间设有感应电阻Rs2，并且构成同步整流电路的第四晶体管FET4的源极侧被连接到电源端子Vin。该感应电阻Rs2将扼流线圈L2中流动的电流IL2转换成在两端产生的电压并检测之。
控制单元30A类似于实施例1的控制单元30，只是设有用于放大感应电阻Rs1两端电压的运算放大器AMP1和用于放大感应电阻Rs2两端电压的运算放大器AMP2。而且，没有了实施例1中由锯齿波振荡器OSC2发出的锯齿波信号CKN，而是运算放大器PWM1将运算放大器AMP1的输出供应到正相输入端，运算放大器PWM2将运算放大器AMP2的输出供应到正相输入端。即，在控制单元30A中，复位信号RCK1的生成使用的是电流IL1和IL2的电流值，而非锯齿波信号CKN。
实施例2的差分输出DC-DC变换器1A也以图2的定时进行操作，只是上述的复位信号RCK1和复位信号RCK2的生成方法有所不同。即，在差分输出DC-DC变换器1A中，在(6)处，累积在扼流线圈L2中的能量也在输出端子VP侧产生。结果，与使用线性稳压器的情形或使用不在阱侧稳压器处执行重产生操作的开关稳压器的情形相比，降低了功耗。
(实施例3)
图4是实施例3的差分输出DC-DC变换器1B的电路图。工作在电流模式的差分输出DC-DC变换器1B包括电流源型的第一开关稳压器10B、电流阱型的第二开关稳压器20B，以及用于控制第一开关稳压器10B和第二开关稳压器20B的控制单元30B。
第一开关稳压器1OB类似于实施例1的第一开关稳压器10，只是在扼流线圈L1与输出端子VP之间设有感应电阻Rs1，并且设置了作为异步整流电路的第一二极管D1而非作为同步整流电路的第二晶体管FET2。该感应电阻Rs1将扼流线圈L1中流动的电流IL1转换成在两端产生的电压并检测之。
第二开关稳压器20B类似于实施例1的第二开关稳压器20，只是在扼流线圈L2与输出端子VM之间设有感应电阻Rs2，并且设置了作为异步整流电路的第二二极管D2而非作为同步整流电路的第四晶体管FET4。该感应电阻Rs2将扼流线圈L2中流动的电流IL2转换成在两端产生的电压并检测之。
控制单元30B类似于实施例2的控制单元30A，只是与电流控制有关的部分不同。即，其包括运算放大器COMP1、COMP2，与门AND1、AND2以及基础电压e3和e4，用于在构成异步整流电路的第一二极管D1和第二二极管D2中执行公知的周期跳步操作(cycle skip operation)。
在包括在用于控制第一开关稳压器10B的部分中的运算放大器COMP1中，参考电压VR1被供应到正相输入端，基础电压e3被供应到反相输入端。在与门AND1中，运算放大器COMP1的输出被供应到一个输入端，时钟信号CK被供应到另一输入端。因此，只有当参考电压VR1超过基础电压e3时，置位信号SCK1才根据时钟信号CK而变为高电平。即，如果根据输出端子VP变化的中间电压VM1的电压超过了基础电压e1，通过适当地设置基础电压e3，则可以限制置位信号SCK1向高电平的跳变，即，可以实现周期跳步操作。
对于包括在用于控制第二开关稳压器20B的部分中的运算放大器COMP2、与门AND2和基础电压e4，操作与第一开关稳压器10B的运算放大器COMP1、与门AND1和基础电压e3相同，省略其说明。
在控制单元30B中，在误差放大器ERA2中，中间电压VM2被供应到正相输入，并且供应到反相输入的是距接地点GND的基础电压e2a而非基础电压e2(这里，基础电压e2a＝通常状态的输出端子VP的电压-基础电压e2)。因此，如上所述，当在整流电路中使用了诸如第四晶体管FET4之类的同步整流电路时，恰在供应电源之后，在第二开关稳压器20B的操作稳定之前引起了延时。
因此，在实施例3的第二开关稳压器20B中，在整流电路中使用了作为异步整流电路的第二二极管D2。因此，在从输出端子VP经由扼流线圈L2到输出端子VM的通路中，防止了电流IL2的反向电流的流动。因此，电流IL2防止了在通常状态的反方向上的能量累积，并且可以抑制在第二开关稳压器20B的操作稳定之前的延时。
本发明不仅限于这些实施例，而是可以在不脱离本发明真正精神的范围内变化和修改。
例如，在实施例2中将第四晶体管FET4的源极连接到电源端子Vin的结构也可以应用到实施例1和实施例3上。
差分输出DC-DC比较器1是DC-DC比较器的示例，第一开关稳压器1O是第一稳压器的示例，并且第二开关稳压器20是第二稳压器和开关稳压器的示例。第一晶体管FET1是第一稳压器的主开关的示例，第二晶体管FET2是第一稳压器的整流电路的示例，第三晶体管FET3是第二稳压器的主开关的示例，第四晶体管FET4是第二稳压器的整流电路的示例。扼流线圈L1是第一稳压器的主电感器的示例，扼流线圈L21是第二稳压器的主电感器的示例，输出端子VP是第一稳压器的第一端子和开关稳压器中负载的高电压侧端子的示例，并且输出端子VM是第二稳压器的第二端子和开关稳压器中负载的低电压侧端子的示例。脉冲振荡器OSC1是时钟信号产生器的示例，时钟信号CK是同步信号的示例，触发器FF1是第一同步信号和第一锁存电路的示例，触发器FF2是第二同步信号和第二锁存电路的示例，误差放大器ERA2是误差放大器的示例。第一二极管D1是第一稳压器的整流电路的示例，第二二极管D2是第二稳压器的整流电路的示例，电阻元件R3和R4是分压电路的示例，并且基础电压e2是第二稳压器的基础电压的示例。
通过应用本发明，可以提供能够节约功耗的DC-DC变换器和开关稳压器。
本申请基于申请日为2005年9月5日的日本专利申请No.2005-256419，并要求其优先权，该申请的全部内容通过引用合并在此。

Claims (11)

1.一种直流-直流变换器，包括：
连接到负载两端的第一端子和第二端子，
第一稳压器，用于沿从所述第一端子向着所述负载的方向传递电流，并将第一电压发送到所述第一端子，
第二稳压器，用于沿从所述负载向着所述第二端子的方向传递电流，并将第二电压发送到所述第二端子，所述第二电压高于基础电压并且低于所述第一电压，其中所述第二稳压器是开关稳压器，其包括顺序设置在从所述第二端子到所述基础电压的通路中的主电感器和主开关，以及在如下方向上设置的整流电路，所述方向是从所述主电感器与所述主开关的连接点向着所述第一端子或电源端子传递电流的方向。
2.如权利要求1所述的直流-直流变换器，其中所述第一稳压器和第二稳压器都是降压型开关稳压器，所述降压型开关稳压器包括用于产生同步信号的同步信号产生器，用于根据所述同步信号，使沿从所述第一端子向着所述负载的方向的电流开始增加的第一同步电路，以及用于根据所述同步信号，使沿从所述负载向着所述第二端子的方向的电流开始增加的第二同步电路。
3.如权利要求2所述的直流-直流变换器，其中所述第一同步电路根据所述同步信号来导通所述第一稳压器的主开关，并且所述第二同步电路根据所述同步信号来导通所述第二稳压器的主开关。
4.如权利要求3所述的直流-直流变换器，其中所述第一同步电路所具有的输出端子连接到所述第一稳压器中的主开关的导通控制端子，所述第一同步电路的置位端子是被连接到所述同步信号的第一锁存电路，所述第二同步电路所具有的输出端子连接到所述第二稳压器中的主开关的导通控制端子，所述第二同步电路的置位端子是被连接到所述同步信号的第二锁存电路。
5.如权利要求1所述的直流-直流变换器，还包括：
分压电路，其设置在所述第一电压和所述第二电压之间，用于发出所述第一电压与所述第二电压之间的分压电压，
基础电压单元，其所具有的正端子连接到所述第一电压，以及
误差放大器，所述基础电压单元的负端子被连接到所述误差放大器的反相输入端子，并且所述分压电路的输出端子被连接到所述误差放大器的正相端子。
6.一种开关稳压器，包括：
主电感器和主开关，它们被顺序设置在从负载的低电压侧端子到基础电压的通路中，以及
整流电路，其沿如下方向设置，所述方向是从所述主电感器和所述主开关的连接点向着所述负载的高电压侧端子传递电流的方向，其中所述电流是从所述负载向进入方向传递的，并且高于所述基础电压且低于供应到所述负载的电压的输出电压被发送到所述负载的低电压侧端子。
7.如权利要求6所述的开关稳压器，还包括：
分压电路，其设置在所述负载的高电压侧端子与所述负载的低电压侧端子之间，用于发出被供应到所述负载的电压与所述输出电压之间的分压电压，
基础电压单元，其所具有的正端子被连接到所述负载的高电压侧端子，以及
误差放大器，所述基础电压单元的负端子被连接到所述误差放大器的反相输入端子，并且所述分压电路的输出端子被连接到所述误差放大器的正相输入端子。
8.一种直流-直流变换器的控制方法，所述直流-直流变换器包括连接到负载两端的第一端子和第二端子，用于沿从所述第一端子向着所述负载的方向传递电流，并将第一电压发送到所述第一端子的第一稳压器，以及用于沿从所述负载向着所述第二端子的方向传递电流，并将高于基础电压且低于所述第一电压的第二电压发送到所述第二端子的第二稳压器，所述第一稳压器和所述第二稳压器都是降压型开关稳压器，所述控制方法包括：
产生同步信号的步骤；
根据所述同步信号，使沿从所述第一端子向着所述负载的方向的电流开始增加的步骤；以及
根据所述同步信号，使沿从所述负载向着所述第二端子的方向的电流开始增加的步骤。
9.如权利要求8所述的直流-直流变换器的控制方法，其中所述使沿从所述第一端子向着所述负载的方向的电流开始增加的步骤是使所述第一稳压器的主开关导通的步骤，并且所述使沿从所述负载向着所述第二端子的方向的电流开始增加的步骤是使所述第二稳压器的主开关导通的步骤。
10.一种直流-直流变换器的控制方法，所述直流-直流变换器包括连接到负载两端的第一端子和第二端子，用于沿从所述第一端子向着所述负载的方向传递电流，并将第一电压发送到所述第一端子的第一稳压器，以及用于沿从所述负载向着所述第二端子的方向传递电流，并将高于基础电压且低于所述第一电压的第二电压发送到所述第二端子的第二稳压器，所述第一稳压器和所述第二稳压器都是降压型开关稳压器，所述控制方法包括：
发出所述第一电压和所述第二电压之间的分压电压的步骤，
通过从所述第一电压中减去规定电压而产生阈值电压的步骤，以及
通过从所述分压电压中减去所述阈值电压并进行放大，来产生误差信号的步骤。
11.一种开关稳压器的控制方法，用于从负载向进入方向传递电流，以及将高于基础电压且低于被供应到所述负载的电压的输出电压发送到所述负载的低电压侧端子，所述控制方法包括：
发出所述被供应到负载的电压和所述输出电压之间的分压电压的步骤，
通过从被供应到所述负载的电压中减去规定电压而产生阈值电压的步骤，以及
通过从所述分压电压中减去所述阈值电压并进行放大，来产生误差信号的步骤。
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