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CN1603996A - 多相合成脉动电压稳压器同步法 - Google Patents

多相合成脉动电压稳压器同步法 Download PDF

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CN1603996A CNA2004100834372A CN200410083437A CN1603996A CN 1603996 A CN1603996 A CN 1603996A CN A2004100834372 A CNA2004100834372 A CN A2004100834372A CN 200410083437 A CN200410083437 A CN 200410083437A CN 1603996 A CN1603996 A CN 1603996A
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Abstract

多相脉动电压稳压发生器应用一参照上下电压阈值的滞后比较器，该比较器监视电容器两端产生的主控脉动电压波形，而供给电容器的电流正比于输出电压与输入电压或地的差压。滞后比较器的输出产生连续耦接PWM锁存器的主控时钟信号，其状态限定了被同步脉动电压各别分量的持续时间。各个PWM锁存器的第一状态由选择的主控时钟信号启动，而由监视各自相节点电压的有关相电压比较器中止。

Description

多相合成脉动电压稳压器同步法
交叉参照的相关申请
本申请是M.Walters等人于2002年9月6日提交的题为“Synthetic RippleRequlator”的共同待审美国专利申请连续号10/236,787(下称’787专利申请)的连续组成部分，该申请已转让给本申请受让人，其内容通过引用包括在这里。
发明领域
本发明一般涉及电源电路及其元件，尤其针对一种同步多台合成脉动发生器的装置，所述发生器产生人造或合成的脉动波形束控制多相DC-DC转换器的切换操作。
发明背景
如上述’787专利申请的背景所述，集成电路的电力通常由一个或多个直流(DC)电源提供。在一些应用中，电路可能要求多个不同于供电电压的稳定电压，尤其在希望低电流消耗的诸如便携式的由电池供电的设备中，这类电压相对低，如三伏或以下量级(该结构在便携应用中形成很高的压差，如输入电压为4.5～25V量级，输出电压Vo为0.5～3.7V)。另在许多应用中，负载电流变化超过若干量级。为满足这些要求，常应用基于脉动发生器的转换器，如图1类型的滞后或“继电器式”转换器。
这种基于脉动稳压器的DC-DC电压转换器应用相对简单的控制机理，对负载瞬变响应迅速。脉动电压稳压器的开关频率为异步，适用于希望直接控制开关频率或开关边沿的场合。为此，图1的脉动电压稳压器使用了滞后比较器10，它可切换地控制栅驱动电路20，其各自的输出驱动口22和23耦合到一对电子功率开关器件的控制或栅驱动输入端，这些器件分别示为上部P-MOSFET(或PFET)器件30和下部N-MOSFET(或NFET)器件40。这些FET开关件的漏源通路串耦在第一与第二参考电压(Vdd与地(GND))之间。
根据比较器10提供的脉宽调制(PWM)开关波形(如图2时序图的PWM所示)，栅驱动电路20可控制开关或通断两只开关器件30和40。上部PFET器件30被栅驱动器20施加给PFET器件20栅极的上部栅极开关信号UG接通与断开，而下部NFET器件30被栅驱动器20施加给NFET器件30栅极的下部栅极开关信号LG接通与断开。
两功率FET30/40之间的一公共或相位电压节点35经电感器50耦接电容器60，后者参照规定的电位(如地(GND))。电感器50与电容器60之间的连线55用作输出节点，由此导出输出电压Vout(图2中示为三角波形输出)。为相对规定的参考电压调节该输出电压，输出节点55耦接滞后比较器10的第一反相(-)输入端11，其第二非反相(+)输入端12耦合成接收DC参考电压。
在这种滞后稳压器中，当节点55的输出电压Vout低于参考电压基准时(减去比较器固有的滞后电压Δ)，滞后比较器10的输出PWM信号波形就过渡到第一状态(如变高)；反之，当输出电压Vout超过参考电压加滞后电压Δ时，比较器的PWM输出则过渡到第二状态(如变低)。加上负载或增大负载会使输出电压(Vout)降到低于参考电压，因而比较器10触发栅驱动器而接通上部开关器件30。因转换器为异步，故栅驱动控制信号不等候同步时钟，与大多数固定频率PWM控制法一样。
这类脉动电压稳压器的主要问题包括大的脉动电压、DC电压精度和开关频率。由于滞后比较器10直接设置脉动电压Vout的幅值，故应用较小的滞后Δ会降低功率转换效率，因为开关频率随滞后减小而增高。为控制与脉动波形有关的DC输出电压，可调节输出脉动电压(图2所示的输出)的峰71与谷72。对图示的三角波形，输出电压的DC值是PWM占空因数的函数。在通过电感器50的电流变得不连续时，输出电压波形也在轻负载时变化，在其间产生相对短的“尖峰”是较长周期的低电压，如图2中的DISCON波形所示。因该脉动电压波形随输入线路和负载条件而变化，故很难保持严密的DC调节。
此外，电容器技术的改进会改变脉动波形。具体而言，陶瓷电容器技术的目前水平，能使陶瓷电容器的等效串联电阻即ESR(对图2的输出电压波形产生逐段线性或三角形的波形)减至极低值。但在极低ESR值下，输出电压的脉动形状从三角形变为非线性形(如抛物线与正弦)，使输出电压过冲滞后阈值，造成更高的峰间脉动。因此，原来要降低DC-DC转换器的输出电压脉动的改进，在应用于脉动电压稳压器时，其实增大了脉动。
据’787申请揭示的发明，普通脉动电压稳压器包括上述在内的缺点，可用图3的合成脉动电压稳压器有效地克服。这种合成脉动电压稳压器产生一辅助电压波形，可有效地复制或反映通过输出电感器50的波形脉动电流，并用该辅助电压波形控制栓牢滞后比较器10。运用这一旨在脉动电压稳定的重建电流，导致输出脉动低而补偿简单。
更具体地说，图3的合成脉动电压稳压器应用于跨导放大器110，其输出耦接脉动电压电容器120。跨导放大器110产生正比于电感器50两端电压的输出电流IRAMP，电感器50互连在上下MOSFET(栅驱动电路20对其产生各自的栅驱动21与22)共同的节点35与输出节点55之间。脉动电压电容器120把该输出电流斜波变换成具有期望波形的电感器电流代表性电压。根据电感器电流合成脉动波形的优点在于固有的前馈特性。对于阶跃输入电压变化，跨导放大器110产生的电流IRAMP将按比例改变，以修正功率开关器件的导电间隔。
为此，跨导放大器110的第一非反相(+)输入端111耦接相位节点35，第二反相(-)输入端112耦接电感器50另一端的输出电压节点55，使跨导放大器110有效地“看见”电感器50两端的电压。输出电压节点55还耦接电容器120的第一端121和插在滞后比较器10上游的误差放大器130的反相(-)输入端141。误差放大器130用于提高DC稳压精度，提供高DC增益以减小脉动波形、各种偏差与其它误差造成的误差。误差放大器130的第二非反相(+)输入端132耦接成接收电压基准，其输出端133耦接滞后比较器10的非反相(+)输入端12。在图3配置中，误差放大器130的输出跟随负载电流。跨导放大器110的输出端113耦接电容器120的第二端子122和滞后比较器10的反相(-)输入端11。
参照图4的一组波形时序图，可明白图3的合成脉动电压稳压器的工作原理。举一非限制性实例，把稳压器电压设定为基准值＝1VDC，滞后比较器10用滞后的±100mV断开。电感器50的电感量为1μH，输出电容为10μF。图4的线M1(在30μs时标处)代表输入电压从M1前的3.6VDC量级值到在M1处和以后的4.2VDC量级值的变化。
上面波形501对应于脉动电压电容器120两端产生的脉动电压；中间波形502是通过电感器50的电流；下面波形503是节点55的输出电压。如t＝20μs和t＝50μs处各自的阶跨变化511/521和512/522所示，各个脉动与电感器电流波形501和502的相似性很清楚。如波形502所示，对3.6VDC的输入供电电压，转换器最初提供100mA量级的电感器电流。该电流不连续，开关频率的值相对稳定，为900KHz量级。
在波形502的瞬间521(t＝20μs)，负载电流从100mA逐段(X10)增大到1A量级的值，开关频率增高到1.5MHz量级的频率。从输出电压波形503可见，在该瞬间出现的脉动量531相对小(量级仅为±3mV，比图1原有技术稳压器在负载电流＝100mA的断续操作期间的±100mV低得多，且再跌至±1.5mV)。
在M1即t＝30μs时标处，输入电压从3.6VDC逐步提高至4.2VDC，开关频率提高至几乎为2.3MHz，但各波形501～503的电平仍保持稳定。因此，在t＝50μs处，电感器/负载电流波形501有一阶跃瞬变512，它从1A跌回100mA，但开关频率稳定为1.3MHz量级的值。在输出电压波形503中可看出，像t＝20μs瞬变处出现的脉动531一样，再次瞬变的脉动量532也相对小(量级仅为±3mV，并跌至±1.5mV)，使输出电压有效地稳定在电压基准1VDC量级的值。
发明内容
根据本发明，对多相DC-DC电压发生器应用了’787申请所揭示的跨导放大器与滞后比较器结构的功能，以实现一种新颖改进的电路结构来同步多个合成脉动电压发生器，而这类发生器产生的人造或合成的脉动电压波形用于控制多相DC-DC电压转换器的开关操作。本发明的该合成脉动电压稳压器有一可变频率，它与输入电压、输出电压和负载有关。
为此，本发明包括一个参照上下电压阈值的主控制滞后比较器，它监视着电容器两端由一电流产生的主控脉动电压波形，而该电流正比于输出电压与输入电压或参考电压(地)之差。该正比电流由一对跨导放大器产生。主控滞后比较器的输出用作顺序耦接PWM锁存器的主控时钟信号，其状态限定了合成脉动电压各别分量的持续时间。各PWM锁存器的第一状态由滞后比较器产生的选择的主控时钟信号启动，由监视各相位节点电压的有关比较器中止。
如上所述，本发明的合成脉动电压稳压器有一与输入电压、输出电压和负载有关的可变频率。根据另一方法，用比较器与单触发产生具有固定的稳态频率的主控时钟信号，Vlower与Vupper之差为正比于输出电压Vo。在产生输出信号PWM1的另一方法中，来自序列逻辑的输出信号使输出口信号PWM1改变状态(如变高)，并接通开关。因此，脉动电压两端的脉动电容电压增高正比于(Vin-Vo)的充电电流，相位1脉动电压穿过上电压阈值Vupper，比较器使产生PWM1的输出触发电路复位，从而让PWM1输出改变状态(变低)。在相位1脉动电容电压相对峰值之间的间隔内，电容器两端电压减小正比于Vo的放电电流。
附图简介
图1示出常规基于脉动稳压器的DC-DC电压转换器的一般结构；
图2为时序图，示出与图1基于脉动稳压器的DC-DC电压转换器操作有关的PWM和输出电压波形；
图3示出’787申请所揭示发明的合成脉动电压稳压器的实施法；
图4是时序图，示出与图3的合成脉动电压稳压器操作有关的波形；
图5示出本发明的多相合成脉动电压稳压器；
图6为一组与图5的多相合成脉动电压稳压器操作有关的时序图；
图7表示用单个比较器与单触发产生主控时钟信号；
图8是与图7的操作有关的时序图；
图9示出另一产生输出信号PWM1的电路安排；
图10是与图8的操作有关的时序图；
图11是与负载阶跃有关的上下电压时序图；
图12示出与图11的瞬时增大有关的主控时钟脉冲串；和
图13示出在第一相对稳态接着过渡到更高频率与再回到另一稳态频率之间的频率变化。
详细描述
在描述本发明的多相合成脉动电压稳压器同步法一非限制较佳实施例之前，应该说明，本发明主要涉及常规电路元件的一种配置和它们可被配入上述类型多相滞后控制器的方法。应该理解，本发明可以多种其它方法实施，不只限于这里图示和描述的实施例，而这里图示和描述的实施例子只是提供属于本发明的详细说明书，本领域的技术人员在阅完本说明书后不难理解揭示的各种细节。整个文本与附图用同样的标号表示同样的部件。
现在参照图5，该图对双相稳压器示出本发明多相合成脉动电压稳压器的一般结构。由描述显然可知，需要的话，很容易把本发明的结构和功能扩展到附加的相。为减少附图与有关描述的复杂性，把双相实施法示为减少了复杂性的多相例子。
图5的多相合成脉动电压稳压器包括由上下阈值比较器210与220组成的“主控”滞后比较器200，其输出端分别耦接置位/复位触发电路230的置位与复位输入端。比较器210的第一反相(-)输入端211耦合成接收上阈值电压Vupper，比较器220的第一非反相(+)输入端221耦合成接收下阈值电压Vlower，Vlower是规定的偏置ΔV/2，低于上阈值电压Vupper。比较器210的第二非反相输入端212和比较器220的第二反相(-)输入端222，各自耦接受控开关240的公共端241，还耦接参照地的电容器245。开关240受触发电路230的Q输出控制。
开关240的第一输入端242耦接跨导放大器250的输出端，其第二输入端243耦接跨导放大器260的输出端。跨导放大器250的第一非反相(+)输入端251耦合成接收对稳压器的输入电压Vin，其第二反相(-)输入端252耦合成接收稳压器的输出电压V0(即例如图1和3的电路在输出节点55的电压)。跨导放大器250产生的输出电流正比于其输入之差，即正比于Vin-Vo。跨导放大器260的第一非反相(+)输入端261耦接地，其第二输入端262耦合成接收输出电压Vo。跨导放大器250产生的输出电流正比于其输入之差，即正比于0-Vo。
触发电路230的QBAR输出耦接序列逻辑电路270，后者可构成计数器，有N个对应于产生的相数的输出端。在本双相实例中，序列逻辑电路270的第一输出端271耦接置位/复位触发电路280的置位输入端，第二输出端272耦接置位/复位触发电路290的置位输入端。为此，可将序列逻辑270对于双相应用构成一触发电路，或在多于双相的应用中构成移位寄存器。触发电路280的复位输入端耦接比较器300的输出端，触发电路290的复位输入端耦接比较器310的输出端。
比较器300和310的第一非反相(+)输入端301与311，分别耦合成接收上阈值电压Vupper。比较器300的反相(-)输入端302耦合成接收在电容器305两端产生的相1脉动电压波形，该波形是相1跨导放大器320向电容器305供电流而造成的。比较器310的反相(-)输入端312耦合成接收电容器315两端产生的相2脉动电压，这是相2脉动电压330向电容器315供电流造成的。
相1脉动电压320的第一非反相(+)输入端321耦合成接收相1电压Vphase1，第二反相(-)输入端322耦合成接收输出电压Vo。相1电压Vphase1对应与第一相输出电压有关的转换电路节点35的电压，可按输出触发电路280的PWM1波形输出可控地选通，因而跨导放大器320产生的电压相1脉动正比于Vphase1-Vo。类似地，相2跨导放大器330的第一非反相(+)输入端331耦合成接收相2电压Vphase2，第二反相(-)输入端332耦合成接收输出电压Vo。相2电压Vphase2对应于与第二相输出电压有关的转换电路节点35的电压，按输出触发电路290的PWM2输出可控地选通。这样，跨导放大器330产生正比于Vphase1-Vo的电压相2脉动。
参照图6的时序图，很容易理解本发明多相合成脉动电压稳压器的工作原理。图6最上部的主控脉动波形400，分别对上下阈值Vupper与Vlower呈现出锯齿特性。图6中部的相1和相2波形，对上阈值Vupper呈现锯齿特性。要注意，Vupper的这两种情况在同一电平上是真实的，但图6中它们被分开了，以便示明各种脉动波形，尤其是示明各种现象对这些波形的发生时间，这样就避免了被主控脉动波形重迭杂乱的相1与相2波形。最后，图6最下部示出了在触发电路230的QBAR输出端产生的主控时钟(CLK)信号和在输出触发电路280和290的Q输出端分别产生的PWM1与PWM2波形。
先研究主控脉动和主控时钟波形，在时刻t0，主控脉动波形示成下降穿过低阈值Vlower。在逐渐引到t0的间隔内，开关240的公共端241接输入端243，对电容器245加正比于地(OV)-Vo即-Vo的电流，就是说，电容器两端的电压V245(主控脉动电压)在该间隔内下降。在(时刻t0)该下降的电压穿过加到比较器220输入端221的低阈值Vlower时，比较器220断开，使触发电路230复位。触发电路230复位时(其QBAR输出变高)，在实际穿过下阈值Vlower与时刻t1之间的等待时间是由二次电路效应造成的。触发电路230的QBAR输出变高时，主控时钟(主控CLK)就变高，序列逻辑270将该输出耦到PWM1输出触发电路280的置位输入端，使其Q输出端281(代表PWM1波形)在时刻t1更高。
触发电路230的QBAR输入端的状态变化，把开关240的连接切换到输入端242，使跨导放大器250的输出受滞后比较器电路监视。在t1开始的时间间隔内，跨导放大器250产生的输出电流正比于其输入之差，即正比于Vin-Vo。该电流加到电容器245，使得电容器245充电时，其电压(主控脉动)升高，如时刻t1与t2之间所示。最后，主控脉动电压的升高将超过上阈值Vupper，使比较器210断开，触发电路230置位。还要注意，由于二次等待效应，与触发电路230复位有关的时刻t2相对于主控脉动电压穿过上阈值电压Vupper的实际时刻稍有延迟。
现在设置了触发电路230，其QBAR输出在时刻t2变低，并保持到它被比较器220再次复位，如上所述。在时刻t2之后的间隔内，触发电路230置位，开关240把输入端243接到其公共端241，故跨导放大器260再对电容器245提供正比于-Vo的负电流，造成电容器245两端的主控脉动电压下降，如主控脉动波形的负斜率所示。最后在时刻t4，主控脉动波形再穿过低阈值Vlower，使比较器220再断开，触发电路230复位。当触发电路230的QBAR输出变高时，序列逻辑270把该输出口272耦合到PWM2输出触发电路290的置位输入端，使其Q输出(PWM2波形)在时刻t4变高。
触发电路230的复位态把开关240的公共端241切换成接其输入端242，因而跨导放大器250的输出现由滞后比较器电路监视。在时刻t4开始的新时间间隔内，跨导放大器250产生的输出电流正比于其输入之差，即正比于Vin-Vo。仍如上所述，该电流加到电容器245，使电容器245充电，让其电压主控脉动增大，如在时刻t4与t5之间的间隔所示。最后，主控脉动电压这一升高将超过上阈值Vupper，使比较器210断开，触发电路230置位。
触发电路230再置位，其QBAR输出在时刻t5变低，并保持到再次被比较器220复位，如上所述。在时刻t5之后的间隔内，触发电路和230置位，开关240将输入243再接其公共端241，因而跨导放大器260再对电容器245加负电流，使其两端的主控脉动电压下降，如主控脉动波形在时间间隔t5-t7期间的负斜率所示。最后在时刻t7，主控脉动波形穿过下阈值Vlower，使比较器220再断开，触发电路230复位。在触发电路230的QBAR输出再变高时，序列逻辑270将该输出经输出口271再耦合回PWM1输出触发电路280的置位输入端，使其Q输出281(因而和PWM1波形)在时刻t7变高。对以后的循环重复上述过程，如图所示。
虽然该电路的主控脉动发生器部分直接控制着主控时钟和PWM1与PWM2波形的上升沿的产生，但它不直接控制PWM1和PWM2波形的下降沿。如下所述，下降沿受相1和相2脉动波形控制。但要指出，主控脉动发生器用来控制主控时钟因而也是脉动电压的频率，因它们产生依赖于输入和输出电压。增大输入电压Vin，可增大跨导放大器250供给电容器245的电流幅值(Vin-Vo)，从而缩短了电容器245两端的主控脉动电压达到上阈值电压Vupper所需的时间。反之，减小输出电压Vo不仅增大了跨导放大器250提供的电流幅度(Vin-Vo)，还增大了跨导放大器260提供的负电流幅值，而后者可有效地缩短电容器245两端的主控脉动电压达到下阈值电压Vlower所需的时间。
如上指出，跨导放大器320和330产生的输出电流相1脉动与相2脉动分别正比于Vphase1-Vo与Vphase2-Vo，电压Vphase1和Vphase2对应于与多相DC-DC转换器各相有关的转换器电路节点35的电压。先研究相1脉动波形，该波形被图示为下降，而且一直下降到主控脉动电压在时刻t0穿过下阈值，使比较器220断开，触发电路230复位。如上所述，由于二次等待效应，触发电路230在时刻t1复位，此时序列逻辑270驱动PWM1输出触发电路280的置位输入端，使其Q输出281因而使PWM1波形变高。利用PWM1波形变高，其关联的DC-DC转换器节点35的Vphase1电压被驱高，使跨导放大器320开始用正比于Vphase1-V0的电流对电容器305充电，因而电容器305两端的电压升高，如时刻t1开始的相1脉动电压的正斜率部分所示。最后，加到比较器300反相(-)输入端302的该升高的相1脉动电压，穿过加到比交器300非反相输入端301的上阈值电压Vupper。此时再考虑二次等待效应，比较器300在时刻t3断开，因而驱动PWM1输出触发电路280的复位输入端。利用触发电路280在时刻t3被比较器300复位，触发电路280的Q输出281现被驱低，使PWM1波形变低。如上所述，PWM1波形保持低，直到触发电路280再在时刻t7被置位。在t3～t7间隔内，由相节点35导出的相对低的相1电压使跨导放大器320对电容器305施加负电流(为-V0量级)，使相1脉动电压波形不断下降，直到PWM1的下一次循环。
相2脉动波形的工作方式与上述的相1波形一样，但相对于相1波形每隔一个主控时钟循环，即在时刻t4之前，相2脉动波形在下降，而且继续下降到主控脉动电压穿过下阈值，使比较器220断开，触发电路230复位。如上所述，由于二次等待效应，触发电路230在时刻t4复位，此时序列逻辑270驱动PWM2输出触发电路290的置位输入端，使其Q输出291因而也使PWM2波形变高。利用PWM2波形变高，其与DC-DC转换器有关的节点35的Vphase2电压被驱高，因而跨导放大器330开始用正比于Vphase2-V0的电流对电容器315充电，由此提高了电容器315两端的电压。如相2脉动电压在时刻t4开始的正斜率部分所示。最后，加到比较器310反相(-)输入端312的这一升高的相2脉动电压，穿过加到比较器310非反相输入端311的上阈值电压Vupper。此时再考虑二次等待效应，比较器310在时刻t5断开，因而驱动PWM2输出触发电路290的复位输入端。利用触发电路290在时刻t5被比较器310复位，触发电路290的Q输出291现被驱低，使PWM2波形变低。PWM2波形将保持低，直到触发电路290最后再被出现在t7与t8之间之后的主控时钟下一次交替循环置位。在时刻t6开始的下一间隔内，由相节点35导出的相对低的相2电压使跨导放大器330对电容器315加负电流(为-Vo量级)，故相2脉动电压波形连续下降到PWM2的下次循环。
根据第一替换方法，应用图7的单一比较器和图8的有关时序图，放电复位技术可以建立电容器245两端生成的主控脉动波形。在时刻to，电容器C245用正比于Vo的电流放电，当电容器C245两端的电压在t1跌到低于或穿过阈值Vlower时，比较器80和单触发82图示为MSLCK的输出使开关闭合，使电容器C245两端的电压在t3～t4间隔内复位到上电压阈Vupper的值。要指出，可用一对主控脉动电容器代替信号主控电容器C245，此时这两只电容器从Vupper交替放电到Vlower，用于消除复位间隔(t3～t4)。
图9和10示出另一种产生输出信号PWM1的技术。该同一电路可在多相应用中用于任一其它相。在图9时序图的时刻to，来自序列逻辑的信号CLK1(271)使触发电路280的输出口(PWM1)变高，并接通开关350。电容器CRIP两端的脉动电容器电压被正比于(Vin-Vo)的充电电流升高。在时刻t1，相1脉动电压穿过上电压阈值Vupper，比较器RRCMP将触发电路280复位，使PWM1输出变态(变低)。在t1-t2间隔内，电容器CRIP两端电压被正比于Vo的放电电流降低。
本发明一个有利特征在于，尤其是结合多相系统，能响应于负载变化改变转换器的开关频率，而原有技术却做不到。相比之下，上述图1的原有技术滞后转换器，实际上在负载阶跃(增大)期间延迟了开关频率。这一负载阶跃造成输出电压降低，其作用是接通高侧或上部FET30，并让该FET保持接通，直到节点55的输出电压提高到上滞后设定点，即图2所示的71处。这表明这种控制方法在多相系统中有问题，其中单条转换器通道必须获取全负载电流直到它能驱动高于上滞后设定点的输出电压。因此，加到多相转换器(如三相转换器)的满载瞬变导致必须提供其三倍的稳态功率的一条功率通道。
根据本发明，响应于负载阶跃提高转换器开关频率，解决了该问题。参照上述图3和5的框图及图11～13的时序图，就可明白。具体地说，对于负载阶跃(提高)，输出节点55的电压起初下降，该电压反馈给误差放大器130的输入端131。误差放大器130中的这一电压下降形成其输入端两端较大的差压，故在其输出端133产生更高的Vupper值。图11示出加到图5放大器210输入端211的Vupper值(及其有关的加到放大器220输入端221的电压值Vlower)的这种过渡增大。由此可见，主控脉动现在将更频繁地遇到Vupper与Vlower参考值，使触发电路230的Q输出更频繁的产生主控时钟，如图12所示。图13示出在频率为289KHz量级接着过渡到(瞬态期间)560KHz量级频率的第一相对稳定态和接着频率为300KHz量级的更稳定态之间的频率变化。
应指出，主控时钟信号启动PWM脉冲，后者接通多相系统下一连续功率通道的上部FET，下一功率通道由序列逻辑270选择。提高开关频率意味着每条相继的功率通道将比其在稳态期间更快地获取负载，故所有的功率通道都参与获取瞬态负载电流的功率。
该方法对小于满载的瞬间负载阶跃有一附加优点。这与响应于负载瞬变必须同步所有的功率通道以接通各功率通道中上部FET的情况不同。利用小于满载的瞬变，得到的电压可能过冲目标调整电压。本发明可对任何大小的瞬变提供相对平滑的响应。
从前面的描述可知，对多相DC-DC电压发生器应用上述’787申请揭示的跨导放大器和滞后比较器结构的功能，本发明能实现一种新颖改进的电路配置来同步多个合成脉动电压发生器，产生的人造或合成脉动电压波形用来控制多相DC-DC电压转换器的切换操作。
虽然已图示和描述了本发明一实施例，但应理解，本发明并不限于该实施例，本领域的技术人员知道可作各种变化和修正，因此不希望局限于这里图示和描述的诸细节，而是包括本领域技术人员都知道的所有这类变化与修正。

Claims (17)

1、一种用于多相DC-DC稳压器的多相合成脉动电压发生器，该稳压器包括多个开关电路，每个开关电路响应于对应的多个脉宽调制(PWM)信号之一通过对应于多个输出电感器之一经对应的多个相节点之一切换输入电压，以在一输出节点产生输出电压，其特征在于，所述多相合成脉动电压发生器包括：
主控时钟电路，用于产生频率基于误差电压和斜波电压的主控时钟信号，其中所述误差电压和所述斜波电压都由输出电压导出；
序列逻辑，根据所述主控时钟信号以连续顺序触发多个PWM信号的每一个；和
多个脉动发生器，每个发生器产生多个脉动电压中对应的一个，复制通过对应一个输出电感器的脉动电流，并根据与所述误差电压相比较的所述对应的脉动电压，使多个PWM信号中对应的一个复位。
2、如权利要求1所述的多相合成脉动电压发生器，其特征在于，所述多个脉动发生器的每一个都包括：
具有一输出和一输入的跨导放大器，其输出与输入耦合对应的一个输出电感器；
耦接所述跨导放大器的所述输出的脉动电容器；和
比较器，其第一输入耦接所述脉动电容器，第二输入耦合成接收所述误差电压，而输出耦接所述序列逻辑，使多个PWM信号中对应的一个复位。
3、如权利要求2所述的多相合成脉动电压发生器，其特征在于，所述跨导放大器的第一和第二输入耦接在对应输出电感器的两端。
4、如权利要求2所述的多相合成脉动电压发生器，其特征在于，所述脉动电容器参照接地。
5、如权利要求1所述的多相合成脉动电压发生器，其特征在于，所述多个脉动发生器都包括：
脉动电容器；
带输出和输入的第一跨导放大器，用于接收输入电压；
第二跨导放大器，其输入用于接收输出电压，输出耦接所述脉动电容器；
比较器，其第一输入耦接所述脉动电容器，第二输入接收所述误差电压，另有一输出；
置位-复位器件，其置位输入耦接所述序列逻辑，复位输入耦接所述比较器的所述输出，而输出提供相应的PWM信号；和
开关，其第一端耦接所述第一跨导放大器的所述输出，第二端耦接所述脉动电容器，而控制输入接收所述相应的PWM信号。
6、如权利要求1所述的多相合成脉动电压发生器，其特征在于，所述主控时钟电路包括：
主控脉动电容器；
主控跨导放大器电路，其输出耦接所述主控脉动电容器，并具有受控于所述主控时钟信号的第一与第二状态，所述第一状态根据输入电压与输出电压的压差对所述主控脉动电容器充电，所述第二状态根据输出电压使所述主控脉动电容器放电；和
滞后比较器电路，其输入耦合成对所述主控脉动电容器的电压与所述误差电压作比较，输出提供所述主控时钟信号。
7、如权利要求6所述的多相合成脉动电压发生器，其特征在于，所述主控跨导放大器电路包括：
第一主控跨导放大器，其第一输入接收输入电压，第二输入接收输出电压，另有一输出；
第二主控跨导放大器，其第一输入接地，第二输入接收输出电压，另有一输出；和
开关电路，其第一端耦接所述第一主控跨导放大器的所述输出，第二端耦接所述第二主控跨导放大器的所述输出，公共端耦接所述主控脉动电容器，而控制输入接收指示所述主控时钟信号的信号，用于把所述公共端耦接所述第一端与第二端中选择的一端。
8、如权利要求6所述的多相合成脉动电压发生器，其特征在于，所述滞后比较器电路包括：
第一比较器，其第一输入耦接所述主控脉动电容器，第二输入接收所述误差电压，另有一输出；
电压源，用于提供相对于所述误差电压的补偿电压；
第二比较器，其第一输入接收所述补偿电压，第二输入耦接所述主控脉动电容器，另有一输出；和
置位-复位器件，其置位输入耦接所述第一比较器的所述输出，复位输入耦接所述第二比较器的所述输出，而输出提供所述主控时钟信号。
9、如权利要求1所述的多相合成脉动电压发生器，其特征在于，所述主控时钟电路包括：
主控脉动电容器；
主控跨导放大器，其输入接收所述输出电压，输出耦接所述主控脉动电容器；
电压源，用于提供相对于所述误差电压的补偿电压；
比较器，其第一输入耦接所述主控脉动电容器，第二输入接收所述补偿电压，另有一输出；
单触发器件，其输入耦接所述比较器的所述输出，输出提供所述主控时钟信号；和
开关，其第一端耦接成接收所述误差电压，第二端耦接所述主控脉动电容器，控制输入接收所述主控时钟信号。
10、一种产生多个合成脉动电压以控制多相DC-DC稳压器的相位的方法，稳压器包括多个开关电路，各开关电路响应于多个脉宽调制(PWM)信号中对应的一个而通过多个输出电感器中对应的一个经多个相节点中对应的一个切换输入电压，以在一输出节点产生输出电压，其特征在于，所述方法包括：
比较输出电压与参考电压而提供误差电压；
根据输出电压产生斜波电压；
基于比较误差电压与斜波电压产生主控时钟信号；
根据主控时钟信号以连续顺序启动多个PWM信号的每一个；
产生多个脉动电压，各自指示通过对应一个输出电感器的电流；和
根据与误差电压比较的相应脉动电压，使各PWM信号复位。
11、如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述产生多个脉动电压包括：
检测加到各输出电感器的电压；
把各检出的电压转换成检测电流；和
用相应的检测电流对相应的电容器件充电。
12、如权利要求11所述的方法，其特征在于，加到各输出电感器的所述检测电压包括在相应相节点的检测电压。
13、如权利要求11所述的方法，其特征在于，加到各输出电感器的所述检测电压包括相应输出电感器两端的检测电压。
14、如权利要求10所述的方法，其特征在于，：
所述产生多个脉动电压包括：
把输出电压转换成相应的第一电流；
使相应的电容器件以第一电流放电；
把输入电压转换成相应的第二电流；和
在启动相应的PWM信号时，把第二电流耦合成对相应的电容器件充电；而且
其中所述使各PWM信号复位包括：当相应的电容器件的电压达到误差电压时，使第二电流从相应的电容器件退耦。
15、如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述产生主控时钟信号包括：
根据输入与输出电压之差用电流对电容器件充电，直到其电压升至误差电压；
电容器件电压达到误差电压时，把主控时钟信号转换到第一逻辑电平；
相对于误差电压提供补偿电压；
使电容器件以基于输出电压的电流放电，直到电容器件电压降到补偿电压；和
电容器件电压达到补偿电压时，把主控时钟信号转换到第二逻辑电平。
16、如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述产生斜波电压包括：
把输出电压转换成电流；和
使电容器件以该电流放电。
17、如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述产生主控时钟信号包括：
相对误差电压提供补偿电压；
把电容器件电压与补偿电压作比较；
电容器件电压降到补偿电压电平时，把主控时钟信号转换到第一逻辑电平；
主控时钟转换到第一逻辑电平时，把电容器件耦合到误差电压而将其充电到误差电压电平；
电容器件电压达到误差电压电平时，把主控时钟信号转换到第二逻辑电平；和
主控时钟转换到第一逻辑电平时，使电容器件从误差电压退耦。
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