JPH0655030B2 - 負荷電流の瞬時値制御方法 - Google Patents
負荷電流の瞬時値制御方法Info
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- Control Of Stepping Motors (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、電源と負荷との間に介在するスイッチング手
段と、負荷電流の瞬時値を検出する手段と、検出した負
荷電流瞬時値と電流指令値とを比較し両者間の大小関係
によりハイレベルまたはロウレベルの信号を出力するコ
ンパレータと、前記ハイレベルまたはロウレベルの信号
により前記スイッチング手段をオン・オフ駆動する手段
とを備え、スイッチング手段のオン・オフによって負荷
電流が前記電流指令値に対してコンパレータの回路定数
により決められた上限レベルと下限レベルとの間で上昇
および下降を繰り返す負荷電流の瞬時値制御方法に関す
る。
段と、負荷電流の瞬時値を検出する手段と、検出した負
荷電流瞬時値と電流指令値とを比較し両者間の大小関係
によりハイレベルまたはロウレベルの信号を出力するコ
ンパレータと、前記ハイレベルまたはロウレベルの信号
により前記スイッチング手段をオン・オフ駆動する手段
とを備え、スイッチング手段のオン・オフによって負荷
電流が前記電流指令値に対してコンパレータの回路定数
により決められた上限レベルと下限レベルとの間で上昇
および下降を繰り返す負荷電流の瞬時値制御方法に関す
る。
第１図は従来の負荷電流瞬時値制御方法の一例を示す回
路図である。同図において、１は直流電源、２はスイッ
チ素子、３はフリーホイーリングダイオード、４はリア
クトル、５は直流電動機の如き逆起電力を発生する負
荷、６は負荷電流検出器、７はコンパレータ、８は電流
指令値発生器、Ｒiは入力抵抗、Ｒfは帰還抵抗、であ
る。
路図である。同図において、１は直流電源、２はスイッ
チ素子、３はフリーホイーリングダイオード、４はリア
クトル、５は直流電動機の如き逆起電力を発生する負
荷、６は負荷電流検出器、７はコンパレータ、８は電流
指令値発生器、Ｒiは入力抵抗、Ｒfは帰還抵抗、であ
る。
第１Ａ図は第１図において、発生器８から出力される電
流指令値ｉ*を一定値に維持した場合における負荷電流
ｉの変化状況を示したタイミングチヤートである。
流指令値ｉ*を一定値に維持した場合における負荷電流
ｉの変化状況を示したタイミングチヤートである。
第１図および第１Ａ図を参照して動作を説明する。第１
図において、直流電源１の出力電圧をＶDCとする。今、
スイツチ素子２がオンしたとすると、直流電源１からス
イツチ素子２、リアクトル４を介して負荷５に電流ｉが
流れ、負荷５は逆起電力Ｅを発生する。
図において、直流電源１の出力電圧をＶDCとする。今、
スイツチ素子２がオンしたとすると、直流電源１からス
イツチ素子２、リアクトル４を介して負荷５に電流ｉが
流れ、負荷５は逆起電力Ｅを発生する。
電流指令値発生器８からは、負荷電流ｉの指令値ｉ*を
出力するものとする。検出器６によって検出された負荷
電流の瞬時値（実際値）ｉは入力抵抗Ｒiを介してコン
パレータ７の非反転入力端子(+)に印加され、他方、指
令値ｉ*は反転入力端子(-)に印加される。コンパレータ
７では、両者を比較し、第１Ａ図に見られる如く、瞬時
値ｉが指令値ｉ*をΔｉだけ上まわつてレベルＵに達し
た時点で、その出力をそれまでのロウレベルからハイレ
ベルに反転させる。その結果、スイツチ素子２がオフと
なる。すると、負荷電流ｉは、負荷５→ダイオード３→
リアクトル４→負荷５の閉回路を環流し、減衰してゆ
く。そして負荷電流の瞬時値ｉが、第１Ａ図に見られる
如く、指令値ｉ*をΔｉだけ下まわつてレベルＬに達し
た時点で、コンパレータ７はその出力を、それまでのハ
イレベルからロウレベルに転じる。それによりスイツチ
素子２がオンとなり、負荷電源１から再び電流が負荷５
へ向けて流れ、負荷電流ｉは増加してゆく。
出力するものとする。検出器６によって検出された負荷
電流の瞬時値（実際値）ｉは入力抵抗Ｒiを介してコン
パレータ７の非反転入力端子(+)に印加され、他方、指
令値ｉ*は反転入力端子(-)に印加される。コンパレータ
７では、両者を比較し、第１Ａ図に見られる如く、瞬時
値ｉが指令値ｉ*をΔｉだけ上まわつてレベルＵに達し
た時点で、その出力をそれまでのロウレベルからハイレ
ベルに反転させる。その結果、スイツチ素子２がオフと
なる。すると、負荷電流ｉは、負荷５→ダイオード３→
リアクトル４→負荷５の閉回路を環流し、減衰してゆ
く。そして負荷電流の瞬時値ｉが、第１Ａ図に見られる
如く、指令値ｉ*をΔｉだけ下まわつてレベルＬに達し
た時点で、コンパレータ７はその出力を、それまでのハ
イレベルからロウレベルに転じる。それによりスイツチ
素子２がオンとなり、負荷電源１から再び電流が負荷５
へ向けて流れ、負荷電流ｉは増加してゆく。
このように、スイツチ素子２のオン・オフにより、負荷
電流ｉは指令値ｉ*の±Δｉの範囲内で上昇，下降を繰
り返し安定に制御される。なお、上限レベルＵと下限レ
ベルＬの範囲（±Δｉ）は帰還抵抗Ｒfと入力抵抗Ｒiの
各抵抗値に関連して定まるものであり、このことはすで
に良く知られた所である。
電流ｉは指令値ｉ*の±Δｉの範囲内で上昇，下降を繰
り返し安定に制御される。なお、上限レベルＵと下限レ
ベルＬの範囲（±Δｉ）は帰還抵抗Ｒfと入力抵抗Ｒiの
各抵抗値に関連して定まるものであり、このことはすで
に良く知られた所である。
さて、かかる従来の瞬時値制御方式においては次のよう
な問題点があつた。すなわち、負荷電流の瞬時値ｉが上
限レベルＵと下限レベルＬの間で上昇，下降を繰り返す
周期（換言すると、スイツチ素子２がオン・オフを繰り
返すスイツチ周波数）が、直流電源１の直流電圧ＶDCと
負荷５の逆起電力Ｅとの間の関係に従つて大幅に変化す
ることである。以下、このことを判り易く説明する。
な問題点があつた。すなわち、負荷電流の瞬時値ｉが上
限レベルＵと下限レベルＬの間で上昇，下降を繰り返す
周期（換言すると、スイツチ素子２がオン・オフを繰り
返すスイツチ周波数）が、直流電源１の直流電圧ＶDCと
負荷５の逆起電力Ｅとの間の関係に従つて大幅に変化す
ることである。以下、このことを判り易く説明する。
今、リアクトル４のインダクタンスをＬとすると、スイ
ツチ素子２のオン時における負荷電流ｉの微分値（時間
的変化の割合）di／diは次式で与えられる。
ツチ素子２のオン時における負荷電流ｉの微分値（時間
的変化の割合）di／diは次式で与えられる。
つまり上記(1)式から明らかなように、電源電圧ＶDCが
一定であつても、逆起電力Ｅの大きさが変化すると、電
流瞬時値ｉが、上限レベルＵを目指して上昇するときの
勾配（di/dt）が変化する。
一定であつても、逆起電力Ｅの大きさが変化すると、電
流瞬時値ｉが、上限レベルＵを目指して上昇するときの
勾配（di/dt）が変化する。
同様に、スイツチ素子２がオフ時に、電流瞬時値ｉが下
限レベルＬを目指して下降するときの勾配（これは、上
記(1)式において、ＶDCを零と置くことにより与えられ
る）も、逆起電力Ｅの大きさが変化すると、やはり変化
する。このことは、とりもなおさず、逆起電力Ｅの大き
さによりスイツチ素子２のスイツチ周波数が変化するこ
とを意味する。
限レベルＬを目指して下降するときの勾配（これは、上
記(1)式において、ＶDCを零と置くことにより与えられ
る）も、逆起電力Ｅの大きさが変化すると、やはり変化
する。このことは、とりもなおさず、逆起電力Ｅの大き
さによりスイツチ素子２のスイツチ周波数が変化するこ
とを意味する。
スイツチ素子２のオン・オフは他の機器に対するノイズ
を発生させる。スイツチ素子のスイツチ周波数が一定で
あれば、発生するノイズの周波数も一定となり、当該周
波数のフイルタを用意するなどして、その対策も容易で
あるが、スイツチ周波数が変化し、ノイズの周波数もそ
れに従つて変化するような場合には、ノイズ対策が困難
になる。
を発生させる。スイツチ素子のスイツチ周波数が一定で
あれば、発生するノイズの周波数も一定となり、当該周
波数のフイルタを用意するなどして、その対策も容易で
あるが、スイツチ周波数が変化し、ノイズの周波数もそ
れに従つて変化するような場合には、ノイズ対策が困難
になる。
かかる問題点を改善するために、負荷電流の瞬時値制御
方式において、負荷電流瞬時値と電流指令値の何れか一
方に、或る一定の繰り返し周波数をもつパルス列から成
るタクトパルスを重畳してコンパレータに入力するよう
にし、それによりスイツチ素子のスイツチ周波数を上記
タクトパルスの繰り返し周波数に引き込んで同期させる
ようにした制御方法を本発明者等は先に提案（特願昭５
７−１８４６７７号）した。
方式において、負荷電流瞬時値と電流指令値の何れか一
方に、或る一定の繰り返し周波数をもつパルス列から成
るタクトパルスを重畳してコンパレータに入力するよう
にし、それによりスイツチ素子のスイツチ周波数を上記
タクトパルスの繰り返し周波数に引き込んで同期させる
ようにした制御方法を本発明者等は先に提案（特願昭５
７−１８４６７７号）した。
次にこの提案概要を説明する。
第２図乃至第４図はそれぞれ直流電源電圧ＶDCと負荷に
よる逆起電力Ｅとの大小関係がスイツチ周波数に及ぼす
影響を示した説明図である。
よる逆起電力Ｅとの大小関係がスイツチ周波数に及ぼす
影響を示した説明図である。
第２図(イ)において、直流電源電圧ＶDCが大きく逆起電
力Ｅがその1/2より小さいときには、電流ｉの上昇勾配
はＲに見られる如く大きく、下降勾配はＦに見られる如
く小さい。従つて電流ｉが、指令値ｉ*を中心として上
限Ｕと下限Ｌとの間で上昇，下降を繰返す様子は第２図
(ロ)に示す如くなり、スイツチ周波数は小さくなる傾向
にあることが理解されるであろう。
力Ｅがその1/2より小さいときには、電流ｉの上昇勾配
はＲに見られる如く大きく、下降勾配はＦに見られる如
く小さい。従つて電流ｉが、指令値ｉ*を中心として上
限Ｕと下限Ｌとの間で上昇，下降を繰返す様子は第２図
(ロ)に示す如くなり、スイツチ周波数は小さくなる傾向
にあることが理解されるであろう。
第３図は、第２図と同様な説明図であるが、この場合
は、第３図(イ)に見られる如く、逆起電力Ｅが直流電源
電圧ＶDCのほゞ1/2となつており、このため電流ｉの上
昇勾配Ｒと下降勾配Ｆが同じになつている。このとき
は、第３図(ロ)に見られるように、電流ｉが上限Ｕと下
限Ｌの間で上昇，下降を繰り返す周波数（スイツチ周波
数）は最大となる。
は、第３図(イ)に見られる如く、逆起電力Ｅが直流電源
電圧ＶDCのほゞ1/2となつており、このため電流ｉの上
昇勾配Ｒと下降勾配Ｆが同じになつている。このとき
は、第３図(ロ)に見られるように、電流ｉが上限Ｕと下
限Ｌの間で上昇，下降を繰り返す周波数（スイツチ周波
数）は最大となる。
第４図は、(イ)に見られる如く、逆起電力Ｅが直流電源
電圧ＶDCの1/2より大きい場合で、電流ｉの上昇勾配Ｒ
は小さく、下降勾配Ｆが大きくなる。従つて、電流ｉが
上限Ｕと下限Ｌの間で上昇，下降を繰り返す様子は(ロ)
に見られる如くになり、この場合も、スイツチ周波数は
第２図の場合と同じく、小さくなる。
電圧ＶDCの1/2より大きい場合で、電流ｉの上昇勾配Ｒ
は小さく、下降勾配Ｆが大きくなる。従つて、電流ｉが
上限Ｕと下限Ｌの間で上昇，下降を繰り返す様子は(ロ)
に見られる如くになり、この場合も、スイツチ周波数は
第２図の場合と同じく、小さくなる。
さて、以上により、直流電源電圧ＶDCが一定であつて
も、逆起電力Ｅの大きさが変動すれば、それに応じてス
イツチ周波数が変化することが理解されたであろう。次
に第５図，第６図を参照して既提案にかかる瞬時値制御
方法の動作原理を説明する。
も、逆起電力Ｅの大きさが変動すれば、それに応じてス
イツチ周波数が変化することが理解されたであろう。次
に第５図，第６図を参照して既提案にかかる瞬時値制御
方法の動作原理を説明する。
第５図(イ)は、第２図(ロ)に示した波形をそのまま拡大し
て示した波形図、換言すれば逆起電力Ｅが直流電源電圧
ＶDCの1/2以下であるときの電流ｉの変化を示す波形図
である。第５図(ロ)は、既提案の原理に従つて、第５図
(イ)に示した電流ｉの波形に重畳すべきパルス列（タク
トパルス）を示した波形図である。タクトパルスとして
は、一定周期の正極性のパルスＰ1〜Ｐ3と負極性のパル
スＮ1〜Ｎ3から成つていることが判るであろう。
て示した波形図、換言すれば逆起電力Ｅが直流電源電圧
ＶDCの1/2以下であるときの電流ｉの変化を示す波形図
である。第５図(ロ)は、既提案の原理に従つて、第５図
(イ)に示した電流ｉの波形に重畳すべきパルス列（タク
トパルス）を示した波形図である。タクトパルスとして
は、一定周期の正極性のパルスＰ1〜Ｐ3と負極性のパル
スＮ1〜Ｎ3から成つていることが判るであろう。
第５図(ハ)は、第５図(イ)に示した電流ｉの波形に、第５
図(ロ)のタクトパルスを重畳したときに、電流ｉが反転
する様子を示した波形図である。
図(ロ)のタクトパルスを重畳したときに、電流ｉが反転
する様子を示した波形図である。
第５図(ハ)において、電流ｉは、下降過程をたどつてい
るときに、時刻ｔ1において、負極性パルスＮ1を重畳さ
れることにより、電流レベルが下限Ｌを突破するので、
直ちに反転する。反転した後、電流ｉのレベルは上昇を
続け、時刻ｔ2において上限Ｕに一致するので再び反転
し下降過程に入る。そして時刻ｔ3では、正極性パルス
Ｐ1を重畳されるが、このときは下降過程にあるので、
正極性パルスＰ1の重畳により電流レベルが上限Ｕを突
破しても、反転が生じるようなことはない。
るときに、時刻ｔ1において、負極性パルスＮ1を重畳さ
れることにより、電流レベルが下限Ｌを突破するので、
直ちに反転する。反転した後、電流ｉのレベルは上昇を
続け、時刻ｔ2において上限Ｕに一致するので再び反転
し下降過程に入る。そして時刻ｔ3では、正極性パルス
Ｐ1を重畳されるが、このときは下降過程にあるので、
正極性パルスＰ1の重畳により電流レベルが上限Ｕを突
破しても、反転が生じるようなことはない。
次に、時刻ｔ4において、負極性パルスＮ2を重畳される
と、電流ｉのレベルが下限Ｌを突破するので電流ｉは反
転する。以下同様にして、電流ｉの波形は、あたかも、
上限Ｕにへばりついたかのような形で反転を繰り返して
ゆく。この反転の繰り返し周期が負極性パルスＮ1〜Ｎ3
の繰り返し周期に同期したものであることは容易に理解
されるであろう。
と、電流ｉのレベルが下限Ｌを突破するので電流ｉは反
転する。以下同様にして、電流ｉの波形は、あたかも、
上限Ｕにへばりついたかのような形で反転を繰り返して
ゆく。この反転の繰り返し周期が負極性パルスＮ1〜Ｎ3
の繰り返し周期に同期したものであることは容易に理解
されるであろう。
第６図は第５図と同様な波形図であるが、第６図(イ)
は、第４図(ロ)に示した波形をそのまま拡大して示した
波形図、換言すれば逆起電力Ｅが直流電源電圧ＶDCの1/
2以上であるときの電流ｉの変化を示す波形図である。
第６図(イ)に示す波形に第６図(ロ)に示したタクトパルス
を重畳したときにおける電流ｉの反転状況を第６図(ハ)
を参照して説明する。
は、第４図(ロ)に示した波形をそのまま拡大して示した
波形図、換言すれば逆起電力Ｅが直流電源電圧ＶDCの1/
2以上であるときの電流ｉの変化を示す波形図である。
第６図(イ)に示す波形に第６図(ロ)に示したタクトパルス
を重畳したときにおける電流ｉの反転状況を第６図(ハ)
を参照して説明する。
第６図(ハ)において、上昇過程にある電流ｉに、時刻ｔ1
において、正極性パルスＰ1が重畳されると、そのこと
により電流レベルが上限Ｕを突破するので電流ｉは直ち
に反転し下降過程に入る。次に時刻ｔ2において電流ｉ
のレベルは下限Ｌに達するので、再び反転し上昇過程に
入る。時刻ｔ3において負極性パルスＮ1が重畳され、電
流レベルは下限レベルを突破するが、電流は上昇過程に
あるので反転することはない。次に時刻ｔ3において、
正極性パルスＰ2が重畳されると電流レベルは上限Ｕを
突破するので、上昇過程にあつた電流ｉは直ちに反転し
て下降過程に入る。以下、同様にして電流ｉの波形は、
あたかも下限Ｌにへばりついたかのような形で反転を繰
り返してゆく。この反転の繰り返し周期が正極性パルス
Ｐ1〜Ｐ3の繰り返し周期に同期したものであることは容
易に理解されるであろう。
において、正極性パルスＰ1が重畳されると、そのこと
により電流レベルが上限Ｕを突破するので電流ｉは直ち
に反転し下降過程に入る。次に時刻ｔ2において電流ｉ
のレベルは下限Ｌに達するので、再び反転し上昇過程に
入る。時刻ｔ3において負極性パルスＮ1が重畳され、電
流レベルは下限レベルを突破するが、電流は上昇過程に
あるので反転することはない。次に時刻ｔ3において、
正極性パルスＰ2が重畳されると電流レベルは上限Ｕを
突破するので、上昇過程にあつた電流ｉは直ちに反転し
て下降過程に入る。以下、同様にして電流ｉの波形は、
あたかも下限Ｌにへばりついたかのような形で反転を繰
り返してゆく。この反転の繰り返し周期が正極性パルス
Ｐ1〜Ｐ3の繰り返し周期に同期したものであることは容
易に理解されるであろう。
以上、説明したように、逆起電力Ｅの大きさが電源電圧
ＶDCの1/2以下であるときは、負極性のタクトパルスが
有効に作用し、1/2以上であるときは正極性のタクトパ
ルスが有効に作用する。またタクトパルスの周波数は、
タクトパルスを印加しないときの成り行きで形成される
スイツチ周波数（第５図(イ)または第６図(イ)を参照）の
予想される最大値より少し大き目に設定するのがよい。
ＶDCの1/2以下であるときは、負極性のタクトパルスが
有効に作用し、1/2以上であるときは正極性のタクトパ
ルスが有効に作用する。またタクトパルスの周波数は、
タクトパルスを印加しないときの成り行きで形成される
スイツチ周波数（第５図(イ)または第６図(イ)を参照）の
予想される最大値より少し大き目に設定するのがよい。
第７図は上述の原理に基づく既提案の瞬時値制御方法を
示す回路図である。同図において、第１図に示した従来
の回路構成と異なる点は、コンパレータ７の非反転入力
端子(+)に、タクトパルス発生器９から入力抵抗Ｒiを介
してタクトパルスを入力し、検出器６により検出された
電流瞬時値ｉに重畳させるようにした点である。他に相
違点はない。
示す回路図である。同図において、第１図に示した従来
の回路構成と異なる点は、コンパレータ７の非反転入力
端子(+)に、タクトパルス発生器９から入力抵抗Ｒiを介
してタクトパルスを入力し、検出器６により検出された
電流瞬時値ｉに重畳させるようにした点である。他に相
違点はない。
その回路動作は、もはや説明の必要がないであろう。な
お、タクトパルス発生器９からのタクトパルスは、コン
パレータ７の非反転入力端子(+)ではなく、反転入力端
子(-)の方につまり電流指令値ｉ*の方に重畳させても同
じ結果が得られる。
お、タクトパルス発生器９からのタクトパルスは、コン
パレータ７の非反転入力端子(+)ではなく、反転入力端
子(-)の方につまり電流指令値ｉ*の方に重畳させても同
じ結果が得られる。
さて、上述した如き既提案にかかる瞬時値制御方法は、
負荷による逆起電力Ｅの大きさが、電源電圧ＶDCの1/2
以上、或いは1/2以下であるときは、スイツチ周波数が
タクトパルスの周波数に引き込まれ良く同期するが、 のとき、つまり第３図(イ)、(ロ)に見られるように、負荷
電流ｉの上昇勾配と下降勾配がほゞ同じときには、電流
ｉは上限Ｕと下限Ｌのどちらか特定の一方にへばりつく
という傾向にないので、結果としてどちらにもへばりつ
かないことがあり、スイツチ周波数がタクトパルスのそ
れに同期しないことがある。そして上限Ｕと下限Ｌの間
の幅を広く取りすぎると、電流指令値ｉ*が変化しても
電流瞬時値ｉがそれに追随しないという不感帯が発生し
制御応答が悪くなるという問題を生じる。
負荷による逆起電力Ｅの大きさが、電源電圧ＶDCの1/2
以上、或いは1/2以下であるときは、スイツチ周波数が
タクトパルスの周波数に引き込まれ良く同期するが、 のとき、つまり第３図(イ)、(ロ)に見られるように、負荷
電流ｉの上昇勾配と下降勾配がほゞ同じときには、電流
ｉは上限Ｕと下限Ｌのどちらか特定の一方にへばりつく
という傾向にないので、結果としてどちらにもへばりつ
かないことがあり、スイツチ周波数がタクトパルスのそ
れに同期しないことがある。そして上限Ｕと下限Ｌの間
の幅を広く取りすぎると、電流指令値ｉ*が変化しても
電流瞬時値ｉがそれに追随しないという不感帯が発生し
制御応答が悪くなるという問題を生じる。
反面、上限Ｕと下限Ｌの間の幅を小さくしすぎると、タ
クト周波数を超える不規則な周波数でスイツチ素子がオ
ン・オフすることになる。
クト周波数を超える不規則な周波数でスイツチ素子がオ
ン・オフすることになる。
何れにしても、このように、 のときには、既提案にかかる瞬時値制御方法では、スイ
ツチ周波数をタクトパルスのそれに引き込みにくいとい
う欠点があつた。
ツチ周波数をタクトパルスのそれに引き込みにくいとい
う欠点があつた。
本発明は、上述の如き従来技術の欠点を解決するために
なされたものであり、従つて本発明の目的は、 のときにも、スイツチ周波数をタクトパルスのそれに容
易に引き込むことのできる負荷電流の瞬時値制御方法を
提供することにある。
なされたものであり、従つて本発明の目的は、 のときにも、スイツチ周波数をタクトパルスのそれに容
易に引き込むことのできる負荷電流の瞬時値制御方法を
提供することにある。
本発明の構成の要点は、タクトパルスとして、一定周期
で繰り返す鋸歯状波を少なくも含むタクト信号を用いる
ようにした点にある。
で繰り返す鋸歯状波を少なくも含むタクト信号を用いる
ようにした点にある。
次に図を参照して本発明の動作原理を説明する。第８図
は本発明の動作原理説明図である。同図(イ)は、第３図
(ロ)と同じ波形図、換言すると、逆起電力 （直流電源電圧ＶDC）であるときの電流ｉの変化を示す
波形図、第８図(ロ)は本発明の原理に従つて用いられる
タクト信号tactの波形図、第８図(ハ)は、タクト信号tac
tを電流指令値ｉ*に重畳した場合における上限Ｕ＝（ｉ
*＋tact＋Δｉ）と下限Ｌ＝（ｉ*＋tact−Δｉ）の波形
を示す波形図である。
は本発明の動作原理説明図である。同図(イ)は、第３図
(ロ)と同じ波形図、換言すると、逆起電力 （直流電源電圧ＶDC）であるときの電流ｉの変化を示す
波形図、第８図(ロ)は本発明の原理に従つて用いられる
タクト信号tactの波形図、第８図(ハ)は、タクト信号tac
tを電流指令値ｉ*に重畳した場合における上限Ｕ＝（ｉ
*＋tact＋Δｉ）と下限Ｌ＝（ｉ*＋tact−Δｉ）の波形
を示す波形図である。
第８図(ハ)において、電流ｉはk1点で上昇から下降に反
転し、k2点で下降から上昇に反転し、以下、k3,k4……
の各点で同様な反転を繰り返すことが判るであろう。つ
まり電流ｉは、下限Ｌにへばりつく形で反転を繰り返し
ており、従つてスイツチ周波数はタクト信号tactの周波
数に同期することになる。
転し、k2点で下降から上昇に反転し、以下、k3,k4……
の各点で同様な反転を繰り返すことが判るであろう。つ
まり電流ｉは、下限Ｌにへばりつく形で反転を繰り返し
ており、従つてスイツチ周波数はタクト信号tactの周波
数に同期することになる。
第９図は本発明の一実施例を示す回路図である。同図に
示す回路構成が第７図に示した既提案にかかる方式と相
違する点は、タクトパルス発生器９Ａから出力されるタ
クト信号の波形が相違する点と、タクト信号を電流指令
値ｉ*に加算している点であり、他に変わる所はない。
示す回路構成が第７図に示した既提案にかかる方式と相
違する点は、タクトパルス発生器９Ａから出力されるタ
クト信号の波形が相違する点と、タクト信号を電流指令
値ｉ*に加算している点であり、他に変わる所はない。
本実施例の回路動作はもはや説明するまでもないであろ
う。
う。
第１０図は本発明の他の実施例を示す回路図である。同
図は本発明を直流機（逆起電力負荷５）の４象限運転の
如く、可逆回生可能な負荷回路に適用した実施例を示し
ている。
図は本発明を直流機（逆起電力負荷５）の４象限運転の
如く、可逆回生可能な負荷回路に適用した実施例を示し
ている。
同図において２Ａ〜２Ｄはそれぞれスイツチ素子、７
Ａ，７Ｂはそれぞれコンパレータ、１３Ａ〜１３Ｄはそ
れぞれスイツチ素子駆動回路、１４は不感帯δの設定
器、１５は符号反転器、１６〜１９はそれぞれ加算器、
である。
Ａ，７Ｂはそれぞれコンパレータ、１３Ａ〜１３Ｄはそ
れぞれスイツチ素子駆動回路、１４は不感帯δの設定
器、１５は符号反転器、１６〜１９はそれぞれ加算器、
である。
４つのスイツチ素子２Ａ〜２Ｄの動作を簡単に説明す
る。例えば負荷５を正転させたいときは、右下のスイツ
チ素子２Ｄをオンして負荷５の負極を直流電源１の負極
に接続しておき、左上下のスイツチ素子２Ａ，２Ｂすな
わち左アームをスイッチングして第８図(ハ)に示す様な
スイッチング制御を行うものである。従つて負荷５を逆
転させたいときは左アームの下のスイツチ２Ｂがオンし
ていて、右アーム２Ｃ，２Ｄが上下にスイッチングして
電流を制御することになる。このように正転と逆転で制
御を受持つアームが決まつている方が、左右アームが同
時にスイッチング制御するよりも判りやすいし、制御を
円滑に出来る。
る。例えば負荷５を正転させたいときは、右下のスイツ
チ素子２Ｄをオンして負荷５の負極を直流電源１の負極
に接続しておき、左上下のスイツチ素子２Ａ，２Ｂすな
わち左アームをスイッチングして第８図(ハ)に示す様な
スイッチング制御を行うものである。従つて負荷５を逆
転させたいときは左アームの下のスイツチ２Ｂがオンし
ていて、右アーム２Ｃ，２Ｄが上下にスイッチングして
電流を制御することになる。このように正転と逆転で制
御を受持つアームが決まつている方が、左右アームが同
時にスイッチング制御するよりも判りやすいし、制御を
円滑に出来る。
ところが正転でも逆転でもない速度が零付近ではどちら
のアームがスイッチングすべきか問題である。これを調
整するのが不感帯δの設定器１４の役割りである。不感
帯δを正に大きくすると、加算器１９，１７，１８を通
してコンパレータ７Ａ，７Ｂの入力には不感帯δとして
のバイアスが与えられて電流指令値ｉ*と電流実際値ｉ
がある程度一致（近ければ）していればふたつのコンパ
レータ７Ａ，７Ｂは共に作動しない。すなわちスイツチ
２Ａ〜２Ｄは左アームも右アームも休止した状態になり
やすくなる。逆に不感帯δを負にすると、ふたつのコン
パレータ７Ａ，７Ｂは共に作動状態となり左右のスイツ
チ２Ａ〜２Ｄは常にスイツチング状態となることにより
制御上の不感帯はなくなり制御性能は向上するが、余分
なスイツチングにより損失，騒音等が増加してしまうこ
とになる。このような不感帯δに関することは当り前と
も考えられるが、ヒステリシス幅Δｉの設定しかなかつ
た瞬時値制御に対し、タクト信号の波形に関する事項と
ヒステリシス幅Δｉが相互に関係してくるようになる
と、それらの誤差を不感帯δで調整，吸収することが可
能になるので、この意味で比較的重要な事項であると云
える。
のアームがスイッチングすべきか問題である。これを調
整するのが不感帯δの設定器１４の役割りである。不感
帯δを正に大きくすると、加算器１９，１７，１８を通
してコンパレータ７Ａ，７Ｂの入力には不感帯δとして
のバイアスが与えられて電流指令値ｉ*と電流実際値ｉ
がある程度一致（近ければ）していればふたつのコンパ
レータ７Ａ，７Ｂは共に作動しない。すなわちスイツチ
２Ａ〜２Ｄは左アームも右アームも休止した状態になり
やすくなる。逆に不感帯δを負にすると、ふたつのコン
パレータ７Ａ，７Ｂは共に作動状態となり左右のスイツ
チ２Ａ〜２Ｄは常にスイツチング状態となることにより
制御上の不感帯はなくなり制御性能は向上するが、余分
なスイツチングにより損失，騒音等が増加してしまうこ
とになる。このような不感帯δに関することは当り前と
も考えられるが、ヒステリシス幅Δｉの設定しかなかつ
た瞬時値制御に対し、タクト信号の波形に関する事項と
ヒステリシス幅Δｉが相互に関係してくるようになる
と、それらの誤差を不感帯δで調整，吸収することが可
能になるので、この意味で比較的重要な事項であると云
える。
第１０Ａ図は第１０図における要部の変形実施例を示す
回路図である。すなわち半周期ずれたタクト信号の発生
器９Ｂを９Ａのほかに設け、タクト信号を電気角で１８
０゜ずらせて二つにして左アーム用と右アーム用とに割
当てた例である。
回路図である。すなわち半周期ずれたタクト信号の発生
器９Ｂを９Ａのほかに設け、タクト信号を電気角で１８
０゜ずらせて二つにして左アーム用と右アーム用とに割
当てた例である。
この様にすると上記意味あいで不感帯をなくすか少し負
にして二つのコンパレータ７Ａ，７Ｂを共に動作状態に
することにより、それぞれのアームのスイツチング周期
Ｔは変わらずに制御上の修正動作としてはT/2毎に行わ
れるため系の応答速度は約２倍に上るという利点が生じ
る。すなわち第１０図の実施例に、第１０Ａ図に見られ
る如く第２のタクト信号発生器９Ｂを追加して設けるこ
とにより、より円滑で速い制御が可能となる。
にして二つのコンパレータ７Ａ，７Ｂを共に動作状態に
することにより、それぞれのアームのスイツチング周期
Ｔは変わらずに制御上の修正動作としてはT/2毎に行わ
れるため系の応答速度は約２倍に上るという利点が生じ
る。すなわち第１０図の実施例に、第１０Ａ図に見られ
る如く第２のタクト信号発生器９Ｂを追加して設けるこ
とにより、より円滑で速い制御が可能となる。
第１１図は本発明の更に他の実施例を示す回路図であ
る。すなわち、本発明を三相交流電動機のような三相負
荷の三相電流の瞬時値制御に適用した実施例である。同
図において、５Ａ〜５Ｃは三相逆起電力負荷、４Ａ〜４
Ｃは三相リアクトル、２Ａ〜２Ｆは三相用スイツチ素子
群、１３Ａ〜１３Ｆは三相用駆動回路群、７Ａ〜７Ｃは
三相用コンパレータ群、１９〜２２はそれぞれ加算器、
である。
る。すなわち、本発明を三相交流電動機のような三相負
荷の三相電流の瞬時値制御に適用した実施例である。同
図において、５Ａ〜５Ｃは三相逆起電力負荷、４Ａ〜４
Ｃは三相リアクトル、２Ａ〜２Ｆは三相用スイツチ素子
群、１３Ａ〜１３Ｆは三相用駆動回路群、７Ａ〜７Ｃは
三相用コンパレータ群、１９〜２２はそれぞれ加算器、
である。
従来の三相電流の瞬時値制御では他のアームのスイツチ
ングの影響を強く受けることと、もともとスイツチング
周波数がランダムであるという理由で円滑な制御が望め
なかつた。しかしタクト信号の効果によりスイツチング
周波数は一定、不感帯δの効果により３アームのうちひ
とつ又はふたつは積極的に休止するという有利な条件に
より、比較的安定で円滑な制御が出来るようになつた。
ングの影響を強く受けることと、もともとスイツチング
周波数がランダムであるという理由で円滑な制御が望め
なかつた。しかしタクト信号の効果によりスイツチング
周波数は一定、不感帯δの効果により３アームのうちひ
とつ又はふたつは積極的に休止するという有利な条件に
より、比較的安定で円滑な制御が出来るようになつた。
第１１Ａ図は第１１図における要部の変形実施例を示す
回路図である。すなわち、タクト信号発生器として、1/
3周期ずつずれたタクト信号を発生する発生器９Ａ，９
Ｂ，９Ｃを設け、それぞれ各相電流に割当てている。こ
れにより主回路スイツチング素子の性能を変えないで、
システムの制御性能を向上することができる。すなわち
実質的に制御周期はT/3に短縮され応答は速くなり制御
は円滑になる。
回路図である。すなわち、タクト信号発生器として、1/
3周期ずつずれたタクト信号を発生する発生器９Ａ，９
Ｂ，９Ｃを設け、それぞれ各相電流に割当てている。こ
れにより主回路スイツチング素子の性能を変えないで、
システムの制御性能を向上することができる。すなわち
実質的に制御周期はT/3に短縮され応答は速くなり制御
は円滑になる。
以上説明したように、本発明によれば、負荷による逆起
電力Ｅと電源電圧ＶDCとの関係が、 の関係にある場合でも、スイツチ周波数をタクトパルス
のそれに容易に引き込んで同期化させることのできる負
荷電流瞬時値制御方法を提供できるという利点がある。
電力Ｅと電源電圧ＶDCとの関係が、 の関係にある場合でも、スイツチ周波数をタクトパルス
のそれに容易に引き込んで同期化させることのできる負
荷電流瞬時値制御方法を提供できるという利点がある。
本発明は電圧積分形瞬時値制御方法などにも適用可能で
あることは云うまでもない。
あることは云うまでもない。
第１図は従来の負荷電流瞬時値制御方法を示す回路図、
第１Ａ図は第１図の回路における負荷電流の変化状況の
一例を示すタイミングチヤート、第２図乃至第４図はそ
れぞれ直流電源電圧ＶDCと負荷による逆起電力Ｅとの大
小関係がスイツチ周波数に及ぼす影響を示した説明図、
第５図および第６図はそれぞれ既提案にかかる瞬時値制
御方法の動作原理説明図、第７図は既提案の瞬時値制御
方法を示す回路図、第８図は本発明の動作原理説明図、
第９図は本発明の一実施例を示す回路図、第１０図は本
発明の他の実施例を示す回路図、第１０Ａ図は第１０図
における要部の変形実施例を示す回路図、第１１図は本
発明の更に他の実施例を示す回路図、第１１Ａ図は第１
１図における要部の変形実施例を示す回路図、である。 符号説明 １……直流電源、２……スイツチ素子、３……フリーホ
イーリングダイオード、４……リアクトル、５……逆起
電力負荷、６……電流検出器、７……コンパレータ、８
……電流指令値発生器、９……タクトパルス発生器、１
０……積分器、１１……平滑コンデンサ、１２……電圧
指令値発生器、１３……スイツチ素子駆動回路、１４…
…不感帯δの設定器、１５……符号反転器、１６〜２２
……加算器
第１Ａ図は第１図の回路における負荷電流の変化状況の
一例を示すタイミングチヤート、第２図乃至第４図はそ
れぞれ直流電源電圧ＶDCと負荷による逆起電力Ｅとの大
小関係がスイツチ周波数に及ぼす影響を示した説明図、
第５図および第６図はそれぞれ既提案にかかる瞬時値制
御方法の動作原理説明図、第７図は既提案の瞬時値制御
方法を示す回路図、第８図は本発明の動作原理説明図、
第９図は本発明の一実施例を示す回路図、第１０図は本
発明の他の実施例を示す回路図、第１０Ａ図は第１０図
における要部の変形実施例を示す回路図、第１１図は本
発明の更に他の実施例を示す回路図、第１１Ａ図は第１
１図における要部の変形実施例を示す回路図、である。 符号説明 １……直流電源、２……スイツチ素子、３……フリーホ
イーリングダイオード、４……リアクトル、５……逆起
電力負荷、６……電流検出器、７……コンパレータ、８
……電流指令値発生器、９……タクトパルス発生器、１
０……積分器、１１……平滑コンデンサ、１２……電圧
指令値発生器、１３……スイツチ素子駆動回路、１４…
…不感帯δの設定器、１５……符号反転器、１６〜２２
……加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭53−101650（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−76195（ＪＰ，Ａ) 実開 昭49−150334（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】電源と負荷との間に介在するスイッチング
手段と、負荷電流の瞬時値を検出する手段と、検出した
負荷電流瞬時値と電流指令値とを比較し両者間の大小関
係によりハイレベルまたはロウレベルの信号を出力する
コンパレータと、前記ハイレベルまたはロウレベルの信
号により前記スイッチング手段をオン・オフ駆動する手
段とを備え、前記スイッチング手段のオン・オフによっ
て前記負荷電流が前記電流指令値に対して前記コンパレ
ータの回路定数により決められた上限レベルと下限レベ
ルとの間で上昇および下降を繰り返す負荷電流の瞬時値
制御方法において、 前記負荷電流瞬時値と電流指令値との何れか一方に、一
定周期で繰り返す鋸歯状波を少なくとも含むタクト信号
を重畳して前記コンパレータに入力する手段を設け、そ
れにより前記スイッチング手段のオン・オフ周期を前記
タクト信号の繰り返し周期に引き込んで同期させること
を特徴とする負荷電流の瞬時値制御方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57213848A JPH0655030B2 (ja) | 1982-12-08 | 1982-12-08 | 負荷電流の瞬時値制御方法 |
| DE19833343883 DE3343883A1 (de) | 1982-12-08 | 1983-12-05 | Verfahren und einrichtung zur zweipunktregelung eines laststromes |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57213848A JPH0655030B2 (ja) | 1982-12-08 | 1982-12-08 | 負荷電流の瞬時値制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59106874A JPS59106874A (ja) | 1984-06-20 |
| JPH0655030B2 true JPH0655030B2 (ja) | 1994-07-20 |
Family
ID=16646013
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57213848A Expired - Lifetime JPH0655030B2 (ja) | 1982-12-08 | 1982-12-08 | 負荷電流の瞬時値制御方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0655030B2 (ja) |
| DE (1) | DE3343883A1 (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2598567B1 (fr) * | 1986-03-11 | 1990-06-15 | Leroy Somer Moteurs | Procede et dispositif de commande d'un onduleur connecte a une charge polyphasee |
| JP2547320Y2 (ja) * | 1988-06-08 | 1997-09-10 | 株式会社 新興製作所 | 誘導負荷の他励式定電流チョッパ駆動回路 |
| US5258904A (en) * | 1992-04-23 | 1993-11-02 | Ford Motor Company | Dither control method of PWM inverter to improve low level motor torque control |
| JP2774907B2 (ja) * | 1992-09-18 | 1998-07-09 | 株式会社日立製作所 | 電気自動車の制御装置 |
| DE19932379A1 (de) | 1999-07-13 | 2001-01-18 | Braun Gmbh | Drosselwandler |
| JP3425900B2 (ja) * | 1999-07-26 | 2003-07-14 | エヌイーシーマイクロシステム株式会社 | スイッチングレギュレータ |
| US6791306B2 (en) * | 2002-01-29 | 2004-09-14 | Intersil Americas Inc. | Synthetic ripple regulator |
| US7132820B2 (en) | 2002-09-06 | 2006-11-07 | Intersil Americas Inc. | Synthetic ripple regulator |
| US6922044B2 (en) | 2002-09-06 | 2005-07-26 | Intersil Americas Inc. | Synchronization of multiphase synthetic ripple voltage regulator |
| US7019502B2 (en) | 2002-09-06 | 2006-03-28 | Intersil America's Inc. | Synchronization of multiphase synthetic ripple voltage regulator |
| DE10346325A1 (de) * | 2003-10-06 | 2005-05-04 | Siemens Ag | Schaltvorrichtung zum bidirektionalen Ladungsausgleich zwischen Energiespeichern |
| US8427113B2 (en) | 2007-08-01 | 2013-04-23 | Intersil Americas LLC | Voltage converter with combined buck converter and capacitive voltage divider |
| US8085011B1 (en) | 2007-08-24 | 2011-12-27 | Intersil Americas Inc. | Boost regulator using synthetic ripple regulation |
| US8148967B2 (en) | 2008-08-05 | 2012-04-03 | Intersil Americas Inc. | PWM clock generation system and method to improve transient response of a voltage regulator |
| US8786270B2 (en) | 2010-11-08 | 2014-07-22 | Intersil Americas Inc. | Synthetic ripple regulator with frequency control |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5911256B2 (ja) * | 1977-02-16 | 1984-03-14 | 株式会社日立製作所 | スイツチング・レギユレ−タ |
-
1982
- 1982-12-08 JP JP57213848A patent/JPH0655030B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1983
- 1983-12-05 DE DE19833343883 patent/DE3343883A1/de not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3343883A1 (de) | 1984-06-14 |
| JPS59106874A (ja) | 1984-06-20 |
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