CN1205741C

CN1205741C - 高频放大装置

Info

Publication number: CN1205741C
Application number: CNB008170614A
Authority: CN
Inventors: 森一富; 新庄真太郎; 上马弘敬; 高桥贵纪; 池田幸夫; 高木直
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2000-10-12
Filing date: 2000-10-12
Publication date: 2005-06-08
Anticipated expiration: 2020-10-12
Also published as: KR100490819B1; US6750720B1; WO2002031968A1; EP1326328B1; EP1326328A1; JPWO2002031968A1; EP1326328A4; JP4083573B2; DE60025376D1; CN1409892A; KR20020067541A; DE60025376T2

Abstract

在电阻(13)、(14)与NPN双极型晶体管(12)之间具备PNP双极型晶体管(21)、(22)，该PNP双极型晶体管(21)、(22)将NPN双极型晶体管(12)的集电极电流定为基准电流，而且构成决定NPN双极型晶体管(11)的集电极电流的电流镜象(20)。根据这一点，通过将PNP双极型晶体管(21)、(22)的尺寸比设计成使电压降ΔVb成为接近于0的值，在高频输入信号Pin增加且发生了基极整流电流时，可抑制基极电压Vb的电压降ΔVb，作为结果，可得到高输出、高效率。

Description

高频放大装置

技术领域

本发明涉及在卫星通信、地面微波通信、移动通信等中使用的高频放大装置。

背景技术

一般来说，在使用了BJT、HBT等的NPN双极型晶体管的高频放大器中，为了得到高输出、高效率，使用以恒定电压来施加基极电压的恒定电压偏置电路。在以恒定电流来施加基极偏置的情况下，在高频的输入功率增加了的情况下，如果发生整流电流，则为了维持恒定电流，基极电压下降。因此，如果输入功率增加，则由于快速地接近于B级工作，故饱和功率变小，不能得到高输出、高效率。另一方面，在以恒定电压来施加基极偏置的情况下，由于基极电压不会下降，故偏置级不变化，与恒定电流偏置的情况相比，可得到大的饱和输出功率和高效率。因而，必须有下述的电压偏置电路，即，在该电路中，随输入功率增加，即使基极电流增加，基极电压也不下降。

图1是示出在将「模拟IC的功能电路设计入门使用了电路模拟器SPICE的IC设计法」(青木英彦著，CQ出版社，1992年9月20日发行，P74)中示出的基极电流补偿电流镜象电路用于恒定电压偏置电路的情况的的高频放大装置的电路图。

在图中，1是使用了BJT、HBT等的NPN双极型晶体管作为放大元件的高频放大器，2是对该高频放大器1供给基极偏置电压的恒定电压偏置电路。

在高频放大器1中，3是BJT、HBT等的NPN双极型晶体管，4是连接到NPN双极型晶体管3的发射极端子上的地(ground)，5是高频信号输入端子，6是高频信号输出端子，7是基极偏置端子，8是集电极偏置端子。

此外，在恒定电压偏置电路2中，11是与高频放大器1的NPN双极型晶体管3一起构成电流镜象的BJT、HBT等的NPN双极型晶体管，其基极端子连接到基极偏置端子7上，其发射极端子连接到地4上。12是基极电流补偿用的BJT、HBT等的NPN双极型晶体管，其基极端子连接到NPN双极型晶体管11的集电极端子上，其发射极端子连接到NPN双极型晶体管11的基极端子上。13是连接在NPN双极型晶体管12的集电极端子与电源供给/电压设定端子15之间的电阻，14是连接在NPN双极型晶体管12的基极端子与电源供给/电压设定端子15之间的电阻。

其次，说明其工作。

将高频输入信号Pin从高频信号输入端子5输入到高频放大器1中，在由高频放大器1进行了放大后，从高频信号输出端子6输出。由恒定电压偏置电路2供给高频放大器1的基极电压Vb和基极电流Ibrf，由集电极偏置端子8供给高频放大器1的集电极电流Icrf和集电极电压Vc。

在恒定电压偏置电路2中，如以下那样来决定基极电压Vb和基极电流Ibrf。在此，假定与高频放大器1一起构成电流镜象的NPN双极型晶体管11的尺寸为1，高频放大器1的NPN双极型晶体管3的尺寸为N，基极电流补偿用的NPN双极型晶体管12的尺寸为M。此外，假定这3个NPN双极型晶体管3、11、12的结构相同，将电流放大率定为β。再者，如图1中所示那样来定义接点电压Vref、电流Iref、Icdc1、Ibdc1、Icdc2、Iedc2、Ibdc2、Ibrf、Icrf、电阻Rref。

从恒定电压偏置电路2的电源供给/电压设定端子15施加了电源电压Vpc的情况的电流镜象的基准电流Iref由下式来给出：

Iref＝(Vpc-2·Vb)/Rref

对于该基准电流，高频放大器1的NPN双极型晶体管3的集电极电流Icrf为：

Icrf = \frac{N}{1 + \frac{1 + N}{β \cdot (1 + β)}} Iref

此时，将高频放大器1的NPN双极型晶体管3的基极偏置电压Vb设定为：

Vb＝(Vpc-Iref·Rref)/2

此时流过的基极电流Ibrf如下式所示：

Ibrf＝Icrf/β

这样，作为恒定电压偏置电路2的输出，供给基极电压Vb、基极电流Ib。

由于现有的高频放大装置如以上那样来构成，故如以下所示那样，在高频输入信号Pin增加并发生了基极整流电流ΔIb时，基极电压Vb下降了ΔVb的电压降部分。因而，在高频输入信号Pin增加了时，高频放大器1的偏置级接近于B级，存在饱和输出功率、效率下降的课题。以下，说明发生电压降ΔVb的工作。

在现有的技术中，高频放大器1的输入功率增加，就发生ΔIb的基极整流电流，作为结果，研究从恒定电压偏置电路2输出的基极电流Ibrf增加了ΔIb时的情况。在基极电流Ibrf增加了ΔIb的情况下，如果假定基极电流补偿用的NPN双极型晶体管12的发射极电流Iedc2增加ΔIedc2，构成电流镜象的NPN双极型晶体管11的基极电流Ibdc1减少ΔIbdc1，则这些电流的变化量中存在下式的关系：

ΔIb＝ΔIedc2+ΔIbdc1

其次，构成电流镜象的NPN双极型晶体管11的基极电流Icdc1的变化量ΔIcdc1为：

ΔIcdc1＝-β·ΔIbdc1

在此，如果假定基准电流Iref大致为恒定，则基极电流补偿用的NPN双极型晶体管12的基极电流Ibdc2的变化量ΔIbdc2为：

ΔIbdc2＝-ΔIcdc1＝β·ΔIbdc1

因而，基极电流补偿用的NPN双极型晶体管12的发射极电流Iedc2的变化量ΔIedc2为：

ΔIedc2＝(1+β)·ΔIbdc2

＝β·(1+β)·ΔIbdc1

于是，由下式

ΔIb＝ΔIedc2+ΔIbdc1

＝ΔIbdc1·{1+β·(1+β)}

＝ΔIbdc1·(1+β+β²)

ΔIbdc1为下式：

ΔIbdc 1 = \frac{ΔIb}{1 + β + β^{2}}

构成此时的电流镜象的NPN双极型晶体管11的电压降、即输出电压Vb的电压降ΔVb为以下的式子：

ΔVb = \frac{q}{nkT} \ln (1 - \frac{ΔIb}{Is \cdot (1 + β + β^{2}) \cdot e^{\frac{qVb}{nkT}}}) < 0

其中，n是校正系数，k是玻尔兹曼系数，T是绝对温度，q是电荷，Is是饱和电流。

从以上所述可知，在上述的现有技术的高频放大装置中，在高频输入信号Pin增加并发生了基极整流电流ΔIb时，基极电压Vb下降了ΔVb的电压降部分，作为其结果，在高频输入信号Pin增加了时，高频放大器1的偏置级接近于B级，存在饱和输出功率、效率下降的课题。

本发明是为了解决上述那样的课题而进行的，其目的在于得到即使高频输入信号增加并发生基极整流电流也能维持高效率的高频放大装置。

发明内容

本发明的高频放大装置在第1和第2电阻与第3NPN双极型晶体管之间具备第1和第2PNP双极型晶体管，该第1和第2PNP双极型晶体管将第3NPN双极型晶体管的集电极电流定为基准电流，而且构成决定第2NPN双极型晶体管的集电极电流的电流镜象。

根据这一点，通过将构成电流镜象的第1和第2PNP双极型晶体管的尺寸比设计成电压降正好为0或成为无限接近于0的值，在高频输入信号增加并发生了基极整流电流时，可抑制基极电压的电压降，作为结果，具有能得到高输出、高效率的效果。

此外，通过使构成电流镜象的第1和第2PNP双极型晶体管的尺寸比可变，具有下述效果：在高频输入信号增加并发生了基极整流电流时，可调整成使基极电压上升、或恒定、或减少。

本发明的高频放大装置在第1和第2电阻与第3NPN双极型晶体管之间具备第1和第2PMOS晶体管，该第1和第2PMOS晶体管将第3NPN双极型晶体管的集电极电流定为基准电流，而且构成决定第2NPN双极型晶体管的集电极电流的电流镜象。

根据这一点，通过将构成电流镜象的第1和第2PMOS晶体管的尺寸比设计成电压降正好为0或成为无限接近于0的值，在高频输入信号增加并发生了基极整流电流时，可抑制基极电压的电压降，作为结果，具有能得到高输出、高效率的效果。

此外，通过使构成电流镜象的第1和第2PMOS晶体管的尺寸比可变，具有下述效果：在高频输入信号增加并发生了基极整流电流时，可调整成使基极电压上升、或恒定、或减少。

附图说明

图1是示出现有的高频放大装置的电路图。

图2是示出本发明的实施形态1的高频放大装置的电路图。

图3是示出本发明的实施形态2的高频放大装置的电路图。

具体实施方式

以下，为了更详细地说明本发明，按照附图说明实施本发明用的最佳形态。

实施形态1.

图2是示出本发明的实施形态1的高频放大装置的电路图，在图中，1是使用了BJT、HBT等的NPN双极型晶体管作为放大元件的高频放大器，2是对该高频放大器1供给基极偏置电压的恒定电压偏置电路。

在高频放大器1中，3是BJT、HBT等的NPN双极型晶体管(第1NPN双极型晶体管)，4是连接到NPN双极型晶体管3的发射极端子上的地(ground)，5是高频信号输入端子，6是高频信号输出端子，7是基极偏置端子，8是集电极偏置端子。

此外，在恒定电压偏置电路2中，11是与高频放大器1的NPN双极型晶体管3一起构成电流镜象的BJT、HBT等的NPN双极型晶体管(第2NPN双极型晶体管)，其基极端子连接到基极偏置端子7上，其发射极端子连接到地4上。12是基极电流补偿用的BJT、HBT等的NPN双极型晶体管(第3NPN双极型晶体管)，其基极端子连接到NPN双极型晶体管11的集电极端子上，其发射极端子连接到NPN双极型晶体管11的基极端子上。

再者，20是以NPN双极型晶体管12的集电极电流为基准电流且决定NPN双极型晶体管11的集电极电流的电流镜象，21、22是构成该电流镜象的BJT、HBT等的PNP双极型晶体管(第1和第2PNP双极型晶体管)，PNP双极型晶体管21、22的基极端子相互间连接，而且PNP双极型晶体管21的基极端子和集电极端子一起连接到NPN双极型晶体管12的集电极端子上，PNP双极型晶体管22的集电极端子连接到NPN双极型晶体管12的基极端子上。

13是连接在PNP双极型晶体管21的集电极端子与电源供给/电压设定端子15之间的电阻(第1电阻)，14是连接在PNP双极型晶体管22的发射极端子与电源供给/电压设定端子15之间的电阻(第2电阻)，41是连接在PNP双极型晶体管22的集电极端子与电源供给/电压设定端子15之间的电阻，42是用电阻41构成的启动电路。

其次，说明其工作。

将高频输入信号Pin从高频信号输入端子5输入到高频放大器1中，在由高频放大器1进行了放大后，从高频信号输出端子6输出。由恒定电压偏置电路2供给基极电压Vb和基极电流Ibrf，由集电极偏置端子8供给集电极电流Icrf和集电极电压Vc。

在恒定电压偏置电路2中，如以下那样来决定基极电压Vb和基极电流Ibrf。在此，假定与高频放大器1的NPN双极型晶体管3一起构成电流镜象的NPN双极型晶体管11的尺寸为1，高频放大器1的NPN双极型晶体管3的尺寸为N，基极电流补偿用的NPN双极型晶体管12的尺寸为M。此外，假定这3个NPN双极型晶体管3、11、12的结构相同，将电流放大率定为β。再者，将构成电流镜象的PNP双极型晶体管21、22的尺寸比如图2中所示定为1∶A，将电流放大率定为β2。再者，如图2中所示那样来定义接点电压Vref、电流Iref、Icdc1、Ibdc1、Icdc2、Iedc2、Ibdc2、Ibrf、Icrf、电阻Rref。

如果将PNP双极型晶体管22的基极-发射极间的电压定为Vbpnp，则由从恒定电压偏置电路2的电源供给/电压设定端子15施加了电源电压Vpc的情况的NPN双极型晶体管3、11构成的电流镜象的基准电流Iref由下式来给出：

Iref＝(Vpc-2·Vb-Vbpnp)/Rref

对于该基准电流Iref，将高频放大器1的NPN双极型晶体管3的集电极电流Icrf为：基极偏置电压Vb设定为：

Icrf = \frac{N}{1 + \frac{1 + N}{β \cdot (1 + β)}} Iref

此时将高频放大器1的NPN双极型晶体管3的基极偏置电压Vb设定为：

Vb＝(Vpc-Iref·Rref-Vbpnp)/2

此时流过的基极电流Ibrf如下式所示：

Ibrf＝Icrf/β

这样，作为恒定电压偏置电路2的输出，供给基极电压Vb、基极电流Ib。再有，通过从电源供给/电压设定端子15经由电阻41构成的启动电路42对连接NPN双极型晶体管11的集电极端子与PNP双极型晶体管22的集电极端子的点供给启动电压，来启动恒定电压偏置电路2。

在图2中，高频放大器1的输入功率增加，就发生ΔIb的基极整流电流，作为结果，研究从恒定电压偏置电路2输出的基极电流Ibrf增加了ΔIb时的情况。在基极电流Ibrf增加了ΔIb的情况下的各电流的变化量成为以下的关系：

ΔIb＝ΔIedc2+ΔIbdc1

ΔIedc2＝(1+β)·ΔIbdc2

ΔIcdc2＝β·ΔIbdc2

ΔIcdc1＝-β·ΔIbdc1

ΔIref = \frac{&Agr; \cdot β 2}{β 2 + 2} ΔIcdc 2

ΔIbdc2＝ΔIref-ΔIcdc1

由此，

ΔIcdc 2 = ΔIcref - ΔIcdc 1

= \frac{&Agr; \cdot β 2}{β 2 + 2} ΔIcdc 2 + β \cdot ΔIbdc 1

= \frac{A \cdot β 2 \cdot β}{β 2 + 2} ΔIbdc 2 + β \cdot ΔIbdc 1

(1 - \frac{A \cdot β 2 \cdot β}{β 2 + 2}) \cdot ΔIbdc 2 = β \cdot ΔIbdc 1

于是，

ΔIbdc 2 = \frac{β}{1 - \frac{A \cdot β 2 \cdot β}{β 2 + 2}} ΔIbdc 1

另一方面，

ΔIb = ΔIedc 2 + ΔIbdc 1

= ΔIbdc 1 + (1 + β) \cdot ΔIbdc 2

= ΔIbdc 1 + \frac{β \cdot (β + 1)}{1 - \frac{A \cdot β 2 \cdot β}{β 2 + 2}} ΔIbdc 1

= [1 + \frac{β \cdot (β + 1)}{1 - \frac{A \cdot β 2 \cdot β}{β 2 + β}}] \cdot ΔIbdc 1

ΔIbdc 1 = \frac{1}{1 + \frac{β \cdot (β + 1)}{1 - \frac{A \cdot β 2 \cdot β}{β 2 + 2}}} ΔIb

= \frac{1 - \frac{A \cdot β 2 \cdot β}{β 2 + 2}}{1 - \frac{A \cdot β 2 \cdot β}{β 2 + β} + β \cdot (β + 1)} ΔIb

= \frac{β 2 + 2 - A \cdot β 2 \cdot β}{β 2 + 2 - A \cdot β 2 \cdot β + β \cdot (β + 1) \cdot (β 2 + 2)} ΔIb

此时的构成电流镜象的NPN双极型晶体管11的电压降、即输出电压Vb的ΔVb成为以下的式子：

ΔVb = \frac{q}{nkT} \ln (1 - \frac{(β 2 + 2 - A \cdot β 2 \cdot β) \cdot ΔIb}{Is \cdot {β 2 + 2 - A \cdot β 2 \cdot β + β \cdot (β + 1) \cdot (β 2 + 2)} \cdot e^{\frac{qVb}{nkT}}})

其中，n是校正系数，T是绝对温度，k是玻尔兹曼系数，q是电荷，Is是饱和电流。

因而，由于一般来说，β2+2＜A·β2·β，故ΔVb＞0。

由以上所述可知，在本发明的实施形态1的高频放大装置中，在高频输入信号Pin增加并发生了基极整流电流ΔIb时，基极电压Vb上升了ΔVb。作为其结果，在高频输入信号Pin增加了时，高频放大器1的偏置级接近于A级，可增加饱和输出功率、效率。

此外，在图2的高频放大器1的基极偏置端子7与恒定电压偏置电路2之间，为了隔离起见，大多插入电阻，但此时，根据电阻的值，在高频输入信号Pin增加并发生了基极整流电流ΔIb时，可调整成使基极电压Vb上升、或恒定、或减少。此外，通过调整构成电流镜象20的PNP双极型晶体管21、22的尺寸比A，在高频输入信号Pin增加并发生了基极整流电流ΔIb时，可调整成使基极电压Vb上升、或恒定、或减少。

但是，在高频输入信号Pin增加并发生了基极整流电流ΔIb时，在基极电压Vb上升了ΔVb的情况下，由于基极电压Vb增加，流过高频放大器1的基极电流Ib进一步增加，由此，存在由于基极电压Vb进一步增加那样的重复而发生发散的可能性。因此，通过将一般来说在基极偏置端子7与恒定电压偏置电路2之间插入的隔离电阻和构成电流镜象20的PNP双极型晶体管21、22的尺寸比A设计成使电压降ΔVb正好为0或成为无限接近于0的值，在高频输入信号Pin增加并发生了基极整流电流ΔIb时，可抑制基极电压Vb的电压降，作为结果，可得到高输出、高效率。

实施形态2.

图3是示出本发明的实施形态2的高频放大装置的电路图，在图中，30是以NPN双极型晶体管12的漏电流为基准电流且决定NPN双极型晶体管11的集电极电流的电流镜象，31、32是构成该电流镜象的BJT、HBT等的PMOS晶体管(第1和第2PMOS晶体管)，PMOS晶体管31、32的栅极端子相互间连接，而且PMOS晶体管31的栅极端子和漏极端子一起连接到NPN双极型晶体管12的集电极端子上，PMOS晶体管32的漏极端子连接到NPN双极型晶体管12的基极端子上。

再有，电阻(第1电阻)13连接在PMOS晶体管31的源极端子与电源供给/电压设定端子15之间，电阻(第2电阻)14连接在PMOS晶体管32的源极端子与电源供给/电压设定端子15之间，电阻41是连接在PMOS晶体管32的漏极端子与电源供给/电压设定端子15之间的电阻，启动电路42用电阻41构成。

其次，说明其工作。

在恒定电压偏置电路2中，如以下那样来决定基极电压Vb和基极电流Ibrf。在此，假定与高频放大器1的NPN双极型晶体管3一起构成电流镜象的NPN双极型晶体管11的尺寸为1，高频放大器1的NPN双极型晶体管3的尺寸为N，栅极电流补偿用的NPN双极型晶体管12的尺寸为M。此外，假定这3个NPN双极型晶体管3、11、12的结构相同，将电流放大率定为β。再者，将构成电流镜象30的PMOS晶体管31、32的尺寸比如图3中所示定为1∶B。再者，如图3中所示那样来定义接点电压Vref、电流Iref、Icdc1、Ibdc1、Icdc2、Iedc2、Ibdc2、Ibrf、Icrf、电阻Rref。

如果将PMOS晶体管32的栅极-源极间电压定为Vgs，则由从恒定电压偏置电路2的电源供给/电压设定端子15施加了电源电压Vpc的情况的NPN双极型晶体管3、11构成的电流镜象的基准电流Iref由下式来给出：

Iref＝(Vpc-2·Vb-Vgs)/Rref

对于该基准电流Iref，将高频放大器1的NPN双极型晶体管3的集电极电流Icrf设定为：

Icrf = \frac{N}{1 + \frac{1 + N}{β \cdot (1 + β)}} Iref

此时，将高频放大器1的NPN双极型晶体管3的基极偏置电压Vb设定为

Vb＝(Vpc-Iref·Rref-Vgs)/2

此时流过的基极电流Ibrf如下式所示：

Ibrf＝Icrf/β

这样，作为恒定电压偏置电路2的输出，供给基极电压Vb、基极电流Ib。再有，通过从电源供给/电压设定端子15经由电阻41构成的启动电路42对连接NPN双极型晶体管11的集电极端子与PMOS晶体管32的漏极端子的点供给启动电压，来启动恒定电压偏置电路2。

在图3中，高频放大器1的输入功率增加，就发生ΔIb的基极整流电流，作为结果，研究从恒定电压偏置电路2输出的基极电流Ibrf增加了ΔIb时的情况。在基极电流Ibrf增加了ΔIb的情况下的各电流的变化量成为以下的关系：

ΔIb＝ΔIedc2+ΔIbdc1

ΔIedc2＝(1+β)·ΔIbdc2

ΔIcdc2＝β·ΔIbdc2

ΔIcdc1＝-β·ΔIbdc1

ΔIref＝B·ΔIcdc2

ΔIbdc2＝ΔIref-ΔIcdc1由此，

ΔIbdc2＝ΔIref-ΔIcdc1

＝B·ΔIcdc2+β·ΔIbdc1

(1-B)·ΔIbdc2＝β·ΔIbdc1

于是，

ΔIbdc 2 = \frac{β}{1 - B} ΔIbc 1

另一方面，

ΔIb = ΔIedc 2 + ΔIbdc 1

= ΔIbdc 1 + (1 + β) \cdot ΔIbdc 2

= ΔIbdc 1 + \frac{β \cdot (β + 1)}{1 - B} ΔIbdc 1

= [1 + \frac{β \cdot (β + 1)}{1 - B}] \cdot ΔIbdc 1

于是

ΔIbdc 1 = \frac{1}{1 + \frac{β \cdot (β + 1)}{1 - B}} ΔIb

= \frac{1 - B}{1 - B + β \cdot (β + 1)} ΔIb

= \frac{1 - B}{β^{2} + β - B + 2} ΔIb

ΔVb = \frac{q}{nkT} \ln (1 - \frac{(1 - B) \cdot ΔIb}{Is \cdot (β^{2} + β - B + 2) \cdot e^{\frac{qVb}{nkT}}})

因而，如果B＞1，则ΔVb＞0，如果B＝1，则ΔVb＝0，如果B＜1，则ΔVb＜0。

由以上所述可知，通过将电流镜象30的PMOS晶体管31、32的尺寸比定为B＞1，在本发明的实施形态2的高频放大装置中，在高频输入信号Pin增加并发生了基极整流电流ΔIb时，可使基极电压Vb上升ΔVb的电压。作为其结果，在高频输入信号Pin增加了时，高频放大器1的偏置级接近于A级，可增加饱和输出功率、效率。

此外，通过将电流镜象30的PMOS晶体管31、32的尺寸比定为B＝1，在高频输入信号Pin增加并发生了基极整流电流ΔIb时，可使基极电压Vb的电压降为0。作为其结果，在高频输入信号Pin增加了时，可使高频放大器1的偏置级为恒定，可增加饱和输出功率、效率。

这样，通过改变电流镜象30的PMOS晶体管31、32的尺寸比，在高频输入信号Pin增加并发生了基极整流电流ΔIb时，可调整成使基极电压Vb增加、也可使其为恒定、也可使其减少。

此外，在图3的高频放大器1的基极偏置端子7与恒定电压偏置电路2之间，一般来说为了隔离起见，大多插入电阻。此时，通过补偿因电阻引起的电压降部分、增加电流镜象30的PMOS晶体管31、32的尺寸比，也可完全实现在上述已叙述的特性。

但是，在高频输入信号Pin增加并发生了基极整流电流ΔIb时，在基极电压Vb上升了ΔVb的情况下，由于基极电压Vb增加，流过高频放大器1的基极电流Ib进一步增加，由此，存在由于基极电压Vb进一步增加那样的重复而发生发散的可能性。

因此，通过将一般来说在基极偏置端子7与恒定电压偏置电路2之间插入的隔离电阻和构成电流镜象30的PMOS晶体管31、32的尺寸比B设计成使电压降ΔVb正好为0或成为无限接近于0的值，在高频输入信号Pin增加并发生了基极整流电流ΔIb时，可抑制基极电压Vb的电压降ΔVb，作为结果，可得到高输出、高效率。

如上所述，本发明的高频放大装置通过调整构成电流镜象的晶体管的尺寸比，可在高频输入信号增加并发生了基极整流电流时调整基极电压，适合使用于卫星通信、地面微波通信、移动通信等。

Claims

1.一种高频放大装置，具备将第1NPN双极型晶体管作为放大元件、所述第1NPN双极型晶体管的集电极端子与集电极偏置端子连接的高频放大器和对上述高频放大器供给基极偏置电压的恒定电压偏置电路，其特征在于：

上述恒定电压偏置电路具备：

第2NPN双极型晶体管，与上述第1NPN双极型晶体管一起构成电流镜象；

第3NPN双极型晶体管，补偿上述电流镜象的基极电流；

第1和第2PNP双极型晶体管，构成将上述第3NPN双极型晶体管的集电极电流定为基准电流且决定上述第2NPN双极型晶体管的集电极电流的电流镜象；以及

被连接在上述第1PNP双极型晶体管的发射极端子与电源供给及电压设定端子之间的第1电阻和被连接在上述第2PNP双极型晶体管的发射极端子与电源供给及电压设定端子之间的第2电阻。

2.如权利要求1所述的高频放大装置，其特征在于，还具有与所述第2PNP晶体管的集电极端子和所述电压设定端子连接的第3电阻。

3.一种高频放大装置，具备将第1NPN双极型晶体管作为放大元件、所述第1NPN双极型晶体管的集电极端子与集电极偏置端子连接的高频放大器和对上述高频放大器供给基极偏置电压的恒定电压偏置电路，其特征在于：

上述恒定电压偏置电路具备：

第3NPN双极型晶体管，补偿上述电流镜象的基极电流；

第1和第2PMOS晶体管，构成将上述第3NPN双极型晶体管的集电极电流定为基准电流且决定上述第2NPN双极型晶体管的集电极电流的电流镜象；以及

被连接在上述第1PMOS晶体管的源端子与电源供给及电压设定端子之间的第1电阻和被连接在上述第2PMOS晶体管的源端子与电源供给及电压设定端子之间的第2电阻。

4.如权利要求3所述的高频放大装置，其特征在于，还具有与所述第2PMOS晶体管的漏极端子和所述电压设定端子连接的第3电阻。