CN1189011A - 直流偏移消除电路和利用该电路的方法 - Google Patents

Abstract

一种直流偏移消除电路,该电路能够有效地消除直流偏移。这个电路包括由第一恒流源/汇点驱动的射极耦合的第一和第二双极晶体管构成的第一差动对和由第二恒流源/汇点驱动的射极耦合的第三和第四晶体管构成的第二差动对。第一和第二差动对通过一个耦合电容相互耦合。第五双极晶体管的射极被连接到第一和第二晶体管的射极。第六双极晶体管的射极被连接到第三和第四晶体管的射极。第一和第五晶体管的基极被连接到第一输入端,第二晶体管的基极经过第一电阻被连接到第一输入端。第四和第六晶体管的基极被连接到第二输入端。第三晶体管的基极经过第二电阻被连接到第二输入端。第一、第三和第六晶体管的集电极被连接到第一输出端,第二、第四和第五晶体管的集电极被连接到第二输出端。

Description

直流偏移消除电路和利用该电路的方法

本发明涉及一种直流偏移消除电路和一种差动放大器，特别涉及一种最佳用于放大在诸如寻呼机系统的便携式通信系统中位于诸如1kHz到10kHz范围内的低频区域(例如基带频率区域)中信号的放大电路，以及配备有这种直流偏移消除电路的差动放大电路。

近年来，直流转换接收机已被广泛用于诸如寻呼机的便携式无线接收机以代替传统的超外差接收机。

为一个寻呼机直流转换接收机设计的限幅放大电路放大基带频率范围(通常是1kHz到10kHz)内的信号。这种限幅放大电路具有下述的结构：即多个差动放大子电路以多级形式被级连，在这些子电路中，位于两个相邻级处的差动放大电路不需要耦合电容而直接耦合。这是由于下述原因导致的。

在基带频率区内用于所述信号的耦合电容需要很大的容量，从而导致这个电容占据集成电路(IC)芯片的很大区域。因此，具有这种大容量耦合电容的耦合结构不适于IC。另一方面，直接耦合结构不需要耦合电容，因此，不会产生与芯片区域相关的问题。

利用具有直接耦合结构的限幅放大电路，在各级差动放大子电路中产生的“直流偏移”可能引起某些已知的问题。为了解决这些问题，长时间以来研究和开发了各种技术，这种技术的一个例子示于图1。

图1示出了一种具有直流偏移消除功能的传统直流阻塞放大电路，该电路披露于1990年未审的日本未审专利申请No.2-305205。

如图1所示，传统的直流阻塞放大电路S300包括第一不平衡差动放大子电路S100和通过直流耦合电容113耦合到一起的第二差动放大子电路S200。

第一不平衡差动放大子电路S100由一对射极耦合的npn型双极晶体管101和102组成。晶体管101和102相互耦合的射极被连接到用于汇集恒定电流I₁₀₁的恒流汇点111的一端。所述恒流汇点111的另一端接地。

电阻109被连接到晶体管101和102的基极。晶体管101的基极还被连接到第一输入端114。晶体管102的基极还被连接到耦合电容113的一端。

第二不平衡差动放大子电路S200由一对射极耦合的npn型双极晶体管103和104组成。晶体管103和104相互耦合的射极被连接到用于汇集恒定电流I₁₀₂的恒流汇点112的一端。恒流汇点112的另一端接地。

电阻110被连接到晶体管103和104的基极。晶体管103的基极还被连接到耦合电容113的另一端。晶体管104的基极还被连接到第二输入端115。

第一和第二输入电压分别被差动地施加给第一和第二输入端114和115。

晶体管101和103的集电极被耦合到一起并被连接到负载电阻107的一端。负载电阻107的另一端加有电源电压V_CC。晶体管101和103相互耦合的集电极还连接到第一输出端116。

晶体管102和104的集电极被耦合在一起并被连接到另一个负载电阻108的一端。负载电阻108的另一端加有电源电压V_CC。晶体管102和104相互耦合的集电极还连接到第二输出端117。

第一和第二输出电压分别差动地得自于第一和第二输出端116和117。

晶体管101、102、103和104具有相同的射极区域。

下面解释图1所示传统直流阻塞放大电路S300的操作。

首先，将电阻101、102、103和104的基极电压相对于一个特殊点(例如地)分别规定为V_B101、V_B102、V_B103和V_B104。晶体管101、102、103和104的集电极电流分别规定为I_C101、I_C102、I_C103和I_C104。流经负载电阻107和108的第一和第二输出电流分别规定为I_C113和I_C124。

然后，建立下述等式：

             I_C113＝I_C101+I_C103                            (1)

             I_C124＝I_C102+I_C104                            (2)

晶体管101、102、103和104的集电极电流I_C101、I_C102、I_C103和I_C104分别由下述等式(3)、(4)、(5)和(6)解释： $I_{C101}=\frac{\mathrm{\α}\·I_{101}}{1+\exp \left\{q\frac{V_{B101}-V_{B102}}{\mathrm{kT}}\right\}}----\left(3\right)$ $I_{C102}=\frac{\mathrm{\α}\·I_{101}}{1+\exp \{-q\frac{V_{B101}-V_{B102}}{\mathrm{kT}}\}}-----\left(4\right)$ $I_{C103}=\frac{\mathrm{\α}\·I_{102}}{1+\exp \left\{q\frac{V_{B104}-V_{B103}}{\mathrm{kT}}\right\}}-----\left(5\right)$ $I_{C104}=\frac{\mathrm{\α}\·I_{102}}{1+\exp \{-q\frac{V_{B104}-V_{B103}}{k{T}^{-}}\}}------\left(6\right)$

在等式(3)、(4)、(5)和(6)中，α是直流共基极电流增益因数，k是波尔兹曼常数，T是开氏绝对温度，和q是电子的电荷。通常，增益因数α近似等于1。

当恒流汇点112的恒定电流I₁₀₂等于恒流汇点111的恒定电流I₁₀₁(即I₁₀₁＝I₁₀₂)和晶体管104和103的基极电压V_B104和V_B103之间的差等于晶体管101和102的基极电压V₈₁₀₁和V_B102之间的差(即V_B101-V_B102＝V_B104-V_B103)时，第一和第二输出电流I_C113和I_C124变得彼此相等。如果负载电阻107和108具有相同的电阻值，则在第一和第二输出端116和117，第一和第二输出电压将具有相同的直流电平。

如果由于直流偏移使第一输入端114处的第一输入电压的直流电压电平高于第二输入端115处的第二输入电压的直流电平，那么，基极电压V_B101、V_B102、V_B104和V_B103满足下述关系：

                    V_B101＞V_B102和

                    V_B104＜V_B103。

在这种情况下，在第一差动放大子电路S100中，集电极电流I_C101增加一个增量和集电极电流I_C102减少一个相同的增量，此时，在第二差动放大子电路S200中，集电极电流I_C103增加一个增量和集电极电流I_C104减少一个相同的增量。因此，第一输出电流I_C113增加和第二输出电流I_C124减少。

因此，在第一输出端116处的直流电压电平被降低和在第二输出端117处的直流电压电平被升高，借此，消除了在第一和第二输入端114和115处直流电压的电平差(即直流偏移)。这意味着即使是在第一和第二输入端114和115之间存在直流偏移，在第一和第二输出端116和117之间也不会产生直流偏移。

第一和第二输出端116和117处的直流电压电平是由施加给所述传统阻塞放大电路S300的特定直流偏压确定的。

与上述相同的解释被应用于在第一输入端114处的直流电压电平低于在第二输入端115处的直流电压电平的情况。

但是，图1所示传统的直流阻塞放大电路S300存在下述问题。

如果由于在第一和第二输入端114和115处的直流电压电平差大于规定值而使在恒流汇点111和112的恒流I₁₀₁和I₁₀₂之间产生任一差值(即I₁₀₁≠I₁₀₂，那么，就会出现下述问题，即：在第一和第二输出端116和117之间可能产生直流偏移。本发明人发现这个问题是由下述事实引起的，即形成恒流汇点111和112中一个的晶体管工作于饱和区域，而形成恒流汇点111和112中另一个的晶体管工作于激活区域，从而导致在恒流I₁₀₁和I₁₀₂之间的某些差别。

在第一和第二输出端116和117处被如此产生的直流偏压偏移被置于下一级的差动放大器放大。因此，存在下一级放大器的增益必须被设置得足够低的缺点。

由于这个缺点，图1所示传统直流阻塞放大器S300不适用于上述类型限幅放大器的直流偏移的消除。

因此，由于在诸如电流汇点111和112结构中的不平衡等任何一种其它原因都可能发生在电流汇点111和112的恒定电流I₁₀₁和I₁₀₂之间的差异。

因此，本发明的一个目的就是要提供一种能够有效的消除直流偏移的直流偏移消除电路。

本发明的另一个目的是提供一种结构简单并能够抑制由于恒流源/汇点的电流差而产生的直流偏移的直流偏移消除电路。

本发明的再一个目的是提供一种适用于包括级连差动放大子电路的限幅放大电路的直流偏移消除电路。

本发明的再一个目的是提供一种最佳用做包括级连差动放大子电路的限幅放大电路的差动放大电路。

通过下面的描述，本发明上述目的和未经特殊描述的其它目的将变得更加清楚。

根据本发明的第一个方面，提供了一种直流偏移消除电路。这种电路由(a)由射极相互耦合到一起的第一和第二双极晶体管构成的第一差动对、(b)提供/汇集第一恒流到/从第一差动对的第一恒流源/汇点、(C)由射极相互耦合到一起的第三和第四双极晶体管构成的第二差动对、(d)提供/汇集第二恒流到/从第二差动对的第二恒流源/汇点、(e)射极连接到第一和第二晶体管射极的第五双极晶体管、(f)射极连接到第三和第四晶体管射极的第六双极晶体管、和用于将第一和第二差动对交流耦合到一起的交流耦合元件组成。

第一和第二晶体管的基极被共同连接到第一输入端。第二晶体管的基极被连接到所述耦合元件的第一端。

第四和第六晶体管的基极被共同连接到第二输入端。第三晶体管的基极被连接到所述耦合元件的第二端。

第一、第三和第六晶体管的集电极被连接到第一输出端。第二、第四和第五晶体管的集电极被连接到第二输出端。

利用根据本发明第一方面的直流偏移消除电路，第五和第六双极晶体管被分别附加提供给第一和第二差动对。

例如，如果由于在第一和第二输入端处的直流偏移使在第一差动对中的第五晶体管的基极电压高于在第二差动对中第六晶体管的基极电压，那么，第一和第五晶体管的基极电压将高于第二晶体管的基极电压，第三晶体管的基极电压将高于第四和第六晶体管的基极电压。因此，第一和第五晶体管的集电极电流将增加，第二晶体管的集电极电流将减小。同时，第三晶体管的集电极电流将增加，而第四和第六晶体管的集电极电流将减小。

在这种情况下，由于第一到第六晶体管的集电极连接，第一、第三和第五晶体管集电极电流的增加和第二、第四和第六晶体管集电极电流的减小被用于消除在第一和第二输入端处的直流偏移。

因此，在第一和第二输出端处消除了在第一和第二输入端处产生的直流偏移。

另外，例如如果由于在第一和第二输入端处的直流偏移导致用于第一差动对的第一恒流源/汇点的第一恒流从它的特定电流值增加，那么，第一、第二和第五晶体管的集电极电流将根据这种电流偏离增加。在这种情况下，第一晶体管集电极电流的增加被提供给第一输出端，同时，第二和第五晶体管集电极电流的增加被提供给第二输出端。

其结果是第一、第二和第五晶体管集电极电流的增量将部分地彼此互补。因此，在第一和第二输出端之间生成的电流差将小于第一恒流源/汇点的第一恒流的增加。

这意味着利用一个简单的结构抑制了由于第一和第二恒流源/汇点的电流偏离所产生的直流偏移。换言之，有效执行了对直流偏移电流的消除。

由于直流偏移被有效地消除，所以，根据本发明第一方面的直流偏移消除电路适用于包括多个级连差动放大子电路的限幅放大电路。

在本发明直流偏移消除电路的最佳实施例中，还提供了第一和第二射极电阻。第一射极电阻的一端被连接到第一和第五晶体管的基极，其另一端被连接到第二晶体管的基极。第二射极电阻的一端被连接到第四和第六晶体管的基极，其另一端被连接到第三晶体管的基极。

根据本发明的第二个方面，提供了一种差动放大电路。该电路由(a)具有与本发明第一方面相同结构的直流偏移消除子电路和(b)用于放大差动输入信号以差动产生第一和第二输出的差动放大子电路组成。所述第一和第二输出被输入给直流偏移消除子电路的第一和第二输入端。

利用本发明第二方面的的差动放大电路，由于通过直流偏移消除子电路有效消除了所述直流偏移，这个差动放大电路能够被用做包括多个级连差动子电路的限幅放大电路。

在根据第二方面的差动放大电路的最佳实施例中，直流偏移消除子电路具有0dB的增益。

为了使本发明能够被很容易地实现，下面参照附图进行描述。

图1示出了具有直流消除功能的传统直流偏移阻塞放大电路。

图2示出了根据本发明第一实施例的直流偏移消除电路。

图3示出了根据本发明第二实施例的单级差动放大电路，该电路包括根据本发明第一实施例的直流偏移消除电路。

图4示出了根据本发明第三实施例的四级限幅放大电路，在该电路中，根据图2所示第二实施例的多个单级差动放大电路被级连。

下面结合图2到图4描述本发明的最佳实施例。

第一实施例

根据本发明第一实施例的直流偏移消除电路S3具有图2所示的结构。

在图2中，这个直流偏移消除电路S3包括第一不平衡差动放大子电路S1和第二不平衡差动放大子电路S2，这两个子电路通过交流耦合电容13被耦合到一起。

第一不平衡差动放大子电路S1由其射极被耦合到一起的npn型双极晶体管1和2构成的第一不平衡差动对和用于从该第一差动对汇集第一恒流I₀₁的第一恒流汇点11组成。晶体管1和2彼此相互耦合的射极被连接到第一恒流汇点11的一端。第一恒流汇点11的另一端接地。

npn型双极晶体管5被附加提供给第一差动对。晶体管5的发射极被连接到晶体管1和2的发射极。

晶体管1和5的基极被连接到第一输入端14。晶体管2的基极经过第一电阻9被连接到第一输入端14。晶体管2的基极还被连接到耦合电容13的一端。

第二不平衡差动放大子电路S2由其射极被耦合到一起的npn型双极晶体管3和4构成的第二不平衡差动对和用于从该第二差动对汇集第二恒流I₀₂的第二恒流汇点12组成。晶体管3和4彼此相互耦合到一起的射极被连接到第二恒流汇点12的一端。第二恒流汇点12的另一端接地。

npn型晶体管6被附加提供给第二差动对。晶体管6的发射极被连接到晶体管3和4的发射极。

晶体管4和6的基极被连接到第二输入端15。晶体管3的基极经过第二电阻10连接到第二输入端15。晶体管3的基极还被连接到耦合电容13的另一端。

晶体管1、3和6的集电极被耦合到一起并连接到第一负载电阻7的一端。第一负载电阻7的另一端被施加有电源电压V_CC。晶体管1、3和6相互耦合的集电极还被连接到第一输出端16。

晶体管2、4和5的集电极被耦合到一起并被连接到第二负载电阻8的一端。负载电阻8的另一端被施加有电源电压V_CC。晶体管2、4和5彼此耦合的集电极还被连接到第二输出端17。

晶体管1、2和5由恒流汇点11驱动。晶体管3、4和6由恒流汇点12驱动。

六个晶体管1、2、3、4、5和6具有相同的发射极区域。

下面解释根据第一实施例的直流偏移消除电路S3的操作。

首先，相对于一个基准点(例如地)的晶体管1、2、3和4的基极电压被分别规定为V_B1、V_B2、V_B3和V_B4。晶体管1、2、3、4、5和6的集电极电流被分别规定为I_C1、I_C2、I_C3、I_C4、I_C5和I_C6。流经第一和第二负载电阻7和8的第一和第二输出电流被分别规定为I_C13和I_C24。

由此可以建立下述等式：

         I_C13＝I_C1+I_C3+I_C6                       (7)

         I_C24＝I_C2+I_C4+I_C5                       (8)

晶体管1、2、3、4、5和6的集电极电流I_C1、I_C2、I_C3、I_C4、I_C5和I_C6由下述等式(9)、(10)、(11)和(12)表示： $I_{C1}=I_{C5}=\left(\frac{1}{2}\right)\frac{\mathrm{\α}\·I_{01}}{[1+\exp \{q\frac{V_{B1}-V_{B2}}{\mathrm{kT}}\left\}\right]}----\left(9\right)$ $I_{C2}=\frac{\mathrm{\α}\·I_{01}}{[1+\exp \{-q\frac{V_{B1}-V_{B2}}{\mathrm{kT}}\left\}\right]}-----\left(10\right)$ $I_{C4}=I_{C6}=\left(\frac{1}{2}\right)\frac{\mathrm{\α}\·I_{02}}{[1+\exp \{q\frac{V_{B4}-V_{B3}}{\mathrm{kT}}\left\}\right]}-----\left(11\right)$ $I_{C3}=\frac{\mathrm{\α}\·I_{02}}{[1+\exp \{-q\frac{V_{B4}-V_{B3}}{\mathrm{kT}}\left\}\right]}------\left(12\right)$

因此，由于I_C1被I_C5消除和I_C4被I_C6消除，所以被规定为ΔI₁＝(I_C13-I_C24)的输出偏移电流ΔI₁被表示为下述等式(13)。

            ΔI₁＝I_C13-I_C24＝I_C3-I_C2                      (13)

等式(13)意味着输出偏移电流ΔI等于晶体管2和3的集电极电流I_C2和I_C3之间的差。

另一方面，利用图1所示传统直流阻塞放大电路S300，输出偏移电流ΔI₂被表示为ΔI₂＝(I_C113-I_C124)，这个电流ΔI₂大于ΔI₁。这意味着根据第一实施例的电路S3的输出偏移电流小于传统直流阻塞放大电路S300的输出偏移电流。

利用根据图2所示第二实施例的直流偏移消除电路S3，例如假如由于在第一和第二输入端14和15处的直流偏移而使在第一差动对中晶体管5的基极电压V_B1变得高于在第二差动对中晶体管6的基极电压V_B4，那么，晶体管1和5的基极电压V_B1高于晶体管2的基极电压V_B2，晶体管3的基极电压V高于晶体管4和6的基极电压V_B4。因此，晶体管1和5的集电极电流I_C1和I_C5将增加和晶体管2的集电极电流I_C2将减小。同时，晶体管3的集电极的电流I_C3增加晶体管4和6的集电极电流I_C4和I_C6将减小。

在这种情况下，由于晶体管1-6的集电极的连接，晶体管1、3和5集电极电流的增加和晶体管2、4和6集电极电流的减小用于消除在第一和第二输入端14和15处的直流偏移。

因此，在第一和第二输出端16和17处消除了在第一和第二输入端处产生的直流偏移。

另外，例如如果由于在第一和第二输入端14和15处的直流偏移使得用于第一差动对的第一恒流汇点11的第一恒流I₀₁从它的特定电流值增加，那么，晶体管1、2和5的集电极电流I_C1、I_C2和I_C5将根据这个电流偏离增加。在这种情况下，晶体管1集电极电流I_C1的增加被提供给第一输出端16，同时，晶体管2和5集电极电流I_C2和I_C5的增加被提供给第二输出端17。

其结果是晶体管1、2和5的集电极电流I_C1、I_C2和I_C5的增加将被部分地彼此消除。这样，在第一和第二输出端16和17之间生成的电流差(即输出偏移电流ΔI₁)将小于第一恒流汇点第一恒流I₀₁的增加。

这意味着利用一个简单的结构抑制了由于第一和第二恒流汇点11和12的电流偏离而引起的直流偏移。换言之，有效执行了对直流偏移电流的消除。

本发明人利用下述方式进行了某些测试以证明本发明的优点。

电阻9和10具有相同的阻值和由电阻9和10产生的被设置为50mV的压降(V_B1-V_B2)和(V_B4-V_B3)。恒流汇点11和12的恒流I₀₁和I₀₂被设置为I₀₁＝9μA和I₀₂＝10μA。在这种情况下，集电极电流I_C1、I_C2、I_C3、I_C4、I_C5和I_C6被表示为I_C1＝I_C5＝3.926μA、I_C2＝1.147μA、I_C3＝1.275μA、和I_C4＝I_C6＝4.3625μA。其结果，获得的输出偏移电流ΔI₁＝0.28μA。

另一方面，利用上述图1所示传统电流阻塞电路S300，集电极电流I_C1、I_C2、I_C3和I_C4在上述相同条件下被表示为I_C1＝7.852μA、I_C2＝1.147μA、I_C3＝1.275μA和I_C4＝8.725μA。其结果是所获得的输出偏移电流ΔI₂＝0.745μA。

因此，由于(0.28/0.745)＝0.38，所以，根据图2所示第一实施例的直流偏移消除电路S3的输出偏移电流ΔI₁被减少到图1所示传统电流阻塞电路S300的输出偏移电流ΔI₂的0.38倍。

第二实施例

图3示出了根据本发明第二实施例的单级差动放大电路。

差动放大电路S5包括根据图2所示本发明第一实施例的差动放大子电路S4和直流偏移消除子电路S3。因此，为简便起见，这里省略对所述直流偏移子电路S3的描述。差动放大子电路S4包括由射极相互耦合在一起的npn型双极晶体管23和24构成的一个差动对。晶体管23和24相互耦合在一起的射极被连接到恒流汇点22的一端。恒流汇点22的另一端接地。晶体管23和24由恒流汇点22驱动。

晶体管23和24的基极分别被连接到第一和第二输入端20和21。

晶体管23和24的集电极分别被连接到第一和第二负载电阻25和26的一端。电阻25和26的另一端接电源电压V_CC。晶体管23和24的集电极还被连接到直流偏移消除子电路S3的第一和第二输入端14和15。

根据第二实施例，第一和第二输入端21和22用做单级差动放大电路S3的输入端，第一和第二输出端16和17用做它的输出端。

一个初始差动输入电压被施加到第一和第二输入端20和21上。在晶体管23和24的集电极处分别产生差动放大子电路S4的第一和第二差动输出电压。第一和第二差动输出电压被提供给直流偏移消除子电路S3的输入端14和15。

利用直流偏移消除子电路S3可以有效地消除在端14和15处产生的直流偏移。

如果直流偏移消除子电路S3的增益是0dB(即单元增益)，这个子电路S3被用做直流阻塞电路。在这种情况下有一个优点，即、由于根据图3所示第二实施例的差动放大电路S5的整个增益等于差动放大子电路S4的增益，所以，只有在最初输入电压中的交流信号被有选择地传送给位于下一级的后续电路(未示出)。

第三实施例

图4示出了根据本发明第三实施例的四级差动放大电路。在该电路中，四个根据图2所示第二实施例的单级差动放大电路S5被级连在一起。换言之，放大电路S5被用做一个基本单元。

根据第三实施例的电路被用做与寻呼机的直接转换接收机相关的一个限幅放大器，在该放大器中，基带频率范围(通常是1kHz到10kHz)内的信号被放大。

在每个基本单元S5内，所述直流偏移消除子电路S3具有0dB(即单元增益)增益和被用做直流阻塞电路。差动放大电路S5具有G₁dB增益，其中，G₁大于所述单元增益。因此，基本单元S5的增益等于G₁。由于基本单元S5被级连成四级，所以，图4所示限幅放大电路的整个增益等于4G₁dB。

图4所示限幅放大电路有一个优点，即：由于整个增益仅仅由每个基本单元中的差动放大子电路S4确定，所以，很容易执行增益的设置和调节。

标号S6表示一个全波整流电路。全波整流电路S6被提供给第一到第四级的每一个。

全波整流电路S6中的每一个具有三个npn型双极晶体管30、31和32、两个恒流汇点44和34以及一个电阻35。在第一和第二输出端14和15处产生的差动输出信号电压被分别输入给晶体管30和31的基极。整流后的信号电流分别从晶体管30和31的集电极输出。

利用位于输出电路S7中由pnp型双极晶体管36和37形成的电流镜象电路使从4个差动放大电路S4输出的整流后信号电流相加，从而生成输出信号电流。然后，利用由电阻38和电容39形成的积分电路对这个输出信号积分，从而在限幅放大器的输出端40处产生一个直流输出电压。如此产生的直流输出电压被用于检测由寻呼机天线接收的信号的电场密度。获得有关该直流输出电压和输入信号电平的特性。

全波整流电路S6被提供给各差动放大电路S5，以便增加电场密度的检测范围。

电源电压V_CC通常被设置为1V，这很容易通过电池提供。在这种情况下，根据图4所示第三实施例的限幅放大电路具有适于低压操作的特性。

特别是，根据图2所示第一实施例的直流偏移消除子电路S3具有由下式(14)给出的跨导：

其中，I₀是第一和第二恒流汇点11和12的电流值(即：I₀＝I₀₁＝I₀₂和V_T是被规定为kT/q的热电压。

式(14)中的跨导g_m1等于图3所示差动放大电路S4的跨导的(1/3)。

当负载电阻7和8具有相同的阻值R_L＝30kΩ时，恒流I₀₁和I₀₂被设置成I₀₁＝I₀₂＝5μA，和电源电压V_CC被设置成V_CC＝1V，电压增益G_V如下表示；

         G_γ=g_m1×R_L $=\left\{\frac{5\mathrm{\μA}}{6\×25\mathrm{mV}}\right\}\×30\mathrm{k\Ω}-1(-0\mathrm{dB})$

这意味着如果负载电阻7和8的阻值被设置成30kΩ的话，电压增益G_V可以被设置成单元增益(即0dB)。

另一方面，图1所示传统直流阻塞放大电路S300具有由下述等式(15)给出的跨导g_m2：

等式(15)中的跨导g_m2等于图3所示差动放大电路S4的跨导，该跨导大于根据图2所示第一实施例的直流消除电路S3的跨导。

因此，在图1所示传统电路S300中，为了将增益G_V设置成单元增益(即，0dB)，负载电阻值R_L必须很低。由于在输出端116和117处的输出电压是由(I_C113×R_L)和(I_C124×R_L)给出的，所以，降低的负载电阻值R_L提高了在第一和第二输出端116和117处的直流电压电平(即：直流偏压)。这导致了下述的一个缺点，即这个电路S300可获得的动态范围变窄。

如上面所解释的，根据图4所示第三实施例的限幅放大电路比图1所示传统电路S300更适于1V的低压操作。

在上面解释的图1所示的第一实施例中，通过分别在晶体管2和5的基极和晶体管3和6的基极之间添加电阻9和10形成第一和第二不平衡差动对。但是，也可以不使用电阻9和10而是通过使晶体管的射极区域不同来形成第一和第二不平衡差动对。

在对本发明最佳形式进行了描述的同时，应当理解，对于本技术领域普通技术人员来讲可以有很多修改而不会脱离本发明的精神。因此，本发明的范围完全由下述权利要求确定。

Claims (5)

1.一种直流偏移消除电路，包括：

(a)由射极相互耦合到一起的第一和第二双极晶体管构成的第一差动对；

(b)用于提供/汇集第一恒流到/从所述第一差动对的第一恒流源/汇点；

(c)由射极相互耦合到一起的第三和第四双极晶体管构成的第二差动对；

(d)用于提供/汇集第二恒流到/从所述第二差动对的第二恒流源/汇点；

(e)射极连接到所述第一和第二晶体管的射极的第五双极晶体管；

(f)射极连接到所述第三和第四晶体管的射极的第六双极晶体管；和

(g)用于将所述第一和第二差动对交流耦合到一起的交流耦合元件；

其中，所述第一和第五晶体管的基极被连接到第一输入端，所述第二晶体管的基极被连接到所述耦合元件的第一端；和

其中，所述第四和第六晶体管的基极被连接到第二输入端，所述第三晶体管的基极被连接到所述耦合元件的第二端；和

其中，所述第一、第三和第六晶体管的集电极被连接到第一输出端，第二、第四和第五晶体管的集电极被连接到第二输出端；和

其中，在所述第一和第二输入端处产生的直流偏移在所述第一和第二输出端处被消除。

2.根据权利要求1所述的电路，还包括第一和第二射极电；

其中，所述第一射极电阻的一端被连接到第一和第五晶体管的所述基极和另一端被连接到所述第二晶体管的基极；和

其中，所述第二射极电阻的一端被连接到所述第四和第六晶体管的基极和另一端被连接到所述第三晶体管的基极。

3.根据权利要求1所述的电路，其特征是所述直流偏移消除电路的增益被设计为0dB。

4.一种差动放大电路，包括：

(a)用于放大一个差动输入信号以差动产生第一和第二输出的一个差动放大子电路；和

(b)用于消除在所述差动放大子电路的所述第一和第二输出中产生的直流偏移的直流偏移消除子电路；

其中，所述直流偏移消除子电路包括：

(c-1)由射极相互耦合到一起的第一和第二双极晶体管构成的第一不平衡差动对；

(c-2)用于提供/汇集第一恒流到/从所述第一差动对的第一恒流源/汇点；

(c-3)由射极相互耦合到一起的第三和第四双极晶体管构成的第二不平衡差动对；

(c-4)用于提供/汇集第二恒流到/从所述第二差动对的第二恒流源/汇点；

(c-5)射极连接到所述第一和第二晶体管的射极的第五双极晶体管；

(c-6)射极连接到所述第三和第四晶体管的射极的第六双极晶体管；和

(c-7)用于将所述第一和第二差动对交流耦合到一起的一个交流耦合元件；

(c-8)所述第一和第五晶体管的基极被连接到第一输入端，所述第二晶体管的基极被连接到所述耦合元件的第一端；

(c-9)所述第四和第六晶体管的基极被连接到第二输入端，所述第三晶体管的基极被连接到所述耦合元件的第二端；

(c-10)所述第一、第三和第六晶体管的集电极被连接到第一输出端，所述第二、第四和第五晶体管的集电极被连接到第二输出端；

(c-11)在所述第一和第二输入端处产生的直流偏移在所述第一和第二输出端处被消除。

5.根据权利要求4所述的电路，其特征是所述直流偏移消除子电路具有0dB的增益。

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