[go: up one dir, main page]

CN1284298C - 功率放大器电路 - Google Patents

功率放大器电路 Download PDF

Info

Publication number
CN1284298C
CN1284298C CNB2004100431422A CN200410043142A CN1284298C CN 1284298 C CN1284298 C CN 1284298C CN B2004100431422 A CNB2004100431422 A CN B2004100431422A CN 200410043142 A CN200410043142 A CN 200410043142A CN 1284298 C CN1284298 C CN 1284298C
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
positive
circuit
power amplifier
negative
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CNB2004100431422A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1551487A (zh
Inventor
栗林泰治
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Victor Company of Japan Ltd
Original Assignee
Victor Company of Japan Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Victor Company of Japan Ltd filed Critical Victor Company of Japan Ltd
Publication of CN1551487A publication Critical patent/CN1551487A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1284298C publication Critical patent/CN1284298C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0244—Stepped control
    • H03F1/0255—Stepped control by using a signal derived from the output signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
    • H03F1/307—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in push-pull amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/181—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers
    • H03F3/183—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
    • H03F3/3069—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/411—Indexing scheme relating to amplifiers the output amplifying stage of an amplifier comprising two power stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/516—Some amplifier stages of an amplifier use supply voltages of different value

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

开关器件用于选择性连接低压电源或高压电源到功率放大器。响应从功率放大器输出的电压产生信号电压。基准电压产生电路用于产生正电路侧基准电压和负电路侧基准电压。控制电路用于将信号电压与基准电压进行比较并且响应比较结果控制开关器件。基准电压产生电路包括：连接在低压电源的正侧和施加了负电位的第一电路点之间的第一电压调节电路，以产生正电路侧基准电压，以及连接在低压电源的负侧和施加了正电位的第一电路点之间的第二电压调节电路，以产生负电路侧基准电压。

Description

功率放大器电路
技术领域
本发明涉及用于例如音频装置或音频视频(AV)装置的功率放大器电路。
背景技术
音频装置和音频视频(AV)装置均包括功率放大器。有一种具有功率放大器和用于降低功率损耗和抑制在功率放大器中的热量的产生的已知系统的功率放大器电路。
在功率放大器电路中的已知系统包括高压电源和低压电源。该已知系统响应功率放大器的输出信号的电压从高电压或低压电源中选择其中一个电源。已知系统使用所选择的电源以将电力馈送给功率放大器。当功率放大器的输出信号的电压超过阈值时，使用高压电源。否则，使用低压电源。因此，该已知系统响应功率放大器的输出信号的电压，实现了在高压电源和低压电源之间的转换。
在功率放大器的输出信号具有较小振幅以使用低压电源的情况下，随着低压电源电压的降低更能有效地抑制热量的产生。在已知系统中，当低压电源的电压被设置为相对较小的电平时，在高压电源和低压电源之间的转换往往会出现错误。
功率放大器输出信号的电压根据所连接的扬声器的阻抗而变化。因此，在输出信号电压和阈值之间的比较状态取决于与功率放大器相连的扬声器的阻抗。在该已知系统中，当具有相对低阻抗的扬声器与功率放大器相连时，在高压电源和低压电源之间的转换往往会出现错误。
发明内容
本发明的第一个目的是提供这样一种功率放大器电路，即其能够正确地实现高压电源和低压电源之间的转换，即使在低压电源的电压被设置为相对较小电平的情况下。
本发明的第二个目的是提供这样一种功率放大器电路，即其能够正确地实现高压电源和低压电源之间的转换，即使在具有相对低阻抗的扬声器与功率放大器电路相连的情况下。
本发明的第一个方面是提供一种功率放大器电路，包括：功率放大器；开关器件，用于选择性地将低压电源或高压电源与功率放大器相连；响应从功率放大器中所输出的电压、产生信号电压的装置；基准电压产生电路，用于产生正电路侧基准电压和负电路侧基准电压；控制电路，用于将信号电压与正电路侧和负电路侧基准电压相比较，并且响应比较结果控制开关器件，以当信号电压的绝对值小于正电路侧和负电路侧基准电压的绝对值时使低压电源与功率放大器相连，以及当信号电压的绝对值大于正电路侧和负电路侧基准电压的绝对值使高压电源与功率放大器相连；其中基准电压产生电路包括第一电压调节电路和第二电压调节电路，所述第一电压调节电路连接在低压电源的正侧和施加(subjected to)了负电位的第一电路点之间以产生正电路侧基准电压，所述第二电压调节电路连接在低压电源的负侧和施加了正电位的第二电路点之间以产生负电路侧基准电压。
本发明的第二个方面以本发明的第一个方面为基础，并且提供一种功率放大器电路，其中：负电位等于在低压电源负侧的电压；正电位等于在低压电源正侧的电压。
本发明的第三个方面以本发明的第一个方面为基础，并且提供一种功率放大器电路，其中：负电位等于在高压电源的负侧的电压；正电位等于在高压电源的正侧的电压。
本发明的第四个方面以本发明的第一个方面为基础，并且提供一种功率放大器电路，其中：其中负电位等于在电源负侧的电压；正电位等于在电源正侧的电压。
本发明的第五个方面提供一种功率放大器电路，包括：功率放大器；第一装置，用于产生正电路侧阈值电压和负电路侧阈值电压；第二装置，用于将从功率放大器输出的信号电压与由第一装置产生的正电路侧阈值电压和负电路侧阈值电压相比较；第三装置，响应第二装置的比较结果以当信号电压在正电路侧阈值电压和负电路侧阈值电压之间的范围以内时，使第一电源激励功率放大器；和当信号电压在正电路侧阈值电压和负电路侧阈值电压之间的范围以外时，使第二电源激励功率放大器，其中第一电源两端的电压低于第二电源两端的电源；其中第一装置包括：连接在施加了第一正电位的第一电路点和施加了第一负电位的第二电路点之间的、用于产生正电路侧调节电压的第一电压调节电路，用于根据正电路侧调节电压产生正电路侧阈值电压的装置，连接在施加了第二负电位的第三电路点和施加了第二正电位的第四电路点之间的、用于产生负电路侧调节电压的第二电压调节电路，和用于根据负电路侧调节电压产生负电路侧阈值电压的装置。
本发明的第六个方面以本发明的第五个方面为基础，并且提供一种功率放大器电路，其中第一和第二正电位等于在第一电源的正侧的电压；第一和第二负电位等于在第一电源的负侧的电压。
本发明的第七个方面以本发明的第五个方面为基础，并且提供一种功率放大器电路，其中第一正电位等于在第一电源的正侧的电压；第一负电位等于在第二电源的负侧的电压；其中第二正电位等于在第二电源的正侧的电压，第二负电位等于在第一电源的负侧的电压。
本发明的第八个方面以本发明的第五个方面为基础，并且提供一种功率放大器电路，其中第一正电位等于在第一电源的正侧的电压；第一负电位等于在电源的负侧的电压；其中第二电位等于在电源的正侧的电压，第二负电位等于在第一电源的负侧的电压。
附图说明
图1是通用功率放大器的输出信号电压和在高压电源的正侧和负侧的电压的时域图；
图2是在现有技术的功率放大器电路中的输出信号电压、在高压电源的正侧和负侧的电压、在低压电源的正侧和负侧的电压和阈值电压的时域图；
图3是现有技术的功率放大器电路的示图；
图4是根据本发明的第一实施例的功率放大器电路的示图；
图5是在图4的功率放大器电路中的在基准电压和在低压电源正侧的电压之间的关系，和在现有技术的放大器电路中的相对应关系的示图；
图6是图4的功率放大器电路中的输出信号电压、在高压电源的正侧和负侧的电压、在低压电源的正侧和负侧的电压和阈值电压的时域图；
图7是根据本发明的第二实施例的功率放大器电路的示图；
图8是根据本发明的第三实施例的功率放大器电路的示图；
图9是根据本发明的第四实施例的功率放大器电路中的基准电压产生电路的示图。
具体实施方式
下面将说明现有技术的功率放大器电路以更好地理解本发明。
现有技术电路包括功率放大器、高压电源和低压电源。现有技术电路响应功率放大器的输出信号电压的绝对值从高压电源和低压电源中选择其中一个电源。现有技术电路使用所选择的电源以将电力馈送给功率放大器。当功率放大器的输出信号电压的绝对值超过阈值时，使用高压电源。否则，使用低压电源。
图1示出了在通用功率放大器的输出信号电压VOUT中的时域变化的示例。参照图1，在通用功率放大器继续被提供高电压电力±VH的情况下，通用功率放大器产生由阴影区域表示的功率损耗。
参照图2，当功率放大器的输出信号电压VOUT保持在限定在阈值电压+VH和-VS之间的小振幅范围内时，现有技术电路使用低压电源(±VL)以激励功率放大器。当功率放大器的输出信号电压VOUT超出小振幅范围时，现有技术电路使用高压电源(±VH)以激励功率放大器。功率放大器产生由图2中的阴影区域表示的功率损耗。所产生的功率损耗小于图1中的功率损耗，因此有效地抑制了热量的产生。这些是在高压电源和低压电源之间的所提供的优点。
图3示出了由标号50表示的现有技术电路的组成。如图3中所示，现有技术电路50包括一对施加(subjected to)模拟输入信号或数字输入信号的输入端子1和2。现有技术电路50也包括电压放大器E和功率放大器W。电压放大器E被连接在输入端子对和功率放大器W之间。电压放大器E接收输入端子1和2的输入信号，并且放大该输入信号以获得放大的信号。电压放大器E将所放大的信号馈送给功率放大器W。电压放大器E包括运算放大器3，该运算放大器3具有一系列接收输入信号的输入级、中间级和用作功率放大器W的驱动器的末级。功率放大器W形成由功率晶体管Q1和Q2构成的输出级。组合的电阻器R4和R5与电压放大器E和功率放大器W相连。电阻器R4和R5确定电压放大器E和功率放大器W组合的增益。
现有技术电路50还包括构成电源装置29的高速功率开关器件(简称为高速开关器件)Q3和Q6、基准电路产生电路11和控制电路13。
高速开关器件(switching device)Q3和Q6从低压电源±VL和高压电源±VH中选择其中一个电源，并且把所选择的电源用作功率晶体管Q1和Q2(功率放大器W)的电源。
串联连接在低压电源的正侧+VL和地(0V)之间的稳压二极管D7和电阻器R19产生正电压侧基准电压+VSW。串联连接在低压电源的负侧-VL和地(0V)之间的稳压二极管D8和电阻器R20产生负电压侧基准电压-VSW。稳压二极管D7、D8和电阻器R19、R20构成基准电压产生电路11。
控制电路13接收从功率放大器W中所输出的电压VOUT。输出电压VOUT被为控制电路13能够检测到的信号电压。控制电路13从基准电压产生电路11接收基准电压±VSW。控制电路13将信号电压与基准电压±VSW进行比较，并且根据比较结果有选择地导通和截止高速开关器件Q3和Q6。当信号电压在基准电压±VSW之间的范围内时，控制电路13将高速开关器件Q3和Q6设置在截止状态下，以使低压电源±VL被选择并且被用作功率晶体管Q1和Q2(功率放大器W)的电源；另一方面，当信号电压在基准电压±VSW之间的范围以外时，控制电路13将高速开关器件Q3和Q6设置在导通状态下以使高压电源±VH被选择并且被用作功率晶体管Q1和Q2(功率放大器W)的电源。
现有技术电路50具有一对电源端子21和22及另一对电源端子23和24。电源端子21引至高压电源的正侧+VH。电源端子22引至高压电源的负侧-VH。电源端子23引至低压电源的正侧+VL。电源端子24引至低压电源的负侧-VL。高速开关器件Q3连接在电源端子21和功率放大器W中的功率晶体管Q1的集电极之间。高速开关器件Q6连接在电源端子22和功率放大器W中的功率晶体管Q2的集电极之间。电源端子23通过二极管D5与功率晶体管Q1的集电极相连。电源端子24通过二极管D6与功率晶体管Q2的集电极相连。
在图3中的现有技术电路50是为右声道设计的。功率放大器W的输出侧通过相位补偿电路6与右声道扬声器SP相连。相位补偿电路6和右声道扬声器SP构成功率放大器W上的负载。
正电路侧基准电压+VSW等于在低压电源正侧+VL电压减去稳压二极管D7的击穿电压VZ(+VSW＝+VL-VZ)。负电压侧基准电压-VSW等于在低压电源负侧-VL的电压加上稳压二极管D8的击穿电压VZ(-VSW＝-VL+VZ)。
控制电路13具有偏置电路9和晶体管Q4的组合。偏置电路9通过二极管D1与功率放大器W的输出侧相连。晶体管Q4用于控制高速开关器件Q3。此外，控制电路13还具有偏置电路10和晶体管Q5的组合。偏置电路10通过二极管D2与功率放大器W的输出侧相连。晶体管Q5用于控制高速开关器件Q6。
当输出电压VOUT和正电路侧基准电压+VSW(VL-VZ)满足下列关系式时，晶体管Q4处于导通状态。
VOUT＞VL-VZ+VF(D1)+VOFFSET(9)+VBE(Q4)  ...(1)
其中VF(D1)、VOFFSET(9)和VBE(Q4)分别表示二极管D1两端的正向电压降、偏置电路9两端的电压降和在晶体管Q4的基极和发射极之间的电压。当晶体管Q4处于导通状态并且高速开关器件Q3处于导通状态以使高压电源的正侧+VH与功率放大器W相连。在这种情况下，功率晶体管Q1的集电极被施加高压电源正侧+VH的电压。
当输出电压VOUT和正电路侧基准电压+VSW(VL-VZ)不满足上述关系式(1)时，晶体管Q4处于截止状态。截止状态晶体管Q4使高速开关器件Q3处于截止状态。因此，二极管D5使低压电源的正侧+VL与功率放大器W相连而非与高压电源的正侧+VH相连。在这种情况下，功率晶体管Q1的集电极被施加低压电源正侧的电压+VL。
当输出电压VOUT和负电路侧基准电压-VSW(-VL+VZ)就绝对值而言满足下列关系式时，晶体管Q5处于导通状态。
VOUT＞VL-VZ+VF(D2)+VOFFSET(10)+VBE(Q5)  ...(2)
其中VF(D2)、VOFFSET(10)和VBE(Q5)分别表示二极管D2两端的正向电压降、偏置电路10两端的电压降和在晶体管Q5的基极和发射极之间的电压。当晶体管Q5处于导通状态并且高速开关器件Q6处于导通状态以使高压电源的负侧-VH与功率放大器W相连。在这种情况下，功率晶体管Q2的集电极被施加高压电源负侧-VH的电压。
当输出电压VOUT和负电路侧基准电压-VSW(-VL+VZ)就绝对值而言不满足上述关系式(2)时，晶体管Q5处于截止状态。截止状态的晶体管Q5使高速开关器件Q6处于截止状态。因此，二极管D6使低压电源的负侧-VL与功率放大器W相连而非与高压电源的负侧-VH相连。在这种情况下，功率晶体管Q2的集电极被施加在低压电源负侧的电压-VL。
典型情况如下：在功率晶体管Q1的集电极和发射极之间的饱和电压VCESA约等于2V。二极管D5两端的正向电压降VF(D5)约等于2V。二极管D1两端的正向电压降VF(D1)约等于0.7V。偏置电路9两端的电压降VD(9)约等于7V。在晶体管Q4的基极和发射极之间的电压VBE(Q4)约等于0.7V。电压VCESA、VF(D5)、VF(D1)、VD(9)和VBE(Q4)的和约等于12.4V。稳压二极管D7的击穿电压VZ被设置为大于电压VCESA、VF(D5)、VF(D1)、VD(9)和VBE(Q4)的和。例如，稳压二极管D7的击穿电压VZ约等于15V。
当输出电压VOUT的正侧振幅较低时，随着低压电源正侧电压+VL的降低，能更有效地抑制热量的产生。
对于家用而言，在大约15-20瓦特范围内的功率放大器W的功率输出就足够了。因此，在低压电源±VL和高压电源±VH之间的被设置如下：当输出电压VOUT超过对应于例如功率输出为20瓦特的正电路侧或负电路侧的阈值时，低压电源±VL由高压电源±VH替代。
低压电源的正侧电压+VL被设置为例如输出电压VOUT的峰值振幅、在晶体管Q1的集电极和发射极之间的饱和电压VCESA以及二极管D5两端的正向电压降VF(D5)的和。在右声道扬声器SP的阻抗等于8Ω的情况下，以20瓦特的功率从功率放大器W所输出的正弦波的峰值振幅约等于18V。在这种情况下，低压电源的正侧电压+VL被设置为大约22V(18V+2V+2V)。如前面所表示的，基准电压+VSW等于低压电源的正侧电压+VL减去稳压二极管D7的击穿电压VZ(+VSW＝+VL-VZ)。因此，基准电压+VSW约等于7V(22V-15V)。
在右声道扬声器SP的阻抗等于4Ω的情况下，以20瓦特的功率从功率放大器W所输出的正弦波的峰值振幅约等于12.6V。在这种情况下，低压电源的正侧电压+VL被设置为大约16.6V(12.6V+2V+2V)。因此，基准电压+VSW约等于1.6V(16.6V-15V)。
AC线路电压的波动和电源电路的变压器的调节引起在低压电源正侧电压+VL中的电压降。由于上述因素，当低压电源的正侧电压+VL小于16.6V时，或当右声道扬声器SP的阻抗等于2Ω时，有可能要被设置的基准电压+VSW低于0V。然而，由于基准电压+VSW由串联连接在低压电源的正侧+VL和地(0V)之间的稳压二极管D7和电阻器R19产生，所以很难将基准电压+VSW设置为低于0V。这种可能的情况意味着电源转换电路29不能正常工作，并且低压电源+VL不能由高压电源+VH替代。
在和基准电压-VSW有关的负电路侧中也出现了类似的情况。
第一实施例
图4示出了根据本发明的第一实施例的功率放大器电路30。功率放大器电路30为右声道而设计。
如图4中所示，功率放大器电路30包括施加模拟输入信号或数字输入信号的一对输入端子1和2。功率放大器电路30也包括电压放大器E和功率放大器W。电压放大器E连接在输入端子对和功率放大器W之间。电压放大器E从输入端子1和2接收输入信号并且放大输入信号以获得第一放大信号。电压放大器E将第一放大信号馈送给功率放大器W。功率放大器W放大第一放大信号以获得第二放大信号。功率放大器W通过相位补偿电路6将第二放大信号馈送给右声道扬声器SP。相位补偿电路6和右声道扬声器SP构成功率放大器W的负载。
电压放大器E包括运算放大器3，该运算放大器3具有一系列的施加输入信号的输入级、中间级和用作功率放大器W的驱动器的末级。功率放大器W形成由NPN功率晶体管Q1和PNP功率晶体管Q2构成的输出级。电阻器R4和R5的组合与电压放大器E和功率放大器W相连。电阻器R4和R5确定电压放大器和功率放大器W的组合的增益。
功率晶体管Q1的基极和功率晶体管Q2的基极与电压放大器E的输出侧相连。功率晶体管Q1和Q2的发射极共射相连。在功率晶体管Q1和Q2的发射极之间的结点形成功率放大器W的输出侧(输出端子)。功率放大器W的输出侧通过相位补偿电路6引至右声道扬声器SP。
功率放大器电路30还包括构成电源转换装置15的高速功率开关器件(简称高速开关器件)Q3和Q6、基准电压产生电路12和控制电路13。
高速开关器件Q3和Q6例如使用MOSFET。高速开关器件Q3和Q6从低压电源±VL和高压电源±VH选择其中一个电源，并且使用所选择的电源作为功率晶体管Q1和Q2(功率放大器W)的电源。
基准电压产生电路12根据低压电源的正侧电压+VL和负侧电压-VL产生正电路侧基准电压+VSX和负电路侧基准电压-VSX。
控制电路13接收从功率放大器W所输出的电压VOUT。输出电压VOUT被转换为控制电路13能够检测的信号电压。控制电路13从基准电压产生电路12接收基准电压±VSX。控制电路13将信号电压与基准电压±VSX进行比较，并且根据比较结果选择性地导通或截止高速开关器件Q3和Q6。当信号电压在基准电压±VSX之间的范围内时，控制电路13将高速开关器件Q3和Q6设置成截止状态，以使低压电源±VL被选择并且被用作功率晶体管Q1和Q2(功率放大器W)的电源。另一方面，当信号电压在基准电压±VSX之间的范围以外时，控制电路13将高速开关器件Q3和Q6设置成导通状态，以使高压电源±VH被选择并且被用作功率晶体管Q1和Q2(功率放大器W)的电源。
功率放大器电路30具有一对电源端子21和22及另一对电源端子23和24。电源端子21引至高压电源的正侧+VH。电源端子22引至高压电源的负侧-VH。电源端子23引至低压电源的正侧+VL。电源端子24引至低压电源的负侧-VL。高速开关器件Q3连接在电源端子21和功率放大器W中的功率晶体管Q1的集电极之间。高速开关器件Q6连接在电源端子22和功率放大器W中的功率晶体管Q2的集电极之间。电源端子23通过二极管D5与功率晶体管Q1的集电极相连。电源端子24通过二极管D6与功率晶体管Q2的集电极相连。
电压放大器E与电源端子21和22相连。电压放大器E由高压电源±VH供电。基准电压产生电路12连接在电源端子23和24之间。基准电压产生电路12接收低压电源的正侧电压+VL和负侧电压-VL。
基准电压产生电路12包括串联连接在电源端子23和24之间(即低压电源的正侧+VL和负侧-VL之间)的电压调节器件ZP和电流设置器件UP。电压调节器件ZP和电流设置器件UP构成用于产生用作正电路侧基准电压+VSX的调节电压(regulated voltage)的电压调节电路。更具体地说，在电压调节器件ZP和电流设置器件UP之间的结点M1，产生正电路侧基准电压+VSX。电压调节器件ZP包括例如稳压二极管D7。电流设置器件UP包括例如电阻器R19。
基准电压产生电路12也包括串联连接在电源端子23和24之间(低压电源的正侧+VL和负侧-VL之间)的电压调节器件ZN和电流设置器件UN。电压调节器件ZN和电流设置器件UN构成电压调节电路以产生用作负电路侧基准电压-VSX的调节电压。更具体地说，在电压调节器件ZN和电流设置器件UN之间的结点M2，产生负电路侧基准电压-VSX。电压调节器件ZN包括例如稳压二极管D8。电流设置器件UN包括例如电阻器R20。
控制电路13具有偏置电路9和晶体管Q4的组合。偏置电路9通过二极管D1与功率放大器W的输出侧相连。晶体管Q4用于控制高速开关器件Q3。此外，控制电路13具有偏置电路10和晶体管Q5的组合。偏置电路10通过二极管D2与功率放大器W的输出侧相连。晶体管Q5用于控制高速开关器件Q6。
正电路侧基准电压+VSX等于低压电源正侧+VL的电压减去稳压二极管D7的击穿电压VZ(+VSX＝VL-VZ)。负电路侧基准电压-VSX等于低压电源负侧-VL的电压加上稳压二极管D8的击穿电压VZ(-VSX＝-VL+VZ)。
当输出电压VOUT和正电路侧基准电压+VSX(VL-VZ)满足下列关系式时，晶体管Q4处于导通状态。
VOUT＞VL-VZ+VF(D1)+VOFFSET(9)+VBE(Q4)  ...(3)
其中VF(D1)、VOFFSET(9)和VBE(Q4)分别表示二极管D1两端的正向电压降、偏置电路9两端的电压降和在晶体管Q4的基极和发射极之间的电压。当晶体管Q4处于导通状态时，高速开关器件Q3处于导通状态，以使高压电源的正侧+VH与功率放大器W相连。在这种情况下，功率晶体管Q1的集电极被施加高压电源正侧+VH的电压。
当输出电压VOUT和正电路侧基准电压+VSW(VL-VZ)不满足上述关系式(3)时，晶体管Q4处于截止状态。截止状态的晶体管Q4使高速开关器件Q3处于截止状态。因此，二极管D5使低压电源的正侧+VL与功率放大器W相连而非与高压电源的正侧+VH相连。在这种情况下，功率晶体管Q1的集电极被施加在低压电源正侧的电压+VL。
当输出电压VOUT和负电路侧基准电压-VSX(-VL+VZ)就绝对值而言满足下列关系式时，晶体管Q5处于导通状态。
VOUT＞VL-VZ+VF(D2)+VOFFSET(10)+VBE(Q5)    ...(4)
其中VF(D2)、VOFFSET(10)和VBE(Q5)分别表示二极管D2两端的正向电压降、偏置电路10两端的电压降和在晶体管Q5的基极和发射极之间的电压。当晶体管Q5处于导通状态时，高速开关器件Q6也处于导通状态，以使高压电源的负侧-VH与功率放大器W相连。在这种情况下，功率晶体管Q2的集电极被施加高压电源负侧-VH的电压。
当输出电压VOUT和负电路侧基准电压-VSW(-VL+VZ)就绝对值而言不满足上述关系式(4)时，晶体管Q5处于截止状态。截止状态的晶体管Q5使高速开关器件Q6处于截止状态。因此，二极管D6使低压电源的负侧-VL与功率放大器W相连而非与高压电源的负侧-VH相连。在这种情况下，功率晶体管Q2的集电极被施加在低压电源负侧的电压-VL。
基准电压+VSX出现在稳压二极管D7和电阻器R19之间的结点M1，该稳压二极管D7和电阻器R19串联连接在电源端子23和24之间(即在低压电源的正侧+VL和负侧-VL之间)。因此，能够将基准电压+VSX设置为低于0V。因此，即使在稳压二极管D7具有15V击穿电压的情况下，基准电压+VSX也可被正确地设置，并且低压电源的正侧电压+VL可相对较低而不影响在高压电源±VH和低压电源±VL之间的转换。同样地，基准电压-VSX可被正确地设置，并且低压电源负侧电压-VL的绝对值可相对较小而不影响在高压电源±VH和低压电源±VL之间的转换。
参照图5，随着正侧电压+VL从20V降到13V，基准电压+VSX也从5V降到-2V。因此，能够将基准电压+VSX设置为低于0V。另一方面，随着正侧电压+VL从20V降到13V，图3的现有技术电路中的基准电压+VSW从5V降到0V，并且保持在0V。因此，在图3的现有技术电路中，很难将基准电压+VSW设置为低于0V。
当右道扬声器SP的阻抗等于4Ω或2Ω时，以20瓦特的功率从功率放大器W中所输出的正弦波的峰值振幅约等于10V。AC线路电压中的波动和电源电路中的变压器的调节使低压电源的正侧电压+VL和负侧电压-VL的绝对值下降。
即使在右道扬声器SP的阻抗等于4Ω或2Ω并且出现低压电源的正侧电压+VL和负侧电压-VL的绝对值下降的情况下，基准电压±VSX也可以是适当的使得在高压电源+VH和低压电源±VL之间的转换保持正常。基准电压+VSX的适当值沿负向方向与原始值相分离。基准电压-VSX的适当值沿正向方向与原始值相分离。
参照图6，正电路侧阈值电压+VS被给定如下：
+VS＝VL-VZ+VBE+VOFFSET+VF                    ...(5)
其中，VF、VOFFSET和VBE分别表示二极管D1两端的正向电压降、偏置电路9两端的电压降和在晶体管Q4的基极和发射极之间的电压。正电路侧基准电压+VSX等于“VL-VZ”。当输出电压VOUT高于正电路侧阈值电压+VS时，即当VOUT-(VBE+VOFFSET+VF)＞+VSX时，晶体管Q4和高速开关器件Q3处于导通状态以使高压电源的正侧电压+VH施加到功率放大器W。否则，晶体管Q4和高速开关器件Q3处于截止状态以使低压电源的正侧电压+VL施加到功率放大器W。
参照图6，负电路侧阈值电压-VS被给定如下：
-VS＝-(VL-VZ+VBE+VOFFSET+VF)                 ...(6)
其中，VF、VOFFSET和VBE分别表示二极管D2两端的正向电压降、偏置电路10两端的电压降和在晶体管Q5的基极和发射极之间的电压。负电路侧基准电压-VSX等于“-VL+VZ”。当输出电压VOUT低于负电路侧阈值电压-VS时，即当VOUT+(VBE+VOFFSET+VF)＜-VSX时，晶体管Q5和高速开关器件Q6处于导通状态以使高压电源的负侧电压-VH施加到功率放大器W。否则，晶体管Q5和高速开关器件Q6处于截止状态以使低压电源的负侧电压-VL施加到功率放大器W。
如从前面的描述中可以理解的，电源转换装置15产生正电路侧基准电压+VSX和负电路侧基准电压-VSX。此外，电源转换装置15根据正电路侧基准电压+VSX产生正电路侧阈值电压+VS，和根据负电路侧基准电压-VSX产生负电路侧阈值电压-VS。电源转换装置15将输出电压VOUT与正电路侧阈值电压+VS和负电路侧阈值电压-VS进行比较。当输出电压VOUT在正电路侧阈值电压+VS和负电路侧阈值电压-VS之间的范围以内时，电源转换装置15选择并且使用低压电源±VL用做激励功率放大器W的电源。另一方面，当输出电压VOUT在上述范围以外时，电源转换装置15选择并且使用高压电源±VH用做激励功率放大器W的电源。
第二实施例
图7示出了根据本发明的第二实施例的功率放大器电路40。功率放大器电路40与功率放大器电路30(见图4)类似，除了下述的设计变化以外。
如图7中所示，功率放大器电路40包括替代基准电压产生电路12(见图4)的基准电压产生电路14。
基准电压产生电路14根据高压电源±VH和低压电源±VL的电压产生正电路侧基准电压+VSY和负电路侧基准电压-VSY。替代基准电压±VSX(见图4)，基准电压±VSY被使用。
基准电压产生电路14包括串联连接在电源端子22和23之间(即在高压电源的负侧-VH和低压电源的正侧+VL之间)的电压调节器件ZP和电流设置器件UP。电压调节器件ZP和电流设置器件UP构成电压调节电路以产生用做正电路侧基准电压+VSY的调节电压。更具体地说，在电压调节器件ZP和电流设置器件UP之间的结点M3，产生正电路侧基准电压+VSY。电压调节器件ZP包括例如稳压二极管D7。电流设置器件UP包括例如电流调节二极管(CRD)36。
基准电压产生电路14也包括串联连接在电源端子21和24之间(即在高压电源的正侧+VH和低压电源的负侧-VL之间)的电压调节器件ZN和电流设置器件UN。电压调节器件ZN和电流设置器件UN构成电压调节电路以产生用做负电路侧基准电压-VSY的调节电压。更具体地说，在电压调节器件ZN和电流设置器件UN之间的结点M4，产生负电路侧基准电压-VSY。电压调节器件ZN包括例如稳压二极管D8。电流设置器件UN包括例如电流调节二极管(CRD)35。
第三实施例
图8示出了根据本发明的第三实施例的功率放大器电路42。功率放大器电路42与功率放大器电路30(见图4)类似，除了下述的设计变化以外。
如图8中所示，功率放大器电路42包括替代基准电压产生电路12(见图4)的基准电压产生电路17。
基准电压产生电路17根据低压电源±VL和第三电源±VX的电压产生正电路侧基准电压+VSZ和负电路侧基准电压-VSZ。替代基准电压±VSX(见图4)，基准电压±VSZ被使用。
基准电压产生电路17包括串联连接在低压电源的正侧+VL和第三电源的负侧-VX之间的电压调节器件ZP和电流设置器件UP。电压调节器件ZP和电流设置器件UP构成电压调节电路以产生用做正电路侧基准电压+VSZ的调节电压。更具体地说，在电压调节器件ZP和电流设置器件UP之间的结点M5，产生正电路侧基准电压+VSZ。电压调节器件ZP包括例如稳压二极管D7。电流设置器件UP包括例如电流调节二极管(CRD)36。
基准电压产生电路17也包括串联连接低压电源的负侧-VL和第三电源的正侧+VX之间的电压调节器件ZN和电流设置器件UN。电压调节器件ZN和电流设置器件UN构成电压调节电路以产生用做负电路侧基准电压-VSZ的调节电压。更具体地说，在电压调节器件ZN和电流设置器件UN之间的结点M6，产生负电路侧基准电压-VSZ。电压调节器件ZN包括例如稳压二极管D8。电流设置器件UN包括例如电流调节二极管(CRD)35。
在第三电源的正侧+VX的电压的绝对值等于或不同于在第三电源的负侧-VX的电压的绝对值。
第四实施例
本发明的第四实施例类似于本发明的第一实施例，除了下述的设计变化以外。本发明的第四实施例包括图9中所示的基准电压产生电路18。基准电压产生电路18替代基准电压产生电路12(见图4)。
参照图9，基准电压产生电路18根据低压电源±VL和第三电源±VX的电压产生正电路侧基准电压+VSV和负电路侧基准电压-VSV。代替基准电压±VSX(见图4)，基准电压±VSV被使用。
基准电压产生电路18包括串联连接在低压电源的正侧+VL和第三电源的负侧-VX之间的稳压二极管D7和电阻器R19。电阻器R19可由电流调节二极管(CRD)替代。基准电压产生电路18还包括NPN晶体管Q11和电阻器R50。晶体管Q11的基极与在稳压二极管D7和电阻器R19之间的结点相连。晶体管Q11的集电极与低压电源的正侧+VL相连。晶体管Q11的发射极通过电阻器R50与第三电源的负侧-VX相连。稳压二极管D7、晶体管Q11和电阻器R19、R50构成电压调节电路以产生用做正电路侧基准电压+VSV的调节电压。更具体地说，在晶体管Q11和电阻器R50之间的结点M7，产生正电路侧基准电压+VSV。
基准电压产生电路18也包括串联连接在低压电源的负侧-VL和第三电源的正侧+VX之间的稳压二极管D8和电阻器R20。电阻器R20可由电流调节二极管(CRD)替代。基准电压产生电路18还包括PNP晶体管Q12和电阻器R51。晶体管Q12的基极与在稳压二极管D8和电阻器R20之间的结点相连。晶体管Q12的集电极与低压电源的负侧-VL相连。晶体管Q12的发射极通过电阻器R51与第三电源的正侧+VX相连。稳压二极管D8、晶体管Q12和电阻器R20、R51构成电压调节电路以产生用做负电路侧基准电压-VSV的调节电压。更具体地说，在晶体管Q12和电阻器R51之间的结点M8，产生负电路侧基准电压-VSV。
在第三电源的正侧+VX的电压的绝对值等于或不同于在第三电源的负侧-VX的电压的绝对值。
本发明的优点
电源变换器件响应输出电压VOUT从高压电源±VH和低压电源±VL中选择其中一个电源，并且使用所选择的电源作为在功率放大器W中的晶体管Q1和Q2的电源。因此，当功率放大器W的输出信号具有较小振幅时，能够降低功率损耗。功率损耗的降低抑制了热量的产生。
在低压电源正侧+VL和负侧-VL的电压的绝对值可较小而不影响在高压电源±VH和低压电源±VL之间的转换。即使当右道扬声器SP的阻抗等于4Ω或小于4Ω时，在高压电源±VH和低压电源±VL之间的转换可保持正常。

Claims (8)

1、一种功率放大器电路，包括：
功率放大器(W)；
开关器件(Q3，Q6)，用于选择性地将低压电源(±VL)或高压电源(±VH)与功率放大器(W)相连；
基准电压产生电路(12)，用于产生正电路侧基准电压(+VSX，+VSY，+VSZ)和负电路侧基准电压(-VSX，-VSY，-VSZ)；以及
控制电路(13)，用于接收来自功率放大器(W)的输出电压(VOUT)并将接收的输出电压(VOUT)改变为信号电压，以及将信号电压与正电路侧和负电路侧基准电压(±VSX，±VSY，±VSZ)相比较，并且响应比较结果控制开关器件(Q3，Q6)，以当信号电压的绝对值小于正电路侧和负电路侧基准电压(±VSX，±VSY，±VSZ)的绝对值时使低压电源(±VL)与功率放大器(W)相连，以及当信号电压的绝对值大于正电路侧和负电路侧基准电压(±VSX，±VSY，±VSZ)的绝对值使高压电源(±VH)与功率放大器(W)相连；
其中基准电压产生电路(12)包括第一电压调节电路(ZP，UP)和第二电压调节电路(ZN，UN)，所述第一电压调节电路连接在低压电源(±VL)的正侧和施加了负电位的第一电路点之间以产生正电路侧基准电压(+VSX，+VSY，+VSZ)，所述第二电压调节电路连接在低压电源(±VL)的负侧和施加了正电位的第二电路点之间以产生负电路侧基准电压(-VSX，-VSY，-VSZ)。
2、如权利要求1中所述的功率放大器，其中负电位等于在低压电源(±VL)的负侧的电压，正电位等于在低压电源(±VL)的正侧的电压。
3、如权利要求1中所述的功率放大器，其中负电位等于在高压电源(±VH)的负侧的电压，正电位等于在高压电源(±VH)的正侧的电压。
4、如权利要求1中所述的功率放大器，其中负电位等于在电源(±VX)负侧的电压，正电位等于在电源(±VX)正侧的电压。
5、一种功率放大器电路，包括：
功率放大器(W)；
第一装置(12，ZP，UP，ZN，UN，D1，D2，9，10，Q4，Q5)，用于产生正电路侧阈值电压(+VS)和负电路侧阈值电压(-VS)；
第二装置(13)，用于将从功率放大器(W)输出的信号电压(VOUT)与由第一装置(12，ZP，UP，ZN，UN，D1，D2，9，10，Q4，Q5)产生的正电路侧阈值电压和负电路侧阈值电压(±VS)相比较；以及
第三装置(Q3，Q6)，响应第二装置(13)的比较结果以当信号电压(VOUT)在正电路侧阈值电压和负电路侧阈值电压(±VS)之间的范围以内时，使第一电源(±VL)激励功率放大器(W)；和当信号电压在正电路侧阈值电压和负电路侧阈值电压(±VS)之间的范围以外时，使第二电源(±VH)激励功率放大器(W)，
其中第一电源(±VL)两端的电压低于第二电源(±VH)两端的电压；
其中第一装置(12，ZP，UP，ZN，UN，D1，D2，9，10，Q4，Q5)包括：连接在施加了第一正电位的第一电路点和施加了第一负电位的第二电路点之间的、用于产生正电路侧调节电压(+VSX，+VSY，+VSZ)的第一电压调节电路(ZP，UP)，用于根据正电路侧调节电压(+VSX，+VSY，+VSZ)产生正电路侧阈值电压(+VS)的装置(D1，9，Q4)，连接在施加了第二负电位的第三电路点和施加了第二正电位的第四电路点之间的、用于产生负电路侧调节电压的第二电压调节电路(ZN，UN)，和用于根据负电路侧调节电压(-VSX，-VSY，-VSZ)产生负电路侧阈值电压(-VS)的装置(D2，10，Q5)。
6、如权利要求5中所述的功率放大器，其中第一和第二正电位等于在第一电源(±VL)的正侧的电压，第一和第二负电位等于在第一电源(±VL)的负侧的电压。
7、如权利要求5中所述的功率放大器，其中第一正电位等于在第一电源(±VL)的正侧的电压，第一负电位等于在第二电源(±VH)的负侧的电压，并且其中第二正电位等于在第二电源(±VH)的正侧的电压，第二负电位等于在第一电源(±VL)的负侧的电压。
8、如权利要求5中所述的功率放大器，其中第一正电位等于在第一电源(±VL)的正侧的电压，第一负电位等于在第三电源(±VX)的负侧的电压，并且其中第二正电位等于在第三电源(±VX)的正侧的电压，第二负电位等于在第一电源(±VL)的负侧的电压。
CNB2004100431422A 2003-05-12 2004-05-12 功率放大器电路 Expired - Fee Related CN1284298C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003133216A JP4072765B2 (ja) 2003-05-12 2003-05-12 電力増幅回路
JP133216/2003 2003-05-12

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1551487A CN1551487A (zh) 2004-12-01
CN1284298C true CN1284298C (zh) 2006-11-08

Family

ID=33410643

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB2004100431422A Expired - Fee Related CN1284298C (zh) 2003-05-12 2004-05-12 功率放大器电路

Country Status (3)

Country Link
US (1) US7202745B2 (zh)
JP (1) JP4072765B2 (zh)
CN (1) CN1284298C (zh)

Families Citing this family (43)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7106135B2 (en) * 2004-08-26 2006-09-12 Creative Technology Ltd Amplifier system and method
CN100342641C (zh) * 2005-03-14 2007-10-10 山西大学 高压放大器
GB2446843B (en) 2006-06-30 2011-09-07 Wolfson Microelectronics Plc Amplifier circuit and methods of operation thereof
US8362838B2 (en) * 2007-01-19 2013-01-29 Cirrus Logic, Inc. Multi-stage amplifier with multiple sets of fixed and variable voltage rails
US8076920B1 (en) 2007-03-12 2011-12-13 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter and control system
US20080224631A1 (en) * 2007-03-12 2008-09-18 Melanson John L Color variations in a dimmable lighting device with stable color temperature light sources
US7804256B2 (en) * 2007-03-12 2010-09-28 Cirrus Logic, Inc. Power control system for current regulated light sources
US8018171B1 (en) 2007-03-12 2011-09-13 Cirrus Logic, Inc. Multi-function duty cycle modifier
US7667408B2 (en) 2007-03-12 2010-02-23 Cirrus Logic, Inc. Lighting system with lighting dimmer output mapping
US7554473B2 (en) * 2007-05-02 2009-06-30 Cirrus Logic, Inc. Control system using a nonlinear delta-sigma modulator with nonlinear process modeling
US7696913B2 (en) 2007-05-02 2010-04-13 Cirrus Logic, Inc. Signal processing system using delta-sigma modulation having an internal stabilizer path with direct output-to-integrator connection
US8102127B2 (en) * 2007-06-24 2012-01-24 Cirrus Logic, Inc. Hybrid gas discharge lamp-LED lighting system
GB0715254D0 (en) * 2007-08-03 2007-09-12 Wolfson Ltd Amplifier circuit
US7804697B2 (en) 2007-12-11 2010-09-28 Cirrus Logic, Inc. History-independent noise-immune modulated transformer-coupled gate control signaling method and apparatus
US7755525B2 (en) * 2008-01-30 2010-07-13 Cirrus Logic, Inc. Delta sigma modulator with unavailable output values
US8022683B2 (en) 2008-01-30 2011-09-20 Cirrus Logic, Inc. Powering a power supply integrated circuit with sense current
US8008898B2 (en) 2008-01-30 2011-08-30 Cirrus Logic, Inc. Switching regulator with boosted auxiliary winding supply
US8576589B2 (en) 2008-01-30 2013-11-05 Cirrus Logic, Inc. Switch state controller with a sense current generated operating voltage
US7759881B1 (en) 2008-03-31 2010-07-20 Cirrus Logic, Inc. LED lighting system with a multiple mode current control dimming strategy
US8008902B2 (en) 2008-06-25 2011-08-30 Cirrus Logic, Inc. Hysteretic buck converter having dynamic thresholds
US8344707B2 (en) 2008-07-25 2013-01-01 Cirrus Logic, Inc. Current sensing in a switching power converter
US8212491B2 (en) 2008-07-25 2012-07-03 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter control with triac-based leading edge dimmer compatibility
US8279628B2 (en) 2008-07-25 2012-10-02 Cirrus Logic, Inc. Audible noise suppression in a resonant switching power converter
US8487546B2 (en) * 2008-08-29 2013-07-16 Cirrus Logic, Inc. LED lighting system with accurate current control
US8179110B2 (en) 2008-09-30 2012-05-15 Cirrus Logic Inc. Adjustable constant current source with continuous conduction mode (“CCM”) and discontinuous conduction mode (“DCM”) operation
US8222872B1 (en) 2008-09-30 2012-07-17 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter with selectable mode auxiliary power supply
US8288954B2 (en) 2008-12-07 2012-10-16 Cirrus Logic, Inc. Primary-side based control of secondary-side current for a transformer
US8362707B2 (en) 2008-12-12 2013-01-29 Cirrus Logic, Inc. Light emitting diode based lighting system with time division ambient light feedback response
US8299722B2 (en) 2008-12-12 2012-10-30 Cirrus Logic, Inc. Time division light output sensing and brightness adjustment for different spectra of light emitting diodes
US7994863B2 (en) * 2008-12-31 2011-08-09 Cirrus Logic, Inc. Electronic system having common mode voltage range enhancement
US7898330B2 (en) * 2009-04-21 2011-03-01 Number 14 B.V. Class AB amplifier systems
US8482223B2 (en) 2009-04-30 2013-07-09 Cirrus Logic, Inc. Calibration of lamps
US8963535B1 (en) 2009-06-30 2015-02-24 Cirrus Logic, Inc. Switch controlled current sensing using a hall effect sensor
US8248145B2 (en) 2009-06-30 2012-08-21 Cirrus Logic, Inc. Cascode configured switching using at least one low breakdown voltage internal, integrated circuit switch to control at least one high breakdown voltage external switch
US8198874B2 (en) 2009-06-30 2012-06-12 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter with current sensing transformer auxiliary power supply
US8212493B2 (en) 2009-06-30 2012-07-03 Cirrus Logic, Inc. Low energy transfer mode for auxiliary power supply operation in a cascaded switching power converter
JP2011061611A (ja) * 2009-09-11 2011-03-24 Ricoh Co Ltd 演算増幅器
US9155174B2 (en) 2009-09-30 2015-10-06 Cirrus Logic, Inc. Phase control dimming compatible lighting systems
US8654483B2 (en) 2009-11-09 2014-02-18 Cirrus Logic, Inc. Power system having voltage-based monitoring for over current protection
KR102329871B1 (ko) * 2014-01-09 2021-11-23 하르만 베츠케르 기코찌렌세 야르토 코르라토르트 –y레르쉬그 타르쇼샤그 음향 트랜스듀서
CN104901633A (zh) * 2015-06-26 2015-09-09 中国船舶重工集团公司第七二四研究所 一种GaN功率放大器的电源时序控制和调制电路
CN105743444B (zh) * 2016-02-01 2018-06-05 广州市微龙电子科技有限公司 功放电路
CN106656067B (zh) * 2016-12-30 2022-04-15 陕西海泰电子有限责任公司 一种用普通运算放大器设计的高电压大功率放大电路

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5935207B2 (ja) * 1979-07-27 1984-08-27 ヤマハ株式会社 電力増幅器
JPS5935522B2 (ja) * 1979-10-16 1984-08-29 ヤマハ株式会社 電力増幅器
JPS56164607A (en) * 1980-05-21 1981-12-17 Nippon Gakki Seizo Kk Power amplifier

Also Published As

Publication number Publication date
US7202745B2 (en) 2007-04-10
JP4072765B2 (ja) 2008-04-09
JP2004336643A (ja) 2004-11-25
US20040227571A1 (en) 2004-11-18
CN1551487A (zh) 2004-12-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1284298C (zh) 功率放大器电路
CN1057648C (zh) 差分放大器
CN1042993C (zh) 负载驱动装置
CN101078943A (zh) 一种压控电流源及带有压控电流源的低压差稳压电源
CN101079576A (zh) 用于提供对电源调节器的开关的系统与方法
KR101263065B1 (ko) 컨버터, 스위칭 전원, 및 화상 형성 장치
CN1941052A (zh) 驱动电路和使用该驱动电路的电子设备
CN1909048A (zh) Led驱动装置
CN1838529A (zh) 放大电路用偏置电路
CN1592089A (zh) 放大器及使用它的高频功率放大器
CN1674449A (zh) 发射机
CN1665114A (zh) 适用于具有预偏置负载的变换器的启动电路
CN101079602A (zh) 自动输入增益控制电路及其方法
CN111901725B (zh) 音频功放电路及其功率限制方法
CN1543027A (zh) 偏流生成电路、激光二极管驱动电路和光通信用发送器
CN1074869C (zh) 运算放大器及数字信号传输电路
US7436042B2 (en) Circuit for driving gate of power MOSFET
CN1930677A (zh) 半导体集成电路装置及使用其的开关电源装置
JP7271393B2 (ja) 半導体集積回路、車載電子部品、車載電子機器
CN102064677B (zh) 用于电源转换器中调整驱动电压的控制电路
CN1205741C (zh) 高频放大装置
CN1149738C (zh) 脉冲输出电路
US7586340B2 (en) Driving apparatus having an adjustable driving current output
CN116054592A (zh) 次级控制模式的直流变换器及其控制方法
CN1015588B (zh) 放大电路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20061108

Termination date: 20110512