CN105284068B - 用于传输有效载荷数据和紧急信息的传输器和传输方法 - Google Patents
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Abstract
一种用于在单载波或多载波广播系统内使用数据符号来传输有效载荷数据和紧急信息的传输器，包括：调制器，被配置为通过用于在接收器上检测和恢复有效载荷数据的信令数据调制一个或多个传输符号，并且通过有效载荷数据调制一个或多个传输符号。紧急信息接收器接收承载实际紧急情况的信息的紧急信息。紧急信息嵌入器将紧急信息嵌入一个或多个传输符号内，其中，如果不传输紧急信息，那么通过使用用于承载信令数据和/或有效载荷数据的资源，所述紧急信息在其接收之后的预定时间段内被嵌入。传输单元传输所述传输符号。
Description
技术领域
本公开涉及一种用于使用正交频分复用符号来传输有效载荷数据和紧急信息的传输器和相应传输方法。本公开进一步涉及一种用于从接收到的信号中检测和恢复有效载荷数据和紧急信息的接收器和相应接收方法。
背景技术
具有很多无线电通信系统的实例，在这些无线电通信系统中使用正交频分复用(OFDM)传递数据。被设置为遵循(例如)数字视频广播(DVB)标准操作的电视系统将OFDM用于地面和电缆传输。OFDM通常可以描述为提供平行调制的K正交窄带子载波(其中，K是整数)，每个子载波传递经调制的数据符号，例如，正交调幅(QAM)符号或正交相移键控(QPSK)符号。子载波的调制在频域内形成，并且被转换到时域用于传输。由于数据符号在子载波上平行传递，所以相同的调制符号可以在每个子载波上传递延长的时间。子载波被同时平行调制，以便经调制的载波共同形成OFDM符号。因此，OFDM符号包括多个子载波，每个子载波用不同的调制符号同时调制。在传输期间，由OFDM符号的循环前缀填充的保护间隔位于每个OFDM符号之前。在存在时，保护间隔的尺寸适合于吸收多路径传播可能引起的传输信号的任何回声。
如上所述，OFDM符号内的窄带载波K的数量可以根据通信系统的操作要求而变化。保护间隔表示开销开销，因此，优选地，作为OFDM符号持续时间的一部分应尽可能减小，以便提高频谱效率。对于给定的保护间隔部分，通过增加子载波的数量K从而增大OFDM符号的持续时间，在保持给定的频谱效率的同时处理增大的多路径传播的能力可以提高。然而，在与更少数量的子载波相比，对于接收器器来说更难恢复使用大量子载波传输的数据的意义上，还会减小稳健性，这是因为对于固定的传输带宽，增加子载波K的数量也意味着减小每个子载波的带宽。子载波之间的分离减小，会更加难以从子载波中调制数据，例如，在存在多普勒频率时。即，虽然更大量的子载波(高阶操作模式)可以提供更大的频谱效率，但是对于一些传播条件，传递数据的目标误码率会需要被更低数量的子载波所需要的信噪比更高的信噪比。
有效的低延迟紧急警告系统(EWS)被视为未来的地面广播系统的实质部件，例如，未来的ATSC(先进电视系统委员会)地面广播系统。通过在过去分析大规模情况和自然灾害，表明地面广播系统可以在最短可能的时间内影响最多的人。虽然地面广播系统在大部分紧急情况下依然操作，但是移动和蜂窝系统通常停止其操作或者过度负荷，因此，不能通知人们。例如，去年发生在美国东北部的超级风暴“Sandy”表明在紧急时期蜂窝电话网络的脆弱极限。因此，强调了广播基础设施在发生危及公众的安全的自然灾害、人为灾难、恐怖袭击以及相似事件时，作为紧急信息快速传播到公众的介质的重要性。
在本文中提供的“背景技术”描述用于总体上介绍本公开的背景的目的。不明示也不暗示地承认在这个背景部分中描述的程度上目前称为发明人的工作以及在提交时没有资格作为先有技术的描述的方面，作为本公开的先有技术。
发明内容
一个目标在于，提供一种传输器以及一种相应的传输方法，用于在广播系统内非常快速地并且可靠地传输紧急信息。进一步目标在于，提供一种接收器以及一种相应的接收方法，用于非常快速地并且可靠地检测和恢复在广播系统内传输的紧急信息。
根据一个方面，提供了一种用于在单载波或多载波广播系统内使用数据符号来传输有效载荷数据和紧急信息的传输器，所述传输器包括：
调制器，被配置为通过用于在接收器上检测和恢复有效载荷数据的信令数据调制一个或多个传输符号，并且通过所述有效载荷数据调制一个或多个传输符号，
紧急信息接收器，被配置为接收承载实际紧急情况的信息的紧急信息，
紧急信息嵌入器，被配置为将紧急信息嵌入一个或多个传输符号内，其中，如果不传输紧急信息，那么通过使用用于承载信令数据和/或有效载荷数据的资源，所述紧急信息在其接收之后的预定时间段内被嵌入，以及
传输单元，被配置为传输所述传输符号。
根据进一步方面，提供了一种用于在单载波或多载波广播系统内使用数据符号从传输的接收信号中检测和恢复有效载荷数据和紧急信息的接收器，所述接收器包括：
检测器，被配置为检测所述接收信号，所述接收信号包括有效载荷数据以及用于检测和恢复有效载荷数据的信令数据，所述信令数据由一个或多个传输符号承载并且所述有效载荷数据由一个或多个传输符号承载，其中，承载实际紧急情况的信息的紧急信息被嵌入一个或多个传输符号内，
紧急信息检测器，被配置为从所述一个或多个传输符号中检测和恢复紧急信息，
解调器，被配置为从所述一个或多个传输符号中恢复信令数据，用于从所述一个或多个传输符号中恢复有效载荷数据，以及
紧急信息输出，被配置为输出紧急信息和/或规定在检测紧急信息的情况下输出的预定紧急输出信息。
根据更进一步方面，提供了一种用于在多载波广播系统内使用数据符号来传输有效载荷数据和紧急信息的传输器，所述传输器包括：
调制器，被配置为通过用于在接收器上检测和恢复有效载荷数据的信令数据调制一个或多个传输符号，并且通过所述有效载荷数据调制一个或多个传输符号，
紧急信息接收器，被配置为接收承载实际紧急情况的信息的紧急信息，
紧急信息嵌入器，被配置为将紧急信息嵌入通过有效载荷数据调制的一个或多个传输符号内，其中，通过提供承载所述紧急信息的多个额外子载波，所述紧急信息其接收之后的预定时间段内被嵌入，所述子载波被设置在用于承载有效载荷数据的子载波之上传输和/或传播的频谱的边缘，以及
传输单元，被配置为传输所述传输符号。
根据更进一步方面，提供了相应的传输方法和相应的接收方法。最后，提供了：一种计算机程序，包括装置，在计算机上执行所述计算机程序时，用于促使计算机执行在本文中公开的方法的步骤；以及一种永久性计算机可读记录介质，在其内储存计算机程序产品，在由处理器执行时，所述产品促使执行在本文中公开的方法。
在从属权利要求中限定优选的实施方式。应理解的是，公开的方法、公开的计算机程序以及公开的永久性计算机可读记录介质具有与所要求的传输器和/或接收器相似和/或相同的并且在从属权利要求中限定的优选实施方式。
本公开的一个方面是提供一种现实的EWS信令解决方案，包括各种有利的实施方式，用于通过最有效、稳健以及低复杂度的方式将所需要的紧急信息(在后文中也称为EWS信令)嵌入要传输的信号内。
公开的解决方案优选地集中于低延迟、优选地大约即时(例如，具有小于1秒、优选地小于500毫秒、甚至更优选地小于100毫秒的延迟)EWS功能，具有关于紧急事件的非常基本的并且基础的信息。这适用于传输器侧和接收器侧，即，处理紧急信息，以便以非常低的延迟传输，并且可以以非常低的延迟接收和解码。这个基本的并且‘即时的’EWS功能可以容易地与其他现有或未来的紧急警告系统组合，这些系统可以在上层(例如，作为输送流的一部分，例如，嵌入信令数据PSI/SI内)上操作或者伴有更大的延迟。例如，非常快速传输并且解码的紧急信息可以包括与关于通过某个延迟传输的紧急事件的更详细的信息(例如，关于紧急事件的位置、做什么的指令等的更精确并且详细的位置信息)的连接，该延迟对于这种更详细的信息可接受。
在一个更优选的实施方式中，实际紧急信息的传输和接收分别与额外功能组合，用于使用紧急指示符信令紧急事件，该指示符能够也为低功率接收器检测紧急事件。
在另一个实施方式中，由于可能为不同的区域预见警报，所以提出了仅在成功地检测到紧急指示符和紧急信息的情况下，输出紧急信息(和/或被规定在检测到紧急信息的情况下输出的预定紧急输出信息)。因此，根据这个实施方式，总体EWS延迟是检测延迟(即，用于检测紧急指示符的延迟)和解码延迟(即，用于解码紧急信息的延迟)的总和。进一步，如果在输出紧急警报之前，应用组合的检测和解码，那么也降低了虚假检测的概率。
通常所提出的解决方案可以应用于在多载波广播系统(例如，基于正交频分复用(OFDM)的广播系统，其中，在OFDM符号上调制信令数据和有效载荷数据，每个符号由多个子载波承载)中，并且应用于单载波广播系统(例如，单载波QAM或8级残留边带(8-VSB)调制，其中，在传输符号上调制信令数据和有效载荷数据，每个符号由单个子载波承载)中
通过总体介绍的方式提供以上段落，并且以上段落并非旨在限制以下权利要求的范围。参照结合附图进行的以下详细描述，最佳地了解所描述的实施方式以及进一步优点。
附图说明
由于在结合附图考虑时，参照以下详细描述，能够更好地理解本公开的更完整的理解及其很多附随优点，所以容易获得本公开的更完整的理解及其很多附随优点，其中：
图1示出了根据本公开的传输器的一般方框图，
图2示出了显示在AWGN信道中提出的64k代码的性能的示图，
图3示出了显示在AWGN信道中提出的16k代码的性能的示图，
图4示出了传输器的FEC部分的方框图，
图5示出了具有CR1/2的用于均匀1024-QAM和相关的非均匀星座(NUC)的BER性能的实例绘图，
图6示出了显示NUC形状(1024-QAM NUC)的示图，
图7示出了对于7dB SNR优化的16-QNUC以及对于10dB SNR和15dB SNR优化的64-QNUC，
图8示出了包括用于生成EWS检测信号的装置的传输器的实施方式，
图9示出了EWS检测信号的接收器检测块的实施方式，
图10示出了示出了不同EWS信令选项的示图，
图11示出了包括用于生成EWS信令数据的装置的传输器的实施方式，
图12示出了将EWS信令数据嵌入传输符号内的实施方式，
图13示出了用于不同TI深度的DVB-T2的有效载荷PLP BER性能的示图，
图14示出了不同EWS插入方法的有效载荷PLP性能的示图，
图15示出了前导码符号的时域特征，
图16示出了用于生成前导码符号的传输器侧时域方法的实施方式，
图17示出了用于生成前导码符号的传输器侧频域方法的实施方式，
图18示出了显示从任意调谐位置检索CM侧上的L1块的示图，
图19示出了帧结构的实施方式，
图20示出了包括单帧类型的系统传输实例，
图21示出了超过6MHz的带宽传输，
图22示出了SISO的帧开始和帧关闭模式，
图23示出了时间交错器的实施方式，
图24示出了增强的单频网络处理的实施方式，
图25示出了正常OFDM编码链和具有频谱整形和预失真的OFDM编码链，
图26示出了显示在频域内具有以及没有线性预失真的在过滤之后的OFDM信号的功率谱密度的示图，
图27示出了用于OFDM信号的频谱整形的0dB回声(2抽头FIR滤波器)，
图28示出了MIMO接收器的实施方式，
图29示出了显示请求式冗余的原理的示图，
图30示出了显示请求式冗余的原理的更详细示图，
图31示出了显示基于增量冗余的请求式冗余的示图，
图32示出了显示在有效载荷符号的边缘上插入EWS载波的示图，
图33示出了显示插入在有效载荷符号内扩展的EWS载波的示图，
图34示出了包括用于生成EWS信令数据的装置的传输器的另一个实施方式，
图35示出了显示广播传输网络的设置的示意图，
图36示出了根据一个实施方式的签名序列发生器的示意性方框图，
图37示出了用于从信令OFDM符号中检测和恢复信令数据的接收器、频率同步检测器、前导码保护间隔、粗频偏移同步检测器以及差分编码器的示意性方框图，
图38示出了形成在图37a中显示的接收器的一部分的前导码检测和解码处理器的一个实例的示意性方框图，
图39示出了形成在图38中显示的前导码检测和解码处理器的一部分的签名序列去除器的一个实例的示意性方框图，
图40示出了匹配滤波器和签名序列去除器的示意性方框图，
图41示出了显示用于检测在图37a的接收器中的粗频偏移的电路的示意性方框图，
图42示出了在图8b中显示的传输器的操作的实例参数的表格，
图43示出了示意性显示由图8b的传输器形成前导码OFDM符号的示意性方框图和部分操作图，
图44示出了用于检测由图8b的传输器传输的接收信号的签名序列的接收器的示意性方框图，
图45示出了提供本技术的一个实例实施方式的在图44中显示的接收器的信令解码器的示意性方框图，
图46示出了根据本公开的传输器的一个实施方式的示意图，
图47示出了根据本公开的接收器的一个实施方式的示意图，
图48示出了示例性编码率的64k LDPC代码的一个实例，以及
图49示出了示例性编码率的16k BCH代码的一个实例。
具体实施方式
本公开的实施方式可以被设置为形成传输网络，用于传输表示包括视频数据和音频数据的数据的信号，以便传输网络可以(例如)形成广播网络，用于给电视接收装置传输电视信号。在一些实例中，用于接收电视信号的音频/视频的装置可以是移动装置，该装置在活动中接收电视信号。在其他实例中，音频/视频数据可以由传统电视接收器接收，该传统电视接收器可以是静止的并且可以连接至一个或多个固定天线。
电视接收器可以包括或者不包括用于电视图像的集成显示器，并且可以是包括多个调谐器和解调器的记录器装置。天线可以内置于电视接收器装置中。连接的或者内置的天线可以用于促进接收不同信号以及电视信号。因此，本公开的实施方式被配置为促进在不同的环境中接收用于不同类型的装置的表示电视节目的音频/视频数据。
要理解的是，在活动中更加难以通过移动装置接收电视信号，这是因为无线电接收条件与其输入来自固定天线的传统电视接收器的接收条件明显不同。
现在参照示图，其中，在这几幅图中，相似的参考数字表示相同或相应的部件，在图35中显示了电视广播系统的一个实例说明。在图35中，电视广播传输器1001显示为连接至广播网关1002。广播网关1002在由广播网络提供的覆盖区域内传输来自传输器1001的信号。在图35中显示的电视广播网络用作所谓的单频网络，其中，每个电视广播传输器1001同时传输承载音频/视频数据的无线电信号，以便这些信号可以在由广播网络提供的覆盖区域内由电视接收器1004以及移动装置1006接收。对于在图35中显示的实例，使用正交频分复用(OFDM)传输由广播传输器1001传输的信号，所述OFDM可以提供用于从每个广播站1002传输相同信号的设置，即使从不同的传输器1001中传输这些信号，这些信号也可以由电视接收器组合。假如广播传输器1001的间距使得由不同广播传输器1001传输的信号之间的传播时间小于或者不大幅超过在每个OFDM符号的传输之前的保护间隔，那么，接收器装置1004、1006可以通过组合从不同的广播传输器1001中传输的信号的方式，接收OFDM符号并且从OFDM符号中恢复数据。通过这种方式使用OFDM的广播网络的标准的实例包括DVB-T、DVB-T2以及ISDB-T。
以下公开提供了系统的描述，尤其用于ATSC 3.0的物理层(本公开不限于此，而是仅仅用于示例性解释)。部分基于DVB-T2标准(EN 302 755V1.3.1、用于第二代数字地面电视广播系统(DVB-T2)的帧结构信道编码和调制、2012年4月)。优选地使用先进的LDPC FEC编码以及OFDM调制。进一步，公开了额外的技术，以提高数字地面传输的吞吐量和稳健性以及包括低延迟紧急警告系统。复杂度和内存使用降低，以便更容易实现。
下面更详细地解释所提出的系统的以下方面：
·非均匀星座(NUC)，针对更高的吞吐量、容量以及稳健性；
·LDPC和BCH码，针对更高的吞吐量、容量以及稳健性；
·前导码，提供更大的灵活性、更多的信令容量，并且还整合紧急警告系统(EWS)的检测功能，用于低功耗；
·EWS信令-嵌入数据流内，而不干扰传输服务；
·弹性成帧，允许混合几个帧类型以及覆盖不同的带宽；
·新导频模式，减少容量损失以及限制复杂度；
·PAPR减少方案，提高OFDM系统的传输效率；
·请求式冗余，使微分器能够用于混合TV接收器。
在下文中描述的一个示例性非限制性实施方式中，物理层的支持的输入格式是MPEG 2传输流(TS)以及IP流。一个或几个这种流映射到一个物理层通道(PLP)。每个PLP的基带数据包被加扰并且馈入到BICM(比特交错编码调制)编码器。在第一步骤中，基带数据包是LDPC和BCH编码的。以下比特交错器保证FEC编码和以下QAM映射具有最佳可能的组合性能。建议从QPSK到1024-QAM的QAM星座尺寸覆盖相关的SNR范围。与传统的均匀星座相比，非均匀星座提供额外成形增益。
在QAM映射器之后，插入时间交错器，以增强时变信道的性能以及减少脉冲干扰器的影响。所推荐时间交错器减小内存尺寸，同时依然允许可变的位速率以及无缝处理不连续的PLP。
然后，插入可选的MIMO编码阶段。eSFN(增强型单频网络)可以用作速率1MIMO方案。还提出了空间多路复用，作为全速率2MIMO方案，其中，传输天线的数量限于2。空间多路复用MIMO方案可以由额外方法(例如，eSM、相位跳动等，从DVB-NGH(DVB BlueBook A160、下一代广播系统)到手持式物理层规范(DVB-NGH)、2012年11月)提高，这有助于提高在更多相关信道内的性能以及功率失衡。
然后，不同PLP的小区被调度并且频率交错。在导频插入之后，成帧阶段通过有效载荷符号组合前导码和其嵌入L1信令。所提出的系统支持各种不同的信道带宽，作为标准带宽的倍数(例如，n*6MHz)。与在DVB-T2中一样，所选择的成帧格式支持不同的帧类型。因此，能够任意地混合用于静止TV的大FFT尺寸帧、用于移动TV的更低FFT尺寸帧以及在一个RF信道内的‘未来扩展帧’。
最后，输入符号进行OFDM调制、A/D转换以及上转换成传输RF频率。
从DVB-C2(EN 302 769V1.2.1、用于电缆系统的第二代数字传输系统(DVB-C2)的帧结构信道编码和调制、2011年4月)中采用‘绝对OFDM’概念。在前导码和后导码符号中的L1信令块通过0MHz的绝对频率开始，并且以5.71MHz的步长分割。在不同RF频率上的信号通过对于整个频谱唯一的方式限定。应注意的是，OFDM信号的导频序列对于每个频率是唯一的。其中的原因在于，在频域中避免了可以在时域中造成OFDM信号的不需要的高峰值的不需要的重复。
而且，系统包括低延迟‘紧急警告系统(EWS)’，其允许在小于100msec内信令发生紧急事件。通过仅仅非常简单地并且低功率处理前导码符号，处于备用模式的接收器甚至可以进行EWS事件的检测。通过允许连续解码服务的方式(即，在紧急事件的情况下，没有服务中断)，在紧急事件的情况下EWS信令数据被插入帧内。
图1示出了根据本公开的所提出的系统的传输器1的总体方框图。使用可以实现所述技术方面的参数和结构元件的示例性、非限制性实例，解释系统的各种技术方面，尤其是传输器和接收器。
现在描述输入格式和PLP处理。在模式自适应10之前具有预先处理模块(未显示)，其执行与在DVB-T2中相似的功能。允许的输入流是MPEG2传输流(TS)以及IP流。通常，所有类型的流可以通过封装到IP或TS数据包内来处理。可以通过与在DVB-T2中相似的方式，进行传输流(TS)的处理，同时为了封装IP流，下面描述增强的以及简化的粘合层。预处理器将任意多程序传输流(MPTS)分解成其构成的单程序传输流(SPTS)，其分出要单独传输的SI元数据。然后，这些流被封装并且馈入到模式自适应块。对于每个输入流，模式自适应产生基带帧的流(BBFRAMES)，然后，在单个物理层通道(PLP)中承载基带帧。在适当的封装之后的SI元数据离开作为共同的公共PLP的模式自适应。
用于一个服务的共同数据PLP的再组合(多个PLP)在T2实现方式中具有某种复杂度，尤其在接收器侧上，因此，可以在传输器中支持更简单的方法。为相关的PLP的某种链接发信号，并且也为关系的形式发信号。
如果需要的话，那么系统允许将PLP分组，例如，以支持SVC(可扩展视频编码)。然而，限制涉及的PLP的数量。除了共同的PLP以外，不同的PLP可以彼此相关联。在这个系统中，类型1PLP优选地用于允许具有时间分片的低功率接收以及用于限制系统复杂度。
现在描述IP输入处理。由于IP数据包的尺寸动态改变，用于输入IP数据包的机制比TS数据包更难。GSE(ETSI TS 102 606-1和-2：“数字视频广播(DVB)；通用流封装(GSE)协议”)等协议试图通过提出具有标准化报头的中间封装协议以及用于输入多个协议的机构来克服这个问题。然而，这种方法具有几个缺点，最重要的是，在接收器上需要大内存，以处理输入的所有可能组合。而且，大量可能的输入使在硬件内的简单实现方式不必要地困难。
在公开的系统中，在保持GSE的通用输入功能的同时，考虑到对于IPv2 MTU数据包尺寸限于1500个字节，，输入的数据包尺寸限于小于1800个字节，并且限制数据包段的数量。通过实现这些限制，最大内存和处理负担大幅减少。
现在描述位交错编码和调制(BICM)。首先，描述前向纠错(FEC)。在公开的系统中，包括串联的LDPC和BCH代码(64k和16k码字尺寸)的高级编码用于BCH编码器11和LDPC编码器12中。所提出的代码具有与在DVB-T2中使用的代码相似的结构，其中，信息部分具有包括平行因子的准循环结构，并且奇偶性部分具有重复累积结构，允许更容易实现支持多个标准的设备。与DVB-T2代码相比，新代码具有增强的性能。图2示出了在AWGN信道中的提出的64k代码的性能。图3示出了在AWGN信道中的提出的16k代码的性能。在图48中显示了用于示例性编码率的64k LDPC代码的一个实例，并且在图49中显示了用于示例性编码率的16kBCH代码的一个实例。在具有等距步长的非常宽范围的SNR内分配新代码，以便这些新代码可以提供选择适合于各种信道环境的参数的自由，避免大效率损耗。通过与各种星座组合，可以更多地增强该范围，包括下面概述的更高阶非均匀星座。串联的BCH码确保诸如UHDTV或SHV的高吞吐量服务具有更低的错误平层。而且，DVB-NGH的4k LDPC代码用于前导码符号的信令保护。
现在描述位交错器13。建议将位交错器用于该系统中，通过与用于DVB-T2的方式相同的方式。这个位交错器13优选地包括3个部分，如在图4的方框图中所示，显示了FEC编码器的元件：奇偶性交错器131、列扭曲交错器132以及多路分用器133。具有奇偶性交错的主要目的在于，减少由多路径环境造成的强衰落的损害并且允许校验位部分具有准循环结构，用于在接收器侧内平行操作。列扭曲交错器还可以散射强衰落的损害，而多路分用器可以在一组LDPC码位与由星座和位标记限定的某个稳健性的位级之间优化组合。
现在描述QAM编码器14使用的非均匀星座。尤其地，描述由星座整形优化QAM星座，也称为非均匀星座(NUC)。
在本文献中提出的NUC已优化，以针对不同SNR值在AWGN和瑞利信道中提供最佳可能的BICM容量。它们覆盖了从16-QAM到1024-QAM的所有星座(由于QPSK不允许星座整形)。表格列出了不同QAM尺寸和SNR值的星座。预定的星座由星座位置矢量u1...v限定，其中，v＝sqrt(M)/2-1。
在下文中，为某些值M提供使用上述方法获得的NUC位置矢量的定义。信噪比(SNR)始终用dB表示，并且在衰落信道的情况下对应于平均SNR。
a1)用于非衰落信道的16-QAM或4-PAM(1.选项)
a2)用于衰落信道的16-QAM或4-PAM(1.选项)
a3)用于非衰落信道的16-QAM/4-PAM(2.选项)
| SNR/u | 0 | 0,5 | 1 | 1,5 | 2 | 2,5 | 3 | 3,5 | 4 | 4,5 | 5 | 5,5 | 6 | 6,5 |
| u1 | 1,0001 | 1,0001 | 1,0002 | 1,155 | 1,6201 | 1,958 | 2,2633 | 2,5594 | 2,8411 | 3,098 | 3,3357 | 3,5294 | 3,6712 | 3,752 |
| SNR/u | 7 | 7,5 | 8 | 8,5 | 9 | 9,5 | 10 | 10,5 | 11 | 11,5 | 12 | 12,5 | 13 | 13,5 |
| u1 | 3,7812 | 3,748 | 3,6736 | 3,5998 | 3,5184 | 3,4446 | 3,3818 | 3,3239 | 3,2786 | 3,2407 | 3,2109 | 3,1793 | 3,1581 | 3,139 |
| SNR/u | 14 | 14,5 | 15 | 15,5 | 16 | 16,5 | 17 | 17,5 | 18 | 18,5 | 19 | 19,5 | 20 | |
| u1 | 3,1219 | 3,1078 | 3,0964 | 3,0819 | 3,0774 | 3,0665 | 3,0579 | 3,0528 | 3,0485 | 3,0423 | 3,0411 | 3,0333 | 3,0521 |
a4)用于衰落信道的16-QAM/4-PAM(2.选项)
| SNR | 0 | 0,5 | 1 | 1,5 | 2 | 2,5 | 3 | 3,5 | 4 | 4,5 | 5 | 5,5 | 6 | 6,5 |
| u1 | 1,6289 | 1,8484 | 2,0415 | 2,2247 | 2,3853 | 2,5335 | 2,6736 | 2,7962 | 2,898 | 2,9832 | 3,0593 | 3,1169 | 3,1616 | 3,1973 |
| SNR | 7 | 7,5 | 8 | 8,5 | 9 | 9,5 | 10 | 10,5 | 11 | 11,5 | 12 | 12,5 | 13 | 13,5 |
| u1 | 3,218 | 3,2334 | 3,2427 | 3,2473 | 3,2477 | 3,2463 | 3,2436 | 3,2388 | 3,2312 | 3,2291 | 3,2224 | 3,2149 | 3,2129 | 3,2055 |
| SNR | 14 | 14,5 | 15 | 15,5 | 16 | 16,5 | 17 | 17,5 | 18 | 18,5 | 19 | 19,5 | 20 | |
| u1 | 3,2036 | 3,1976 | 3,1953 | 3,1917 | 3,1854 | 3,1853 | 3,1803 | 3,1799 | 3,1761 | 3,1712 | 3,1715 | 3,1721 | 3,1711 |
b1)用于非衰落信道的64-QAM或8-PAM(1.选项)
b2)用于衰落信道的64-QAM或8-PAM(1.选项)
b3)用于非衰落信道的64-QAM/8-PAM(2.选项)
| SNR | 0 | 1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 | 7 | 8 | 9 | 10 | 11 | 12 | 13 |
| u1 | 1,0007 | 1,0017 | 0,7353 | 0,9997 | 1,0002 | 0,9998 | 1,0001 | 1 | 1,1927 | 1,4264 | 1,7169 | 2,0738 | 2,4886 | 2,8112 |
| u2 | 1,0005 | 1,0004 | 1,0005 | 2,2657 | 2,8429 | 3,337 | 3,6717 | 3,7738 | 3,5613 | 3,6905 | 3,9984 | 4,3992 | 4,8482 | 5,2041 |
| u3 | 0,9998 | 0,9999 | 1,4855 | 2,2642 | 2,842 | 3,3367 | 3,6718 | 3,775 | 4,6253 | 5,4009 | 6,24 | 7,1031 | 7,9262 | 8,4801 |
| SNR | 14 | 15 | 16 | 17 | 18 | 19 | 20 | 21 | 22 | 23 | 24 | 25 | 26 | 27 |
| u1 | 2,9803 | 3,0658 | 3,089 | 3,0745 | 3,0551 | 3,0408 | 3,0308 | 3,0234 | 3,0183 | 3,0146 | 3,0117 | 3,006 | 2,9999 | 3,0181 |
| u2 | 5,4101 | 5,5099 | 5,4876 | 5,3868 | 5,288 | 5,2157 | 5,1639 | 5,1262 | 5,0982 | 5,0776 | 5,0613 | 5,0467 | 5,0116 | 5,0174 |
| u3 | 8,7018 | 8,7025 | 8,4931 | 8,1754 | 7,8925 | 7,6814 | 7,5255 | 7,4093 | 7,3204 | 7,2536 | 7,2029 | 7,156 | 7,1015 | 7,12 |
| SNR | 28 | 29 | 30 | |||||||||||
| u1 | 3,1429 | 2,5878 | 2,6804 | |||||||||||
| u2 | 5,2147 | 4,0051 | 4,2638 | |||||||||||
| u3 | 7,481 | 5,6207 | 5,7796 |
b4)用于衰落信道的64-QAM/8-PAM(2.选项)
| SNR | 5 | 6 | 7 | 8 | 9 | 10 | 11 | 12 | 13 | 14 | 15 | 16 | 17 | 18 |
| u1 | 1,0353 | 1,1062 | 1,2092 | 1,3451 | 1,5409 | 1,8112 | 2,1208 | 2,3945 | 2,6067 | 2,756 | 2,8505 | 2,912 | 2,9496 | 2,9751 |
| u2 | 2,8206 | 2,9015 | 3,0799 | 3,298 | 3,5826 | 3,9386 | 4,3237 | 4,6577 | 4,9074 | 5,0773 | 5,1674 | 5,2201 | 5,2393 | 5,2491 |
| u3 | 3,4534 | 3,922 | 4,4154 | 4,9297 | 5,5069 | 6,1594 | 6,8108 | 7,3475 | 7,7177 | 7,9488 | 8,0398 | 8,068 | 8,0538 | 8,0217 |
| SNR | 19 | 20 | 21 | 22 | 23 | 24 | 25 | 26 | 27 | 28 | 29 | 30 | ||
| u1 | 2,9907 | 3,0032 | 3,0055 | 3,0126 | 3,0124 | 3,0136 | 3,0165 | 3,0156 | 3,0158 | 3,016 | 3,018 | 3,0183 | ||
| u2 | 5,2493 | 5,2489 | 5,2365 | 5,2375 | 5,2247 | 5,2182 | 5,2165 | 5,2098 | 5,207 | 5,204 | 5,2036 | 5,1995 | ||
| u3 | 7,9849 | 7,9528 | 7,9035 | 7,8862 | 7,8443 | 7,8194 | 7,8046 | 7,7839 | 7,7661 | 7,762 | 7,7569 | 7,7566 |
c1)用于非衰落信道的256-QAM或16-PAM(1.选项)
c2)用于衰落信道的256-QAM或16-PAM(1.选项)
c3)用于非衰落信道的256-QAM/16-PAM(2.选项)
| SNR | 0 | 1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 | 7 | 8 | 9 | 10 | 11 | 12 | 13 |
| u1 | 0,9987 | 1 | 0,8555 | 0,9986 | 1,0007 | 0,9999 | 1 | 1,0001 | 1,1538 | 1,2053 | 1,1098 | 1,0113 | 0,9755 | 0,961 |
| u2 | 0,9995 | 0,9988 | 0,6438 | 0,999 | 1,0022 | 1,0008 | 0,9997 | 1 | 1,3318 | 1,4592 | 1,5806 | 1,8511 | 2,1909 | 2,5454 |
| u3 | 1,0006 | 1,0012 | 0,7241 | 0,9997 | 1,0003 | 0,9994 | 1,0002 | 1 | 1,1537 | 1,2044 | 1,4081 | 1,7918 | 2,1934 | 2,5919 |
| u4 | 1,0014 | 0,9977 | 0,9802 | 2,2701 | 2,8454 | 3,336 | 3,6707 | 3,7727 | 4,0051 | 4,1314 | 3,8919 | 3,9933 | 4,2942 | 4,6269 |
| u5 | 0,9994 | 0,9966 | 0,8403 | 2,261 | 2,8447 | 3,3359 | 3,6718 | 3,7726 | 3,5919 | 3,7449 | 3,8725 | 4,2278 | 4,6785 | 5,1556 |
| u6 | 0,9984 | 0,9972 | 1,2098 | 2,2574 | 2,8455 | 3,3381 | 3,6727 | 3,7737 | 4,0063 | 4,1297 | 4,7175 | 5,7442 | 6,5854 | 7,3386 |
| u7 | 1,0001 | 0,9996 | 1,4732 | 2,265 | 2,8465 | 3,3369 | 3,6713 | 3,7738 | 5,9093 | 6,4423 | 6,812 | 7,6428 | 8,6591 | 9,7477 |
| SNR | 14 | 15 | 16 | 17 | 18 | 19 | 20 | 21 | 22 | 23 | 24 | 25 | 26 | 27 |
| u1 | 0,9653 | 0,9856 | 1,0251 | 1,1128 | 1,3449 | 2,0965 | 2,7527 | 2,9608 | 3,012 | 3,0177 | 3,0143 | 3,0103 | 3,0079 | 3,0062 |
| u2 | 2,7901 | 2,9261 | 3,0106 | 3,0821 | 3,2917 | 4,1039 | 4,811 | 5,0404 | 5,0984 | 5,0934 | 5,0717 | 5,0526 | 5,0399 | 5,0306 |
| u3 | 2,88 | 3,0661 | 3,2252 | 3,4662 | 4,0382 | 5,5877 | 6,8118 | 7,2066 | 7,2996 | 7,2675 | 7,2034 | 7,15 | 7,1134 | 7,0869 |
| u4 | 4,8939 | 5,0926 | 5,2509 | 5,436 | 5,9941 | 7,7231 | 9,1364 | 9,6073 | 9,6907 | 9,5882 | 9,4452 | 9,3304 | 9,2506 | 9,1924 |
| u5 | 5,5283 | 5,7961 | 6,055 | 6,5161 | 7,5736 | 9,9317 | 11,7532 | 12,3202 | 12,3438 | 12,1129 | 11,8432 | 11,6313 | 11,4811 | 11,3712 |
| u6 | 7,8908 | 8,2396 | 8,4806 | 8,8492 | 9,9513 | 12,7737 | 14,9274 | 15,4938 | 15,3648 | 14,9271 | 14,4683 | 14,1107 | 13,8529 | 13,661 |
| u7 | 10,5917 | 11,0972 | 11,3853 | 11,7713 | 13,0322 | 16,4337 | 18,9135 | 19,3674 | 18,9636 | 18,2094 | 17,4708 | 16,8942 | 16,4697 | 16,1476 |
| SNR | 28 | 29 | 30 | |||||||||||
| u1 | 3,0044 | 3,0038 | 3,003 | |||||||||||
| u2 | 5,023 | 5,0178 | 5,0128 | |||||||||||
| u3 | 7,067 | 7,0512 | 7,0407 | |||||||||||
| u4 | 9,1486 | 9,1126 | 9,0893 | |||||||||||
| u5 | 11,2883 | 11,2217 | 11,1749 | |||||||||||
| u6 | 13,5157 | 13,3981 | 13,3164 | |||||||||||
| u7 | 15,9014 | 15,7029 | 15,5677 |
c4)用于衰落信道的256-QAM/16-PAM(2.选项)
d1)用于非衰落信道的1024-QAM或32-PAM(1.选项)
d2)用于衰落信道的1024-QAM或32-PAM(1.选项)
d3)用于非衰落信道的1024-QAM/32-PAM(2.选项)
d4)用于衰落信道的1024-QAM/32-PAM(2.选项)
| SNR | 0 | 1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 | 7 | 8 | 9 | 10 | 11 | 12 | 13 |
| u1 | 0,9877 | 0,9983 | 1,0021 | 0,996 | 1,0038 | 1,0274 | 1,0458 | 1,0252 | 1,0251 | 1,0106 | 1,0022 | 0,9999 | 0,9993 | 0,9997 |
| u2 | 0,9503 | 0,9963 | 0,9924 | 1,001 | 0,9979 | 1,0502 | 1,1021 | 1,093 | 1,0684 | 1,0421 | 1,0226 | 1,0034 | 0,9938 | 0,9916 |
| u3 | 0,9615 | 0,9958 | 0,9968 | 0,9963 | 1,0033 | 1,0263 | 1,0508 | 1,0681 | 1,0408 | 1,0311 | 1,0201 | 1,0037 | 0,9938 | 0,9911 |
| u4 | 0,8564 | 0,9951 | 0,9982 | 0,9969 | 1,0019 | 1,0506 | 1,1052 | 1,2121 | 1,3282 | 1,4929 | 1,7209 | 1,983 | 2,2325 | 2,4349 |
| u5 | 0,8494 | 0,9967 | 0,994 | 0,9991 | 1,0008 | 1,073 | 1,1571 | 1,2411 | 1,3645 | 1,5094 | 1,7258 | 1,9826 | 2,2312 | 2,4346 |
| u6 | 0,8807 | 0,9994 | 0,9998 | 0,9959 | 1,0025 | 1,0482 | 1,1021 | 1,1634 | 1,3105 | 1,4612 | 1,6899 | 1,9706 | 2,2471 | 2,486 |
| u7 | 0,8914 | 1,0007 | 0,9995 | 0,998 | 0,9995 | 1,0236 | 1,0521 | 1,1359 | 1,2768 | 1,4444 | 1,6851 | 1,9712 | 2,2486 | 2,4864 |
| u8 | 1,3814 | 2,0455 | 2,4146 | 2,6684 | 2,9175 | 3,2588 | 3,4859 | 3,2744 | 3,2804 | 3,4275 | 3,6722 | 3,954 | 4,2289 | 4,4576 |
| u9 | 1,3622 | 2,044 | 2,4 | 2,6704 | 2,8872 | 2,8611 | 3,0858 | 3,2456 | 3,3136 | 3,4906 | 3,7323 | 3,9988 | 4,255 | 4,4646 |
| u10 | 1,2981 | 2,0293 | 2,3562 | 2,6608 | 2,8918 | 2,6571 | 2,8799 | 3,0861 | 3,3236 | 3,5804 | 3,9166 | 4,2842 | 4,6461 | 4,9706 |
| u11 | 1,3174 | 2,0299 | 2,3711 | 2,6666 | 2,9157 | 2,8566 | 3,0645 | 3,0951 | 3,294 | 3,5187 | 3,8461 | 4,2212 | 4,6016 | 4,9552 |
| u12 | 1,5422 | 2,0304 | 2,3575 | 2,6702 | 2,919 | 3,2583 | 3,4956 | 3,7397 | 4,4647 | 4,8383 | 5,3122 | 5,8215 | 6,3089 | 6,7222 |
| u13 | 1,5175 | 2,0313 | 2,3446 | 2,6653 | 2,8934 | 2,8625 | 3,0965 | 3,6125 | 4,257 | 4,7767 | 5,3692 | 5,9729 | 6,5416 | 7,0327 |
| u14 | 1,604 | 2,0428 | 2,3901 | 2,6689 | 2,8884 | 3,265 | 3,5501 | 4,3656 | 4,7788 | 5,4497 | 6,2546 | 7,0898 | 7,8656 | 8,5382 |
| u15 | 1,6294 | 2,0466 | 2,4075 | 2,6719 | 2,9129 | 4,5146 | 5,143 | 5,676 | 6,3035 | 6,969 | 7,8139 | 8,7306 | 9,6322 | 10,4411 |
| SNR | 14 | 15 | 16 | 17 | 18 | 19 | 20 | 21 | 22 | 23 | 24 | 25 | 26 | 27 |
| u1 | 1,0006 | 1,0003 | 0,9986 | 0,9994 | 0,9989 | 1,0005 | 0,9993 | 1,0023 | 1,0042 | 1,0772 | 1,5857 | 2,0789 | 2,3946 | 2,5983 |
| u2 | 0,9966 | 1,0149 | 1,0776 | 1,2742 | 1,6871 | 2,0897 | 2,3726 | 2,5667 | 2,6852 | 2,8011 | 3,3587 | 3,9147 | 4,2782 | 4,5193 |
| u3 | 0,9957 | 1,0158 | 1,0779 | 1,2749 | 1,6874 | 2,0888 | 2,3722 | 2,5683 | 2,7063 | 2,9634 | 4,0473 | 5,0664 | 5,7293 | 6,1649 |
| u4 | 2,5818 | 2,6848 | 2,7905 | 3,0323 | 3,5222 | 3,9945 | 4,3233 | 4,5468 | 4,6563 | 4,8127 | 5,9637 | 7,0579 | 7,7572 | 8,2107 |
| u5 | 2,5854 | 2,6903 | 2,7982 | 3,0371 | 3,522 | 3,9931 | 4,325 | 4,5636 | 4,7536 | 5,1864 | 6,8591 | 8,3596 | 9,3297 | 9,9594 |
| u6 | 2,6894 | 2,882 | 3,1454 | 3,6813 | 4,5789 | 5,3843 | 5,9387 | 6,2876 | 6,4513 | 6,7838 | 8,6281 | 10,2901 | 11,3497 | 12,0321 |
| u7 | 2,6871 | 2,8747 | 3,1351 | 3,6718 | 4,5753 | 5,3894 | 5,9728 | 6,4073 | 6,786 | 7,5029 | 9,816 | 11,834 | 13,1252 | 13,9574 |
| u8 | 4,6338 | 4,7815 | 5,0115 | 5,5854 | 6,6178 | 7,5206 | 8,0948 | 8,4282 | 8,6367 | 9,238 | 11,7978 | 14,0092 | 15,3897 | 16,2598 |
| u9 | 4,6222 | 4,7619 | 4,9912 | 5,5804 | 6,6403 | 7,6013 | 8,3014 | 8,8692 | 9,4056 | 10,32 | 13,3009 | 15,8419 | 17,4299 | 18,4269 |
| u10 | 5,2658 | 5,5779 | 6,0174 | 6,8559 | 8,1969 | 9,3371 | 10,0842 | 10,6112 | 11,0768 | 12,0115 | 15,3408 | 18,1472 | 19,8671 | 20,9273 |
| u11 | 5,2889 | 5,6434 | 6,134 | 7,0475 | 8,5126 | 9,8429 | 10,8635 | 11,6946 | 12,4 | 13,5356 | 17,2901 | 20,4243 | 22,3301 | 23,4863 |
| u12 | 7,0625 | 7,3854 | 7,8549 | 8,8436 | 10,4887 | 11,9255 | 12,9446 | 13,7334 | 14,4128 | 15,6099 | 19,7947 | 23,2381 | 25,2825 | 26,4823 |
| u13 | 7,4575 | 7,8797 | 8,4919 | 9,7042 | 11,6571 | 13,3962 | 14,6601 | 15,6274 | 16,4161 | 17,7524 | 22,4306 | 26,2322 | 28,4484 | 29,7085 |
| u14 | 9,1068 | 9,635 | 10,344 | 11,727 | 13,9522 | 15,8981 | 17,2695 | 18,2933 | 19,0986 | 20,5256 | 25,7783 | 29,973 | 32,3413 | 33,6247 |
| u15 | 11,14 | 11,7874 | 12,6414 | 14,2894 | 16,9161 | 19,1591 | 20,6892 | 21,7769 | 22,5894 | 24,1254 | 30,084 | 34,7629 | 37,3028 | 38,5854 |
| SNR | 28 | 29 | 30 | 31 | 32 | 33 | 34 | 35 | 36 | 37 | 38 | 39 | 40 | |
| u1 | 2,7301 | 2,8111 | 2,8638 | 2,8985 | 2,9204 | 2,9359 | 2,9464 | 2,9538 | 2,959 | 2,9627 | 2,9646 | 2,9686 | 2,9708 | |
| u2 | 4,6776 | 4,7777 | 4,8422 | 4,8846 | 4,9112 | 4,9307 | 4,9428 | 4,952 | 4,9581 | 4,9636 | 4,9649 | 4,9695 | 4,9721 | |
| u3 | 6,4472 | 6,6249 | 6,7392 | 6,8128 | 6,8596 | 6,8928 | 6,913 | 6,9288 | 6,9398 | 6,9487 | 6,951 | 6,9583 | 6,9643 | |
| u4 | 8,5011 | 8,6817 | 8,7961 | 8,8683 | 8,9124 | 8,9438 | 8,9619 | 8,9752 | 8,9849 | 8,9938 | 8,9932 | 9,0001 | 9,0054 | |
| u5 | 10,3587 | 10,6081 | 10,7659 | 10,8639 | 10,9225 | 10,9642 | 10,9877 | 11,0041 | 11,0164 | 11,0274 | 11,0264 | 11,0342 | 11,0416 | |
| u6 | 12,4587 | 12,7205 | 12,8844 | 12,9827 | 13,0371 | 13,0761 | 13,095 | 13,1067 | 13,1177 | 13,1268 | 13,1229 | 13,1289 | 13,1362 | |
| u7 | 14,4744 | 14,7859 | 14,98 | 15,0938 | 15,153 | 15,1954 | 15,2147 | 15,2242 | 15,2319 | 15,2421 | 15,2363 | 15,2411 | 15,2498 | |
| u8 | 16,7868 | 17,0907 | 17,2736 | 17,3718 | 17,4153 | 17,4442 | 17,4504 | 17,4501 | 17,4511 | 17,4547 | 17,4418 | 17,4433 | 17,4518 | |
| u9 | 19,0243 | 19,3589 | 19,5552 | 19,6555 | 19,6923 | 19,7141 | 19,7134 | 19,7042 | 19,6989 | 19,698 | 19,6791 | 19,6776 | 19,6851 | |
| u10 | 21,5442 | 21,8683 | 22,0472 | 22,1242 | 22,1375 | 22,138 | 22,1179 | 22,0915 | 22,0748 | 22,0635 | 22,0342 | 22,0291 | 22,033 | |
| u11 | 24,1421 | 24,467 | 24,6335 | 24,688 | 24,6782 | 24,6569 | 24,6156 | 24,5739 | 24,5418 | 24,5191 | 24,4785 | 24,4679 | 24,468 | |
| u12 | 27,1288 | 27,4152 | 27,5337 | 27,5378 | 27,4826 | 27,4215 | 27,3471 | 27,2736 | 27,2191 | 27,1778 | 27,119 | 27,0996 | 27,0922 | |
| u13 | 30,3512 | 30,5985 | 30,6651 | 30,6154 | 30,503 | 30,398 | 30,2838 | 30,1761 | 30,0938 | 30,0323 | 29,9512 | 29,9185 | 29,8979 | |
| u14 | 34,2179 | 34,3818 | 34,3579 | 34,2186 | 34,0203 | 33,8444 | 33,6739 | 33,5132 | 33,3876 | 33,2927 | 33,1818 | 33,1313 | 33,0899 | |
| u15 | 39,0866 | 39,1219 | 38,9603 | 38,6961 | 38,3675 | 38,0938 | 37,8319 | 37,5978 | 37,4117 | 37,2731 | 37,1096 | 37,0386 | 36,9652 |
e1)用于非衰落信道的4096-QAM或64-PAM(1.选项)
e2)用于衰落信道的4096-QAM或64-PAM(1.选项)
e3)用于非衰落信道的4096-QAM/64-PAM(2.选项)
e4)用于衰落信道的4096-QAM/64-PAM(2.选项)
因此，利用这些NUC表格的编码和调制设备包括：
-编码器，将输入数据编码成单元字；以及
-调制器，将该单元字调制成非均匀星座的星座值，其中，调制器被配置为根据星座的星座点的总数M、以dB为单位的信噪比SNR以及信道特征，使用来自一组星座的非均匀星座，包括由星座位置矢量u1...v限定，其中，v＝sqrt(M)/2-1，如在NUC表格中所述。
图5示出了在均匀的与所提出的非均匀的星座(为15...18dB优化)之间的1024-QAM和编码速率1/2(LDPC模块尺寸：64k位)的BER性能比较。在这个实例中，1.5dB成形增益可以由NUC实现。以下表格概述了在具有在系统模拟中通过NUC实现的64k LDPC的AWGN信道之上的1kNUC的增益：
图6示出了1024-QAM的NUC增益的示图。
Shannon显示了在AWGN信道内的最大容量的信号字母表的分布必须也是高斯(在图6的左边，高SNR场景，27dB)。查看8dB SNR(即，在图6的右图中，低SNR场景)，最佳星座显示具有密集数据包星座的区域。从第一印象中，似乎“牺牲”一些LSB，以增强MSB性能。实际上，密集封装的形状允许在具有更低位顺序(尤其是MSB-1和MSB-2)的位之间更好地区分，提高其容量，LSB无论如何都几乎不通过低SNR承载任何信息。
应注意的是，所有提出的NUC依然可以通过规则的1D去映射器去映射。代替这些1D-NUC，对称的二维非均匀星座(2D-NUC表示象限对称星座并且有时也称为象限对称)可以提供一些额外的BICM容量增益。从星座的单个象限中获得2D NUC，即，由于对称，所以从剩余的象限中，可以容易计算。图7示例性示出了为7dB SNR(左)优化的16-2D-NUC以及为10dBSNR(中间)和15dB SNR(右)优化的64-2D-NUC，所有都在AWGN信道内优化。
2D-NUC在整个SNR范围上胜过上部1D-NUC，但是尤其提高了在低SNR区域内的性能以及相关的更小星座顺序。对于更大的星座顺序(例如，256-NUC)，2D-NUC的额外增益减小。然而，由于2D-NUC的所有位必须去映射，考虑同相和正交相位分量，所以通过执行二维QAM去映射，2D-NUC以去映射器内的额外复杂性为代价获得额外整形增益。因此，提出了2D-NUC，主要用于更低的星座顺序。
因此，利用这些QNUC(2D-NUC)表格的编码和调制设备包括：
-编码器，将输入数据编码成单元字，以及
-调制器，将单元字调制成非均匀星座的星座值，其中，调制器被配置为根据星座的星座点的总数M和以dB为单位的信噪比SNR，使用来自一组星座的非均匀星座，包括一个或多个以下星座，其中，星座的不同象限的星座点由星座位置矢量W0...b-1限定，其中，b＝M/4，其中，
第一象限的星座点X0...b-1限定为X0...b-1＝W0...b-1；
第二象限的星座点Xb...2b-1限定为Xb...2b-1＝conj(W0...b-1)；
第三象限的星座点X3b...4b-1限定为X3b...4b-1＝-W0...b-1；
第四象限的星座点X2b...3b-1限定为X2b...3b-1＝-conj(W0...b-1)；
其中，conj是复共轭，并且
其中，在QNUC表格中限定这组星座的不同星座的星座位置矢量。
在下文中，提供使用上述方法获得QQAM星座来获得的NUC位置矢量的定义，用于M的一些值。信噪比(SNR)始终用dB表示。
a)16QQAM-AWGN信道
b)32QQAM-AWGN信道
| SNR/w | w0 | w1 | w2 | w3 | w4 | w5 | w6 | w7 |
| 0 | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i |
| 0,5 | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i |
| 1 | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i | 0.7071+0.7071i |
| 1,5 | 0.5852+0.6908i | 0.6906+0.5853i | 0.6919+0.8373i | 0.8369+0.6921i | 0.5856+0.6908i | 0.6911+0.5854i | 0.6923+0.8374i | 0.8376+0.6922i |
| 2 | 0.4053+0.5879i | 0.5879+0.4054i | 0.6114+1.0565i | 1.0566+0.6114i | 0.4053+0.5879i | 0.5879+0.4053i | 0.6114+1.0565i | 1.0566+0.6114i |
| 2,5 | 0.3507+0.5354i | 0.5354+0.3507i | 0.5763+1.1217i | 1.1217+0.5763i | 0.3507+0.5354i | 0.5354+0.3507i | 0.5763+1.1217i | 1.1217+0.5763i |
| 3 | 0.3189+0.5012i | 0.5012+0.3189i | 0.5551+1.1571i | 1.1571+0.5551i | 0.3189+0.5012i | 0.5012+0.3189i | 0.5551+1.1571i | 1.1572+0.5551i |
| 3,5 | 0.2981+0.4781i | 0.4781+0.2981i | 0.5410+1.1789i | 1.1789+0.5410i | 0.2980+0.4781i | 0.4781+0.2981i | 0.5410+1.1789i | 1.1789+0.5410i |
| 4 | 0.2842+0.4633i | 0.4633+0.2842i | 0.5309+1.1927i | 1.1927+0.5309i | 0.2842+0.4633i | 0.4633+0.2842i | 0.5310+1.1928i | 1.1928+0.5310i |
| 4,5 | 0.2752+0.4551i | 0.4551+0.2752i | 0.5232+1.2014i | 1.2014+0.5232i | 0.2752+0.4551i | 0.4551+0.2752i | 0.5232+1.2014i | 1.2014+0.5232i |
| 5 | 0.2696+0.4521i | 0.4521+0.2696i | 0.5170+1.2065i | 1.2065+0.5169i | 0.2696+0.4521i | 0.4521+0.2696i | 0.5169+1.2065i | 1.2065+0.5170i |
| 5,5 | 0.2663+0.4530i | 0.4530+0.2663i | 0.5115+1.2092i | 1.2092+0.5115i | 0.2663+0.4530i | 0.4530+0.2663i | 0.5115+1.2092i | 1.2092+0.5115i |
| 6 | 0.2642+0.4570i | 0.4570+0.2642i | 0.5067+1.2102i | 1.2102+0.5067i | 0.2642+0.4570i | 0.4570+0.2642i | 0.5067+1.2102i | 1.2102+0.5067i |
| 6,5 | 0.2553+0.4543i | 0.4543+0.2553i | 0.4305+1.2537i | 1.2537+0.4305i | 0.2699+0.4632i | 0.4632+0.2699i | 0.5752+1.1632i | 1.1632+0.5752i |
| 7 | 0.2470+0.4515i | 0.4515+0.2470i | 0.3595+1.2746i | 1.2746+0.3595i | 0.2734+0.4630i | 0.4630+0.2734i | 0.6396+1.1327i | 1.1327+0.6395i |
| 7,5 | 0.2410+0.4578i | 0.4577+0.2410i | 0.3211+1.2755i | 1.2755+0.3211i | 0.2728+0.4655i | 0.4655+0.2728i | 0.6715+1.1226i | 1.1226+0.6715i |
| 8 | 0.2351+0.4699i | 0.4699+0.2351i | 0.2957+1.2701i | 1.2701+0.2957i | 0.2695+0.4698i | 0.4698+0.2695i | 0.6913+1.1190i | 1.1190+0.6913i |
| 8,5 | 0.2270+0.3121i | 0.6255+0.2091i | 0.3173+1.3160i | 1.3378+0.3422i | 0.2428+0.4444i | 0.5783+0.3109i | 0.4151+1.0074i | 1.0441+0.8436i |
| 9 | 0.2117+0.2518i | 0.6564+0.1984i | 0.3463+1.3865i | 1.3392+0.3470i | 0.2317+0.4565i | 0.6091+0.3434i | 0.3354+0.9582i | 0.9927+0.8356i |
| 9,5 | 0.2014+0.2235i | 0.6716+0.1924i | 0.3533+1.4075i | 1.3374+0.3431i | 0.2276+0.4678i | 0.6230+0.3674i | 0.3047+0.9383i | 0.9683+0.8393i |
| 10 | 0.1946+0.2025i | 0.6811+0.1872i | 0.3555+1.4163i | 1.3323+0.3370i | 0.2266+0.4818i | 0.6303+0.3928i | 0.2860+0.9269i | 0.9538+0.8460i |
| 10,5 | 0.1917+0.1863i | 0.6885+0.1824i | 0.3554+1.4185i | 1.3247+0.3312i | 0.2273+0.4949i | 0.6340+0.4191i | 0.2729+0.9204i | 0.9446+0.8543i |
| 11 | 0.1929+0.1744i | 0.6963+0.1782i | 0.3541+1.4168i | 1.3162+0.3270i | 0.2283+0.5036i | 0.6364+0.4437i | 0.2627+0.9170i | 0.9382+0.8637i |
| 11,5 | 0.1978+0.1660i | 0.7046+0.1752i | 0.3521+1.4127i | 1.3074+0.3244i | 0.2287+0.5076i | 0.6386+0.4654i | 0.2546+0.9154i | 0.9335+0.8738i |
| 12 | 0.2047+0.1603i | 0.7126+0.1738i | 0.3499+1.4076i | 1.2978+0.3226i | 0.2280+0.5086i | 0.6410+0.4845i | 0.2485+0.9154i | 0.9299+0.8841i |
| 12,5 | 0.2121+0.1569i | 0.7185+0.1739i | 0.3478+1.4027i | 1.2867+0.3209i | 0.2258+0.5089i | 0.6431+0.5018i | 0.2443+0.9172i | 0.9274+0.8949i |
| 13 | 0.2187+0.1559i | 0.7211+0.1755i | 0.3459+1.3987i | 1.2734+0.3186i | 0.2225+0.5103i | 0.6446+0.5183i | 0.2415+0.9207i | 0.9257+0.9059i |
| 13,5 | 0.2234+0.1575i | 0.7198+0.1782i | 0.3442+1.3961i | 1.2579+0.3156i | 0.2189+0.5139i | 0.6455+0.5346i | 0.2398+0.9259i | 0.9246+0.9174i |
| 14 | 0.2261+0.1614i | 0.7147+0.1816i | 0.3425+1.3949i | 1.2405+0.3119i | 0.2157+0.5201i | 0.6463+0.5505i | 0.2389+0.9324i | 0.9230+0.9294i |
| 14,5 | 0.2113+0.1819i | 0.6590+0.1934i | 0.6163+1.2930i | 1.1691+0.2524i | 0.2042+0.5736i | 0.6214+0.5984i | 0.2154+1.0277i | 1.0670+0.7825i |
| 15 | 0.2082+0.1903i | 0.6467+0.1971i | 0.6624+1.2634i | 1.1455+0.2430i | 0.2028+0.5942i | 0.6209+0.6087i | 0.2221+1.0561i | 1.0812+0.7572i |
c)64QQAM-AWGN信道
d)256QQAM-AWGN信道
现在描述信令。首先，描述由L1信令单元15处理的L1信令。提出的系统使用相似的层1(L1)信令机制，与在DVB-T2中一样。然而，由于新结构，所以前导码信号的信令容量大幅扩展，即，混合数据和导频载波以及覆盖的时域序列。与在DVB-T2中一样，暂时未预见P2符号，即，估计新前导码的容量足够高，然而，可选的专用信令PLP可用于在需要信令大量数据时的罕见情况。由带内信令单元11处理的带内信令与在DVB-T2中相似。
接下来，描述紧急警告系统(EWS)。这种EWS通常具有以下要求：
-短期系统端对端延迟：地震：尽可能快(<100ms)；其他自然灾害：<1s；
-稳健性：在低SNR环境中具有非常高的稳健性；
-EWS接收器的低功耗：用于PHY解码的非常低的功率，以便服务可以“始终打开”；
-位置感知：紧急警报可以发给所有接收器，但是必须具有某些定位(localization)；
-多个紧急情况：必须能够处理同时发生的多个紧急情况；
-安全性：必须不能“劫持”(虚假消息)；
-支持各种类型的警报：静态或可变文本消息；静态图像；与视频的链接(实例：管辖地址)；
-没有服务中断，即，连续解码数据PLP；
-可变系统带宽：EWS系统必须能够处理所有可能的传输系统带宽；
-长帧长度：与在DVB-T2中一样支持，长帧长度可能用于HD(例如，4k、8k)服务；然而，基于长帧的系统造成大延迟；
所提出的系统(即，传输器和接收器)包括紧急警报系统17，其具有以下优点：
-非常稳健，即，甚至对于差信道条件也能够可靠地检测和解码；
-对紧急情况(例如，地震)具有非常快速的响应；
-甚至对于处于睡眠模式的接收器，也能够低功率监控信号；
-紧急情况检测。
紧急警报系统的紧急情况检测由紧急指示符实现，该指示符可以是简单的一位标志，该标志由加扰序列保护并且被加入传输信号的前导码符号中。相同的前导码用于所有帧类型，并且包括规则的8k符号，具有扩展的保护间隔(分数长度57/128)。紧急指示符还可以嵌入其他类型的前导码中，例如，DVB-T2的P1符号。然而，这对处于备用模式的接收器具有更低信令容量(对于P1符号，仅仅7位信令容量)以及更高的解码功率要求。
前导码符号使用覆盖的时域导频信号(SigSeq)。这需要良好的ACF(自相关函数)性能以允许精确的帧同步和信道脉冲响应(CIR)估计。因此，由CIR计算在接收器的全带信道传递函数估计。SigSeq包括两个可能的恒定幅度零自相关(CAZAC)序列中的一个，以便允许功率效率EWS检测，下面更详细地解释。由于在时间和频率域中具有优异的自相关性能以及其带限频谱性能，所以选择CAZAC序列。通过传输第一CAZAC序列，信令正常的EWS操作(即，不发生紧急情况)。在紧急事件的情况下，传输第二序列。然后，EWS接收器执行EWS解码，以找出关于EWS事件的细节。关于紧急情况的类型和细节的进一步信息可以包含在L1信令信息内或者包含在EWS信令数据内，如在本文中所提出的并且如下面所解释的。
SigSeq非常稳健，并且还使接收器在低功率状态下能够利用低功耗监控前导码符号，仅仅为了看看是否具有紧急情况。这与其他系统形成对比，其中，紧急情况包含在传输流内，并且接收器必须解码整个信号，以便检测紧急情况。
本技术的实施方式还可以提供一种设置，其中，选择签名序列本质上是表示信息的信令消息，例如，在层1信令数据或有效载荷内具有或者没有警告消息。在图8中显示了根据本技术的用于生成前导码符号的传输器的一个实例，该符号包含信令消息。
传输器包括装置，用于使传输的前导码适合于承载额外信令消息。下面参照图16，解释传输器的各种通用元件总体布局和功能，以便主要解释基本差异，并且与图16的传输器相同的部分具有相同的数字参考。
如在图8a中显示的第一实施方式中所示，签名序列发生器103构成信令序列处理器800的一部分，在一个实施方式中，信令序列处理器800包括EWS标志发生器801，EWS标志发生器801与签名序列发生器103一起生成表示签名序列的EWS标志。
在图8b中显示的替换的、更预先的实施方式中，序列数字控制器804设置有信令序列处理器800。签名序列发生器103的输入802接收序列数字控制器804的输出。序列数目控制器输入806表示传输器想要在网络内承载给接收器的消息。签名序列发生器103被配置为能够生成N+1个可能的序列中的一个。在签名序列发生器103的输入802上规定的数字0≤i≤N促使签名序列发生器103输出基数i在其签名序列组之中的序列。发生器103的一个或其他签名序列的输出将预先确定的消息承载给接收该信号的在网络内的所有接收器。在一个实例中，消息表示早期警告信号(EWS)。在这个实例中，N＝1。例如，在需要给所有接收器承载早期警告信号(EWS)时，签名序列处理器800的输入806承载1。因此，序列数字控制器804在签名序列发生器103的输入802上输出‘1’，其效应在于，促使签名序列发生器103生成签名序列数字1，并且将其输出给增益块105。在没有承载EWS时，签名序列处理器800的输入806承载‘0’。因此，序列数字控制器804在签名序列发生器103的输入802上输出‘0’，其效应在于，促使签名序列发生器103生成签名序列数字0，并且将其输出给增益模块105。在这个实例中，检测签名序列‘1’的网络内的所有接收器确定这表示关于在EWS信令数据内承载的内容的EWS进一步信息。然后，接收器可以采取进一步措施，来解码和解析紧急信息。另一方面，检测签名序列数字0的接收器确定没有即将发生的当前紧急情况，因此，在帧的有效载荷内继续规则地解码和显示视听信息。在另一个实施方式中，在紧急情况下，可以提供连续服务解码。
在另一个实例中，由签名序列发生器103生成的签名序列是表示与签名序列发生器103生成的签名序列一样多的消息一组预定序列中的一个。为了承载这些消息中的每个，输入806的消息数字设置为签名序列发生器103用来从其预定的一组签名序列中选择一个签名序列所需要的签名序列数字。因此，签名序列的选择表示相应的一组预定消息中的不同的一个，从而承载可以是特定的警告消息(例如，海啸警告)或者可以是用于不同目的的消息的信息。每个消息可以提供不同的信息。例如，在N＝4消息系统中，消息1可以是可能紧急情况的早期警告，例如，即将来临的飓风或海啸，而消息2可以是在由不需要特定措施的消息0表示的正常状态之前的解除警报的指示。在一个实施方式中，早期警告信号可以触发接收器显示消息或者音响警告，例如，指示装置的用户评估建筑物。因此，接收器可以检测消息1，并且生成用户的听觉或视觉输出，以提供警告。同样，消息(消息3和消息4)可以提供相似的广播信息，例如，公共安全宣告、无线电交通广播或者泛洪。要理解的是，序列的选择从而表示所选择的一个消息并因此承载信息。
返回图8，假设N＝1的系统，表示具有仅仅一个消息的系统(例如，具有仅仅‘正常操作’和‘迫近灾难’的消息的系统)，在图42中显示的表格显示了实例参数，用于生成所需要的这两个签名序列。为了生成每个序列，序列发生器103在显示的CAZAC序列发生器方程式中使用相应的一组参数{u,Na}。
图43提供了在与信令序列处理器800一起操作时保护插入单元109的操作的概念表示。如图43中所示，用于馈送到缩放单元106的输入的8K模式(例如)的OFDM符号由包括OFDM符号850的有用部分以及保护间隔样本852的样本构成。在序列数字控制器804的控制之下，选择第一签名序列854或第二签名序列856。从用于消息序列以及签名序列854、856的实例中，显示OFDM符号的有用部分的保护间隔的映射。
在图44中提供根据本技术适合于检测和解码由在图8和图43中显示的传输器传输的消息序列提供的消息。图44对应于在图17中显示的接收器，用于频域签名序列去除的实例。然而，要理解的是，可以对接收器进行相应的调整，如图38和39中所示，该接收器在时域中去除签名序列。
如图44中所示，接收器包括消息检测器858。在图9中更详细地显示消息检测器858。如图9中所示，如图37a中所示，由接收器去除频率偏移之后，将所接收的信号馈送给消息检测器858。因此，消息检测器858包括第一和第二分支860、862，两个分支中具有两个匹配滤波器864、866。第一匹配滤波器864对应于在图17和图38中显示的匹配滤波器502，并且具有与在‘正常操作’中用于检测前导码符号的签名序列‘0’的脉冲响应匹配的脉冲响应。第二匹配滤波器866与签名序列‘1’匹配，该签名序列可以传输以提供(例如)早期警告消息。将第一和第二匹配滤波器864、866的输出馈送到比较器868的第一和第二输入，该比较器输出关于这两个签名序列中的哪个与所接收的信号更好地匹配的指示。根据更好匹配的程度是否超过规定的阈值，然后，选择器870开始进一步处理输入的数据，以提取关于在单元872内的紧急情况的更多信息，或者在874中终止。如果前导码符号承载表示‘正常操作’的签名序列‘0’，那么不需要为了紧急提取目的的进一步处理信号。然而，如果检测到EWS序列，那么通常由处理器872进行进一步紧急处理。
根据本公开，要理解的是，由于签名序列被设计为首先检测，检测帧内的前导码OFDM符号，通过比有效载荷数据更低的信噪比，所以上述方法的早期警告信令可以提供早期警告，该早期警告比有效载荷数据更广泛地可检测。而且，由于可以独立于有效载荷数据检测EWS消息，所以接收器可以被配置为通过给仅仅被配置为检测EWS消息的接收器(上述)部分提供少量功率、甚至在备用状态或关机状态下检测EWS消息。
对于可以承载不止一个(N>1)可能的消息的实例，如图45中所示，消息序列匹配滤波器864可以适合于包括一组匹配滤波器864.1、864.2、864.3等。对于在图25中显示的实例，虽然要理解的是，这是功能描述，但是为对应于消息0(‘正常操作’)MESSAGE1、MESSAGE2、MESSAGE3、MESSAGE4到MESSAGE N的可能的N+1个签名序列中的每个提供匹配滤波器864.1、864.2、864.3等，并且可以提供软件设置，其中，匹配滤波器适合于针对每个可能的签名序列具有不同的脉冲响应。消息处理器872通过比较器868和选择器870从相应的匹配滤波器864.1、864.2、864.3中接收输出，然后，从接收信号中提取合适的消息，根据该消息，匹配滤波器产生相对最高的输出。然而，比较该输出和阈值，以确定传输消息，以避免噪声的存在造成的虚假警报。因此，通过识别这组签名序列的可能序列中的一个，可以检测该消息。因此，通过从一组可能的序列中识别消息序列，识别由消息承载的信息。在一个实例中，消息序列表示第二信令数据，这可以表示层1信令数据，因此，可以馈送至前导码检测器和解码器430，用于检测和恢复有效载荷数据。对于N>1的情况，对于每个N，256位基本EWS数据的语法可以不同。
根据一个实例实施方式，信令数据可以用于识别用于在信令OFDM符号中承载层1信令的星座的类型。因此，由消息序列承载的第二信令数据可以表示调制方案，例如，BPSK、QPSK、16QAM或64QAM，其可以由消息序列的不同可能序列表示。因此，调制方案表示在信令OFDM符号上调制数据的方式。因此，由于在接收信号内检测同步序列，以识别信令帧，所以消息处理器872用于检测消息序列，因此，均表示不同的调制方案的(例如)4个可能序列的检测消息序列提供调制方案，通过该调制方案，在信令OFDM符号上调制数据。因此，消息处理器872将输出信号馈送至前导码检测器和解码器430，该解码器被设置为解调信令OFDM符号的子载波的数据，从而恢复可以表示前导码OFDM符号的层1数据的信令数据。
对于消息序列用于提供用户级信息(例如，用于公共安全广播的早期警告消息)的实例，则接收器可以被设置为甚至在关机状态或备用状态下给前导码检测器和解码器430提供功率，以便前导码检测器和解码器430可以被设置为大体上连续监测信令消息。在一些实例中，如果接收器不连接至电源电力供应，那么电池可以用于提供功率。在一些实例中，必要时，在接收器不处于接通状态中时，匹配滤波器502还可以具有功率，以便可以检测消息序列，虽然在其他实例中，前导码检测器和解码器430可以被配置为提供检测消息序列所有需要的功能，并且因此仅仅需要大体上连续通电。
接下来，更详细地描述所提出的紧急警告系统信令。在下文中，解释将EWS信令数据嵌入传输信号内的不同实施方式。在图10中概述不同EWS信令选择的分类。
首先解释在有效载荷等级上的EWS信令的各种实施方式。在第一实施方式中，使用通过代替有效载荷PLP的QAM符号的OFDM子载波或特定位的信令插入。在这个第一方法中，在紧急事件的情况下在传输侧上EWS信令代替在OFDM符号的已知位置上的预先定义的有效载荷子载波。并非代替基于OFDM的传输系统的OFDM子载波，同样，可以代替单载波系统的传输符号。
接收器通常已知(或者例如，通过来自传输器的信令被通知，)受影响的载波的数量并且忽略这些载波(即，通过在LDPC解码成0之前，设置相关的LLR值)，因此，依然能够解码有效载荷PLP，在无误差解码所需要的SNR方面具有小损失。这在图11中示例性显示(显示了传输器900的简化图，例如，没有交叉阶段)，用于使用根据DVB-T2标准的系统的元件的系统，在传输帧(T2帧)的开始具有两个信令阶段(L1前阶段和L1后阶段)，并且一个有效载荷PLP由FEC有效载荷PLP调制器902、QAM映射器904、前导码发生器906、成帧单元908以及OFDM单元910处理。在图12中示例性显示这种帧，尤其显示了EWS信令块，在频率和时间交错之前代替有效载荷PLP的子载波(在这个实例中，在L1信令之后的第一PLP首先由EWS信令块部分地代替)。
为了生成并且将EWS信令数据嵌入帧内，提供EWS信令接收器912、FEC EWS信令调制器914、QAM映射器916以及EWS嵌入器918。通过使用开关920、922，处理链可以修改，以便EWS信令数据嵌入帧内。
EWS信令模块刺穿有效载荷PLP的第一OFDM子载波。作为一个实例，这个实例显示了在频率和时间交错之前调度OFDM子载波，即，在频率和时间交错之后，EWS信令块在整个交错深度之上扩展，用于最大频率和时间分集。
当然，刺穿的子载波还可以在帧的其他位置。检测在前导码中的紧急事件的处于睡眠模式的装置可能不能在前导码之后解码EWS信令，这是因为这需要一些时间来供电为全操作模式。因此，EWS信令块可被调度到在帧中的稍后位置，以允许所有需要的‘苏醒’步骤(供电、同步、信道估计、缓冲等)。
有效载荷的这个刺穿的影响对于大时间交错器尺寸是可忽略的，因为仅仅小部分时间交错器帧受到刺穿的影响。通过优化调度，刺穿损失可以减少，例如：
-在调度时没有二次切片(DVB-T2/NGH的所谓的类型1PLP)的情况下，首先调度具有最大时间交错器帧的PLP，用于由EWS代替；
-具有短子切片的二次切片(DVB-T2/NGH的所谓的类型2PLP)，将刺穿损失散布给多个PLP；
-更高调制阶数和编码速率的EWS信令块减少刺穿损失(这是在EWS覆盖与有效载荷刺穿损失之间的权衡)。然而，最高优先级需要设置为可靠EWS解码，以某个图片质量为代价。
如果EWS信令块仅仅影响小部分有效载荷PLP，那么刺穿损失可以减少。在多个传输帧之上扩展EWS是一个选择，但是大幅增大EWS系统的解码延迟。另一方面，并未扩展EWS，有效载荷PLP的更大时间交错尺寸以及EWS信令块的尺寸的减小还可以减少刺穿有效载荷的效应。图13示出了EWS信令块的不同时间交错器深度以及不同数量的刺穿子载波的有效载荷解码性能的依赖性。尤其地，图13示出了不同TI深度(表示为64k FEC帧的倍数)以及不同EWS信令块长度(单元＝OFDM子载波)的DVB-T2的有效载荷PLP BER性能。
迄今为止，考虑刺穿或者代替整个QAM符号。主要优点在于，在频率交错器之前，在传输器的处理链中，在非常晚的阶段中简单插入。
作为一个替换的解决方案，更复杂的刺穿方案可以用于减少有效载荷PLP的刺穿损失。一个可能性在于，仅仅刺穿/替换QAM符号的LSB，而非刺穿/替换整个QAM符号。由于刺穿最不稳健的位，所以这减少了有效载荷PLP的刺穿损失。缺点在于，这可以增大EWS延迟，这是因为需要更多的QAM符号来承载相同的EWS信令数据量。
此外，由于已经调制的QAM单元必须改变，所以更加难以插入EWS信令数据。EWS信令块的稳健性与有效载荷PLP的调制阶数直接相关，降低了EWS信令块的稳健性的灵活性。最后，由于EWS信令模块可以通过不同的调制阶数在PLP中传输，所以在多个PLP的情况下，对调度以及去调度具有很大影响。为EWS数据选择不同的QAM单元位的效应如下：如果选择LSB，那么与有效载荷相比，EWS性能退化；如果选择MSB，那么恰恰相反。
另一个解决方案在于，EWS插入仅仅施加给系统化FEC的每个FEC帧的最后奇偶校验位，代替有效载荷的随机位和奇偶校验位。对于这个解决方案，期望有效载荷的可忽略的增益。再次，对(去)调度具有很大影响，以找出承载相应奇偶校验位的交错的子载波。再次，由于需要更多的子载波来承载相同量的EWS信令数据，所以该解决方案可意味着EWS延迟增大。
在另一个实施方式中，提出了在高优先级流上的EWS信令数据的分层调制。为了说明这种方法，规定一个实例：假设有效载荷最初使用16-QAM。为了嵌入编码的EWS信令块，这些QAM符号的星座尺寸增大为64-QAM，在2MSB上插入EWS信令数据。仅仅插入所需要的数量的分层调制的符号。作为一个缺点，一个FEC帧不但包括多个正常的QAM符号，而且包括一些分层调制的符号。
调整EWS覆盖或稳健性的另一个措施在于，选择分层调制的位优先级，即，选择MSB或LSB。这伴随着略微增大有效载荷接收器复杂度，这是因为接收器需要在有效载荷解码期间支持调制阶数的变化。然而，在EWS装置复杂度方面没有相关的增大(64-QAM的QPSK去映射，以获得两个MSB)。另一个缺点是如果有效载荷已经使用最大可能的调制阶数那么不能分层调制的事实。而且，有效载荷位交错器没有针对下一个更高的QAM尺寸优化。这通常造成可忽略的损失。然而，在使用分层调制的有效载荷PLP上的损失比较小。
在图14中可以看到上面解释的有效载荷相关选择的性能比较，该图显示了用于不同的EWS插入方法的有效载荷PLP性能。
现在将解释将预留色调用于检测和信令。预留色调被用于基于OFDM的传输系统中，例如，DVB-T2，以降低PAPR(峰均功率比)：通过积极的方式影响时域OFDM信号的算法，调整大约1％的OFDM子载波的复值，即，时域信号的峰值减少。主要地，能够使用EWS信令的预留色调的容量，当然，仅仅如果发生紧急事件。否则，预留色调可以用于PAPR减少。因此，系统每次依然保持功能，虽然在EWS事件期间具有(略微，例如，2dB)更差的PAPR。如果预留色调的容量对于单个OFDM符号不够高，那么EWS信令数据可以在几个OFDM符号之上扩展(相关信令可以嵌入L1数据内)。
另一方面在于，基于预留色调的机制甚至在帧内可能允许紧急事件信令，例如，如果在预留色调载波上调制合适的相关模式。这具有以下优点：对于EWS检测，接收器不需要等待下一个前导码，即，EWS处理延迟可以减少。
在另一个实施方式中，建议EWS信令数据代替不太重要的PLP。这个场景预见到在紧急事件的情况下，EWS信令完全代替一个(或多个)选择的PLP。自然地，在EWS事件的时间，原始PLP消失。然而，操作人员可以选择在很少的紧急事件中替换不太重要的服务。这可以是仅仅承载音频、视频文本、购物频道、具有少量用户的服务或其他相关服务的PLP。因此，不期望大的消极用户体验，这是因为很多用户不使用该服务。要替换的PLP的定义可以嵌入L1信令内。预期任何服务PLP的容量目前超过EWS信令数据的数据速率要求。可以应用更稳健的ModCod以及数据重复，以增大EWS信令稳健性以及调整最终数据速率。
在又一个实施方式中，EWS信令数据是信令数据的一部分。虽然上面解释的实施方面均建议改变部分有效载荷符号或有效载荷PLP，但是以下选择将EWS信令包括到信令部分本身内。从功能方面来看，优选这个，但是另一方面，伴随接收器的额外开销或者解码复杂度。
更进一步，在一个实施方式中，提供额外EWS信令模块。对于这个选择，EWS信息被编码并且调制成专用的独立式EWS信令块。通过与为L1信令进行的方式相似的方式，进行调制和编码，即，使用具有固定长度和编码速率的刺穿的LDPC。这个解决方案的优点在于，更稳健的ModCod可以用于EWS信令(虽然对于短码字更难以实现高稳健性，这是因为随着码字尺寸的减小，稳健性通常减小)。
当然，仅仅在紧急的情况下，具有EWS信令块，即，通常，没有开销开销。在一个实施方式中，在L1动态信令(例如，作为1位标志)中，信令在紧急的情况下存在EWS信令块。在L1-config部分中信令调制EWS信令块，这允许不同的稳健性级别以及相对于有效载荷的独立EWS覆盖规划。
在没有额外复杂度但是具有固定开销开销的相当简单的实施方式中，在L1信令(例如，256位)中分配所需要的EWS信令数据。优点在于，不需要动态处理，这明显容易实现接收器。
代替上述独立的EWS信模块，仅仅在紧急情况下，也可以由所需量的EWS信令数据扩展L1动态信令。再次，在没有紧急情况的规则操作中，没有开销开销。然而，这个动态处理也具有一些缺点，这是因为L1动态块长度变得灵活。对调度具有主要影响，因为额外容量需要短期动态整合；并且由于必须为每个帧信令L1动态长度，所以预先L1变得灵活。
在又一个实施方式中，OFDM载波扩展用于传输EWS信令数据。这个选择基本上建议在有限数量的有效载荷符号上(即，对于每个帧，仅仅在几个有效载荷符号上插入EWS信息。替换地，重复EWS信令，以对于每个帧，在所有有效载荷符号上具有)的有限数量的额外OFDM子载波上(优选地排他地在有效载荷符号上，而非在信令或前导码符号上)插入EWS信令。由于每个有效载荷符号需要的子载波的数量非常有限，所以频谱特征和掩膜实际上不受到影响或者仅仅稍微影响。
在最简单的版本中，在有效载荷符号的规则频谱的边缘上增加载波。图32示出了原理。这个解决方案的主要优点在于，承载有效载荷数据的有效载荷符号的子载波可以通过与以前完全相同的方式解码，即，导频和有效载荷载波分配不改变。进一步，传输器IFFT容易允许嵌入几个额外的子载波。更进一步地，在接收器内需要仅仅少量的变化，即，原始解码链几乎不变化，并且此外，仅仅需要不复杂的EWS解码器。
以下实例显示了可能的配置：
实例1：每个6MHz信道使用32k FFT，即，载波间距大约是209Hz，这造成大约4.8msec的符号持续时间(＝1/(载波间距))。在这个实例中，通过QPSK编码速率1/2调制256位基本EWS信令数据，即，需要256子载波来承载这个基本EWS信令信息。这些256个需要的子载波可以在每个频谱边缘上跨8个符号、16个子载波扩展。因此，所产生的EWS信令周期是38.2msec。带宽的扩展非常小：6.7kHz，即，当前信道带宽具有仅仅大约0.12％。
实例2：如实例1中每6MHz信道的32k Tx FFT尺寸，但是现在，在单个有效载荷符号上增加所有256个EWS基本位。所需要的额外带宽增大为53.5kHz，即，大约1％信道带宽。在这个实例中，信令周期减小为4.8msec。
实例3：每6MHz信道8k Tx FFT尺寸，而非32k FFT尺寸。由于与32k符号相比，8k符号具有仅仅1/4符号持续时间，所以扩展EWS信息的有效载荷符号的数量可以增大，以便实现相似的带宽扩展和相似的延迟。
在频谱边缘的EWS载波的信道估计允许简单的实现，尤其在非常稳健地调制和编码(例如，QPSK CR1/2)EWS信令数据时。因此，信道估计基于规则有效载荷符号的现有导频：通过从规则的有效载荷负荷及其导频中外推，估计在频谱边缘的EWS载波的信道。交替地，通过差分QPSK(DQPSK)，调制EWS信令数据：从边缘导频开始，每个随后的EWS载波可以由前一个载波估计。不需要专用信道估计。
上部分解决方案的缺点在于，缺乏EWS载波的频率分集，即，如果几个EWS载波在衰落信道内落入低SNR区域，那么可能不可解码。
因此，在另一个实施方式中，建议EWS载波在其他子载波上扩展，如在图33中所述。与上面的先前实施方式相比，每OFDM符号的子载波的总体数量保持恒定。可能地，导频结构和位置可能需要适合于确保所有子载波的适当信道估计。然而，如果通过多倍导频间距执行扩展，那么这直截了当。
通过分布的方式在频域内插入EWS载波的一个简单的可能性在于，使用扩展的频率交错器，这在紧急事件期间在新扩展数量的子载波上运行，而在正常操作期间，使用规则的频率交错器。在图34中显示了传输器950的示意图，传输器950包括用于借助于扩展的频率交错器插入EWS信令数据的装置。除了在图11中显示的传输器900的实施方式的元件以外，还包括在“正常”处理链中的时间交错器952和频率交错器954、以及EWS载波插入单元956和扩展的频率交错器958，用于在额外的频率子载波上嵌入EWS信令数据。
在一个实施方式中，“基本EWS信令数据”的内容是：
-紧急编号，高达可以处理16个紧急情况：4位；
-类型，高达256个不同的紧急类型：8位(不仅地震)；
-预先定义的消息(高达64)：6位；
-位置(经度和维度)：32位；
-参考ISDB-T EWS：23位；
-广播位置(始终影响多个区域)：64位
(基本县信息(ISDB-T EWS：56位)；美国情况：每个州的平均县数量是62；具有最多县的州是Texas(254)；具有最少县的州是Delaware(3))；
-灾难(或者信息)的时间：16位(参考：10位，用于ISDB-T EWS)；
与包含详细信息的其他PLP链接：32位(每个紧急情况具有4个链接？)；
-对于每个链接，信息的类型(2位)、PLP ID(4位)：8位；
-校验(奇偶校验编码/CRC等)：32位；
-总共：最大256位(轮流通过每个紧急数量的循环)。
在下面更详细解释的所提出的ATSC3.0帧结构中，在不同的物理层帧内的OFDM符号可以具有不同的子载波间距。因此，可能不容易在(前导码检测)内具有频域帧同步。因此，必须在时域内检测前导码符号(由L1信令单元15生成)。仅仅在解码前导码之后，并且其信令有效载荷解释帧的频域处理可以继续。新前导码满足所有特定要求：
-同步能力；
-偏移校正能力；
-信令的稳健性；
-保护抵抗干扰。
相同的前导码用于所有帧类型。如图14中所示(显示了前导码符号的时域特征)，由具有扩展的保护间隔GI(分数长度57/128)的规则8k符号构成。选择这个GI，以映射到32kFFT尺寸的最长可能保护间隔中，即，57/512。因此，保证所有帧类型的避免。
对于标准带宽(即，6MHz)，在与有效载荷符号的连续导频相同的位置，前导码符号分配6912个子载波，并且包含45个频率偏移估计导频。未预见其他导频。6867个有效载荷载波对L1信令使用BPSK调制。
前导码符号使用覆盖的时域导频信号(SigSeq)。这需要良好的ACF(自相关函数)性能，良好的ACF性能允许精确的帧同步和信道脉冲响应(CIR)估计。因此，由CIR计算在接收器的全带信道传递函数估计。
SigSeq由两个可能的恒定幅度零自相关(CAZAC)序列中的一个构成，以便允许功率效率EWS。由于在时域和频域上具有优异的相关性能及其带限频谱性能，所以选择CAZAC序列。由于保护间隔的固定尺寸，前导码的搜索可以限于Ng个样本(即，保护间隔的样本数量)。
图16示出了前导码的传输侧生成。由于很多相似调制的OFDM子载波，所以在加扰器101中加扰信令位确保前导码符号的PAPR不过多。然后，在FEC和BPSK单元102内，在映射到低阶星座((D)BPSK或(D)QPSK)之前，加扰的信令位通过低编码率(1/4或1/5)使用4KLDPC代码进行FEC编码。然后，在组合器(例如，加法器)104中增加在SigSeq发生器103内生成的SigSeq序列。可以应用不同的幅度比率：在第一缩放单元105内每个样本由项G缩放，并且在第二缩放单元106内相应的输入样本由(1-G)缩放，以便复合前导码符号的功率应保持相同。建议P＝(1-G)/G＝8dB用作最佳可能值。
IFFT单元107跟随在导频插入器108内的导频插入。在这个阶段插入的导频不用于信道估计。然后，由保护间隔插入器109插入保护间隔，这是前导码OFDM符号的循环前缀。在保护间隔插入之后，构成由Ns＝Nu+Ng复合样本构成的持续时间Ts＝Tu+Tg的正常OFDM时域符号，其中，Tu是有用的符号周期，具有Nu个样本，并且Tg是保护间隔持续时间，具有Ng个样本。
在图36中更详细地显示了在图16中显示的签名序列发生器103的一个实例。图36被设置为生成复数(complex)签名序列，该序列由在图16中显示的组合器104加入信令OFDM符号的复数样本中。
在图36中，在每种情况下使用两个线性反馈移位寄存器，以生成一对伪随机比特序列，用于同相300.1和300.2以及正交302.1和302.2分量。在每种情况下，使用异或电路310、312组合伪随机比特序列，以产生Gold序列，分别用于签名序列的同相(300.1和300.2)和正交(302.1和302.2)部分。然后，二进制到双级映射器单元314、316分别形成样本，用于签名序列的同相318和正交(虚构)320部件。有效地，在图36中显示的设置生成通过异或两个m序列所形成的Gold码。m序列由线性反馈移位寄存器300、302。下面的表格显示了根据图36中显示的实例的用于线性反馈移位寄存器的生成器多项式。
| 序列名称 | 生成器多项式 |
| R_seq1 | X<sup>13</sup>+x<sup>11</sup>+x+1 |
| R_seq2 | X<sup>13</sup>+x9+x<sup>5</sup>+1 |
| I_seq1 | X<sup>13</sup>+x<sup>10</sup>+x<sup>5</sup>+1 |
| I_seq2 | X<sup>13</sup>+x<sup>11</sup>+x<sup>10</sup>+1 |
如图16中所示，缩放器105使签名序列乘以因子G，并且缩放器106使信令OFDM符号乘以因子G-1。同样，如果时域信令OFDM符号信号上c(n)，而签名序列信号是f(n)，那么复合传输的前导码符号s(n)由s(n)＝(1-G)c(n)+Gf(n)给定，其中，G是应用于签名序列中的缩放比例。签名信号有效地增加信令OFDM符号的失真，从而增大在接收器上的信令OFDM符号的误码率。而且，通过标准化功率1，复合符号实际上在签名信号与信令OFDM符号信号之间分布功率。通过高值G，签名信号具有更多功率，因此，应通过更低的信噪比，在接收器上实现帧同步(检测前导码)。然而，减小信令OFDM符号的功率(为了提高签名信号的功率)也意味着信令信息本身的无误差解码在接收器上变得更加困难，这是因为信令OFDM符号的信噪比降低。因此，G的最佳值必须在这些冲突的目标之间折中。可以进一步限定P＝(1-G)/G，其与在信令OFDM符号与签名信号之间的功率比成比例。通过用这个功率比P进行试验，可以设置G的合适值。
在第一次检测时，在具有由调谐器52引入的任何调谐频率偏移时，需要解码信令或前导码OFDM符号。这意味着应通过减少任何频率偏移的效应的方式，在前导码OFDM符号上调制信令数据，或者将资源插入前导码符号内，以允许估计频率偏移，然后，在前导码解码之前被去除。在一个实例中，对于每个帧，传输帧可以仅仅包括每帧1个前导码OFDM符号，因此，难以实现第一选择。对于第二选择，额外资源可以具有频域导频子载波的形式，这些子载波插入OFDM内，以便这些子载波可以用于估计频率偏移和公共相位误差。然后，在均衡和解码符号之前，去除频率偏移。以与导频插入承载OFDM符号的数据有效载荷内相似的方式，本技术的实施方式可以被设置为在信令(前导码)OFDM符号内提供导频子载波，在多路径传播可以在整个前导码OFDM符号之上产生导频的正则空时，这可以允许估计比前导码子载波更大的频率偏移。因此，可以在8K符号之上提供180个导频子载波，具有先验限定的位置。通过检测前导码OFDM符号本身，估计子FFT二进制频率偏移。因此，本技术的实施方式可以提供前导码OFDM符号，其中，承载导频符号的子载波的数量小于估计通过其传输前导码OFDM符号的信道脉冲响应所需要的数量，但是足以估计传输的OFDM符号的粗频偏移。
如上所述，通过组合承载信令数据的OFDM符号和签名序列形成前导码。为了解码该信令数据，接收器必须首先检测和捕捉前导码OFDM符号。在一个实例中，可以使用匹配滤波器检测签名序列，该滤波器具有与已知的签名序列的复数样本的共轭匹配的脉冲响应。然而，在接收信号内的任何频率偏移具有调制匹配滤波器的输出和使用匹配滤波器防止精确检测签名序列的效应。在图37a中显示用于在具有频率偏移时检测前导码并且恢复由前导码提供的信令信息的一个实例接收器。在图37a中，从天线接收的信号使用传统的设置转换成基带信号，并且从输入420分别馈送给复数乘法器422和频率同步器424。频率同步器424用于检测接收信号r(x)内的频率偏移，并且将涉及子载波的数量的偏移的测度馈送给振荡器426。振荡器426生成馈送给乘法器422的第二输入的复数频率信号，乘法器422用于将偏移的逆转引入接收信号r(x)内。因此，乘法器422使接收信号r(x)乘以振荡器426的输出，从而补偿或者反转在接收信号内的频率偏移，以便前导码检测和解码单元430可以检测前导码OFDM符号并且恢复由在输出信道432上输出的前导码承载的信令数据。
图37b提供了构成在图37a中显示的接收器的部分的频率同步器424的一个实例实现方式。在图37b中，将接收信号从输入420馈送给前导码保护间隔相关器432，该相关器在第一输出434上生成信号，提供OFDM符号样本Nu的有用部分开始的指示。第二输出436将OFDM符号的样本馈送给傅立叶变换处理器438，但是由在有用部分Nu内的样本的数量延迟。前导码保护间隔相关器432的第一输出434检测保护间隔的位置，并且用于通过信道442将触发信号从阈值检测器440提供给FFT 438，该信道触发FFT 438将OFDM符号Nu的有用部分的时域样本转换到频域。将傅立叶变换处理器438的输出馈送给连续导频(CP)匹配滤波器单元444，该单元使接收的OFDM符号内的导频信号与用于在频域内设置CP匹配滤波器的脉冲响应的在接收器上的副本相关。因此，匹配滤波器单元444使再生导频与接收的OFDM符号相关，并且将相关性的结果馈送给检测阈值单元446的输入。按照信道448上的FFT二进制的数量，检测阈值单元446检测接收信号内的偏移，该信道有效地提供馈送给振荡器426的频率偏移，用于校正在接收信号内的偏移。
图37c提供了前导码保护间隔相关器432的实现方式的一个实例，并且对应于用于检测保护间隔的传统设置。在延迟Nu样本之后，通过使接收到的OFDM符号的样本与其本身互相关，在连续的Ng样本间隔之上累积互相关输出，执行检测。因此，将接收信号从输入420馈送给乘法器450和延迟单元452，该延迟单元将输出馈送给复共轭器454，用于通过乘法器450乘以接收到的信号。延迟单元456在保护间隔内将样本延迟样本Ng的数量，并且单个延迟单元458延迟加法器460的输出。加法器460从乘法器450中接收接收到的信号乘以对应于有用样本Nu的延迟样本的共轭的结果，然后，将该结果馈送给加法器460。延迟模块456和458与加法器460一起实现阶数Ng的滑动平均滤波器，其效应在于，在Ng样本之上累积互相关器的连续输出。因此，在点434上，提供了通过检测保护间隔周期来检测OFDM符号的有用部分的指示。输出436提供馈送给FFT的延迟的接收信号样本，以便在保护间隔由第一输出434检测之后，触发傅立叶变换。
图37d提供了频率同步器424的实现方式的另一个实例，并且对应于使用签名序列匹配滤波器462的前导码符号的第一检测。然而，首先，差分编码器模块461用于改变接收到的信号，以便将匹配的滤波器输出的调制减少接收到的信号内存在的任何频率偏移。差分编码器461应用于接收到的信号和由频域签名序列发生器504的输出的傅里叶逆变换器506生成的时域签名序列中。稍后在图40a中描述的签名序列匹配滤波器462是有限脉冲响应滤波器，其抽头被设置为时域签名序列的系数。
因此，在37d中显示的电路形成频率同步器424的一个实例，其中，签名序列发生器504再生签名序列，傅里叶逆变换器506将签名序列变换到时域，并且差分编码器461比较接收信号的差动连续样本，以减少在无线电信号内的频率偏移的调制效应，并且相应地比较签名序列的时域版本的差动连续样本。如上已经解释的，匹配滤波器462具有对应于差分编码的签名序列的脉冲响应，从差分编码器461中接收所接收到的信号，并且对差分编码的接收信号，以在输出上生成粗频偏移的估计值。
对应于在图37b中的输出信道434，在图37d中的输出信道463产生馈送给阈值模块440的信号，以生成FFT 438的触发；同时在图37b中的输出信道436对应于在图37d中的输出信道464。这个信道将前导码OFDM符号样本承载给FFT模块438，该模块在适当的时候由阈值块440通过信道442触发。图37e提供了差分编码块461的一个实例。接收到的样本r(n)进入单元延迟元件465以及共轭块466。延迟元件465将每个样本延迟一个样本周期，而共轭元件466将每个输入样本变成在其输出上的共轭，其效应在于，将输入[ri(n)+jrq(n)]转换成输出[ri(n)-jrq(n)]。然后，由加法器467从延迟元件465的输出中减去这个共轭样本。对于输入信号[ri(n)+jrq(n)]和输出[yi(n)+jyq(n)]，n＝0,1,2...，差分编码器461用于实现方程式：
[yi(n)+jyq(n)]＝[ri(n-1)-ri(n)]+j[rq(n-1)+rq(n)]
因此，在前导码检测和解码单元430执行前导码检测和解码之前，由在图37a和37b和37c或37d和37e中显示的设置估计和校正接收到的信号内的频移偏移。
如上所述，对于在图37a中显示的接收器的实例，前导码检测器和解码器430被配置为检测前导码符号，并且由前导码符号恢复信令数据。为此，前导码检测器和解码器430通过检测签名序列来检测前导码，然后，在由前导码恢复信令数据之前，去除签名序列。在图17、图38以及图39中显示了前导码检测器和解码器430的实例实施方式。
本技术的实施方式提供接收器，其检测签名序列并且在频域或时域内去除签名序列。图17提供在频域中去除签名序列的第一实例。参照在图17中显示的实例接收器，所接收的基带信号从接收信道428馈送给匹配滤波器502和解调器550。与在传输器上的签名序列发生器103相同的签名序列发生器504再生签名序列的副本之后，匹配滤波器502在时域内接收签名序列。匹配滤波器502被配置为具有与时域签名序列匹配的脉冲响应。同样，使时域签名序列与从接收信道428馈送的接收信号相关联，并且在相关性处理的输出超过预定的阈值时，相关性输出结果可以用于检测前导码OFDM符号的存在。而且，由于在前导码OFDM符号内存在签名序列，所以信道脉冲响应估计器508也可以从匹配滤波器的相关性输出中估计接收信号穿过其中的信道的脉冲响应。因此，接收器可以包括用于使用签名序列估计信道脉冲响应而不依赖于传统的分散导频的配置。
已经检测了签名序列的存在并且估计了信道脉冲响应，所以可以在解调器550内从接收到的信号中去除信道脉冲响应的影响。因此，快速傅立叶变换器518将信道脉冲响应估计值变换成频域信道传递函数，并且将信道传递函数馈送给解调器550内的均衡器516。
在图17中显示的接收器中，解调器550被设置为恢复通过纠错码编码的基带形式的信令数据。因此，解调器550由信令(前导码)OFDM符号恢复信令数据，然后，在由解扰单元522解扰之前，使用前向纠错解码器520解码该符号，该解扰单元对应于在图16中显示的加扰单元101，但是执行加扰的逆过程。
解调器550包括：保护间隔去除器512，其从信令OFDM符号中去除保护间隔；FFT单元514，其将时域样本转换到频域。均衡器516去除信道脉冲响应的影响，信道脉冲响应由如上面已经解释的FFT单元518转换成频域，以形成信道传递函数。在频域中，均衡器516将承载OFDM子载波的每个信令数据除以其相应的信道传递系数，以尽可能从调制符号中去除传输信道的影响。
签名序列去除器由加法器单元519构成，其接收在如上所述由缩放单元521缩放比例因子G之后由签名序列发生器504生成的频域内的签名序列。因此，签名序列去除器519在第一输入上接收均衡的前导码OFDM符号，在第二输入上接收频域内的缩放签名序列，并且从一个中减去另一个，以在输出上形成由承载前导码OFDM符号的子载波的数据承载的调制符号的估计值。
然后，表示纠错编码的前导码信令数据的调制符号由解调器和FEC解码器520解调并且纠错解码，以在输出上形成L1信令数据的加扰位，然后，所述加扰位由解扰单元522解扰，以形成L1信令数据位，作为输出524。
在图38和39中显示了在时域中操作以去除签名序列的前导码检测器和解码器430的进一步实例。图38提供前导码检测器和解码器430的一个实例，该实例对应于在图17中显示的实例，因此，仅仅解释与在图38中显示的实例操作的不同之处。在图38中，与在图17中的实例一样，基带接收信号馈送给签名序列匹配滤波器502以及解调器550。与在图17中显示的实例一样，签名序列匹配滤波器使接收信号与和时域签名序列匹配的脉冲响应互相关。通过使用签名序列发生器504在频域内再生签名序列，并且使用傅里叶逆变换处理器506将签名序列变换到时域，以时域形式接收签名序列。与在图17中显示的实例一样，信道脉冲响应估计器508从签名序列匹配滤波器502的输出中检测信道脉冲响应，并且使用FFT单元518，将其形成为频域信道传递函数，以将频域信道估计值馈送给解调器550内的均衡器516。
迄今为止，在图38中显示的实例的操作对应于在图17中显示的实例的操作。如在图38中所示，解调器550包括在保护去除器512之前的签名序列去除器559。从傅里叶逆变换单元560馈送的时域签名序列由缩放单元521缩放预定的因子G。然后，将缩放的时域签名序列馈送给签名序列去除器559，该去除器从接收到的基带信号中去除时域中的签名序列。然后，保护去除器512、FFT单元514以及均衡器516通过与在图17中的元件对应的方式操作。
在图39中更详细地显示在图38中显示的签名序列去除器559。在图39中，签名序列去除器559包括保护间隔插入器561、组合器单元560以及FIR滤波器562。在组合器单元560的一个输入，在输入信道428上接收时域基带接收信号。第二输入564接收缩放时域版本的签名序列，将该签名序列馈送给保护间隔插入器561，该保护间隔插入器同与在传输器上的保护间隔插入器561 42几乎相同的方式预先考虑签名序列的循环前缀。保护间隔插入器的输出馈送FIR滤波器562，该FIR滤波器在第二输入566上接收信道脉冲响应提取块508、502生成的信道脉冲响应的估计值。因此，FIR滤波器562通过在时域内的签名序列卷积脉冲响应估计值，然后，组合器560从接收的基带信号中减去该估计值，以从接收信号中去除签名序列的影响。图40b显示了这个签名序列去除的更详细的实例实现方式以及配置FIR滤波器562的方式。
要理解的是，解调器和FEC解码器520以及加扰器522的操作执行与参照图17解释的功能相同的功能。
因此，在接收器侧上，在第一步骤中进行帧同步(前导码符号检测)。匹配滤波器被配置为用于时域版本的CAZAC签名序列(T-SigSeq)检测，并且允许从匹配滤波器输出中获得CIR。为了从前导码中去除SigSeq，具有两种可能的方式：
-时域去除：使用CIR综合通过信道的T-SigSeq的影响，用于在时域中去除；
-频域去除：在频域内均衡之后去除F-SigSeq。
如上所述，匹配滤波器502生成表示接收到的信号与签名序列的相关性的输出信号。在图40a中显示了示出签名序列匹配滤波器502的实例的框图。显示了连接至缩放单元602的Ns延迟元件600的序列，该缩放单元对储存在延迟储存单元600内的数据的每个样本缩放签名序列P(n)的但是共轭的相应分量。然后，将每个缩放单元602的输出馈送给加法单元604，加法单元在输出606上形成输出信号，表示接收信号样本r(n)与签名序列的相关性。匹配滤波器实现方程式：
其中，i＝-Ns+1,-Ns+2...,0,1,2,..Ns-1
在滤波器抽头P(i)具有形式(±1±j1)时，可以通过每个同相和正交元件的加法和减法电路简单地进行在每个抽头上的乘法器。在签名序列是CAZAC序列时，P(i)的正交分量不是双极。缩放单元602可以使用每个正交分量的符号代替，以便具有形式(±1±j1)。
为了均衡频域内的前导码，从SigSeq匹配滤波器检索的CIR通过FFT处理转换成信道传递响应(CTF)。如上所述，图17示出了接收器处理的实例实现方式，尤其是生成前导码符号(频域方法)。L1块包含所有层1信令，以解码有效载荷数据。这些L1块每5.71MHz循环重复。因此，如果CM的调谐器位置与L1块结构不匹配，那么CM依然能够通过挑选两块数据来获得数据。图18示出了原理，即，从任意调谐位置中检索CM侧上的L1块。
结果，只要调谐器带宽是5.71MHz或更大，在L1块内部的整个信令就在任何调谐位置中可用。前导码符号在频率方向另外加扰，以避免循环重复的L1块的任何不利影响。L1块的加扰造成在整个HFC频率范围上唯一的前导码足迹，这称为‘绝对OFDM’并且允许任何ATSC3.0信号的频率特定识别。虽然前导码信号实际上为所有频率限定，但是通常仅仅传输前导码以及L1块，其中，也传输实际的ATSC3.0信号。
叠加的SigSeq序列与L1块对准，即，在子载波上调制的CAZAC序列以每5.71MHz重复。这个特征允许支持超过最小带宽5.71MHz的任何带宽(也见图17)。
已经形成了信道脉冲响应的估计值，所以通过使接收信号r(i)穿过签名序列去除器559，可以生成与由在接收信号内的签名序列投入的元件对应的接收信号的分量，该去除器配置有滤波器抽头hn，以反应信道脉冲响应的延迟和幅度剖面。这可以伴有前导码符号的长度Ns＝Nu+Ng的合适的缩放、移位以及加法。在图40b中显示了滤波器的一个实例。
如图40b所示，签名序列去除器559包括有限脉冲响应(FIR)滤波器562，其由延迟线构成，该延迟线包括Ns-1个延迟元件652.1、652.2到652.Ns-1。这些延迟元件的输出连接至相应的增益项651.1、651.2到651.Ns-1，每个增益阶段将其输出馈送给加法器653。滤波器的输入654连接至延迟元件652.1的输入和增益项651.0的输入。FIR滤波器650的输出656连接至加法器560的输入，加法器560的另一个输入657接收所述接收前导码信号样本r(i)。在操作期间，FIR滤波器的增益阶段设置为由信道脉冲响应估计器506获得的信道脉冲响应的样本的负值。FIR 650在输出656上生成信号，表示信道脉冲响应估计值的签名序列的卷积，这有效地提供信道对在信令OFDM符号上施加的签名序列的影响的估计。然后，加法器560从输入657的接收信号中减去FIR 656的输出信号，以从接收信号中去除签名序列的影响，以形成输出660。因此，由签名序列去除器510从接收信号中减去(通过由信道脉冲响应描述的通道的签名序列的)结果，延迟与发生(匹配滤波器的输出的)第一重要脉冲的点匹配。这个过程可以重复，这是因为匹配滤波器502可以重新运行，具有减法结果，由信道脉冲响应估计器508重新估计信道脉冲响应，并且由签名序列去除器559再次提取其对签名序列的影响。结果，可以估计并且从接收信号中减去签名序列对接收信号的影响的更精确的估计。然后，所有重复的信道脉冲响应可以叠加并且标准化，以提供信道脉冲响应的改进估计，从该估计中，获得信道传递函数(CTF)用于前导码符号均衡。
图41提供了用于检测在接收的信令OFDM符号中的粗频偏移的前导码导频匹配滤波器444的更详细的示意性框图，该符号可以构成图37a的频率同步器424的一部分。如上所述，引入信令OFDM符号内的导频的数量小于估计信道所需要的数量。因此，导频符号的数量被设置为估计粗频偏移。在图41中显示的框图提供粗频去除器513的一个实例表示，并且由三个版本的接收到的前导码信号701显示。
如图41中所示，延迟元件700的序列用于在信号的离散样本中馈送，然后，离散样本通过乘法器702与已知的导频信号值P(n)相乘然后通过求和单元704求和以形成相关性输出706。脉冲检测器或峰值检测器708与在图37b中显示为446的检测器相同，然后，在接收信号的相对偏移之间具有重合时，该检测器在信道710上生成输出信号，显示了峰值，在接收器上伴有导频信号。每个接收信号701的阴影圆圈显示了表示前导码导频的子载波单元，而非阴影单元显示了非导频子载波单元。所有子载波单元从右到左移入横向滤波器内。参数MaxOff是表示频率偏移的最大值的设计参数，以设计师可以预期的子载波间距Ω为单位。脉冲检测器的输出仅仅在移位(0.5(Na+Nu)-MaxOff)与(0.5(Na+Nu)+MaxOff)之间有效，其中，Na是用于前导码OFDM符号内的子载波(在总共Nu之中)的数量。如果移位具有从-MaxOff到+MaxOff的数字，那么脉冲检测器输出对于对应于观察的频率偏移的移位较高。
一旦检测到Ω，就通过将子载波移位-Ω，去除这个粗频，即，在与频率偏移相反的方向。这也可以在FFT之前去除，与从前导码检测匹配滤波器或保护间隔相关性432中估计的精频率偏移一样，通过由在图37a中的振荡器426生成的适当定相的正弦曲线调制。这两个频率偏移可以用于开始在帧内的剩余OFDM符号的载波校正回路。
在从接收样本中去除签名序列并且调整粗频偏移之后，OFDM均衡可以从接收序列的FFT开始。FFT窗口从对应于在信道脉冲响应估计中的第一脉冲的相对延迟的在FFT单元514内的触发位置开始。如果信道脉冲响应估计持续时间比前导码GID更长，那么触发位置改变，以确保在Ng(Ng是在前导码符号的保护间隔内的时域样本的数量)长窗口的开头开始，信道脉冲估计的能量的最大值落在该窗口之下。Nu点FFT在频域内产生前导码OFDM符号，具有叠加信道的效应。在均衡和解码之前，必须由频谱偏移去除器计算和去除任意频率偏移，如上面参照图37a、37b、37c中所解释的。这个估计使用与已知前导码导频的相关性，以确定整个符号在频率上向右或向左移动的程度。前导码OFDM符号的均衡需要信道传递函数(CTF)。这通过FFT单元518在信道脉冲响应估计上执行Nu点FFT来获得。这给在前导码OFDM符号内的所有子载波提供了信道传递函数，允许发生逐个子载波的一键均衡。最后，均衡的数据子载波被提取(导频子载波丢弃)和去映射、前向纠错(FEC)解码以提供信令。
现在描述由帧构造器18使用的所提出的成帧概念。所提出的成帧概念允许通过时间多路复用的方式混合不同的帧类型。这能够在单个RF信道内嵌入静止TV帧以及用于移动TV的帧。而且，预见容器整合未来的帧类型，这称为FEF(未来扩展帧)，与在DVB-T2中一样。在图19中显示了基本原理，该图显示了成帧概念，允许混合不同的帧类型。
用于固定接收帧的一个主要要求是可以确保的频谱效率，将这种特征用作：
-高阶调制，例如，256QAM；
-高编码率(>1/2)，这是因为比较良好的信道条件；
-高FFT尺寸，例如，32K，这减少了由保护间隔部分造成的容量损失；
-低密度分散导频模式。
例如，高FFT尺寸使这种帧不适合于移动接收，这是因为多普勒效应。另一方面，移动接收帧的主要要求可以是稳健性，以便确保服务可用性的高速率。可以确保这个要求，将这种特征用作：
-低阶调制，例如，QPSK；
-高编码率(<＝1/2)，
-低FFT尺寸(<＝8K)；
-高密度分散导频模式。
低FFT尺寸意味着更宽的子载波间距，因此对多普勒效应具有更大的弹性。在具有快速信道变化时，高密度分散导频模式容易估计信道。
每个帧包括前导码符号和多个以下有效载荷符号。为了提高频谱效率，应避免短帧。因此，帧的最小长度应不低于在时间方向的分散导频重复速率的四倍(即，4*Dy)。另一方面，帧尺寸可应不太长，以至于不能提供合理的低频道切换时间和快速EWS检测。例如，100msec对于单个帧可以是合理的上限。当然，能够使用单个帧类型(例如，静止的或移动的)。在这种情况下，相同类型的帧串联；在图20中显示了实例，该图显示了由单个帧类型构成的系统传输实例。
而且，所提出的系统支持不同的信道带宽，作为基本标准带宽(例如，6MHz)的倍数。图21示出了超过6MHz的宽带传输。可以容纳即将到来的高级服务所需要的数据速率，例如，4k2k服务(或者甚至8k2k服务)，这些服务目前不适合于单个RF信道。而且，预期在更宽的信道带宽内具有提高的统计多路复用，尤其每个服务具有更大的比特率。由于位于每个帧的开头的前导码的特殊特征(如上所述)，所以灵活的信道带宽变成可能。
在每个帧内，在前导码符号之后具有多个有效载荷符号。每个有效载荷符号包含在下面描述的位置的有效载荷单元和导频(分散的和连续的)的混合。唯一的例外是也在下面描述的帧开始和帧关闭符号。
为了允许独立于前导码符号的合适的信道估计，帧内的第一和最后的符号(帧开始和帧关闭符号)包含额外的导频，具有Dx的密度。图22示出了用于SISO(单输入单输出)的不同值Dx的导频分配。
现在解释由导频插入单元19插入的导频模式。首先，描述分散导频模式。分散导频在时间和频率方向以固定的间隔插入信号内。以下表格概述了SISO的所提出的导频模式。Dx表示分散导频承载载波间距，Dy表示在时间方向的模式重复速率(即，OFDM符号的数量)。而且，提供由分散导频开销开销造成的容量损失数量。
| 标签 | Dx | Dy | Dx.Dy | 容量损失 |
| P4,4 | 4 | 4 | 16 | 6.25％ |
| P8,2 | 8 | 2 | 16 | 6.25％ |
| P16,2 | 16 | 2 | 32 | 3.1％ |
| P32,2 | 32 | 2 | 64 | 1.6％ |
与DVB-T2相比，所需要的导频模式的数量从8减少为4。模式被设计为优化6MHz带宽默认情况，然而，扩展为其他带宽适用。选择小值Dy，以减小内存尺寸，并且用于更好的移动性能。而且，这个选择减少了延迟。在以下表格中提供用于将不同的分散导频模式映射到不同的保护间隔长度和FFT尺寸中的选择，表示分散导频模式在SISO模式中用于FFT尺寸和保护间隔的每个允许的组合。
接下来，描述连续导频模式。为这个新系统提出了新连续导频模式。考虑以下关键考虑因素：
-在尽可能减少信道容量损失的同时，完全使用；
-在提供全带的良好和均匀覆盖的同时，合理的随机化；
-在所有FFT尺寸之上具有一致的性能和使用；
-尽可能减少接收器开销开销(内存要求)；
-以仅仅需要储存单组数字的方式，设计CP导频模式。
以下表格概述了连续导频模式。
以下表格概述了用于8k、16k以及32k FFT尺寸的正常和扩展模式的CP的位置(每个6MHz)。
接下来，描述导频提高值。在相对于理想信道知识使用信道估计时，提高导频，以确保在有效载荷的更小功率损失以及更小效率性能损失之间的良好平衡。而且，考虑减少载波间泄露。以下表格概述了所提出的提高值散射和连续导频。
接下来，描述交错器。用于8K、16K、32K FFT尺寸的频率交错器20从DVB-T2或DVB-NGH中重新使用。所提出的时间交错器21通过PLP等级操作。时间交错的参数对于在系统内的不同PLP可以不同。
用于每个PLP的FEC模块分成交错帧。每个交错帧包含FEC模块的动态可变的整数加上某个填充，下面进行描述。交错帧的长度能够在其开始已知；在确定交错帧结束时，使用下面描述的L1信令，来信令这个事实。非常长的交错帧用于PLP的比特率和MODCOD长时间恒定的情况；在PLP的比特率连续改变时，使用动态改变的更短的交错帧。然而，应注意的是，这两种情况之间没有根本差异，不同之处仅仅在于交错帧的长度。
每个交错帧穿过卷积交错器，能够开始和停止，以便可以交错单独的交错帧。图23示出了卷积交错器。由于每个单元输入交错器中，所以选择器向下前进一行，在底端行之后绕回。在图中的每个方块表示可以储存一个单元的内存位置。
在交错帧的开始和结束，需要一种方法来克服在交错器内的一些行包含单元而其他行不包含这一事实。在这种情况下，选择器跳过不包含有效单元的行。交错器计算选择需要跳过不包含有效单元的行的时间。交错器在交错帧的开头跳过的点成为启动刺穿；交错器在交错帧的端部跳过的点成为关机刺穿。
通过在图23中显示的配置，行具有Nrow＝0,1,2…Nrows-1数字，其中，Nrows是行数，并且选择器的重复具有0:Niter＝0,1,2…∞数字。假设在交错帧内的剩余的单元的数量是Nframe。能够相对于启动过程开始的时间，计算交错器的每个输出的序数：Nord＝(Niter–Nrows+1)Nrows+(Nrows+1)Nrow。
序数是在未交错的交错帧内的单元的位置。如果这个序数小于0，那么检测启动刺穿，并且选择器应移动到下一行Nord<0。如果这个序数大于或等于Nframe(其中，Nframe是在交错帧内的单元的数量)，那么检测关机刺穿，选择器应再次移动到下一行Nord≥Nframe。通过这种方式，可以检测启动和关机刺穿，无需储存每个位置的标志，以指示在每个位置内的单元有效还是无效。
虽然交错器运行，但是可以保持从交错器中输出的单元的数量的计数。一旦这等于Nframe-1，那么在交错帧内的所有单元都从交错器中输出。在了解关机的时间之前，交错器开始的情况下，上述方法可以不变化地用于检测启动刺穿，这是因为不需要了解交错帧Nframe的长度，以便检测启动刺穿。然而，考虑到不了解交错帧Nframe的长度，以上方法需要适合于能够在这种情况下检测关机刺穿。在这种情况下，在启动关机处理之前，限定某个任意时间，并且其中，选择处于行0(Nrow＝0)。Niter此时限定为0，并且Nframe限定为在交错帧内剩余的单元的数量。然后，上述方法可以用于检测关机刺穿。
在交错器(以及在接收器内的相应解交错器)内的选择器需要同步。如果在接收器打开之前，交错器启动，那么接收器需要了解选择器的正确位置。这由传输器进行，使用动态L1信令，在每个帧的开始信令选择器的位置。然后，在其获取过程中，接收器可以解码该信令，以便在正确的位置中设置选择器。一旦解交错器与交错器同步，那么这个信令就不需要解码。
而且，接收器需要能在解交错器的输出上确定FEC模块的开始的位置。这由传输器进行，在FEC模块的开始从解交错器中输出之前的这个帧期间，信令解交错器输出的单元的数量。了解解交错器的尺寸，因此，这可以由传输器计算。
通过系统的延迟可取地恒定。在交错器选择器跳过一行时，通过系统的延迟改变。例如，如果确定关机刺穿，那么当前单元不输入到当前行，这是因为跳过该行。然而，依然具有需要从当前行中输出的数据。因此，这个输入数据需要通过某种方式储存在缓冲器内。同样，在解交错器中，如果确定关机刺穿，那么当前符号再次输入当前行中，因此，这个输入数据也需要通过某种方式储存在缓冲器内。
交错器(以及相应解交错器)的设计包括将交错器和解交错器内存重新用作缓冲器的方法，以能够具有恒定延迟，同时尽可能减少所需要的内存量。这在解交错器中尤其重要，这是因为具有比传输器更多的接收器。这些方法的结果在于，交错帧的长度必须是行数Nrows的整数倍，即，Nframemod Nrows＝0。为了实现这个条件，将填充数据加入交错帧的端部。而且，每个帧需要在L1信令内的一些信令字段，以启用所提出的交错器方案。
现在描述OFDM发生器22的OFDM生成。
为所提出的系统提出3FFT(NFFT)尺寸，例如，ATSC 3.0系统。下面提供的所有数字涉及6MHz的默认带宽：8k FFT、16k FFT、32k FFT。6MHz的基本周期限定为T＝7/48usec。以下表格概述了主要OFDM参数。为正常和扩展载波模式提供值(见下面)。
可以实现更宽的信道带宽，作为默认带宽6MHz的整数倍。这可以由载波聚合进行，即，增大子载波的数量，同时保持载波间距恒定。以下表格列出了用于更高信道带宽的实例的子载波的数量(正常模式)：
以下表格概述了保护间隔长度的FFT尺寸特定选择。
由于光谱的矩形部分对于更大的FFT尺寸更快速地滚降，所以OFDM信号的频谱的外端可以扩展，用于提出的FFT模式，即，每个符号的更多子载波可以用于数据传输。所实现的容量增益在1.4％(8K)与2.1％(32K)之间。
在这个系统中支持频谱陷波，以与其他传输系统共存，同时保持地面传输的最大可能有效载荷。通过从OFDM信号中去除所选择的载波，陷波降低了广播传输的频谱效率。通过精确地限定频谱陷波的开始位置和宽度，在L1信令内(在前导码内)可用的陷波参数表示频谱效率的这个降低可以保持为最小值。提出了两种类型的陷波：窄带和宽带。以下表格概述了可能的配置：
在某些场景中，从几个(至少两个)传输器中到达的信号破坏性干扰，并且消除整个信号(在几乎所有子载波上)。在不同的现场试验中测量这个性能，其中，在风景中具有永远处于强衰落的几个点。在不同的传输器具有略微不同的频率时，然后，这些点随着时间移动，在不同的地方产生较差的接收条件。
为了避免这个效应，提出了传输信号的传输器特定的并且几乎类似随机性预失真。接收器将这些叠加信号视为规则的SFN信号。通过这些预失真的信号，整个信号损失的可能性尽可能减小。特别注意接收器解释为传输信道的一部分的预失真不带来更长的信道脉冲响应。
如在图24中显示为简化的Tx示图，因此，应用所谓的eSFN(增强的SFN)处理，以使在SFN配置中的多个传输器之间的传输信号去相关性。包括eSFN处理的传输器200包括调制器202、成帧以及导频插入单元204、n个平行线性预失真单元206、208、n个IFFT单元210、212以及n个天线214、216。
使用以下公式，计算载波K的eSFN预失真项：
其中，L＝NFFT/512，NFFT＝TU/T，并且k＝Kmin,...,Kmax。项HRC(n)是升余弦函数，该函数移动升余弦函数本身限定为：
时间常数是TC＝L/NFFT，并且滚降因子是α＝0.5。
相位项Θ(p)反复限定每个升余弦函数的相位，并且由以下公式获得：
其中，值TXp∈{-1,0,1}(p＝0,...,L)识别在网络内的每个传输器。
虽然OFDM具有很多优点，尤其对于地面传输，但是具有在信道的边缘具有更高频谱台肩的缺点，即，在所有情况下，在信道边缘的频谱倾斜不够陡峭，以给相邻的信号提供充足的信道隔离。为了增大频谱倾斜的倾斜度，引入短FIR滤波器，最大延迟扩展具有少量损失，并且对系统性能没有影响。
图25示出了包括成帧单元252和OFDM处理器254的标准OFDM编码装置250(图25A)以及变型OFDM编码装置260(图25A)的方框图。在变型OFDM编码的情况下，除了标准OFDM编码装置250的元件以外，在IFFT之前应用预失真单元262，并且在IFFT之后应用滤波器264(OFDM处理器254)，以减少所生成的OFDM信号的台肩(带外发射)。这个滤波器264不必具有在通带内的扁平特征，造成滤波器所需要的脉冲响应具有仅仅一些过滤系数。在图26中显示了一个实例。曲线C1是原始OFDM信号，没有任何过滤。曲线C2是过滤的信号。这个曲线不再具有由滤波器的少量过滤系数造成的在信号带宽内的扁平特征。然而，该曲线显示了带外发射的良好衰减。
为了在信号带宽内获得扁平特征，使用线性预失真。预失真补偿滤波器的选择性。这通过每个单独OFDM子载波(在频域内)乘以在特定子载波上的滤波器的传递函数的倒数来达成。在图26中的曲线C3显示了与应用于曲线C2中的滤波器相同的滤波器的功率频谱密度，但是具有描述的预失真。该曲线在信号带宽内理想地与未过滤的曲线C1重叠，但是在频谱的其他部分内依然显示了高衰减。模拟未显示对BER性能以及对PAPR特征的任何不利影响。
在最极端的情况下，可以由单个0dB回声实现滤波(在此处，作为一个实例，具有双抽头FIR滤波器)。图27示出了用于单个dB回声的实例绘图，仅仅具有两个样本延迟。曲线C4显示了原始OFDM信号，没有任何过滤。曲线C5显示了经滤波的信号，具有带外发射的额外衰减，但是在Tx信号内具有所产生的波纹。曲线C6显示了预失真。最后，曲线C7描述了具有预失真的过滤信号。
接下来，描述PAPR减少。采用DVB-T2色调预留(TR)算法。预留的载波的数量与DVB-T2相同(如在表格(21)中所示)。提出了新的分散和连续导频模式，用于ATSC3.0物理层。这造成推荐一组新的预留载波指数，确保这3个FFT尺寸的最佳参考内核以及所有可能的分散和连续导频模式。以下表格显示了这个色调预留方案的预留载波的数量和位置。
MIMO被视为一种宝贵的技术，以提高吞吐率，尤其用于高于15dB的更高SNR值。DVB-NGH是给地面广播提供速率2MIMO方案的第一系统。通常，建议重新使用从简单的2xN空间多路复用MIMO中获得的相似MIMO代码，为提高的相关性处理、多样性以及处理功率失衡增加一些额外特征。
MIMO的一个缺点是为安装工作。尤其对于固定的屋顶接收，在家庭方面的工作以及成本需要减小到最小。在任何情况下，要求交换目前的单个偏振天线。另一个瓶颈是典型家庭的单电缆安装，这些家庭防止在相同的频率上将这两个MIMO信号元件承载给接收器的调谐器。然而，如果在不同的频率上映射，那么现有单电缆可以重新用于承载这两个MIMORx路径(例如，信号偏振)。例如，一个MIMO信号元件直接馈送给电缆，而另一个偏振的信号移动到未使用的频率。
图28示出了这个原理，根据该原理，这两个MIMO Rx路径(例如，偏振)在单电缆上穿过：照原样使用第一信号，第二信号滤波并且移动到未使用的频带。MIMO编码RF信号需要包括信令，该信令允许接收器(在单电缆之后)确定/检测第二MIMO元件的RF频率。例如，信令包括一系列可用频率(即，在当前地理位置上未分配)。在另一个实例中，信令包括操作人员选择的第二MIMO元件的特定频率，接收器必须调谐到该频率。根据信令，接收器借助于合适的控制协议(例如，DiSEqC)将相应的混合频率发送给MIMO Rx混合单元。
因此，提出了MIMO接收设备，包括：
输入接口，在输入信号路径上从MIMO预处理设备中接收多路复用信号，所述多路复用信号包括MIMO传输信号的一个或多个MIMO传输信道，其中，承载一个或多个服务的MIMO传输信道包括在所述多路复用信号上多路复用的两个MIMO接收信号元件；
信令单元，给所述MIMO预处理设备信令信道分配信息，表示承载所述MIMO接收设备所使用的期望服务的至少MIMO传输信道的两个MIMO接收信号元件分配给相应的频率信道，以便所述MIMO传输信道的两个MIMO接收信号元件分配给不同的频率信道；
处理单元，处理承载期望服务的MIMO传输信道的两个MIMO接收信号元件，包括根据所述信道分配信息，调谐成相应MIMO接收信号元件的频率信道，以获得服务服务数据流；
输出接口，其输出所述服务数据流。
进一步，提出了相应的MIMO预处理设备，包括：
输入接口，接收MIMO传输信号，包括通过不同的输入信号路径接收的至少两个MIMO传输信号流，其中，所述MIMO传输信号包括一个或多个MIMO传输信道，并且其中，承载一个或多个服务的MIMO传输信道包括两个MIMO接收信号元件，其覆盖相同的频率信道并且包含在不同的传输信号流内；
MIMO多路复用器，在多路复用信号上多路复用一个或多个MIMO传输信道的两个MIMO接收信号元件，其中，根据从所述MIMO传输信号中获得的或者从MIMO接收设备中接收的信道分配信息，所述一个或多个MIMO传输信道的两个MIMO接收信号元件分配给不同的频率信道；以及
输出接口，给输出信号路径输出所述多路复用信号。
更进一步，提出了相应的MIMO传输设备，包括：
输入处理单元，接收要传输的输入数据；
位交错编码和调制单元，编码和调制所接收的输入数据和信令信息，所述信令信息包括信道分配信息，表示承载MIMO接收设备所使用的期望服务的至少MIMO传输信道的两个MIMO接收信号元件分配给相应的频率信道，以便所述MIMO传输信道的两个MIMO接收信号元件分配给不同的频率信道；
MIMO编码单元，MIMO编码位交错编码和调制单元的输出信号，以获得两个MIMO编码的信号流；
两个MIMO传输天线，传输所述MIMO编码的信号流，作为MIMO传输信号，其中，所述MIMO传输信号包括一个或多个MIMO传输信道，并且其中，承载一个或多个服务的MIMO传输信道包括两个MIMO接收信号元件，其覆盖相同的频率信道并且包含在不同的MIMO编码的流内。
位于广播网络的覆盖区域的边缘的终端经受低接收等级，这可以阻碍无误差编码。对于室内接收或者如果大物体衰减传输信号，也是如此。为了针对这个问题，建议另外使用有线或无线宽带网络，来传输额外冗余，用于能够无误差接收，如在图29中所述，该图显示了使用“请求式冗余”的所提出的原理的广播系统。在很多情况下，仅仅失去一些dB接收信号电平，用于正确地解码广播数据，造成几百kbit/s的额外冗余数据流。
在这个提出的方案中，在地面网络中的信号传输依然完全未改变，但是对于较差接收，终端装置可以通过宽带网络提取额外数据，以提高纠错性能。终端装置评估从地面网络中接收的数据，并且根据信号质量，需要某个量的额外数据来确保准无误(QEF)接收。在更严重的条件下，需要更多额外数据。通过这种方式，可以通过宽带网络在单纯的地面广播与整个承载之间实现平稳过渡。这产生了广播网络管理的新自由度，并且有助于降低总体承载成本和能耗。
通过这两个网络接收的数据组合，用于在终端内解码。通过宽带网络传输哪种类型的额外数据，取决于在地面广播网络内使用的技术。图30示出了所提出的系统的所提出的请求式冗余(RoD)概念。RoD功能的终端(在图30中，终端2)装有RoD客户端，如果接收条件不允许无误差解码，那么该客户端向RoD服务器进行请求。然后，RoD服务器向客户端传输从最初传输的数据流中生成的所需量的冗余。能够具有用于生成RoD数据的不同收敛水平，即，传输的冗余可以从多路复用器(MUX)的输出、信道编码或者调制模块中生成。RoD向后兼容，这是因为不能进行宽带连接用于提高接收的终端依然不变(例如，在图30中，终端1)。
RoD系统的根本任务在于，正确地确定在终端内成功进行FEC解码所需要的RoD数据的量。如果太少的RoD数据从RoD服务器中传输给终端，那么解码处理失败，并且需要在第二步骤中请求额外RoD数据。由于多个RoD请求，所以这造成网络开销，并且提高系统延迟，直到实现成功解码。如果另一方面，太多RoD数据传输给终端，那么系统效率降低，这是因为通过宽带连接无效地传输数据。
所提出的系统使用交互信息(MI)，作为在单独接收器内所需要的RoD量的估计的度量。通常，交互信息特别适合于确定所需要的RoD数据量，这是因为该信息独立于QAM星座的信道特征和调制阶数，而是仅仅取决于FEC代码。如果FEC的编码速率是(例如)0.5，那么如果交互信息超过值0.5，那么解码成功。
自然地，通过实际的FEC代码，不能通过最大信道容量(Shannon容量)操作。例如，代码速率为1/2的DVB-T2 64K LDPC代码需要0.55的交互信息，用于成功解码。因此，需要增加一些代码特定的小边缘。这个边缘幸而几乎不取决于调制阶数和信道特征。所使用的FEC代码所需要的交互信息可以储存在RoD服务器或终端内的表格内，以便可以在终端或RoD服务器内计算需要通过RoD传输的所需要的相互信息。
在QAM去映射器的输出上根据对数似然比(LLR)确定交互信息，并且如果以下FEC能够成功解码FEC码字，那么该交互信息是良好的测度。基于其LLR值的单个位的交互信息限定为：
如果传输的位＝1，那么MI＝1-log2(1+e-inputLLR)，
如果传输的位＝0，那么MI＝1-log2(1+e+inputLLR).。
交互信息通常在一个FEC模块之上平均化，以决定是否能够成功解码。然而，所传输的位的知识需要用于计算，这在接收器内不可用。为了避免计算交互信息所需要的参考数据，公式由分别传输1或0的线性概率加权。通过以下公式，从其LLR值中计算传输1的线性概率：
在分别使用概率p和1-p加权初始MI公式之后，产生以下公式：
MI1＝1-p*iog2(1+e-inputLLR)
MI0＝1-(1-p)*log2(1+e+inputLLR)
然后，从其总和中产生估计的交互信息，没有参考：
MIestimated＝MI1+MI0＝1-p*log2(1+e-inputLLR)+1-(1-p)*log2(1+e+inputLLR).
与用于不同的信道模型和调制尺寸的其理想值相比，证明交互信息估计非常精确。根据观察，估计的交互信息正好对应于理想的交互信息。
RoD数据的格式具有不同的可能性。一种可能性在于，传输整个数据包，与从双向系统中已知的ARQ一样。例如，可能的收敛水平是IP数据包、FEC帧或用于DVB系统的通用流封装(GSE)数据包。这个可能性是最简单的，然而，并非最高有效位。该方法需要独特的数据包标识符。
另一个可能性基于位值。例如，可以使用(例如，在FEC码字之上扩展的)随机位或者QAM星座的最低有效位(LSB)，作为冗余数据。接收器解调QAM星座，但是使用宽带网络的LSB，代替地面广播网络的LSB，这是因为LSB通常承载在QAM符号内的最低量信息。
又一个可能性是增量冗余(IR)：IR扩展现有FEC发生器矩阵，不改变矩阵的原始部分。这允许通过额外的奇偶校验位扩展原始FEC码字，而不改变码字的剩余部分。在图31中，将LDPC代码用作FEC代码，描述基于IR的RoD传输系统的方框图。照常通过数字地面广播网络传输LDPC编码器输出的基本FEC路径，而具有支持地面接收的奇偶性的IR部分通过宽带按需传输。为了允许灵活地调整传输的奇偶校验位的量，执行IR部分的刺穿。
总之，在本公开的一个方面，如图46中示意性所示，提供了一种用于在单载波或多载波广播系统内使用数据符号来传输有效载荷数据和紧急信息的传输器2000。传输器2000包括调制器2010，调制器2010被配置为通过用于在接收器上检测和恢复有效载荷数据的信令数据调制一个或多个传输符号，并且通过所述有效载荷数据调制一个或多个传输符号。紧急信息接收器2020接收承载实际紧急情况的信息的紧急信息。紧急信息嵌入器2030将紧急信息嵌入一个或多个传输符号内，其中，如果不传输紧急信息，那么通过使用用于承载信令数据和/或有效载荷数据的资源，所述紧急信息在其接收之后的预定时间段内被嵌入。传输单元2040传输传输符号。
在本公开的另一个方面，传输器2000被配置为用于在多载波广播系统内使用数据符号来传输有效载荷数据和紧急信息并且包括调制器2010，该调制器被配置为通过用于在接收器上检测和恢复有效载荷数据的信令数据调制一个或多个传输符号，并且通过所述有效载荷数据调制一个或多个传输符号。紧急信息接收器2020被配置为接收承载实际紧急情况的信息的紧急信息。紧急信息嵌入器2030被配置为将紧急信息嵌入通过有效载荷数据调制的一个或多个传输符号内，其中，通过提供承载所述紧急信息的多个额外子载波，所述紧急信息在其接收之后嵌入预定的时间段内被嵌入，所述子载波被设置在用于在承载有效载荷数据的子载波之上传输和/或传播的频谱的边缘。传输单元2040最后传输所述传输符号。
在本公开的又一个方面，如图47中示意性所示，提供了一种用于在单载波或多载波广播系统内使用数据符号来从传输的接收信号中检测和恢复有效载荷数据和紧急信息的接收器3000。接收器3000包括检测器3010，其检测所述接收信号，所述接收信号包括有效载荷数据以及用于检测和恢复有效载荷数据的信令数据，所述信令数据由一个或多个传输符号承载并且所述有效载荷数据由一个或多个传输符号承载，其中，承载实际紧急情况的信息的紧急信息被嵌入一个或多个传输符号内。紧急信息检测器3020从所述一个或多个传输符号中检测和恢复紧急信息。解调器3030从所述一个或多个传输符号中恢复信令数据，用于从所述一个或多个传输符号中恢复有效载荷数据。紧急信息输出3040输出紧急信息和/或规定在检测紧急信息的情况下输出的预定紧急输出信息。
根据一个优选的实施方式，本公开应用于基于正交频分复用OFDM的广播系统中或者另一个多载波广播系统中。然而，在替换的实施方式中，本公开应用于单载波传输系统和/或不利用成帧结构的传输系统中。
更进一步，在一个实施方式中，可以使用能够非常快速地信令紧急事件的所提出的EWS信令概念，包括与基本的和现有的EWS信令系统链接，这些提供通过某种延迟提供更详细的紧急信息。例如，快速传输的、解码的以及输出的EWS信令数据可以包括关于接收器可以找出这种更详细的紧急信息(例如，使用已经存在的EWS信令概念)的地点和时间的位置信息。
因此，以上讨论公开和描述了本公开的仅仅示例性实施方式。本领域的技术人员要理解的是，只要不背离其精神或基本特征，就可以在其他特定的形式中体现本公开。因此，本公开的公开内容旨在进行说明，而非限制本公开以及其他权利要求的范围。本公开(包括在本文中的教导内容的任何容易识别的变体)部分限定前述权利要求术语的范围，以便发明的主题不致力于公众。
在权利要求中，措辞“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“a”和“an”不排除多个。单个元件或其他单元可以履行在权利要求中叙述的几个条目的功能。在相互不同的从属权利要求中叙述某些措施这一事实不表示这些措施的组合不能加以利用。
至于本公开的实施方式描述为至少部分由软件控制的数据处理设备实现，要理解的是，承载这种软件(例如，光盘、磁盘、半导体存储器等)永久性机器可读介质也被视为表示本公开的实施方式。进一步，这种软件还可以通过其他形式分布，例如，通过互联网或其他有线或无线电信系统。
公开的装置、设备以及系统的元件可以由相应的硬件和/或软件元件实现，例如，专用电路。电路是电子元件的结构组合，包括传统的电路元件、包括专用集成电路的集成电路、标准集成电路、专用标准产品以及现场可编程门阵列。进一步，电路包括中央处理单元、图形处理单元以及微处理器，其根据软件代码编程或者配置。虽然电路包括上述硬件执行软件，但是电路不包括单纯的软件。
以下分节号提供本技术的第一组进一步实例方面和特征：
1.一种用于使用正交频分复用(OFDM)符号来传输有效载荷数据的传输器，所述传输器包括：
帧构造器，被配置为接收要传输的有效载荷数据并且接收用于在接收器上检测和恢复有效载荷数据的第一信令数据，，并且将有效载荷数据连同所述第一信令数据形成为用于传输的帧，
调制器，被配置为通过第一信令数据调制第一OFDM符号，并且通过所述有效载荷数据调制一个或多个第二OFDM符号，
签名序列处理器，用于生成签名序列，
组合器，用于组合生成的签名序列和第一OFDM符号，以及
传输单元，用于传输第一和第二OFDM符号，其中，由所述签名序列处理器提供的签名序列是从一组签名序列中的一个中选出的，所述签名序列通过所述组合器与第一OFDM符号组合，以便接收器可以从所述第一OFDM符号中检测和恢复第一信令数据，并且所述组的签名序列向所述接收器提供消息信息。
2.根据条款1所述的传输器，其中，所述签名序列处理器包括：签名序列处理器，用于由这组签名序列生成所选的签名序列；以及序列控制器，用于选择要生成的签名序列，其中，选择第一签名序列，以便可以检测第一OFDM符号，并且在所述一个或多个第二OFDM符号之前恢复第一信令数据，并且选择所述组的一个或多个其他签名序列，以表示不同的消息。
3.根据条款1或2所述的传输器，其中，所述第一OFDM符号是第一类型，其具有与第二类型的一个或多个第二OFDM符号不同数量的子载波。
4.根据条款2或3所述的传输器，其中，所述签名序列处理器被配置为给接收器提供第一同步序列，以用于在所述一个或多个第二OFDM符号之前检测所述第一OFDM符号，或者提供所述组的一个其他签名序列，用于检测所述第一OFDM符号并且向所述接收器指示消息，作为多个签名序列中的一个，每个序列表示一个不同的消息。
5.根据条款4所述的传输器，其中，所述第一同步序列和每个其他消息序列均包括一组复系数，通过使每个复系数和第一OFDM符号的相应样本在时域中相加，这组复系数与第一OFDM符号组合。
6.根据条款1到5中任一项所述的传输器，其中，这组复系数基于使用被配置为生成复系数的实数部分的至少第一伪随机二进制序列发生器以及单独被配置为生成复系数的虚数部分的至少第二伪随机二进制序列发生器生成的序列。
7.根据条款6所述的传输器，其中，每个伪随机二进制序列发生器由M序列或Gold码序列发生器构成。
8.根据条款5所述的传输器，其中，使用恒定幅度零自相关序列发生器生成签名序列的这组复系数。
9.根据条款1到8中任一项所述的传输器，其中，所述信息包括用户等级信息，例如，公开广播早期警报等。
10.一种用于使用正交频分复用(OFDM)符号来传输有效载荷数据的方法，所述方法包括：
接收要传输的有效载荷数据，
接收第一信令数据，用于在接收器上检测和恢复要传输的有效载荷数据，
将有效载荷数据连同第一信令数据形成用于传输的帧，
通过第一信令数据调制第一OFDM符号，
通过所述有效载荷数据调制一个或多个第二OFDM符号，
提供签名序列，
组合签名序列与第一OFDM符号，以及
传输第一和第二OFDM符号，其中，提供签名序列包括从一组签名序列中的一个中选择签名序列，所选择的签名序列与第一OFDM符号组合，以便接收器可以从所述第一OFDM符号中检测和恢复第一信令数据，并且选自这组签名序列的签名序列向所述接收器表示消息信息。
11.根据条款10所述的方法，其中，提供签名序列包括：从要生成的组中选择签名序列；并且
生成从这组签名序列中选择的序列，其中，选择第一签名序列，以便能够检测第一OFDM符号，并且在所述一个或多个第二OFDM符号之前恢复第一信令数据，并且选择所述组的一个或多个其他签名序列，以表示不同的消息信息。
12.根据条款10或11所述的方法，其中，所述第一OFDM符号是第一类型的，具有与第二类型的一个或多个第二OFDM符号不同数量的子载波。
13.根据条款11到13中任一项所述的方法，其中，提供同步序列包括：
给接收器提供第一同步序列，以用于在所述一个或多个第二OFDM符号之前检测所述第一OFDM符号，或者
提供所述组的一个其他签名序列，用于检测所述第一OFDM符号并且向所述接收器指示消息，作为多个签名序列中的一个，每个序列表示一个不同的消息。
14.根据条款10到13中任一项所述的方法，其中，所述第一同步序列和每个消息序列包括一组复系数，并且通过使每个复系数和第一OFDM符号的一个相应样本在时域中相加，所述签名序列与第一OFDM符号组合。
15.根据条款10到14中任一项所述的方法，其中，这组复系数基于使用被配置为生成复系数的实数部分的至少第一伪随机二进制序列发生器以及单独被配置为生成复系数的虚数部分的至少第二伪随机二进制序列发生器生成的序列。
16.根据条款16所述的方法，其中，每个伪随机二进制序列发生器由M序列或Gold码序列发生器构成。
17.根据条款15所述的方法，其中，使用恒定幅度零自相关序列发生器生成签名序列的这组复系数。
18.根据条款10到17中任一项所述的方法，其中，所述信息包括用户等级信息，例如，公开广播紧急警报等。
19.一种用于从接收信号中检测和恢复有效载荷数据的接收器，所述接收器包括：检测器，用于检测所述接收信号，所述接收信号包括有效载荷数据和用于检测和恢复有效载荷数据的第一信令数据，，所述第一信令数据由第一正交频分复用OFDM符号承载，并且所述有效载荷数据由一个或多个第二OFDM符号承载，并且所述第一OFDM符号已与签名序列组合，
同步检测器，包括匹配滤波器，所述匹配滤波器具有脉冲响应，所述脉冲响应与签名序列匹配，具有所述匹配滤波器的输出生成表示签名序列与接收信号的相关性的信号的效应，以及
解调器，用于从所述第一OFDM符号中恢复第一信令数据，用于从所述第二OFDM符号中恢复有效载荷数据，其中，签名序列包括预定的一组同步序列中的一个，这个同步序列包括一个或多个第二消息序列的第一同步序列，选择所述签名序列并且所述签名序列与所述第一OFDM符号组合，给接收器提供所述第一同步序列，以从所述第一OFDM符号中检测和恢复第一信令数据，并且所述一个或多个第二消息序列向所述接收器表示消息信息，并且所述接收器包括：
消息检测器，用于通过从这组第二消息序列中识别第二消息序列，来检测和恢复消息信息。
20.根据条款19所述的接收器，其中，所述消息检测器包括第二匹配滤波器，所述匹配滤波器具有脉冲响应，所述脉冲响应已与差分编码指定的消息序列匹配，所述消息检测器被配置为通过处理第二匹配滤波器的输出来检测第二消息序列的存在，从而解码所述消息信息。
21.根据条款19或20所述的接收器，其中，所述第一OFDM符号是第一类型的，具有与第二类型的一个或多个第二OFDM符号不同数量的子载波。
22.根据条款19、20或21所述的接收器，其中，所述签名序列的第一同步序列和第二消息序列均包括一组复系数，并且通过使每个复系数和第一OFDM符号的一个相应样本在时域中相加，所述签名序列与第一OFDM符号组合。
23.根据条款19到22中任一项所述的接收器，其中，所述签名序列的这组复系数基于使用被配置为生成复系数的实数部分的至少第一伪随机二进制序列发生器以及单独被配置为生成复系数的虚数部分的至少第二伪随机二进制序列发生器生成的序列。
24.根据条款23所述的接收器，其中，每个伪随机二进制序列发生器由M序列或Gold码序列发生器构成。
25.根据条款23所述的接收器，其中，使用恒定幅度零自相关序列发生器生成签名或消息序列的这组复系数。
26.根据条款19到25中任一项所述的接收器，包括电源和控制器，其中，所述控制器被配置为，在不给所述接收器的一些或所有剩余部分供应电力时，在所述接收器处于关机或备用状态中时，与所述电源相结合地给信令解码器供应电力。
27.一种用于从接收信号中检测和恢复有效载荷数据的方法，所述方法包括：检测所述接收信号，所述接收信号包括时分帧，所述时分帧包括有效载荷数据和用于检测和恢复有效载荷数据的第一信令数据，所述第一信令数据由第一正交频分复用OFDM符号承载并且所述有效载荷数据由一个或多个第二OFDM符号承载，并且所述第一OFDM符号与签名序列组合，
通过匹配滤波器对所述接收信号进行滤波，所述匹配滤波器具有脉冲响应，所述脉冲响应与签名序列匹配，具有所述匹配滤波器的输出生成表示签名序列与接收信号的相关性的信号的效应，
从所述匹配滤波器的输出信号中检测所述第一OFDM符号，以及
解调所述第一OFDM符号，以从所述第一OFDM符号中恢复第一信令数据，用于从所述第二OFDM符号中恢复有效载荷数据，其中，签名序列包括预定的一组同步序列中的一个，这个同步序列包括一个或多个第二消息序列的第一同步序列，选择所述签名序列并且所述签名序列与所述第一OFDM符号组合，给接收器提供所述第一同步序列，以从所述第一OFDM符号中检测和恢复第一信令数据，并且所述一个或多个第二消息序列向所述接收器表示消息信息，并且所述方法包括：
通过识别第二消息序列，来检测和恢复消息信息。
28.根据条款27所述的方法，所述方法包括：
使用额外的匹配滤波器检测所述消息信息，每个匹配滤波器具有脉冲响应，所述脉冲响应与均差分处理的这组第二消息序列中的每个匹配，从而使每个第二消息序列与接收的第一OFDM符号相关联，并且
从与一组预定的序列中的序列相对应的每个匹配滤波器中输出的最高相关性中检测消息信息。
29.根据条款27或28所述的方法，其中，所述第一OFDM符号是第一类型的，具有与第二类型的一个或多个第二OFDM符号不同数量的子载波。
30.根据条款27到29中任一项所述的方法，其中，所述签名序列的第一同步序列和第二消息序列均包括一组复系数，并且通过使每个复系数和第一OFDM符号的一个相应样本在时域中相加，所述签名序列与第一OFDM符号组合。
31.根据条款27到30中任一项所述的方法，其中，所述签名序列的第一同步序列和第二消息序列均包括一组复系数，并且通过使每个复系数和第一OFDM符号的一个相应样本在时域中相加，所述签名序列与第一OFDM符号组合。
32.根据条款30或31所述的方法，其中，所述第一同步序列包括使用被配置为生成复系数的实数部分的至少第一伪随机二进制序列发生器以及单独被配置为生成复系数的虚数部分的至少第二伪随机二进制序列发生器生成的签名序列的这组复系数。
33.根据条款32所述的方法，其中，每个伪随机二进制序列发生器由M序列或Gold码序列发生器构成。
34.根据条款32所述的方法，其中，使用恒定幅度零自相关序列发生器生成签名或消息序列的这组复系数。
35.根据条款27到34中任一项所述的方法，包括：
在不给所述接收器的一些或所有剩余部分供应电力时，在所述接收器处于关机或备用状态中时，给信令解码器供应电力。
随后是本公开的一列进一步实施方式：
1.一种用于在单载波或多载波广播系统内使用数据符号来传输有效载荷数据和紧急信息的传输器，所述传输器包括：
-调制器，被配置为通过用于在接收器检测和恢复有效载荷数据的信令数据调制一个或多个传输符号，并且通过所述有效载荷数据调制一个或多个传输符号，
-紧急信息接收器，被配置为接收承载实际紧急情况的信息的紧急信息，
-紧急信息嵌入器，被配置为将紧急信息嵌入一个或多个传输符号内，其中，如果不传输紧急信息，那么通过使用用于承载信令数据和/或有效载荷数据的资源，所述紧急信息在其接收之后的预定时间段内被嵌入，以及
-传输单元，被配置为传输所述传输符号。
2.根据任何前述实施方式所述的传输器，
其中，所述紧急信息嵌入器被配置为在接收紧急信息之后，在小于1秒、尤其小于500毫秒、更尤其小于100毫秒的预定时间段内将所述紧急信息嵌入一个或多个传输符号内。
3.根据任何前述实施方式所述的传输器，
其中，所述紧急信息嵌入器被配置为通过承载紧急信息的一个或多个子载波代替承载信令数据或有效载荷数据的一个或多个传输符号的一个或多个子载波。
4.根据任何前述实施方式所述的传输器，
其中，所述紧急信息嵌入器被配置为通过承载紧急信息的调制位代替承载信令数据或有效载荷数据的调制符号尤其是QAM符号的一个或多个调制位，尤其是一个或多个最低有效位或者最高有效位。
5.根据任何前述实施方式所述的传输器，
其中，所述紧急信息嵌入器包括调制编码器，该调制编码器被配置为调制编码与所述信令数据和有效载荷数据分开的紧急信息，尤其使用更高的调制阶数来调制编码所述紧急信息，或者被配置为增大调制符号尤其是QAM符号的调制阶数，所述调制符号承载信令数据或有效载荷数据并且将所述紧急信息插入通过增大其调制阶数所获得的调制符号的附加位内。
6.根据任何前述实施方式所述的传输器，
其中，所述紧急信息嵌入器被配置为使用为预定目的而预留的一个或多个预留子载波，尤其是为降低峰均功率比PAPR而预留的子载波，来承载紧急信息。
7.根据任何前述实施方式所述的传输器，
其中，所述紧急信息嵌入器被配置为通过紧急信息代替预定的或所选的服务的有效载荷数据，尤其是不太重要的服务，例如，视频文本、音频信道、购物频道或具有少量用户的频道。
8.根据任何前述实施方式所述的传输器，
其中，所述紧急信息嵌入器被配置为动态扩展所述信令数据的分配的容量并且将所述紧急信息插入所述信令数据的动态扩展的容量内。
9.根据任何前述实施方式所述的传输器，
进一步包括帧构造器，该帧构造器被配置为接收要传输的有效载荷数据和信令数据，将有效载荷数据连同信令数据形成为用于传输的帧，并且增加表示在一个或多个帧内嵌入紧急信息的方式和/或位置的嵌入信息，尤其作为包含在承载嵌入紧急信息的一个或多个帧内的信令数据的一部分。
10.根据任何前述实施方式所述的传输器，
其中，预先确定在一个或多个传输符号内键入紧急信息的方式和/或位置，其中，所述紧急信息嵌入器被配置为使用表示预先确定的嵌入紧急信息的方式和/或位置的嵌入信息。
11.根据任何前述实施方式所述的传输器，
进一步包括紧急信令处理器，该紧急信令处理器被配置为提供指示所述紧急信息将被嵌入一个或多个传输符号内的紧急指示符，并且被配置为将所述紧急指示符嵌入所述信令数据内。
12.根据实施方式11所述的传输器，其中，所述紧急信令处理器包括：
-签名序列处理器，被配置为提供表示所述紧急指示符的签名序列，以及
-组合器，被配置为组合所述签名序列与承载信令数据的传输符号，
其中，由所述签名序列处理器提供的签名序列是从一组签名序列中的一个中选出的，所述签名序列通过所述组合器与传输符号组合，尤其是承载信令数据的传输符号，以便接收器可以从所述传输符号中检测和恢复信令数据，并且所述组的签名序列向所述接收器提供紧急指示符。
13.一种用于在多载波广播系统内使用数据符号来传输有效载荷数据和紧急信息的传输器，所述传输器包括：
-调制器，被配置为通过用于在接收器检测和恢复有效载荷数据的信令数据调制一个或多个传输符号，并且通过所述有效载荷数据调制一个或多个传输符号，
-紧急信息接收器，被配置为接收承载实际紧急情况的信息的紧急信息，
-紧急信息嵌入器，被配置为将紧急信息嵌入通过有效载荷数据调制的一个或多个传输符号内，其中，通过提供承载所述紧急信息的多个额外子载波，所述紧急信息在其接收之后的预定时间段内被嵌入，所述子载波被设置在用于在承载有效载荷数据的子载波之上传输和/或传播的频谱的边缘，以及
-传输单元，被配置为传输所述传输符号。
14.一种用于在单载波或多载波广播系统内使用数据符号来传输有效载荷数据和紧急信息的传输方法，所述传输方法包括：
-通过用于在接收器上检测和恢复的有效载荷数据的信令数据调制一个或多个传输符号，
-通过所述有效载荷数据调制一个或多个传输符号，
-接收承载实际紧急情况的信息的紧急信息，
-将紧急信息嵌入一个或多个传输符号内，其中，如果不传输紧急信息，那么通过使用用于承载信令数据和/或有效载荷数据的资源，所述紧急信息在其接收之后的预定时间段内被嵌入，以及
传输所述传输符号。
15.一种用于在单载波或多载波广播系统内使用数据符号从传输的接收信号中检测和恢复有效载荷数据和紧急信息的接收器，所述接收器包括：
-检测器，被配置为检测所述接收信号，所述接收信号包括有效载荷数据以及用于检测和恢复有效载荷数据的信令数据，所述信令数据由一个或多个传输符号承载并且所述有效载荷数据由一个或多个传输符号承载，其中，承载实际紧急情况的信息的紧急信息被嵌入一个或多个传输符号内，
-紧急信息检测器，被配置为从所述一个或多个传输符号中检测和恢复紧急信息，
-解调器，被配置为从所述一个或多个传输符号中恢复信令数据，用于从所述一个或多个传输符号中恢复有效载荷数据，以及
-紧急信息输出，被配置为输出紧急信息和/或规定在检测紧急信息的情况下输出的预定紧急输出信息。
16.根据实施方式15所述的接收器，
进一步包括紧急信息评估器，被配置为如果所述实际紧急情况与所述接收器的用户相关，那么评估所述检测导的紧急信息，
其中，所述紧急信息输出被配置为仅在已发现所述实际紧急情况与用户相关的情况下，输出紧急信息和/或预定紧急输出信息。
17.根据实施方式15或16所述的接收器，
进一步包括紧急信令检测器，该紧急信令检测器被配置为从所述信令数据检测紧急指示符，所述紧急指示符指示紧急信息被嵌入至少相同的和/或一个或多个后续帧的一个或多个传输符号，
其中，所述紧急信息输出被配置为仅在已发现检测的所述紧急指示符和所述紧急信息的情况下，输出紧急信息和/或预定紧急输出信息。
18.根据实施方式17所述的接收器，其中，所述紧急信令检测器包括：
-同步检测器，包括匹配滤波器，所述匹配滤波器具有脉冲响应，所述脉冲响应与表示所述紧急指示符的差分编码签名序列匹配，具有所述匹配滤波器的输出生成表示差分编码签名序列与差分编码接收信号的相关性的信号的效应，其中，所述签名序列包括一组签名序列中的一个，所述签名序列与承载紧急指示符的传输符号组合，以便所述接收器可以从所述一个或多个传输符号中检测和恢复信令数据，并且所述组的签名序列向所述接收器提供紧急指示符，以及
-信息检测器，被配置为通过从这组签名序列中识别签名序列来检测和恢复紧急信息。
19.一种用于由在单载波或多载波广播系统内使用数据符号来传输的接收信号检测和恢复有效载荷数据和紧急信息的接收方法，所述接收方法包括：
-检测所述接收信号，所述接收信号包括有效载荷数据以及用于检测和恢复有效载荷数据的信令数据，所述信令数据由一个或多个传输符号承载并且所述有效载荷数据由一个或多个传输符号承载，其中，承载实际紧急情况的信息的紧急信息被嵌入一个或多个传输符号内，
-从所述一个或多个传输符号中检测和恢复紧急信息，
从所述一个或多个传输符号中恢复信令数据，用于从所述一个或多个传输符号中恢复有效载荷数据，以及
输出紧急信息和/或规定在检测紧急信息的情况下输出的预定紧急输出信息。
20.一种用于使用在多载波广播系统内的数据符号来传输有效载荷数据和紧急信息的传输器，所述传输器包括：
调制器，被配置为通过用于在接收器上检测和恢复有效载荷数据的信令数据调制一个或多个传输符号，并且通过所述有效载荷数据调制一个或多个传输符号，
紧急信息接收器，被配置为接收承载实际紧急情况的信息的紧急信息，
紧急信息嵌入器，被配置为将紧急信息嵌入通过有效载荷数据调制的一个或多个传输符号内，其中，通过提供承载所述紧急信息的多个额外子载波，所述紧急信息在其接收之后的预定时间段内被嵌入，所述子载波被设置在用于在承载有效载荷数据的子载波之上传输和/或传播的频谱的边缘，以及
-传输单元，被配置为传输所述传输符号。
21.一种永久性计算机可读记录介质，在其内储存计算机程序产品，在由处理器执行时，所述计算机程序产品促使执行根据实施方式14、19或20所述的方法。
22.一种计算机程序，包括程序代码装置，在计算机上执行所述计算机程序时，用于促使计算机执行根据实施方式14、19或20所述的所述方法的步骤。
Claims (6)
1.一种用于在单载波或多载波广播系统内使用数据符号从传输的接收信号中检测和恢复有效载荷数据和紧急信息的接收器，所述接收器包括：
-检测器，被配置为检测所述接收信号，所述接收信号包括有效载荷数据和用于检测和恢复所述有效载荷数据的信令数据，所述信令数据由一个或多个传输符号承载，所述有效载荷数据由一个或多个传输符号承载，其中，紧急指示符被嵌入所述信令数据的一个或多个传输符号中，承载紧急情况的信息的紧急信息被嵌入所述信令数据的或所述有效载荷数据的一个或多个传输符号内，并且所述紧急指示符包括恒定幅度零自相关(CAZAC)序列；
-紧急信息检测器，被配置为从所述信令数据的或所述有效载荷数据的所述一个或多个传输符号中检测和恢复所述紧急信息，
-解调器，被配置为从所述一个或多个传输符号中恢复所述信令数据，用于从所述一个或多个传输符号中恢复所述有效载荷数据，以及
-紧急信息输出，被配置为在检测到紧急信息的情况下输出所述紧急信息。
2.根据权利要求1所述的接收器，
进一步包括紧急信息评估器，被配置为如果所述紧急情况与所述接收器的用户相关，那么评估检测到的紧急信息，
其中，所述紧急信息输出被配置为仅在已发现所述紧急情况与用户相关的情况下，输出所述紧急信息。
3.根据权利要求1所述的接收器，
进一步包括紧急信令检测器，所述紧急信令检测器被配置为从所述信令数据检测紧急指示符，所述紧急指示符指示紧急信息将被嵌入至少相同的和/或一个或多个后续帧的一个或多个传输符号，
其中，所述紧急信息输出被配置为仅在已检测到所述紧急指示符和所述紧急信息的情况下，输出所述紧急信息。
4.根据权利要求3所述的接收器，其中，所述紧急信令检测器包括：
-同步检测器，包括匹配滤波器，所述匹配滤波器具有脉冲响应，所述脉冲响应与表示所述紧急指示符的差分编码签名序列匹配，具有所述匹配滤波器的输出生成表示差分编码签名序列与差分编码接收信号的相关性的信号的效应，其中，所述签名序列包括一组签名序列中的一个，所述签名序列与承载所述紧急指示符的传输符号组合，以便所述接收器可以从所述一个或多个传输符号中检测和恢复所述信令数据，并且所述组的所述签名序列向所述接收器提供所述紧急指示符，以及
-信息检测器，被配置为通过从这组签名序列中识别所述签名序列来检测和恢复所述紧急信息。
5.一种用于由在单载波或多载波广播系统内使用数据符号来传输的接收信号检测和恢复有效载荷数据和紧急信息的接收方法，所述接收方法包括：
-检测所述接收信号，所述接收信号包括有效载荷数据和用于检测和恢复所述有效载荷数据的信令数据，所述信令数据由一个或多个传输符号承载，所述有效载荷数据由一个或多个传输符号承载，其中，紧急指示符被嵌入所述信令数据的一个或多个传输符号中，承载紧急情况的信息的紧急信息被嵌入所述信令数据的或所述有效载荷数据的一个或多个传输符号内，并且所述紧急指示符包括恒定幅度零自相关(CAZAC)序列；
-从所述信令数据的或所述有效载荷数据的所述一个或多个传输符号中检测和恢复所述紧急信息，
从所述一个或多个传输符号中恢复信令数据，用于从所述一个或多个传输符号中恢复所述有效载荷数据，以及
在检测到紧急信息的情况下输出紧急信息。
6.一种永久性计算机可读记录介质，在其内储存计算机程序产品，在由处理器执行时，所述计算机程序产品促使执行根据权利要求5所述的方法。
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