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TWI470979B - 利用及支配無線資源以迅速及有效地進行無線通訊的方法 - Google Patents

利用及支配無線資源以迅速及有效地進行無線通訊的方法 Download PDF

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TWI470979B
TWI470979B TW96118109A TW96118109A TWI470979B TW I470979 B TWI470979 B TW I470979B TW 96118109 A TW96118109 A TW 96118109A TW 96118109 A TW96118109 A TW 96118109A TW I470979 B TWI470979 B TW I470979B
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Young Cheul Yoon
Li-Hsiang Sun
Sang Gook Kim
Suk Woo Lee
Shu Wang
Soon Yil Kwon
Ho Bin Kim
Byung Kwan Yi
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Lg Electronics Inc
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Description

利用及支配無線資源以迅速及有效地進行無線通訊的方法
本發明係關於一種使用無線資源之方法，且尤係關於一種利用及支配無線資源以迅速及有效地進行無線通訊的方法。
在蜂巢式電訊世界中，熟習此項技術人士通常使用術語1G、2G及3G。該等術語指所使用之行動技術的世代。1G指第一代，2G指第二代，而3G指第三代。
1G指類比電話系統，已知為AMPS(先進行動電話服務)電話系統。2G一般係用來指遍行全球之數位蜂巢式系統，且包括CDMAOne、用於行動通訊之全球系統(GSM)、及分時多重存取(TDMA)。2G系統可在稠密區域中支援比1G系統更大量之使用者。
3G一般指目前發展中之數位蜂巢式系統。此等3G通訊系統概念上係彼此類似而具有一些明顯差別。
在無線通訊系統中，資料之有效傳輸至關重要，且同時重要的係改進傳輸效率。為此目的，重要的係發展出傳輸及接收收資料的更迅速方法。
因此，本發明係有關一種利用及支配無線資源以迅速及有效地進行無線通訊的方法，其實質上消除由於相關技術之限制及缺點產生的一或多數問題。
本發明之一目的在於提供一種於無線通訊系統中分配符號的方法。
本發明之另一目的在於提供一種於無線通訊系統中施行階層式調變訊號群集的方法。
本發明之一進一步目的係要提供一種於無線通訊系統中傳輸多於一訊號的方法。
以下說明中將部分提出本發明之額外優點、目的及特徵，且部分可由熟習此項技術人士在檢視下文中瞭解，或可藉由實現本發明而習得。本發明之目的及其他優點將可藉由書面說明及本文之申請專利範圍以及附圖中特別指出的結構瞭解及獲得。
為達成此等目的及其他優點且依據如在此包含而廣義描述之本發明目的，一種於無線通訊系統中分配符號之方法包括自至少一使用者處接收至少一資料流，將該至少一資料流分組成為至少一群組，其中各群組係由至少一資料流構成，在多級中預編碼各群組之資料流，及分配該等已預編碼符號。
在本發明之另一態樣中，一種於無線通訊系統中施行階層式調變訊號群集(constellation)的方法包括，根據用不同位元表示不同訊號群集點之位元對符號(bit－to－symbol)映射規則來分配多符號，其中該映射規則表示介於最接近二符號間之一(1)或更少位元差。
在本發明一進一步態樣中，一種在無線通訊系統中傳輸多於一訊號之方法包括，將多符號分配至一第一訊號群集及至一第二群集，其中該第一訊號群集指基層訊號，且該第二訊號群集指增強層訊號，調變該第一訊號群集及該第二訊號群集之該多符號，且傳輸該等已調變符號。
應瞭解本發明之前述一般性說明及以下詳細說明二者係範例性及說明性，且係意於提供如申請專利範圍所述之本發明進一步解說。
現將詳細參考本發明之較佳具體實施例，其實例係顯示於附圖中。盡可能在全部圖式中，相同參考數字將用以指相同或相似部分。
正交分頻多工(OFDM)係一數位多載波調變方案，其使用大量緊密分布之正交副載波。通常每一副載波係用一低符號率之調變方案調變(如正交相移鍵控(QPSK))，同時於相同頻寬中維持類似習知單載波調變的資料率。
OFDM原始不具有頻率分集效應，但即使在一已分配模式中，其亦可藉由使用正向誤差校正(FEC)獲得頻率分集效應。即，當通道編碼率係高時，頻率分集效應變低。
有鑑於此，由於高通道編碼率，具有先進接收器之多載波分碼多工(MC－CDM)或多載波分碼多重存取(MC－CDMA)可用來補償低頻分集效應。
MC－CDM或MC－CDMA係用於以OFDM為基系統之多重存取方案，其允許該系統同時支援多使用者。換句話說，可使資料在比資料率更寬之頻寬上展開，使訊號對雜訊及干擾比減至最少。
例如，就訊號處理而言，針對各OFDM音調(或訊號或副載波)之通道響應可模擬成相同的獨立複數高斯(Gaussian)變數。藉由如此進行及使用MC－CDM，可達到分集增益及處理增益。在此，干擾(如符號間干擾(ISI)或多重存取干擾(MAI))係因為由OFDM或MC－CDM使用之循環前綴或零填補而部分暫時地省略。
第1圖係一般化MC－CDM結構的範例性圖式。參考第1圖，指衰落通道之頻率響應，其中係一用於各副載波之頻域通道響應的複數高斯變量。此外，無一般性的損失，指具有功率限制|α |2 ＋|β |2 ＝1之單位符號預編碼矩陣。其可採用古典MC－CDM之一般化。
第1圖之過程包括通道編碼接著為展開及多工處理(其可用U表示)。之後，已多工處理資料係藉由使用OFDM調變方案來調變。
在接收端處，OFDM調變符號係使用OFDM解調方案來解調。其接著被解除展開且偵測，之後為通道解碼。
進一步對於該一般化MC－CDM結構，係可用其他結構，諸如旋轉MC－CDM、OFDM、旋轉OFDM(R－OFDM)、或Walsh－Hadamard MC－CDM。
就旋轉MC－CDM而言，若α ＝cos(θ 1 )且β ＝sin(θ 1 )，則一實值旋轉矩陣可自以下方程式1獲得。
再者，就OFDM而言，若αβ ＝0或αβ ＊ ＝0，則U 2 變成I 2 。換句話說，U2 變成未編碼OFDM或未編碼OFDMA。此外，對於Walsh－Hadamard MC－CDM，若且，U 2 ＝R 2 變成一古典Walsh－Hadamard矩陣。
第2圖係一般化MC－CDM結構的另一範例性圖式。第2圖中，複數之資料被輸入，其接著預編碼及/或旋轉。在此，預編碼或旋轉亦可表示進入資料之振幅及/或相位的調整。
就預編碼/旋轉而言，可獨立或聯合地預編碼/旋轉不同音調或副載波。在此，進入資料或資料流之聯合預編碼/旋轉，可藉由使用一單一旋轉矩陣施行。或者是，可將不同進入資料或資料流分離成多群組，其中資料流之各群組可獨立或聯合地預編碼/旋轉。
第3圖係顯示一其中預編碼/旋轉在群組上施行之一般化MC－CDM結構的範例性圖式。參考第3圖，多資料或資料流被分組成為資料流1、2、...、K群組，其係接著每一群組預編碼/旋轉。在此，預編碼/旋轉可視需要包括振幅及/或相位調整。之後，已預編碼/旋轉符號被映射。
此外，在不同群組上之不同旋轉/預編碼可導致一OFDM、MC－CDM或R－OFDM的混合。此外，各群組之旋轉/預編碼可基於QoS需求、接收器設定檔及/或通道條件。
或者是，與使用一大預編碼/旋轉矩陣不同的是，可將較小尺寸之預編碼/旋轉矩陣相依或獨立地應用於進入資料流的不同群組。
在操作中，實際預編碼/旋轉操作可在多級中施行。第4圖係顯示一多級旋轉的範例性圖式。參考第4圖，多資料或資料流被輸入，其係接著預編碼/旋轉。在此，此等已處理符號可分組成至少二群組。各群組係由至少一符號表示。
就符號之旋轉而言，各群組之符號可使用一展開矩陣展開。在此，應用於一群組之展開矩陣可不同且可加以配置。在透過展開矩陣處理符號後，接著輸出可再分組成至少二群組。在此，該等再分組輸出包含從該至少二群組之各者選出的至少一者。
之後，此等再分組的輸出可使用展開矩陣再次展開。再次，應用於一群組之展開矩陣可不同且可加以配置。在輸出透過另一展開矩陣處理後，其被輸入一反傅立葉快速變換(IFFT)。
一諸如多級旋轉之旋轉方案亦可由一般化MC－CDM結構或多載波分碼多重存取(MC－CDMA)使用。第5圖係顯示MC－CDM結構之一般組塊的範例性圖式。
第5圖係一般化MC－CDM結構之另一範例性圖式。更明確言之，針對第5圖描述之過程係類似第1圖，除了第5圖係基於使用旋轉(如多級旋轉)的MC－CDM或MC－CDMA。在此，在通道編碼後，已編碼資料係旋轉及/或多工處理，之後使用反離散傅立葉變換(IDFT)或IFFT來調變。
在接收端處，已調變符號係使用離散傅立葉變換(DFT)或快速傅立葉變換(FFT)解調。其係接著被解除展開且偵測，之後為通道解碼。
此外，交錯係可用於該一般化MC－CDM結構。在1x進化資料最佳化(1xEV－DO)BCMCS及增強BCMCS(EBCMCS)中，多路徑延遲展開係約T d ＝3.7μs，且同調頻寬係約。因此，最大頻率分集量級係。此意即，為了在此擷取最大頻率分集，MC－CDM展開增益L ≧5係可能足夠。
基於以上分析，可使用一頻域交錯式MC－CDM。第6圖係一顯示頻域交錯式MC－CDM的範例性圖式。參考第6圖，各槽(由不同填入圖案所指)可為一音調(或副載波)或多個連續音調(或副載波)。
音調或副載波或符號可不同地旋轉。換句話說，可使乘積距離(可將其定義為歐幾里德距離之乘積)最大。詳言之，一最小乘積距離(其係用於最小化調變分集)可由以下方程式顯示。亦可將最小乘積距離稱作歐幾里德距離最小化。
參考方程式3，s i A指傳輸符號。再者，具有最大化該最小乘積距離之最佳化可藉由解出以下方程式完成。
參考方程式4，。
例如，對於傳統正交相移鍵控(QPSK)，可藉由計算決定，其中△1,2 {±1,±j ,±1±j }。
如所討論，可使各音調或符號不同地旋轉。例如，一第一符號可應用QPSK，第二符號可應用二進制相移鍵控(BPSK)，且第n符號可應用16正交振幅調變(16QAM)。換句話說，各音調或符號具有不同調變角度。
在旋轉OFDM/MC－CDM(R－OFDM/MC－CDM)中，。至於旋轉MC－CDM，組合頻域通道響應矩陣可於方程式5中顯示。
變換之效應可在方程式6之相關矩陣中顯示。
參考方程式3，該分集可由指示，且干擾矩陣可由指示。在此，干擾矩陣可能係ISI或多重存取干擾(MAI)。
一般化MC－CDM結構之總分集可顯示為如方程式7中所示。
參考方程式4，一般化MC－CDM結構之總分集係與預編碼矩陣U 獨立。然而，對於各符號或使用者，分集增益可能彼此不同。
此外，該一般化MC－CDM之干擾可表示為如方程式8中所示。
在此，若且|αβ ＊ |≠0,則有一些自干擾或多使用者干擾。換句話說，由於OFDM類正交調變中的頻率選擇性，若應用一些預編碼或展開係可能有干擾。此外，可顯示當旋轉角θ ＝π/4時，此干擾可最大。
尤其在設計MC－CDM收發器時，符號間或多重存取訊號對干擾比可定義為如下。
參考方程式9，指通道衰落差。SIR可基於通道衰落及旋轉來定義。
亦可基於接收器設定檔施行旋轉。此可透過上層發訊完成。更明確言之，可配置至少二參數，即展開增益及旋轉角度。
在操作中，一接收器可發送含有其最佳旋轉角度及/或旋轉指標之回授資訊。旋轉角度及/或旋轉指標可藉由一傳輸器基於一表(或指標)映射至適當旋轉角度。此表或指標係由傳輸器及接收器已知。此可在對於傳輸器及/或接收器係最佳時間之任何時候進行。
例如，若接收器(或存取終端)係用網路登錄，其通常將其設定檔發送至網路。此設定檔尤其係包括旋轉角度及/或指標。
在傳輸器決定將訊號發送給接收器前，其可詢問接收器最佳旋轉角度。接收器可將最佳旋轉角度發送至傳輸器以回應之。其後，傳輸器可基於回授資訊及其本身的決定發送訊號。
在訊號傳輸期間，傳輸器可週期性請求從接收器發送其已更新旋轉角度。或者是，傳輸器可在結束傳輸後，請求一來自接收器之旋轉角度的更新。
任何時候，接收器皆可將該更新(或更新旋轉角度)發送至傳輸器。更新(或回授資訊)之傳輸可透過一存取通道、流量通道、控制通道或其他可能通道執行。
就通道編碼而言，編碼可協助使解調錯誤減至最少，且因此達到除了用於更高頻譜效率之訊號設計以外的流通量。實際上，大多數容量達成代碼係設計以平衡實施複雜度及可達到效能。
灰階編碼係通道編碼之一實例，其亦稱為反射二進制編碼。灰階編碼或反射二進制編碼係二進制數值系統，其中二連續值僅一數字不同。第7圖係顯示灰階編碼之實例的範例性圖式。
用於位元對符號映射之灰階編碼(亦稱為灰階映射)可用其他通道編碼方案實施。灰階映射大體上係接受為用於最小化位元錯誤率(BER)之最佳映射規則。用於正規QPSK/QPSK階層式調變(或16QAM調變)之灰階映射係顯示於在第8圖中，其中具有最小歐幾里德距離之碼字亦具有最小漢明(Hamming)距離。
在以下圖式中係描述灰階映射規則。更明確言之，各增強層位元對符號及基層位元對符號滿足灰階映射需求，其中最接近二符號僅具有一或最少位元之差。此外，總位元對符號映射規則滿足該灰階映射規則。
第8圖係一顯示用於正規QPSK/QPSK階層式調變或16QAM調變之映射的範例性圖式。參考第8圖，增強層位元及基層位元可任意組合，使得例如每當偵測基層位元時，可決定增強層位元對符號映射表/規則。此外，基層及增強層係QPSK。此外，每一點(或符號)係由b0 b1 b2 b3 代表及/或映射。
更明確言之，圖式中心之圓圈及連接二(2)點(或符號)(如點0011及點0001或點0110及點1110)的線，表示與僅一位元差之相鄰者的連接。在此，連接點係來自不同層。換句話說，每一連接點(或符號)係不同基層位元及增強層位元。
此外，每一點可用四(4)位元(如b0 b1 b2 b3 )表示，其中第一位元(b0 )及第三位元(b2 )表示基層位元，而第二位元(b1 )及第四位元(b3 )表示增強位元。即，來自基層之二(2)位元及來自增強層的二(2)位元交錯在一起以表示每一合成點。藉由交錯位元而非簡單地連接來自二層之位元，可達到附加分集增益。
第9圖係顯示用於16QAM/QPSK之位元對符號映射的範例性圖式。此圖式指位元對符號映射。此映射可由傳輸器及接收器二者使用。
若傳輸器需求發送位元b0 b1 b2 b3 b4 b5 ，則傳輸器需要尋找一發送之映射符號。因此，若一接收器需求使所接收符號解調，則接收器可用此圖式以發現/定位解調位元。
此外，第9圖表示16QAM/QPSK階層式調變。換句話說，基層係由16QAM調變，且增強層係由QPSK調變。此外，16QAM/QPSK可指一特別階層式調變。換句話說，基層訊號及增強訊號具有不同初始相位。例如，基層訊號相位係0，而增強層訊號相位係theta(θ )。
第9圖中每一符號係用位元序列(s5 s4 s3 s2 s1 s0 )表示，其中位元s3 及s0 係來自增強層之位元，而其他位元(如s5 、s4 、s2 及s1 )屬於基層。
第10圖係顯示用於16QAM/QPSK之位元對符號映射的另一範例性圖式。第10圖及先前第9圖間之差別係第10圖中的每一符號由位元序列s5 s4 s3 s2 s1 s0 表示，其中位元s5 及s2 係來自增強層之位元，而其他位元(如s4 、s3 、s1 及s0 )係來自基層。
第11圖顯示用於16QAM/QPSK之位元對符號映射的另一範例性圖式。第11圖及先前第9及/或10圖間之差別係第11圖中的每一符號由位元序列s5 s4 s3 s2 s1 s0 表示，其中位元s5 及s4 係來自增強層之位元，而其他位元(如s3 、s2 、s1 及s0 )係來自基層。
第12圖顯示用於16QAM/QPSK之位元對符號映射的另一範例性圖式。第12圖及先前第9、10及/或11圖間之差在於位元s5 及s2 係來自增強層之位元，而其他位元(如s4 、s3 、s1 及s0 )係來自基層。如上文，第12圖中之每一符號係由位元序列s5 s4 s3 s2 s1 s0 表示。
另外對於如以上討論之位元序列組合，以下階層式層及增強層組合可能性包括(1)s5 s4 s3 s2 s1 s0 ＝b3 b2 b1 e1 b0 e0 ，(2)s5 s4 s3 s2 s1 s0 ＝b3 e1 b2 b1 b0 e0 ，(3)s5 s4 s3 s2 s1 s0 ＝b3 b2 b1 b0 e0 e1 ，(4)s5 s4 s3 s2 s1 s0 ＝e0 e1 b3 b2 b1 b0 ，(5)s5 s4 s3 s2 s1 s0 ＝e0 b3 b2 e1 b1 b0 ，(6)s5 s4 s3 s2 s1 s0 ＝b3 b2 e0 b1 b0 e1 ，(7)s3 s2 s1 s0 ＝e1 b1 e0 b0 ，(8)s3 s2 s1 s0 ＝e0 b1 e1 b0 ，(9)s3 s2 s1 s0 ＝e1 e0 b1 b0 ，(10)s3 s2 s1 s0 ＝e0 e1 b1 b0 ，且(11)s3 s2 s1 s0 ＝b1 b0 e1 e0 。
除了以上之組合討論外，係有許多其他可能的結合。然而，其係跟隨相同規則，其係灰階規則或灰階映射規則。如所討論，各增強層位元對符號映射及基層位元對符號映射，滿足最接近二符號僅有一位元差或更少之灰階映射規則需求。此外，總位元對符號映射規則亦滿足灰階映射規則。
此外，增強層位元及基層位元可任意組合，因此每次偵測基層位元時，可決定增強層位元對符號映射表/規則。此外，可能例如對於s3 s2 s1 s0 ＝e1 e0 b1 b0 QPSK/QPSK，用於增強層之灰階映射規則s3 s2 11＝e1 e0 11不必與s3 s2 10＝e1 e0 10完全相同。此外，例如可能s3 s2 11＝e1 e0 11係s3 s2 10＝e1 e0 10之一旋轉版本，s3 s2 11＝1111之位置係s3 s2 10＝1010或s3 s2 11＝0110的位置。
第13圖係一顯示用於QPSK/QPSK之位元對符號映射的範例性圖式。參考第13圖，位元對符號映射可由傳輸器及接收器二者使用。若一傳輸器需求發送位元b0 b1 b2 b3 ，則傳輸器需要尋找一發送之映射符號。因此，若接收器需求解調已接收符號，接收器可用此圖以發現/定位已解調位元。
再者，第13圖表示QPSK/QPSK階層式調變。換句話說，基層係由QPSK調變，且增強層亦由QPSK調變。此外，QPSK/QPSK可指一特別階層式調變。換句話說，基層訊號及增強訊號具有不同初始相位。例如，基層訊號相位係0，而增強層訊號相位係theta(θ )。
第13圖中之每一符號係用位元序列s3 s2 s1 s0 表示，其中位元s3 及s1 係來自增強層之位元，而其他位元(如s2 及s0 )屬於基層。
此外，在QPSK/QPSK實例中，增強層位元對符號映射規則可不同於基層符號對符號。第14圖係一顯示用於基層0x0之增強層位元對符號的範例性圖式。換句話說，第14圖顯示如何映射基層位元之實例。
例如，在右上象限中指示之符號指「00」的基層符號。此意即只要基層位元係「00」，不論增強層為何，對應層調變符號係此象限之四(4)符號中之一。
第15圖係一顯示用於基層0x1之增強層位元對符號的範例性圖式。同樣地，此圖顯示如何映射基層位元的另一實例。例如，在左上象限中指示之符號指「01」的基層符號。此意即只要基層位元係「01」，不論增強層為何，對應層調變符號係左上象限之該等符號中之一。
如以上參考第1－3圖討論，輸入資料或資料流可使用灰階映射規則通道編碼，例如之後為包括調變的其他過程。在此討論之調變指分層(或疊加)調變。分層調變係一類型之調變，其中各調變符號具有對應於一基層及一增強層之位元。在以下討論中，分層調變將在廣播及多播服務(BCMCS)之文脈中描述。
一般而言，分層調變可為任二調變方案的疊加。在BCMCS中，一QPSK增強層係疊加在一基層QPSK或16QAM層上，以獲得產生的訊號群集。能量比r係基層及增強間之功率比。此外，增強層係在逆時針方向中旋轉角度θ 。
第16圖係顯示針對QPSK/QPSK階層式調變之分層調變器的訊號群集之範例性圖式。參考QPSK/QPSK階層式調變，其意指QPSK基層及QPSK增強層，各調變符號含有四(4)位元，即s3 、s2 、s1 、s0 。在此，有係s3 及s2 之二(2)最高有效位元(MSB)，及係s1 及s0 的二(2)最低有效位元(LSB)。二(2)MSB係來自基層且二LSB來自增強層。
給定基層及增強層間之能量比r，可定義及，使得2(α 2 ＋β 2 )＝1。在此，α 指基層的振幅，且β 指增強層的振幅。此外，2(α 2 ＋β 2 )＝1係一亦稱作功率限制且更精確係稱作正常化之限制。
表1顯示一具有QPSK基層及QPSK增強層之分層調變表。
參考表1，各行定義用於各四(4)位元s3 、s2 、s1 、s0 之符號位置。在此，各符號之位置係依二維訊號空間(m I ，m Q )給定。此意即可用表示各符號。簡言之，用於各[s3 、s2 、s1 、s0 ]之複數調變符號S＝(m I ，m Q )係在中規定。
在此，cos(2πf 0 t ＋)及sin(2πf 0 t ＋)指具有初始相位ψ 0 及載波頻率f 0 之載波訊號。此外，φ (t )指脈衝成型(一傳輸符號之形狀)。
在以上所述S (t)之定義中，除了m I 及m Q 值以外，其他參數通常可在傳輸器及接收器間共享或由接收器本身偵測。為正確地解調S (t)，需要定義及共享m I 及m Q 的可能值資訊。
M I (k )及m Q (k )之可能值(其指用於第k符號之m I 及m Q )係在表1中提供。其顯示對於表示各群組輸入位元s3 、s2 、s1 、s0 ，該符號應由表中所示之對應參數調變。
可將有關複數調變符號之討論依類似或相同方式應用至以下討論的各種分層調變。即，可將複數調變符號之以上討論應用以下各表。
第17圖係顯示針對有關16QAM/QPSK階層式調變之分層調變器的訊號群集之範例性圖式。參考16QAM/QPSK階層式調變(其意指16QAM基層及QPSK增強層)，各調變符號含有6位元(s5 、s4 、s3 、s2 、s1 、s0 )。四(4)MSBs5 、s4 、s3 及s2 來自基層，及二(2)LSBs1 及s0 來自增強層。
給定基層及增強層間之能量比r ，可定義及，使得2(α 2 ＋β 2 )＝1。在此，α 指基層的振幅，且β 指增強層的振幅。此外，2(α 2 ＋β 2 )＝1係一亦稱作功率限制且更精確係指正常化之限制。
表2顯示具16QAM基層及QPSK增強層之分層調變表。
[表2]
參考表2，各行定義用於各六(6)位元s5 、s4 、s3 、s2 、s1 、s0 之符號位置。在此，各符號之位置係依二維訊號空間(m I ，m Q )給定。此意即可用表示各符號。簡言之，用於各[s5 、s4 、s3 、s2 、s1 、s0 ]之複數調變符號S＝(m I ，m Q )係在中規定。
在此，w 0 指載波頻率，π 0 指載波之初始相位，且ψ (t)指示符號成型或脈衝成型波。在此，及指具有初始相位ψ 0 及載波頻率f 0 之載波訊號。此外，φ (t)指示脈衝成型(一傳輸符號之形狀)。
在以上S (t)之定義中，除了m I 及m Q 值以外，其他參數通常可在傳輸器及接收器間共享或藉由接收器本身偵測。為正確解調S (t)，需要定義及共享m I 及m Q 的可能值資訊。
m I (k )及m Q (k )之可能值(其指用於第k符號之m I 及m Q )係在表1中提供。其顯示對於表示各群組輸入位元s5 、s4 、s3 、s2 、s1 、s0 ，該符號應由表中所示之對應參數調變。
此外，用於階層式調變之BCMCS的另一應用實例係討論如下。一般而言，分層調變可為任二調變方案的疊加。在BCMCS中，一QPSK增強層係疊加在一基層QPSK或16QAM層上，以獲得產生的訊號群集。能量比r 係基層及增強間之功率比。此外，增強層係在逆時針方向中旋轉角度θ 。
第18圖係一顯示用於具有QPSK/QPSK階層式調變之分層調變器的訊號群集之範例性圖式。參考QPSK/QPSK階層式調變(其意指QPSK基層及QPSK增強層)，各調變符號含有四(4)位元，即s3 、s2 、s1 、s0 。在此，有係s3 及s2 之二(2)MSB，及係s1 及s0 的二(2)LSB。二(2)MSB係來自基層及二LSB來自增強層。
給定基層及增強層間之能量比r ，可定義及，使得2(α 2 ＋β 2 )＝1。在此，α 指基層的振幅，且β 指增強層的振幅。此外，2(α 2 ＋β 2 )＝1係一亦稱作功率限制且更精確係指正常化之限制。
表3顯示具有QPSK基層及QPSK增強層之分層調變表。
參考表3，各行定義用於各四(4)位元s3 、s2 、s1 、s0 之符號位置。在此，各符號之位置係依二維訊號空間(m I ，m Q )給定。此意即可用表示各符號。簡言之，用於各[s3 、s2 、s1 、s0 ]之複數調變符號S＝(m I ，m Q )係在中規定。
在此，及指具有初始相位ψ 0 及載波頻率f 0 之載波訊號。此外，φ (t)指示脈衝成型(一傳輸符號之形狀)。
在以上S (t)之定義中，除了m I 及m Q 值以外，其他參數通常可在傳輸器及接收器間共享或藉由接收器本身偵測。為正確地解調S (t)，需要定義及共享m I 及m Q 的可能值資訊。
m I (k )及m Q (k )之可能值(其指用於第k符號之m I 及m Q )係在表1中提供。其顯示對於表示各群組輸入位元s3 、s2 、s1 、s0 ，該符號應由表中所示之對應參數調變。
第19圖係顯示有關16QAM/QPSK階層式調變之分層調變器的訊號群集之範例性圖式。參考另一16QAM/QPSK階層式調變(其意指16QAM基層及QPSK增強層)，各調變符號含有6位元(s5 、s4 、s3 、s2 、s1 、s0 )。四(4)MSB s5 、s4 、s3 及s2 來自基層，及二(2)LSB s1 及s0 來自增強層。
給定基層及增強層間之能量比r ，可定義及，使得2(α 2 ＋β 2 )＝1。在此，α 指基層的振幅，且β 指增強層的振幅。此外，2(α 2 ＋β 2 )＝1係一亦稱作功率限制且更精確係指正常化之限制。
表4顯示一具有16QAM基層及QPSK增強層之分層調變表。
[表4]
參考表4，各行定義用於各六(6)位元s5 、s4 、s3 、s2 、s1 、s0 之符號位置。在此，各符號之位置係依二維訊號空間(m I ，m Q )給定。此意即可用表示各符號。簡言之，用於各[s5 、S4 、s3 、s2 、s1 、s0 ]之複數調變符號S＝(m I ，m Q )係在中規定。
在此，w 0 指載波頻率，π 0 指載波之初始相位，且ψ (t)指符號成型或脈衝成型波。在此，及指具有初始相位ψ 0 及載波頻率f 0 之載波訊號。此外，φ (t)指脈衝成型(一傳輸符號之形狀)。
在以上S (t)之定義中，除了m I 及m Q 值以外，其他參數通常可在傳輸器及接收器間共享，或藉由接收器本身偵測。為正確地解調S (t)，需要定義及共享m I 及m Q 的可能值資訊。
m I (k )及m Q (k )之可能值(其指用於第k符號之m I 及m Q )係在表1中提供。其顯示對於表示各群組輸入位元s5 、s4 、s3 、s2 、s1 、s0 ，符號應由表中所示之對應參數調變。
關於表1－4中m I 及m Q 的定義，除內容外，顯示旋轉角度θ 亦需要在傳輸器及接收器間連同該等表共享。可用表5來克服關於接收器及傳輸器如何共享旋轉角度資訊之問題。
為此目的，可使用定義及/或映射四(4)位元至一旋轉角度之表5。若此表係由接收器預先得知，則傳輸器僅需發送四(4)位元至接收器，以將初始旋轉角度指示予接收器，用於將下一旋轉分層調變符號解調。此表係以四(4)位元量化旋轉角度θ 及均勻量化的實例。可用其他數目之位元及不同精度之不同量化規則來量化旋轉角度θ 。
更明確言之，當致能階層式調變時，此表係由傳輸器及接收器(如存取網路及存取終端)任一者預先共享，透過無線下載至接收器(如存取終端)，或僅由傳輸器(如存取網路)使用。用於階層式調變之預設旋轉字元組係0000，其對應於0.0。
此外，此表可由接收器用於解調該旋轉分層調變。與正規或未旋轉分層調變比較，初始旋轉角度基本上係零(0)。零(0)初始旋轉角度之此資訊指示傳輸器及接收器間之隱含一致。然而，對於旋轉分層調變，此資訊可能無法在傳輸器及/或接收器間隱含地共享。換句話說，需要一將此初始旋轉角度發送或指示給接收器之機制。
在一用於BCMCS之分層或疊加調變的進一步應用中，分層調變可為任二調變方案的疊加。在BCMCS中，一QPSK增強層係疊加在一基層QPSK或16QAM層上，以獲得產生的訊號群集。能量比r 係基層及增強間之功率比。此外，增強層係在逆時針方向中旋轉角度θ 。
第20圖係顯示用於具有QPSK基層及QPSK增強層之分層調變器的訊號群集之範例性圖式。參考第20圖，各調變符號含有四(4)位元，即s3 、s2 、s1 、s0 。在此，其具有係s3 及s1 之二(2)MSB，及係s2 及s0 的二(2)LSB。二(2)MSB係來自基層而二LSB來自增強層。
給定基層及增強層間之能量比r ，可定義及，使得2(α 2 ＋β 2 )＝1。在此，α 指基層的振幅，且β 指增強層的振幅。此外，2(α 2 ＋β 2 )＝1係一亦稱作功率限制且更精確係指正常化之限制。
表6顯示一具有QPSK基層及QPSK增強層之分層調變表。
[表6]
參考表6，各行定義用於各四(4)位元s3 、s2 、s1 、s0 之符號位置。在此，各符號之位置係依二維訊號空間(m I ，m Q )給定。此意即可用表示各符號。簡言之，用於各[s3 、s2 、s1 、s0 ]之複數調變符號S＝(m I ，m Q )係在中規定。
在此，及指具有初始相位ψ 0 及載波頻率f 0 之載波訊號。再者，φ (t)指脈衝成型(一傳輸符號之形狀)。
在以上S (t)之定義中，除了m I 及m Q 值以外，其他參數通常可在傳輸器及接收器間共享，或藉由接收器本身偵測。為正確地解調S (t)，需要定義及共享m I 及m Q 的可能值資訊。
m I (k )及m Q (k )之可能值(其指用於第k符號之m I 及m Q )係在表1中提供。其顯示對於表示各群組輸入位元s3 、s2 、s1 、s0 ，該符號應由表中所示之對應參數調變。
第21圖係顯示有關16QAM/QPSK階層式調變之分層調變器的訊號群集之範例性圖式。參考另一16QAM/QPSK階層式調變(其意指16QAM基層及QPSK增強層)，各調變符號含有6位元(s5 、s4 、s3 、s2 、s1 、s0 )。四(4)MSBs4 、s3 、s1 及s0 來自基層，及二(2)LSBs5 及s2 來自增強層。
給定基層及增強層間之能量比r ，可定義及，使得2(α 2 ＋β 2 )＝1。在此，α 指基層的振幅，且β 指增強層的振幅。此外，2(α 2 ＋β 2 )＝1係一亦稱作功率限制且更精確係指正常化之限制。
表7顯示一具有16QAM基層及QPSK增強層之分層調變表。
[表7]
參考表4，各行定義用於各六(6)位元s5 、s4 、s3 、s2 、s1 、s0 之符號位置。在此，各符號之位置係依二維訊號空間(m I ，m Q )給定。此意即可用表示各符號。簡言之，用於各[s5 、s4 、s3 、s2 、s1 、s0 ]之複數調變符號S＝(m I ，m Q )係在中規定。
在此，w 0 指載波頻率，π 0 指載波初始相位，且ψ (t)指示符號成型或脈衝成型波。在此，及指具有初始相位ψ 0 及載波頻率f 0 之載波訊號。此外，φ (t)指示脈衝成型(一傳輸符號之形狀)。
在以上S (t)之定義中，除了m I 及m Q 值以外，其他參數通常可在傳輸器及接收器間共享，或藉由接收器本身偵測。為正確地解調S (t)，需要定義及共享m I 及m Q 的可能值資訊。
m I (k )及m Q (k )之可能值(其指用於第k符號之m I 及m Q )係在表1中提供。其顯示對於表示各群組輸入位元s5 、s4 、s3 、s2 、s1 、s0 ，符號應由表中所示之對應參數調變。
然而，當使增強層訊號群集係旋轉且功率分割比改變時，歐幾里德距離輪廓可改變。此意指在第21圖中之原始灰階映射，例如，並非恆最佳。在此情況下，可能需要基於各歐幾里德距離檔案實例施行位元對符號再映射。第22圖係用於旋轉QPSK/QPSK階層式調變之灰階映射的範例性圖式。
一訊號群集之BER效能可由具有最小歐幾里德距離的符號對來支配，尤其當SNR係高時。因此，關注的係發現最佳位元對符號映射規則，其中用於最接近二訊號之代碼具有最小差值。
一般而言，配合通道編碼運作之二維訊號中的灰階映射，可被接受為最佳用於使可能相等訊號之BER最小。用於正規階層式訊號群集之灰階映射係顯示在第21圖中，其中用於最接近二訊號之代碼係僅一位元不同。然而，此類歐幾里德距離輪廓可能無法在階層式調變中固定。在第23圖中顯示一具有不同旋轉角度之16QAM/QPSK階層式調變的最小歐幾里德距離之實例。
第23圖係顯示已增強QPSK/QPSK階層式調變之範例性圖式。參考第23圖，該基層係用QPSK調變且增強層用旋轉QPSK調變。若應用階層式調變，可如此圖中所示達到一新QPSK/QPSK階層式調變。
此外，當功率分割比在二層階層式調變中增加時，層間歐幾里德距離可能變得最短。若增強層旋轉，則此可能發生。為了當歐幾里德距離輪廓在階層式調變中改變時使BER最小，位元對符號映射可再進行或再施行，如第24及25圖中顯示。
第24圖係顯示一新QPSK/QPSK階層式調變的範例性圖式。此外，第25圖係顯示一新QPSK/QPSK階層式調變的另一範例性圖式。
有鑑於以上討論，可呈現一種新位元對符號產生結構。根據習知結構，一符號映射模式選擇將不可用。第26圖係一顯示新位元對符號組塊的範例性圖式。在此，當施行位元對符號映射時可選擇符號映射模式。更明確言之，可增加一新符號映射模式選擇組塊，用於基於所使用階層式調變之訊號群集及通道編碼，來控制及/或選擇位元對符號映射規則。
應瞭解熟習此項技術人士可在不脫離本發明之精神或範疇下進行各種修改及變化。因此，本發明係意於涵蓋此發明之修改及變化，只要其係在隨附申請專利範圍及其等效者之範疇內。
無元件
本文所包括之附圖係提供對本發明的進一步瞭解，且併入與構成此申請案之一部分，其示範本發明之具體實施例且連同說明書用以解說本發明之原理。圖式中：第1圖係一般化MC－CDM結構之範例性圖式；第2圖係一般化MC－CDM結構之另一範例性圖式；第3圖係顯示其中說明預編碼/旋轉在群組上施行之一般化MC－CDM結構的範例性圖式；第4圖係顯示一多級旋轉的範例性圖式；第5圖係一般化MC－CDM結構之另一範例性圖式；第6圖係顯示頻域交錯式MC－CDM的範例性圖式；第7圖係顯示灰階編碼之實例的範例性圖式；第8圖係顯示用於正規QPSK/QPSK階層式調變或16QAM調變之映射的範例性圖式；第9圖係顯示用於16QAM/QPSK之位元對符號映射的範例性圖式；第10圖係顯示用於16QAM/QPSK之位元對符號映射的另一範例性圖式；第11圖係顯示用於16QAM/QPSK之位元對符號映射的另一範例性圖式；第12圖係顯示用於16QAM/QPSK之位元對符號映射的另一範例性圖式；第13圖係顯示用於QPSK/QPSK之位元對符號映射的範例性圖式；第14圖係顯示用於基層0x0之增強層位元對符號的範例性圖式；第15圖係顯示用於基層0x1之增強層位元對符號的範例性圖式；第16圖係顯示針對QPSK/QPSK階層式調變之分層調變器的訊號群集之範例性圖式；第17圖係顯示針對16QAM/QPSK階層式調變之分層調變器的訊號群集之範例性圖式；第18圖係顯示用於具有QPSK/QPSK階層式調變之分層調變器的訊號群集之範例性圖式；第19圖係顯示針對16QAM/QPSK階層式調變之分層調變器的訊號群集之範例性圖式；第20圖係用於具有QPSK基層及QPSK增強層的分層調變之訊號群集的範例性圖式；第21圖係顯示針對QPSK/QPSK階層式調變之分層調變器的訊號群集之範例性圖式；第22圖係用於旋轉QPSK/QPSK階層式調變之灰階映射的範例性圖式；第23圖係顯示一已增強QPSK/QPSK階層式調變的範例性圖式；第24圖係顯示一新QPSK/QPSK階層式調變的範例性圖式；第25圖係顯示一新QPSK/QPSK階層式調變的另一範例性圖式；及第26圖係顯示一新位元對符號區塊的範例性圖式。
無元件

Claims (7)

  1. 一種用於在一無線通訊系統中傳輸多於一個訊號之方法，該方法包含以下步驟：將多符號分配至一第一層訊號群集及至一第二層群集，其中該第一層訊號群集指基層訊號，且該第二層訊號群集指增強層訊號；調變該第一層訊號群集及該第二層訊號群集之該等多符號，其中該第二層訊號群集之該等多符號旋轉一旋轉角度，該旋轉角度基於接收自一接收器之一最佳旋轉角度而決定；及傳輸該等已調變符號至該接收器，其中用於調變該等多符號之配置資訊在一控制信息中提供給該接收器，及其中該配置資訊包含一指示器，該指示器指示用於旋轉該等多符號之該旋轉角度是否包括於該控制信息中，及其中如果該指示器指示該旋轉角度包括於該控制信息中，則該配置資訊更包含該旋轉角度。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該等基層訊號及該等增強層訊號具有相同的初始調變及傳輸相位。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該等基層訊號及該等增強層訊號具有不同的初始調變及傳輸相位。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該等基層訊號及該等增強層訊號具有相同之位元對符號映射規則。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該等基層訊號及該等增強層訊號具有不同之位元對符號映射規則。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該等已傳輸調變符號應用位元對符號映射規則，其中各增強層訊號群集係基於用於該基層位元對符號映射規則及其他增強位元對符號映射規則之位元對符號映射規則。
  7. 一種用於在一無線通訊系統中傳輸多於一個訊號之一系統，該系統包含：邏輯單元，該邏輯單元用於將多符號分配至一第一層訊號群集及至一第二層訊號群集，其中該第一層訊號群集指基層訊號，且該第二層訊號群集指增強層訊號；邏輯單元，該邏輯單元用於調變該第一層訊號群集及該第二層訊號群集之該等多符號，其中該第二層訊號群集之該等多符號旋轉一旋轉角度，該旋轉角度基於接收自一接收器之一最佳旋轉角度而決定；及邏輯單元，該邏輯單元用於傳輸該等已調變符號至該接收器，其中用於調變該等多符號之配置資訊在一控制信息中提供給該接收器，及其中該配置資訊包含一指示 器，該指示器指示用於旋轉該等多符號之該旋轉角度是否包括於該控制信息中，及其中如果該指示器指示該旋轉角度包括於該控制信息中，則該配置資訊更包含該旋轉角度。
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