JP4870076B2 - マルチチャネル伝送システム、送信装置および送信方法 - Google Patents

Description

本発明は、マルチチャネル伝送システム、送信装置および送信方法に関する。
本願は、２００５年６月２７日に日本国特許庁に出願された特願２００５−１８６５７１号に基づく優先権を主張し、その内容をここに援用する。

従来、複数のサブチャネルを用いて信号を多重伝送するマルチチャネル伝送システムとして、例えば、搬送波（キャリア）の周波数分割によりサブチャネルを構成するマルチキャリア伝送システムがあり、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式、ＭＣ−ＣＤＭ（Multi Carrier-Code Division Multiplexing）方式およびＯＦＣＤＭ（Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing）方式などが知られている。

ＯＦＤＭ方式は直交するサブキャリアで信号を周波数多重するものであり、直交符号を用いた情報の拡散は行わない。ＭＣ−ＣＤＭ方式は直交符号で周波数方向に拡散した信号をサブキャリアで周波数多重する。ＯＦＣＤＭ方式は、ＭＣ−ＣＤＭ方式の一種であり、直交符号で周波数方向もしくは時間方向に情報を拡散すると共に直交するサブキャリアで信号を周波数多重する。

これらの方式のうち、直交符号を用いて周波数方向に拡散する方式（ＭＣ−ＣＤＭ、周波数方向に拡散するＯＦＣＤＭ）は、一般に周波数ダイバーシチ効果を得ることができ、変調シンボルの受信特性がよいという特長を持つ。しかしながら、無線伝送路の周波数選択性によって符号間の直交性が損なわれると、符号間干渉が発生して受信特性が劣化するという問題がある。例えば、D. Garg and F. Adachi, 「Diversity-coding-orthogonality trade-off for coded MC-CDMA with high level modulation」,IEICE Trans. Commun.,vol.E88-B, No. 1, pp. 76-83, Jan. 2005.を参照されたい。

一方、直交符号を用いて時間方向に拡散する方式（時間方向に拡散するＯＦＣＤＭ）や拡散を行わないＯＦＤＭ方式は、符号間干渉の影響をあまり受けないが周波数ダイバーシチ効果を得られない。

上述した従来のマルチチャネル伝送システムでは、周波数方向の拡散によって周波数ダイバーシチ効果を得る場合には符号間干渉の問題があり、一方、周波数方向の拡散を行わない場合には周波数ダイバーシチ効果が得られないという、二者択一的な伝送品質となっている。このため、伝送路の状態の変化によって伝送品質が不安定となりやすいという問題がある。

本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整可能とすることにより、伝送品質の安定化を図ることのできるマルチチャネル伝送システム、送信装置および送信方法を提供することにある。

上記の課題を解決するために、本発明に係るマルチチャネル伝送システムは、調整パラメータを引数とする三角関数から成る拡散符号行列内の行ベクトル或いは列ベクトルから、前記調整パラメータの設定値を用いて拡散符号を生成する拡散符号生成手段と、前記拡散符号を用いた情報の拡散及び多重化の処理を行う信号多重手段と、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置して送信する送信手段と、を有する送信装置と、前記送信装置から送信された複数のサブチャネルの信号を受信する受信手段と、該受信した信号に対して前記送信装置と同じ拡散符号を用いた信号分割処理を行う信号分割手段と、を有する受信装置と、を備えたことを特徴とする。

本発明に係るマルチチャネル伝送システムにおいては、前記拡散符号行列は直交行列であることを特徴とする。

本発明に係るマルチチャネル伝送システムにおいては、前記拡散符号行列は回転行列であり、前記調整パラメータはその回転角であることを特徴とする。

本発明に係るマルチチャネル伝送システムにおいては、前記送信手段は、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置するときに、拡散した一対のサブキャリアを周波数軸上で、できるだけ離して配置することを特徴とする。

本発明に係る送信装置は、調整パラメータを引数とする三角関数から成る拡散符号行列内の行ベクトル或いは列ベクトルから、前記調整パラメータの設定値を用いて拡散符号を生成する拡散符号生成手段と、前記拡散符号を用いた情報の拡散及び多重化の処理を行う信号多重手段と、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置して送信する送信手段と、を備えたことを特徴とする。

本発明に係る送信装置においては、前記拡散符号行列は直交行列であることを特徴とする。

本発明に係る送信装置においては、前記拡散符号行列は回転行列であり、前記調整パラメータはその回転角であることを特徴とする。

本発明に係る送信装置においては、前記送信手段は、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置するときに、拡散した一対のサブキャリアを周波数軸上で、できるだけ離して配置することを特徴とする。

本発明に係る送信方法は、調整パラメータを設定する過程と、調整パラメータを引数とする三角関数から成る拡散符号行列内の行ベクトル或いは列ベクトルから、前記調整パラメータの設定値を用いて拡散符号を生成する過程と、前記拡散符号を用いた情報の拡散及び多重化の処理を行う過程と、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置して送信する過程と、を含むことを特徴とする。

本発明に係る送信方法においては、前記拡散符号行列は直交行列であることを特徴とする。

本発明に係る送信方法においては、前記拡散符号行列は回転行列であり、前記調整パラメータはその回転角であることを特徴とする。

本発明に係る送信方法においては、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置するときに、拡散した一対のサブキャリアを周波数軸上で、できるだけ離して配置することを特徴とする。

本発明によれば、調整パラメータの設定値によって、ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整することができる。これにより、伝送品質の安定化を図ることが可能となる。

本発明の一実施形態に係るマルチチャネル伝送システムのブロック図である。 は時間分割によって２つのサブチャネルを形成する場合の説明図である。 は周波数分割によって２つのサブチャネルを形成する場合の説明図である。 は空間分割によって２つのサブチャネルを形成する場合の説明図である。 本発明に係るマルチチャネル伝送システムの一実施例を示すブロック図である。 QPSK方式の基準信号点５０１〜５０４と受信点Ｒの関係を説明するための座標図である。 本発明に係るサブキャリア配置方法を説明するための説明図である。

符号の説明

１，１００…送信機、 ２，２００…受信機、
１１，１０１…拡散符号生成部、 １２，１０３…信号多重部、
１３，２０７…信号分割部、 １０２…変調器、
１０５…逆高速フーリエ変換部、 ２０８…復調器

以下、図面を参照し、本発明の一実施形態について説明する。

初めに、本発明に係る拡散符号の生成方法を説明する。
まず、拡散符号行列Ｒ_Ｎを生成する。拡散率が「２^Ｎ」の場合（但し、Ｎは１以上の整数）の拡散符号行列Ｒ_Ｎは（１）式で表される。

但し、ｐ_Ｎは、調整パラメータである。調整パラメータの範囲（単位はラジアン）は、ｑ×π／４≦ｐ_Ｎ≦（ｑ＋１）×π／４、である（但し、ｑは整数）。拡散率が２^Ｎの場合、調整パラメータはＮ個「ｐ_１、ｐ_２、・・・、ｐ_Ｎ」である。

拡散符号行列Ｒ_Ｎの具体例として、（２）式は「Ｎ＝１」の場合（つまり、拡散率が２の場合）の拡散符号行列Ｒ_１を表している。（３）式は「Ｎ＝２」の場合（つまり、拡散率が４の場合）の拡散符号行列Ｒ_２を表している。そして、拡散率が２の場合（Ｎ＝１）の（２）式では、調整パラメータは１個「ｐ_１」である。拡散率が４の場合（Ｎ＝２）の（３）式では、調整パラメータは２個「ｐ_１、ｐ_２」である。

次いで、拡散符号行列Ｒ_Ｎの行ベクトルもしくは列ベクトルを拡散符号とする。例えば、拡散率が２の場合（Ｎ＝１）、上記（２）式の拡散符号行列Ｒ_１の行ベクトルより、その拡散符号ｖ_１、ｖ_２は（４）式となる。

上述した拡散符号行列Ｒ_Ｎは直交行列であり、その行ベクトル同士は直交ベクトルである。同様に列ベクトル同士は直交ベクトルである。従って、得られる拡散符号は直交符号となる。

また、上記（２）式で表される拡散符号行列Ｒ_１は、回転行列であり、調整パラメータｐ_１はその回転角である。

本発明に係る拡散符号は、調整パラメータによって拡散の程度を制御することが可能なものである。例えば、拡散率が２の場合（Ｎ＝１）、「ｐ_１＝０」ならば、上記（４）式より、
ｖ_１＝（１，０）、
ｖ_２＝（０，１）、
となり、信号の拡散は行われない。
また、拡散率が２の場合（Ｎ＝１）、「ｐ_１＝π／４」ならば、上記（４）式より、
ｖ_１＝（１／√２，１／√２）、
ｖ_２＝（−１／√２，１／√２）、
となり、均等の比率で信号の拡散が行われる。これは、ウォルシュ（Walsh）符号に相当する。
つまり、非拡散からウォルシュ符号による拡散まで対応することができる。

なお、上記した拡散符号行列Ｒ_Ｎは、三角関数の特徴に基づいた各種の数式上の変形を行うことができる。例えば、p1→「p1＋π」とおけば、上記（２）式は（５）式のように変形することができる。同様に、「sin(x+π/2)＝cos(x)」などの関係を用いれば、全て単一の三角関数（例えばサイン関数のみ、もしくはコサイン関数のみ）で構成することも可能である。

また、拡散符号行列Ｒ_Ｎを定数倍する操作や拡散符号行列Ｒ_Ｎの列ベクトルあるいは行ベクトルを入れ替える操作を施してもよい。これらの操作の単独、或いは組み合わせによって生成された行列から、拡散符号を生成してもよい。

以下、上記（４）式で表される拡散率が２の場合（Ｎ＝１）の拡散符号ｖ_１、ｖ_２を例に挙げて、本発明の一実施形態に係るマルチチャネル伝送システムを説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係るマルチチャネル伝送システムのブロック図である。
図１において、送信機１は、拡散符号生成部１１と信号多重部１２とを有する。
拡散符号生成部１１には、設定された調整パラメータｐ_１を入力する。拡散符号生成部１１は、入力された調整パラメータｐ_１を用いて（４）式の演算を行い、拡散符号ｖ_１、ｖ_２を生成する。

信号多重部１２には、変調器出力後の変調シンボルｂ_１、ｂ_２を入力する。本実施形態では、変調器から出力された変調シンボルを２系統に分け、そのうちの一系統を変調シンボルｂ_１、もう一方の系統を変調シンボルｂ_２とする。
信号多重部１２は、変調シンボルｂ_１、ｂ_２を拡散符号ｖ_１、ｖ_２で拡散する。さらに、拡散後の信号の多重化を行う。その拡散及び多重化の処理では、（６）式の演算を行う。

但し、ｃ_１、ｃ_２は、サブチャネル信号である。
なお、（４）式の拡散符号ｖ_１、ｖ_２を用いる場合には、本マルチチャネル伝送システムは少なくとも２つのサブチャネルを用意する必要があるが、本実施形態では２つのサブチャネルのみを用いる場合で説明する。サブチャネルは、時間分割、空間分割および周波数分割のうち、いずれか単独、或いは複数の組み合わせによって形成される。
図２Ａは時間分割によって２つのサブチャネルを形成する場合、図２Ｂは周波数分割によって２つのサブチャネルを形成する場合、図２Ｃは空間分割によって２つのサブチャネルを形成する場合、の説明図である。

上記（６）式の演算により生成されたサブチャネル信号ｃ_１、ｃ_２は、送信機１からそれぞれ送信される。送信されたサブチャネル信号ｃ_１、ｃ_２は、それぞれのチャネルを介しサブチャネル信号ｃ'_１、ｃ'_２として受信機２に到達し受信される。

受信機２は、拡散符号生成部１１と信号分割部１３とを有する。
受信機２の拡散符号生成部１１は、送信機１の拡散符号生成部１１と同じものであり、送信機１と同じ値の調整パラメータｐ_１を用いて（４）式の演算を行い、拡散符号ｖ_１、ｖ_２を生成する。

信号分割部１３は、受信されたサブチャネル信号ｃ'_１、ｃ'_２に対して、拡散符号ｖ_１、ｖ_２を用いた信号分割操作を行い、復調シンボルｂ'_１、ｂ'_２を得る。この信号分割処理では、（７）式の演算を行う。

上記（６）、（７）式から、サブチャネルの受信信号が送信信号と同じ、つまり「ｃ'_１＝ｂ'_１」、「ｃ'_２＝ｂ'_２」ならば、復調シンボルは変調シンボルと同じ、つまり「ｂ'_１＝ｂ_１」、「ｂ'_２＝ｂ_２」になる。

ここで、各サブチャネルの受信信号強度をそれぞれａ_１、ａ_２としたときの復調シンボルｂ'_１、ｂ'_２を上記（６）、（７）式から求めてみると、（８）式になる。なお、簡単のため、背景雑音の影響は省いている。
ｂ'_１＝（ａ_１×ｃｏｓ^２（ｐ_１）＋ａ_２×ｓｉｎ^２（ｐ_１））×ｂ_１
＋（−ａ_１＋ａ_２）×ｓｉｎ（ｐ_１）×ｃｏｓ（ｐ_１）×ｂ_２
ｂ'_２＝（−ａ_１＋ａ_２）×ｓｉｎ（ｐ_１）×ｃｏｓ（ｐ_１）×ｂ_１
＋（ａ_１×ｓｉｎ^２（ｐ_１）＋ａ_２×ｃｏｓ^２（ｐ_１））×ｂ_２
・・・（８）

上記（８）式から示されるように、本実施形態の拡散符号ｖ_１、ｖ_２によれば、調整パラメータｐ_１の設定値によって、ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整することができる。以下に具体的に説明する。
まず、調整パラメータｐ_１の範囲（単位はラジアン）は、ｑ×π／４≦ｐ_Ｎ≦（ｑ＋１）×π／４、であるが（但し、ｑは整数）、ｑ＝０とすると、０≦ｐ_１≦π／４、となる。そして、
「ｐ_１＝０」とした場合には、
ｂ'_１＝ａ_１×ｂ_１、ｂ'_２＝ａ_２×ｂ_２、
となり、変調シンボルｂ'_１とｂ'_２はお互い干渉しあうことはない。しかし、各サブチャネルの受信信号強度ａ_１、ａ_２の変動が、そのまま変調シンボルｂ'_１、ｂ'_２のレベルに影響を与える。

一方、「ｐ_１＝π／４」とした場合には、
ｂ'_１＝（ａ_１＋ａ_２）×ｂ_１／２＋（−ａ_１＋ａ_２）×ｂ_２／２、
ｂ'_２＝（−ａ_１＋ａ_２）×ｂ_１／２＋（ａ_１＋ａ_２）×ｂ_２／２、
となる。この場合は、個々のサブチャネルの受信信号強度ａ_１、ａ_２が平均された強度「（ａ_１＋ａ_２）／２」で目的の変調シンボルが受信されるので、復調シンボルのレベル変動は、上記「ｐ_１＝０」とした場合に比べて緩和される（つまり、ダイバーシチ効果が得られる）。しかし、目的としない変調シンボルが、受信信号強度の差分の半分「（−ａ_１＋ａ_２）／２」のレベルで混入する（つまり、符号間干渉が発生する）。

そして、「０＜ｐ_１＜π／４」とした場合には、上記「ｐ_１＝０」とした場合と「ｐ_１＝π／４」とした場合との間の特性に、ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整することができる。特に、サブチャネル間の伝送品質にばらつきがある場合には、その調整効果が顕著となる。

なお、上述した実施形態では、変調シンボルｂ_１、ｂ_２は、同一のユーザに送信する変調シンボルとして説明したが、それぞれ異なるユーザに送信する変調シンボルであってもよい。

また、変調方式としては、振幅偏移変調（ASK: Amplitude Shift Keying）、位相偏移変調（PSK: Phase Shift Keying）、周波数偏移変調（FSK: Frequency Shift Keying）及び直交振幅変調（QAM: Quadrature Amplitude Modulation）などの各種のデジタル変調方式が利用可能である。

また、上述した実施形態では、拡散率が２であり、且つ、多重数が２であるマルチチャネル伝送システムを例に挙げて説明したが、本発明は任意の拡散率「２^Ｎ」と任意の多重数「Ｍ」の組み合わせに対して適用可能である（但し、Ｍ、Ｎは１以上の整数、且つ、Ｍ≦２^Ｎ）。その場合、Ｎ個の調整パラメータｐ_１、ｐ_２、・・・、ｐ_Ｎの設定により、ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整することができる。

上述したように本実施形態によれば、調整パラメータの設定値によって、ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整することができる。これにより、伝送品質の安定化を図ることが可能となる。

図３は、本発明に係るマルチチャネル伝送システムの一実施例である。この実施例は、ＭＣ−ＣＤＭ方式のシステムであり、その拡散率は２^Ｎ、多重数はＭである。

図３において、送信機１００は、拡散符号生成部１０１と、変調器１０２と、信号多重部１０３と、シリアル／パラレル変換部１０４と、逆高速フーリエ変換部１０５と、パラレル／シリアル変換部１０６と、ガードインターバル挿入部１０７とを有する。

図３の送信機１００において、拡散符号生成部１０１は、入力されたＮ個の調整パラメータｐ_１、ｐ_２、・・・、ｐ_Ｎを用いて、上記（１）式に基づいたＮ個の拡散符号ｖ_１、ｖ_２、・・・、ｖ_Ｎを生成する。それらＮ個の拡散符号ｖ_１、ｖ_２、・・・、ｖ_Ｎのうち、実際に使用するのは、多重数がＭであるので、Ｍ個である。このため、Ｎ個の拡散符号ｖ_１、ｖ_２、・・・、ｖ_Ｎの中からＭ個を任意に選択する。ここでは、Ｍ個の拡散符号ｖ_１、ｖ_２、・・・、ｖ_Ｍが選択されたとする。

変調器１０２は、送信データ系列ａをＭ個の変調シンボルｂ_１〜ｂ_Ｍのいずれかにマッピングする。信号多重部１０３は、Ｍ個の拡散符号ｖ_１、ｖ_２、・・・、ｖ_Ｍを用いて、Ｍ個の変調シンボルｂ_１〜ｂ_Ｍの拡散及び多重化の処理を行う。この拡散及び多重化の処理では、（９）式の演算を行う。これにより、２^Ｎ個のサブチャネルの信号が得られる。

シリアル／パラレル変換部１０４は、各サブチャネルの信号をパラレルデータに変換する。逆高速フーリエ変換部１０５は、そのパラレルデータに対して逆高速フーリエ変換処理を施し、周波数領域から時間領域の信号に変換する。パラレル／シリアル変換部１０６は、逆高速フーリエ変換部１０５出力後のパラレルデータをシリアルデータに変換する。このシリアルデータは、ガードインターバル挿入部１０７でガードインターバルが挿入されてから送信される。なお、送信信号にはパイロット信号も挿入される。

図３において、受信機２００は、ガードインターバル除去部２０１と、シリアル／パラレル変換部２０２と、高速フーリエ変換部２０３と、パラレル／シリアル変換部２０４と、伝送路推定（チャネル（ＣＨ）推定）・位相補正部２０５と、等化器２０６と、信号分割部２０７と、復調器２０８とを有する。

図３の受信機２００においては、送信機１００で用いられたのと同じＭ個の拡散符号ｖ_１、ｖ_２、・・・、ｖ_Ｍが用意される。送信機１００と同様に拡散符号生成部１０１を備えて生成してもよく、或いは、送信機１００から受け取ってもよい。

受信機２００は、送信機１００から送信された信号を受信する。その受信信号は、ガードインターバル除去部２０１でガードインターバルが除去されてから、シリアル／パラレル変換部２０２でパラレルデータに変換される。高速フーリエ変換部２０３は、そのパラレルデータに対して高速フーリエ変換処理を施し、時間領域から周波数領域の信号に変換する。これにより、サブチャネルの信号に変換される。パラレル／シリアル変換部２０４は、高速フーリエ変換部２０３出力後のパラレルデータをシリアルデータに変換する。

ＣＨ推定・位相補正部２０５は、パラレル／シリアル変換部２０４出力後のサブチャネル信号から伝送路上で変化した位相量を推定し、その推定結果からサブチャネル信号の位相を補正すると共に、対応する伝送路の振幅値を求める。等化器２０６は、位相補正された２^Ｎ個のサブチャネル信号ｒ_１、ｒ_２、・・・の信号等化処理を伝送路の振幅値を用いて行う。信号等化処理では、例えばＭＭＳＥ（Minimum Mean Squared Error）手法が利用できる。

信号分割部２０７は、信号等化後の２^Ｎ個のサブチャネル信号ｃ'_１、ｃ'_２、・・・に対して、Ｍ個の拡散符号ｖ_１、ｖ_２、・・・、ｖ_Ｍを用いた信号分割操作を行い、Ｍ個の復調シンボルｂ'_１〜ｂ'_Ｍを得る。この信号分割処理では、（１０）式の演算を行う。

復調器２０８は、そのＭ個の復調シンボルｂ'_１〜ｂ'_Ｍを復調して受信データ系列ａ’を得る。

次に、本発明に係る他の実施例を説明する。

拡散符号行列において拡散率と同数分のパラメータを導入することにより、きめ細かく信号点を決定することができる。例えば、（１１）式の回転直交行列を用いるとき、拡散率が４の場合の拡散符号行列Ｔ_４は、（１２）式で表すことができる。

また、拡散率が２のべき乗ではない場合にも、三角関数から成る拡散符号行列を構成することができる。その一例として、拡散率が３である場合の拡散符号行列は、（１３）式で表される。

（１３）式においては、角度ｐ、ｑ、ｒの値によらず、各行ベクトル（つまり拡散符号）は直交している。ここで、角度ｐ、ｑ、ｒを「ｐ＝０、ｑ＝０、ｒ＝０」に設定すれば、（１３）式は単位行列となり、拡散しない通常のＯＦＤＭ信号が得られる。角度ｐ、ｑ、ｒを０からずらして設定すれば、ずらした量に応じた分だけ、各送信ビットが各サブキャリアに拡散されることになり、その結果として、ダイバーシチ効果が大きくなる一方、符号間干渉も増える。このトレードオフの関係においてダイバーシチ効果と符号間干渉の最適なバランスを実現するように、角度ｐ、ｑ、ｒの値を設定することで、良好な通信を実現することができる。

このように、三角関数から成る拡散符号行列によって、拡散率が２のべき乗ではない場合にも柔軟に適用することができる点は、本発明の特徴的な効果の一つである。この効果は、２のべき乗でのみ定義されるウォルシュ符号を用いた従来技術では、決して得られない。

また、（１４）式に示されるような複素拡散符号では、非拡散である通常のＯＦＤＭ信号を得ることができないので、符号間干渉の調整範囲は極めて狭い範囲に限定される。

（１４）式の場合、拡散行列の各要素の大きさが一定値「1/√2」であるために、角度をどのように設定しても対角行列にはならない。従って、通常のＯＦＤＭ信号を得ることはできない。このため、複素拡散符号では、符号間干渉の調整範囲は極めて狭い範囲に限定される。なお、（１４）式では、角度（単位はラジアン）がπ/4と5π/4に固定されているが、それらの角度を変化させたとしても、同様に対角行列にはならないので、通常のＯＦＤＭ信号を得ることはできない。

しかし、本発明に係る拡散符号行列によれば、三角関数から構成されるので、調整パラメータにより三角関数の角度を全て０に設定すれば、対角行列となって非拡散とすることができる。さらには、調整パラメータにより三角関数の角度を０からずらしていけば、ダイバーシチ効果と符号間干渉のバランスを自由に調節でき、所望のバランスを実現することができる。

また、複素拡散符号を用いる場合、同じ拡散率であっても、本発明に係る拡散符号を用いる場合に比べて、復調演算処理が複雑になる。この点について、以下に説明する。ここでは、変調方式の一例としてQPSK（Quadrature Phase Shift Keying, Quadri-Phase Shift Keying）方式を用いる。

QPSKシンボルを複素数bnで表す。複素数bnの実数部（Iチャネル）と虚数部（Qチャネル）に、それぞれ１ビットずつが割り当てられる。本発明に係る拡散符号によれば、拡散率が２の場合、上記（６）式に示されるように、２つのQPSKシンボルb1、b2はサブキャリアc1、c2に割り当てられる。ここでxの実数部をRe(x)、虚数部をIm(x)で表すと、サブキャリアc1、c2の実数部Re(c1)、Re(c2)と虚数部Im(c1)、Im(c2)はそれぞれ次式で表される。

Re(c1)＝Re(b1)cos(p1)−Re(b2)sin(p1)
Im(c1)＝Im(b1)cos(p1)−Im(b2)sin(p1)
Re(c2)＝Re(b1)sin(p1)＋Re(b2)cos(p1)
Im(c2)＝Im(b1)sin(p1)＋Im(b2)cos(p1)

ここで、Re(b1)に割当てられたビットを復調するためには、Re(b1)が影響を与える受信信号を考慮する。具体的には、Re(b1)が影響を与えるサブキャリアの信号はRe(c1)とRe(c2)であるので、この２つを同時に考慮すればよい。分かりやすくするために、図４を用いて説明する。
図４は、QPSK方式の基準信号点５０１〜５０４と受信点Ｒの関係を説明するための座標図である。サブキャリアc1、c2の受信強度をa1、a2とする。説明を簡単にするために、回転角θ（単位はラジアン）をπ/4とする。また、一般的に受信強度a1とa2は周波数選択性によって異なる値となるが、図４では「a2 > a1」としている。

Re(c1)とRe(c2)に影響を与えるビットは、Re(b1)とRe(b2)の２ビットであるので、送信する可能性のある信号点（基準信号点と呼ぶ）としては、４つの基準信号点５０１〜５０４がある。受信強度a1とa2はチャネル推定を行うなどして受信側で知ることができる。図４では、Re(c1)とRe(c2)の受信した値を受信点Ｒで示している。このとき、雑音がなければ、受信点Ｒは４つの基準信号点５０１〜５０４のいずれかに一致するはずであるが、通常は雑音によりいずれの基準信号点５０１〜５０４にも一致しない。

そこで、一般的な最適な復調方法として、受信点Ｒと４つの基準信号点５０１〜５０４の間のそれぞれの距離を測り、最も近い基準信号点を送信したものと見なしている。すなわち、Re(b1)を復調するために、４つの距離を計算する必要がある。なお、この例の場合は、Re(b2)が影響を与えるサブキャリア信号もRe(c1)とRe(c2)であるから、同じ距離計算によってRe(b2)も定まることになる。すなわち、４つの距離計算で２ビットを復調することができる。さらには、回転角（単位はラジアン）がπ/4以外であっても同様である。

これに対して、複素拡散符号を用いる場合には、変調シンボルとサブキャリアの対応関係は（１５）式で表される。

ここで、Re(b1)を復調するためにはRe(c1)とRe(c2)を考慮する必要があるが、複素拡散符号を用いる場合には、（１５）式の関係から、そのサブキャリアの信号Re(c1)とRe(c2)に影響を与える他のビットは、Re(b2)とIm(b2)の２ビットである。すなわち、基準信号点は８個（３ビット）存在する。このため、複素拡散符号を用いる場合には、Re(b1)を復調するために、受信点と８つの距離を計算する必要がある。しかも、Re(b2)が影響を与えるサブキャリア信号は、Re(c1)とRe(c2)だけではなく、Im(c1)及びIm(c2)にも影響を与えるので、上述のRe(b1)復調時の８つの距離計算だけでは、Re(b2)を適切に復調することはできない。

このように、本発明に係る拡散符号によれば、複素拡散符号を用いる場合に比べて、復調演算処理を簡単にすることができる。これにより、受信機の効率向上を図ることが可能になる。

次に、本発明に係る一つの技術的特徴について説明する。
本発明においては、上述のように、ダイバーシチ効果と符号間干渉の所望のバランスを実現することができる。これにより、マルチキャリア伝送システムにおける伝送品質の安定化を図ることができるという非常に優れた効果が得られる。ここで、特に、本発明の特徴的な点は、制御用のバンドや機能を必要とせず、さらには低遅延が要求される通信や、高速移動環境での通信に適していることである。

従来技術として、マルチキャリア伝送システムの伝送品質の安定化のために、ダイバーシチ効果によらず、サブバンドの適応割り当てを行う方法が知られている。この方法は、通信に使用できるバンド（複数のサブバンド）の受信状態を測定し、良好なサブバンドを適応的に選択して、そのサブバンドを通信に用いるものである。しかしながら、この方法では、通信開始までに時間がかかる等の問題がある。つまり、通信の開始までには、複数のサブバンドを受信側で測定し、その測定結果を送信側に報告し、その報告に基づいて使用するサブバンドを決定する必要があるので、その測定、報告及びサブバンド決定に要する時間が制御遅延となり、通信の開始が遅れる。さらに、その制御遅延の間に伝送路の状態が変化する環境下、例えば高速移動環境下では、そのサブバンド適応割り当てによる方法は有効に機能しない。さらには、受信側から送信側に測定結果を報告するための新たな伝送路が必要となる。また、ユーザ多重をしない場合は、使用しないサブバンドは遊んだ状態となり、周波数の有効活用が図れない。

しかしながら、本発明によれば、ダイバーシチ効果を活用することによって、余計な制御用のバンドや機能を必要としないので、伝送システムの簡略化が可能である。さらには余計な制御遅延も発生しないことから、本発明は、低遅延が要求される通信や、高速移動環境下での通信に用いて好適である。

なお、マルチキャリア伝送システムにおいて、本発明によるダイバーシチ効果を効果的に得るためには、拡散した一対のサブキャリアを、周波数軸上で、できるだけ離して配置することが望ましい。ここで、一対のサブキャリアとは、同一の変調シンボルが拡散されているサブキャリアのことであり、例えば（６）式ではc1とc2である。そのc1とc2には、同一の変調シンボルb1及びb2が拡散されている。

図５は、本発明に係るサブキャリア配置方法を説明するための説明図である。図５に示すように、一対のサブキャリアc1、c2の周波数軸上の間隔は、伝送路の遅延広がりσの逆数程度以上にすることが望ましい。その理由は、周波数軸上で近くにあるサブキャリア同士の受信状態は似ているため、せっかく拡散して送信しても、ダイバーシチ効果が期待できないからである。一般に、市街地の遅延広がりは１マイクロ秒程度、室内では０．１マイクロ秒程度以下といわれている。このため、一対のサブキャリアの周波数軸上の間隔は、市街地での通信が想定される場合は１ＭＨｚ程度以上とし、室内での通信が想定される場合は１０ＭＨｚ以上とすることが好ましく、効果的である。

以上、本発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、本発明は、伝送形態に限定されず、無線或いは有線のいずれのシステムにも適用可能である。また、デジタル通信システムやデジタル放送等の放送システムなど、各種のデジタル信号伝送システムに適用可能である。

本発明は、伝送品質の安定化達成することのできる送信装置等に適用することができる。

Claims (6)

1. ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整する値に設定された調整パラメータを入力する入力手段と、
   調整パラメータを引数とする三角関数から成る拡散符号行列内の行ベクトル或いは列ベクトルから、前記入力された調整パラメータの設定値を用いて拡散符号を生成する拡散符号生成手段と、
   前記拡散符号を用いた情報の拡散及び多重化の処理を行う信号多重手段と、
   前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置して送信する送信手段と、を有する送信装置と、
   前記送信装置から送信された複数のサブチャネルの信号を受信する受信手段と、
   該受信した信号に対して前記送信装置と同じ拡散符号を用いた信号分割処理を行う信号分割手段と、を有する受信装置と、を備え、
   前記拡散符号行列「Ｒ _Ｎ 」は次式で定義され、
   

   

   拡散率は「２ ^Ｎ 」（但し、Ｎは１以上の整数）であり、
   ｐ _Ｎ は前記調整パラメータであり、
   前記調整パラメータ「ｐ _Ｎ 」の範囲（単位はラジアン）は、０≦ｐ _Ｎ ≦π／４、である、
   ことを特徴とするマルチチャネル伝送システム。
2. 前記送信手段は、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置するときに、拡散した一対のサブキャリアを周波数軸上で、できるだけ離して配置することを特徴とする請求項１に記載のマルチチャネル伝送システム。
3. ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整する値に設定された調整パラメータを入力する入力手段と、
   調整パラメータを引数とする三角関数から成る拡散符号行列内の行ベクトル或いは列ベクトルから、前記入力された調整パラメータの設定値を用いて拡散符号を生成する拡散符号生成手段と、
   前記拡散符号を用いた情報の拡散及び多重化の処理を行う信号多重手段と、
   前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置して送信する送信手段と、を備え、
   前記拡散符号行列「Ｒ _Ｎ 」は次式で定義され、
   

   

   拡散率は「２ ^Ｎ 」（但し、Ｎは１以上の整数）であり、
   ｐ _Ｎ は前記調整パラメータであり、
   前記調整パラメータ「ｐ _Ｎ 」の範囲（単位はラジアン）は、０≦ｐ _Ｎ ≦π／４、である、
   ことを特徴とする送信装置。
4. 前記送信手段は、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置するときに、拡散した一対のサブキャリアを周波数軸上で、できるだけ離して配置することを特徴とする請求項３に記載の送信装置。
5. ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整する値に設定された調整パラメータを入力する過程と、
   調整パラメータを引数とする三角関数から成る拡散符号行列内の行ベクトル或いは列ベクトルから、前記入力された調整パラメータの設定値を用いて拡散符号を生成する過程と、
   前記拡散符号を用いた情報の拡散及び多重化の処理を行う過程と、
   前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置して送信する過程と、を含み、
   前記拡散符号行列「Ｒ _Ｎ 」は次式で定義され、
   

   

   拡散率は「２ ^Ｎ 」（但し、Ｎは１以上の整数）であり、
   ｐ _Ｎ は前記調整パラメータであり、
   前記調整パラメータ「ｐ _Ｎ 」の範囲（単位はラジアン）は、０≦ｐ _Ｎ ≦π／４、である、
   ことを特徴とする送信方法。
6. 前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置するときに、拡散した一対のサブキャリアを周波数軸上で、できるだけ離して配置することを特徴とする請求項５に記載の送信方法。

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