TWI328342B - Rf variable gain amplifier - Google Patents
Rf variable gain amplifier Download PDFInfo
- Publication number
- TWI328342B TWI328342B TW095135110A TW95135110A TWI328342B TW I328342 B TWI328342 B TW I328342B TW 095135110 A TW095135110 A TW 095135110A TW 95135110 A TW95135110 A TW 95135110A TW I328342 B TWI328342 B TW I328342B
- Authority
- TW
- Taiwan
- Prior art keywords
- current
- transistor
- gain
- terminal
- control
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 12
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 5
- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims 1
- 239000000428 dust Substances 0.000 claims 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 14
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000006870 function Effects 0.000 description 6
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 5
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 4
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 3
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 238000010897 surface acoustic wave method Methods 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000012886 linear function Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000008450 motivation Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000003647 oxidation Effects 0.000 description 1
- 238000007254 oxidation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0029—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier using FETs
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
- H03G7/06—Volume compression or expansion in amplifiers having semiconductor devices
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
1328342 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關於一種放大器，特別是有關於一種可變 • 增益放大器。 • 【先前技術·】 寬頻分碼多重擷取（wideband code division multiple • access，WCDMA)技術之挑戰在於需要一個超過74分貝（dB) ‘ 增益調整範圍之準確的線性對分貝（linear-to-dB)增益控 制。第1 a、1 b圖所示為一般寬頻分碼多重擷取發射機常用 的兩種系統架構：直接轉換模式100，兩階轉換模式150。 相對於兩階轉換模式150，直接轉換模式1〇〇對於旁帶抑 制（sideband rejection)和省電的觀點提供較好的解決方 法。混波器的輸出包括欲獲得之信號和不欲獲得之旁帶信 號。然而，對於提高準確性和拓寬調整範圍的增益控制需 • 求，阻礙了直接轉換模式的普及性。考慮第la圖中的直接 轉換模式100，其可提供一 90分貝的增益控制範圍。由基 頻可變增益低通濾波器102來接收IQ基頻輸入，藉由局部 振盪器（Local Oscillator ’ L0)所產生的射頻信號在射頻調 變混波器104、106進行調變後，通過射頻可變增益放大器 (RF variable gain amplifier，RF VGA) 108。通常由 iq 基頻 低通濾波器102和射頻可變增益放大器1〇8兩者來共同分 攤增益控制。由於受限於元件隔離效應（isolation)，射頻可 變增益放大器108的最大增益控制範圍約為3〇分貝。因
Client’s Docket N〇.:VIU05-0011I00-TW TT's Docket No:0608-A40946TWi/NikeyChen/2006-09-21 5 1328342 螬 此’至少有60分貝的增益控制必須被分配給低通濾波器 102。為了在最小增益設定達到_2〇dBc(相對於載波的分貝） 载波位準’ IQ混波器106需要非常精確的局部振盪器的信 . 號洩漏(leakage)要求，即局部振盪器必須擁有至少8〇分貝 的局部振盪器抑制。可使用載波洩漏校準技術以達到上述 之要求，然而大多數的載波洩漏校準技術需要非常精準且 靈敏的射頻偵測器（detector)和複雜的數位信號處理器 • (diSital siSnal Processor，DSP) ’使得直接轉換模式較不被 大眾接受。 第lb圖係顯示傳統的中頻可變增益放大器 (intermediate frequency variable gain amplifier » IF VGA) » 其可提供額外的增益控制和較精準的增益調控，來減少I(j 低通濾波器的高增益控制。此外，藉由外部的濾波也可解 決局部振盪器信號洩漏的問題。如第lb圖所示，由基頻可 變增益低通濾波器154來接收IQ基頻輸入，藉由局部振盪 • 器所產生的中頻信號在IF調變混波器156、158進行調變， 然後通過中頻可變增益放大器160。接著，負責上轉射頻 信號的混波器162開始對混有射頻的第一階信號進行第二 階的轉換’然後第二階轉換信號通過射頻可變增益放大器 164。第2圖係顯示IQ基頻輸入信號分別在射頻混波器ία 之前後的節點X與節點Y之示意圖，其中，標號202所指 示之箭頭代表載波，標號204所指示之三角形代表信號， 而標號206所指示之梯形代表表面聲波放大器（saw filter)。在中頻可變增益放大器之後的X節點，信號2〇4
Client's Docket N〇.:VIU05-0011I00-TW TT's Docket No:0608-A40946TWf/NikeyChen/2006-09-21 6 1328342 « 和載波202 m匕例取決於放大器之增益， 混波器162之後，局部振盡器之中頻信號的抑^過中頻 的哀減量。由於局部振盪器之信號抑制代朴2持相同 漏的差異，而射頻混波器162之後的射頻可j和載波沒 對作赛知哉：由、、由、e a文增放大器 4載波Λ漏均裳減相同的量，所以會 部振盈器之信號抑制。例如：可變增益放大^只二 -10dB ’ ^ 號= i〇dBm，載波叫〇dBm ; °
無可變增 益放大器 ........ 局部振盪器之信號抑制==1()dBm_ OjOdBm^ 載波）=20dB 可變增益 放大器置於混 波器之前 ~ " ------ 局部振盪器之信號抑制=1〇dBm _ 10dB (受到可變增益放大器影響）一 (-lOdBm」載波）=i〇dBm 可變增益 放大器置於混 波器之後 局部振盪器之信號抑制=l〇dBm-10dB (受到可變增益放大器影響）_ [(-10dBm，載波）_ i〇dB (受到可變增益 放大器影響）]=20dB 因為#號和載波都被可變增益放大器衰減，可變增益 放大為置於混波器之後的結果與無可變增益放大器的情況 相同。 射頻混波器162採用一用以分離中頻信號IF的局部振 盪器產生的射頻LO信號，假如混波器的頻率為中頻信號 IF之頻率’則射頻混波器162輸出將為LO + IF和LO-IF。
Client’s Docket No_:VIU05-0011 i〇〇-TW TT^ Docket No:0608-A40946TWf/NikeyChen/2006-09^21 7 1328342 選用足夠頻寬的中頻信號IF(例如：400MHz)，可在功率放 大器之前使用外部的表面聲波放大器移除射頻LO信號。 所有的增益控制可分配給中頻可變增益放大器，但是需要 射頻驅動器來得到低雜訊性能。因此，在實際應用上，要 ‘ 調整橫跨3級（低通濾波器、中頻可變增益放大器和射頻可 • 變增益放大器）的可變增益分配是相當困難的。 另外兩種常用的可變增益拓樸結構(topologies)為：跨 ^ 導線性（translinear)單元（第3圖）和電流引導（current steering)電路（第4圖）。然而，這兩種拓樸結構在高頻隔離 方面的性能較差。當放大器的可變增益調整範圍為90分貝 時，隔離是一個重要的考量。因此，至少90分貝的隔離對 於發射機整體電路而言是必要的。典型高頻裝置的反向隔 離（reverse isolation)約30分貝，由於上述隔離條件的限 制*使得在向頻電路中應用第3、4圖電路的機會不大。 因此，本發明主要針對射頻可變增益放大器，在不增 φ 加隔離問題之下，能得到精準的線性增益調整範圍。 【發明内容】 有鑑於此，本發明提供一種互補式金氧半導體之射頻 可變增益放大器，其具有擴大的線性調整範圍。可變增益 放大器使用由兩串疊電晶體和兩增益電晶體所組成的寬振 幅串疊鏡，且上述增益電晶體工作在飽和區。上述兩串疊 電晶體之電流彼此追隨，且上述兩增益電晶體之電流彼此 追隨。
Client's Docket N〇.:VIU05-0011I00-TW TT's Docket No:0608-A40946TW£^NikeyChen/2006-09-21 8 1328342 在本發明一實施例中，提供具有一線性調整增益的放 大器電路。放大器包括一第一增益電晶體、一第二增益電 晶體、一電流鏡電路、一第一串疊電晶體，和一第二串疊 電晶體。上述第一增益電晶體包括一閘極端、一第一端以 及一第二端。上述第二增益電晶體包括一閘極端、一第一 端以及一第二端。上述電流鏡電路用以接收一控制電流當 作輸入，且輸出一第一參考電流至上述第一增益電晶體， 以控制上述第一增益電晶體的上述閘極端與上述第一增益 電晶體的上述第一端之間之電壓差。上述電流鏡電路更用 以輸出一第二參考電流至上述第二增益電晶體，以控制上 述第二增益電晶體的上述閘極端與上述第二增益電晶體的 上述第一端之間之電壓差。上述第一串疊電晶體包括一第 一端和一第二端。上述第一串疊電晶體在上述第二端產生 一第一輸出電流，上述第一串疊電晶體的上述第一端耦接 於上述第一增益電晶體的上述第二端。上述第二串疊電晶 體包括一第一端和一第二端。上述第二串疊電晶體在上述 第二端產生一第二輸出電流，上述第二串疊電晶體的上述 第一端耦接於上述第二增益電晶體的上述第二端。上述第 一輸出電流和上述第二輸出電流為依據上述線性調整增益 之控制電流的函數。 在本發明另一實施例中，提供一種射頻可變增益放大 器電路，能線性控制一輸出增益電流。上述射頻可變增益 放大器包括一線性電壓對電流轉換器，用以線性轉換一控 制電壓成一分貝電流；一電流控制電路，用以分割上述分
Client's Docket N〇.:VIU05-0011I00-TW TT's Docket No:0608-A40946TWf/NikeyChen/2006-09-21 9 1328342 貝電流成一第一控制電流以及一第二控制電流；以及一放 大器電路，用以根據上述第一控制電流以及上述第二控制 電流輸出上述輸出增益電流。上述分貝電流以及上述控制 電壓為線性比例，且上述分貝電流等於上述第一控制電流 以及上述第二控制電流之一差異。 再者，在本發明另一實施例中提供一種方法，用以線 性控制一輸出增益電流。上述方法的步驟包括線性轉換一 控制電壓成一分貝電流、轉變上述分貝電流成一第一控制 電流以及一第二控制電流，以及根據上述差異，輸出上述 輸出增益電流。上述分貝電流以及上述控制電壓為線性比 例，且上述分貝電流等於上述第一控制電流以及上述第二 控制電流之一差異。 【實施方式】 為讓本發明之上述和其他目的、特徵、和優點能更明 顯易懂，下文特舉出較佳實施例，並配合所附圖式，作詳 細說明如下： 實施例： 本發明係介紹一種互補式金氧半導體之射頻可變增益 放大器，可在2GHz提供精準的線性增益控制範圍，且不 受溫度變化影響。射頻可變增益放大器主要由三種電路組 成：操作在2GHz且提供超過65分貝增益調整範圍（允許 15分貝製程範圍（process margin))的核心可變增益放大器 電路單元、提供控制電流來調整核心可變增益放大器單元
Client's Docket N〇.:VIU05-0011I00-TW TT's Docket No:0608-A40946TW£mikeyChen/2006-09-21 1328342 電壓對電 ，LDB) 〇 的線性電流控制電路，和具有線性對分貝特性的 流轉換器（liner-in-dB voltage-to-current converter 互補式金氧半導體之射頻可變增益放大器電路可使用垂直 雙極電晶體(vertical bipolar transistor)作為寬頻分碼多重掏 取技術之應用，而輕易達成線性對分貝函數之功能，再者， 由於射頻可變增益放大器位於混波器階段之後，因此可直 接使用直接轉換架構。
第5圖係顯示射頻可變增益放大器的總方塊圖，其中 線性轉換器506接收一控制電壓和一參考電流，並輸出— 分貝電流(decibel current)。透過線性函數之轉換特性，將 控制電壓線性地變換成分貝電流。分貝電流輸入至電流控 制電路’且電流控制電路產生兩控制電流。轉換分貝電流 並分割成兩控制電流；分貝電流是參考電流和控制電壓的 一函數。兩控制電流分別被輸入至兩放大器502、504。放 大器502、504分別接收兩輸入電壓和一控制電流，並輸出 兩輸出電流。第8圖及第10圖係顯示放大器502、504的 詳細說明。藉由並聯兩相同放大器502、504，射頻可變增 益放大器不需依靠裝置反向隔離即可提供必要之隔離。在 射頻應用上，使用負差動對應（negative differential counterpart)，讓任一前授(feed-forward)信號在輸出被抵消 是可實行的。根據此拓撲，射頻可變增益放大器的輸出為： i〇ul - (^ml (1) 兩放大器502、504的跨導分別為gml* gm2，§〇1為電流函 數。
Client's Docket No.:VIU05-0011I00-TW TT's Docket No:0608-A40946TWf/NikeyChen/2006-09-21 11 1328342
^就隔離而言，第5圖係顯示本發明的電路拓撲優於跨 導線性單凡（第3圖）和電流引導電路（第4圖）。無論如何， 本發明所提及之射财變增益放大H不f依靠裝置反向隔 離P T長:供必要之隔離。有人認為任一前授信號可在輸出 被負差動對應大量地抵消，然而基於⑷輸人信號並非絕對 凡美地差動，以及(b)電路裝置之反向隔絕取決於偏壓（bias) 的兩個理由差動 漏信號無法完全被抵消。然而，相對 於其他兩種電路拓撲（第3圖、第4圖），本發明所揭露之 電路拓撲能提供較佳的隔離性能。 由方程式（1)得知，射頻可變增益放大器根據兩放大器 之間的gm差異執行增益控制。然而，與雙極電晶體不同， 金屬氧化物半導體場效電晶體（metal_〇xide seiniconduct〇r field-effect transistor，MOSFETW gm 是由平方律（SqUare law)決定： (2) (3) _ 办KpIctrl 其中，kp為一常數 kp 其中’ /½為移動率’ Cox為每单位面積的閘極氧化(gate oxide) 電容，而W/L為MOSFET的寬長比。控制電流lctrlp和ictrlm
一 I ctrim = I dB 最大及最小增益發生在
ctrlp 一1 dB 1 drip 0.5/, (4) (最大增益) (最小增益)
Client’s Docket N〇.:VIU05-0011I00-TW TT^ Docket No:0608-A40946TW£^ikeyChen/2006-09-21 1328342 _ 其中，Vth為電晶體]VI5的臨界電壓（threshold voltage)。由 於Ictri，Vgs5的靈敏度為： 1 c,rl i^giS _ Kh) (7) 假如kp趨近於無限大，則Vgs5可視為常數。由方程式（5) 得到gm對I線性關係為： gm5 ⑻
其中，ki為常數1/Vgs5。假如電晶體]vn、M2與M5追隨， 則增益電晶體Ml和M2的gm為： gml = Sm2 = nSmS = nkJc,rl ⑼ 其中，n為電晶體Μ1、M2與M5之間的手指比例（finger ratio)數。手指比例對應尺寸比例，換言之，金屬氧化物半 導體場效電晶體的尺寸可表示為nx(W/L)。當兩電晶體彼 此追隨(track)，假如第一電晶體之寬度對長度比為第二電 晶體之寬度對長度比的五倍，則第一電晶體之電流為第二 電晶體之電流的五倍。為了滿足kp趨近於無限大之假設， 可選用具有大寬度對長度比例、最小閘極長度Lmin和薄閘 極氧化（大Cox)之電晶體作為組成增益電晶體之電晶體Ml 及M2以達到射頻信號的增益。以上這些條件使kp增加至 最大值，而有效近似於方程式（8)之結果。第9圖係顯示已 證實之模擬結果。 第8圖所顯示之電路可增加線性控制範圍，但仍有其 限制存在。第9圖係顯示在溫度和製程角落(process corners) 變化下，量測電晶體M5之gm對I曲線圖。標號902、904、 906分別指向各種不同製程角落變化與溫度的曲線。
Client's Docket N〇.:VTU05-0011I00-TW TT*s Docket No:0608-A40946TW,f/NikeyChen/2006-09-21 14 1328342 » 方程式（9)假設電晶體Ml、M2與M5相互追隨。然而， 由於方程式（1〇)所示之通道調變，使用Lmin元件進行追隨 便可能產生問題。 + (10) 其中，λ為與通道長度成反比之通道調變指數，而Vds為汲 極和源極之間的電壓。由方程式（10)明顯得知，對短通道 元件追隨而言’ 乂^與Vds這兩個參數對於準確的電流鏡射 具有同樣的重要性。 為了使電晶體Μ卜M2與M5在乂以與Vds這兩個參數 上彼此追隨’放大器可利用串疊電晶體(M3、M4)組成如第 10圖所示之寬振幅串疊電流鏡。在第10圖電路中，電晶 體Ml和M3保持相同串疊排列，而電晶體M2和M4也保 持相同的串疊排列。另一串疊電晶體M6與電晶體M5組 成另一串疊排列。電晶體M3、M4和M6的閘極共同耦接 在一起，且電性連接到接成二極體形式之電晶體M8。採用 電晶體M6來決定電晶體M5之Vds。電晶體Ml、M2和 M5三者有相同的閘極長度與電流密度。而電晶體m3、 M4、M6和M8四者有相同的閘極長度與電流密度。因為 追隨的緣故’串疊電晶體M3、M4和M6尺寸是成比例的， 為了得到Ictrl ’三電晶體的Vgs也將會是相同的。只要電晶 體M3、M4、M6和M8在飽和區間工作，則電晶體、 M2和M5的Vds也會相同。電晶體M7是用來使電晶體 M6在飽和區工作，且IrefxRref定義了電晶體M1、M2和 M5的Vds以確保飽和運作。在低電壓操作時，可將電晶體
Client's Docket No.:VIU05-00l 1I00-TW TT’s Docket No:0608-A40946TWmsiikeyChen/2006-09-21 15 1328342 M8、電流IREF和電阻Rref移除，而將VRef直接連接到Vdd。 在第10圖所示的電路中接收兩控制電流ictrlp* ictHm 以及兩輸入電壓Vinp和Vinm，並且輸出兩輸出電流ioutm和 工〇叫。其中，一直流偏壓電流被鏡射到兩增益電晶體Ml和 M2。
第11圖係顯示寬振幅串疊偏壓優於電流鏡偏壓之模 擬結果。其中，標號1102所指示為電流鏡偏壓，標號11〇4 所指示為電流鏡偏壓之可用範圍，標號1106所指示為寬振 幅串疊偏壓，而標號1108所指示為寬振幅串疊偏壓之可用 範圍。串疊偏壓之可用調整範圍至少為電流鏡偏壓之五倍 以上。值得注意的是’在低控制電流ictrl範圍中，因為vds 小（電晶體M5之Vgs=Vds)，所以串疊偏壓和電流鏡偏壓的 特性相同。 在第5圖中，線性對分貝的電壓對電流轉換器506接 收一外部輸入控制電壓Vetrl和輸出一對數刻度控制電流 IdB 為： 其中
JdB =IrefekLD，，Var， 參數kLDB為轉換器之增益斜率（gain slope)。 (11) 可使用垂直NPN雙極電晶體來產生指數函數，因為其組成
(12) 其中’ Ic為集極電流(collector current)，Is為飽和電流，vbe 為基極-射極電壓（base emitter voltage)，而熱電壓（thermal voltage) VT 為：
Client's Docket N〇.:VIU05-0011I00-TW TT's Docket No:0608-A40946TWf/NikeyChen/2006-09-21 16 1328342 4 必須注意的是，參數kLDB受到溫度影響，但是在寬頻 分碼多重擷取系統中’自動增益控制（automatic gain contro卜AGC)所需之參數kLDB需為不受溫度影響之常數。 將參數kLDB、Vetr丨代入方程式（16)，重新表示其指數部分 為： ^LDB^Ctrl 及22 匕W _ ^add ^22
Rn Vt Vt (18)
因此’藉由Iadd與溫度成比例，可補償溫度相依性 (temperature dependency)。將Iadd乘以與絕對溫度成比例 (proportional to absolute temperature，PTAT)之電流（如第 13圖電路所顯示）即可達成。此溫度補償電流1&£1叮為： t _ γ ^PTAT addT — add , BG (19) 其中’ Ibg為與溫度無關之能隙電流(band-gap current)。第 13圖中之ΙρΤΑτ為：
^PTAT ~^PTAT^T (20) 與溫度無關之參數kpTAT為： kPTAT=p^ ；2 (21) 其中’ Jci和L分別為電晶體Q1和Q2之電流密度。置換 方程式（18)之IaddT ’可得 k v h " KLDByctrl ~ T, ~ 1 ad PTATrT 1X22 1 add yT kPTATR22
1 BG
VT
lBG 此結果表示與溫度無關。最後’溫度補償線性轉換器電路 如第14圖所示，其參數 kLDB 為：
Client's Docket N〇.：VIU05-0011I00-TW TT's Docket No:0608-A40946TW^NikeyChen/2006-09-21 18 1328342 Κ〇β^Μι 溫度補償線性轉換器電路之模擬結果顯示，ϋ vctrl調整範圍由〇.4V到14V，且目標u輪出由: 100M。從溫度〇。〇到12(rc，全部的斜率 variat.on)^ 2 (±1 } , 40C以下，則變化會降低到6分貝。這是因為:作在 。。賴日㈣下降三倍以上。因此，在末由: 的準確性將降低。 本發明雖以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定 本發明=範圍，任何熟f此項技藝者，在不脫離本發曰狀 精神和範圍内，當可做些許的更動與潤飾。雖然，本發明 係採用金屬氧化物半導體場效電晶體電晶體來說明，但仍 可使用其他型式電晶體來實施本發明，本發明所敘述:各 個電晶體，可為η型或p型電晶體之任何一種。雖然，本 發明之動機在於針對寬頻分碼多重擷取系統計劃之發展上 所面對到的問題，熟習相關領域之技藝者，可同樣應用本 發明在全域移動通信系統（Global System for Mobile communication ’ GSM)、無線區域網路(Wireless Local Area
Network ’ WLAN)，和其他方面之應用上，線性對分貝控 制對於上述領域為重要之技術。此外，雖然於本發明及其 範圍使用特殊術語，這些術語只被用來當作上位化以及觀 念性之描述，然其並非用以限定本發明及其範圍。雖然， 本發明之要素可能被描述或主張成單數個，除非明確指定 單數之限制，否則多數是可預期的。
Client’s Docket No.:VIU05-0011I00-TW TT's Docket No:0608-A40946TWf/NikeyChen/2006-09-21 19 1328342 導 【圖式簡單說明】 第la圖係顯示一階寬頻分碼多重擷取發射機架構。 第lb圖係顯示兩階寬頻分碼多重擷取發射機架構。 - 第2圖係顯示兩階寬頻分碼多重擷取發射機中不同節 . 點之信號。 第3圖係顯示跨導線性架構。 第4圖係顯示電流引導架構。 • 第5圖係顯示射頻信號可變增益控制方塊圖。 第6圖係顯示增益和控制電流之關係圖。 第7圖係顯示理想增益控制和非理想增益控制之增益 控制比較圖。 第8圖係顯示根據本發明一實施例之射頻可變增益放 大器架構。 第9圖係顯示在不同溫度和製造過程下，射頻可變增 益放大器之gm對Ictrl關係圖。 ® 第10圖係顯示根據本發明另一實施例之射頻可變增 益放大器架構。 第11圖係顯示本發明兩實施例之gm對Ictrl關係圖。 第12圖係顯示線性對分貝之電壓對電流轉換器。 第13圖係顯示使用電流倍增和與絕對溫度成比例之 電路的溫度補償電路。 第14圖係顯示具有溫度補償的線性對分貝之電壓對 電流轉換器。
Client's Docket N〇.:VIU05-0011I00-TW TT^ Docket No:0608-A40946TWi/NikeyChen/2006-09-21 20 1328342 【主要元件符號說明】 100〜直接轉換模式架構 102〜基頻可變增益低通濾波器 104、106〜射頻調變混波器 108〜射頻可變增益放大器 150〜兩階轉換模式架構 154〜基頻可變增益低通濾波器 156、158〜中頻調變混波器 160〜中頻可變增益放大器 162〜射頻上轉換混波器 164〜射頻可變增益放大器 202〜載波 204〜信號 502〜第一放大器 504〜第二放大器 506〜線性電壓對電流轉換器
Cl、C2〜電容
Ictrlp〜第一控制電流
Ictdm〜第二控制電流
IdB〜分貝電流
Ioutm〜第一輸出電流 I_p〜第二輸出電流
Iref、IREF〜參考電流
Ml、M2〜增益電晶體
Client's Docket No.:VIU05-0011I00-TW TT's Docket No:0608-A40946TWf/NikeyChen/2006-09-21 21 1328342 M3、M4〜串疊電晶體 M5〜第一鏡射電晶體 M6〜第二鏡射電晶體 M7〜第三鏡射電晶體 M8〜參考電晶體
Client's Docket No.:VIU05-0011I00-TW TT^ Docket No:0608-A40946TWf/NikeyChen/2006-09-21
Mil 、M22 〜PMOS 0P1 、0P2、OP3〜運算放大器 Q1、 Q2〜VNPN電晶體 R1、 R2、Rn、R22〜電阻 Rref 〜參考電阻 Vctrr 〜控制電壓 vmp- -第一輸入電壓 vinm' 〜第二輸入電壓 22
Claims (1)
1328342 案號095135110 99年1月22日 修正本 B修正本 十、申請專利範圍：1~~ 1. 一種放大器電路，其具有一線性調整增益，包括： 一第一增益電晶體，包括一閘極端、一第一端以及一 *5^ — 各山 · 弟-—， ' 一第二增益電晶體，包括一閘極端、一第一端以及一 - 第二端； 一電流鏡電路，用以接收一控制電流當作輸入，且輸 出一第一參考電流至上述第一增益電晶體，以控制上述第 ® 一增益電晶體的上述閘極端與上述第一增益電晶體的上述 第一端之間之電壓差，以及輸出一第二參考電流至上述第 二增益電晶體，以控制上述第二增益電晶體的上述閘極端 與上述第二增益電晶體的上述第一端之間之電壓差； 一第一串疊電晶體，包括一第一端和一第二端，上述 第一串疊電晶體在上述第二端產生一第一輸出電流，上述 第一串疊電晶體的上述第一端耦接於上述第一增益電晶體 的上述第二端；以及 ® —第二串疊電晶體，包括一第一端和一第二端，上述 第二串疊電晶體在上述第二端產生一第二輸出電流，上述 第二串疊電晶體的上述第一端耦接於上述第二增益電晶體 的上述第二端； 其中，上述第一輸出電流和上述第二輸出電流為依據 上述線性調整增益之控制電流的函數； 其中，上述電流鏡電路更包括： 一第一鏡射電晶體，包括一閘極端、一第一端以 VIU05-001 l!00-TW/0608-A40946TWn 23 1328342 及一第二端； 一第二鏡射電晶體，包括一閘極端、一第一端以 及一第二端； 一第三鏡射電晶體，包括一閘極端、一第一端以 及一第二端； 其中，上述第一鏡射電晶體的上述閘極端耦接於 上述第一增益電晶體的上述閘極端、上述第二增益電 晶體的上述閘極端，以及上述第二鏡射電晶體的上述 第一端， 上述第一鏡射電晶體的上述第二端耦接於上述第 二鏡射電晶體的上述第一端，以及 上述第三鏡射電晶體的上述閘極端耦接於上述第 二鏡射電晶體的上述第二端。 2*如申請專利範圍第1項所述之放大器電路’更包括： 一第一電容，耦接於上述第一增益電晶體的上述閘極 端；以及 一第二電容，耦接於上述第二增益電晶體的上述閘極 端， 其中’上述第一電容接收〆第一交流輸入電壓，而上 述第二電容接收一第二交流輸入電塵。 3.如申請專利範圍第1項所述之放大器電路，其中， 上述電流鏡電路更包括： 一鏡射電晶體’包括一閘極端和一第一端，其中，上 述鏡射電晶體的上述閘極端耦接於上述第一增益電晶體的 VTU05-0011100-TW/0608-A40946TWfl 24 1328342 上述閘極端以及上述第二增益電晶體的上述閘極端，上述 鏡射電晶體的上述閘極端耦接於上述鏡射電晶體的上述第 一端。 4. 如申請專利範圍第3項所述之放大器電路，其中， 上述鏡射電晶體工作在飽和區。 5. 如申請專利範圍第1項所述之放大器電路，更包括： 一參考電晶體，包括一閘極端、一第一端以及一第二 端，其中，上述參考電晶體的上述閘極端耦接於上述第二 鏡射電晶體的上述閘極端、上述第一串疊電晶體的上述閘 極端、上述第二串疊電晶體的上述閘極端，以及上述參考 電晶體的上述第二端，上述參考電晶體的上述第二端用以 接收一參考電流；以及 一參考電阻，耦接於上述參考電晶體的上述第一端。 6. 如申請專利範圍第1項所述之放大器電路，其中， 上述各電晶體係選自下列群組之一，包括： 一 η型電晶體，其中，上述各電晶體的上述第一端為 上述η型電晶體的源極端，以及上述各電晶體的上述第二 端為上述η型電晶體的汲極端；以及 一 ρ型電晶體，其中，上述各電晶體的上述第一端為 上述Ρ型電晶體的汲極端，以及上述各電晶體的上述第二 端為上述ρ型電晶體的源極端。 7. —種射頻可變增益放大器電路，用以線性控制一輸 出增益電流，包括： 一線性電壓對電流轉換器，用以線性轉換一控制電壓 VIU05-0011IOO-TW/0608-A40946TWfl 25 1328342 成一分貝電流，其中，上述分貝電流以及上述控制電壓為 線性比例； 一電流控制電路，用以分割上述分貝電流成一第一控 制電流以及一第二控制電流； 一放大器電路，用以根據上述第一控制電流以及上述 第二控制電流輸出上述輸出增益電流； 一第一放大器，用以根據上述第一控制電流以及一第 一輸入電壓產生一第一輸出電流；以及 一第二放大器，用以根據上述第二控制電流以及一第 二輸入電壓產生一第二輸出電流； 其中，上述第一輸出電流以及上述第二輸出電流之間 之差異與上述輸出增益電流成比例； 其中，上述第一放大器更包括： 一第一增益電晶體，包括一閘極端、一第一端以 及一第二端，用以接收上述第一輸入電壓，其中，上 述第一控制電流用以由上述第一增益電晶體的上述第 二端通過至上述第一增益電晶體的上述第一端；以及 一第一串疊電晶體，包括一没極端以及一第一 端，用以輸出上述第一輸出電流，其中，上述第一串 疊電晶體的上述第一端耦接於上述第一增益電晶體的 弟一竭， 其中，上述第二放大器更包括： 一第二增益電晶體，包括一閘極端、一第一端以 及一第二端，用以接收上述第二輸入電壓，其中，上 VIU05-0011IOO-TW/O608-A4O946TWA 26 1328342 述第二控制電流用以由上述第二增益電晶體的上述第 二端通過至上述第二增益電晶體的上述第一端；以及 一第二串疊電晶體，包括一汲極端以及一第一 端，用以輸出上述第二輸出電流，其中，上述第二串 疊電晶體的上述第一端耦接於上述第二增益電晶體的 第二端。 8. 如申請專利範圍第7項所述之射頻可變增益放大器 電路，其中，上述第一放大器相同於上述第二放大器。 9. 如申請專利範圍第7項所述之射頻可變增益放大器 電路，其中，上述線性電壓對電流轉換器用以接收一第一 參考電流，然後以上述第一參考電流與上述控制電壓之函 數，產生上述分貝電流。 10. 如申請專利範圍第7項所述之射頻可變增益放大器 電路，其中，上述各電晶體係選自下列群組之一，包括： 一 η型電晶體，其中，上述各電晶體的上述第一端為 上述η型電晶體的源極端，以及上述各電晶體的上述第二 端為上述η型電晶體的汲極端；以及 一 ρ型電晶體，其中，上述各電晶體的上述第一端為 上述Ρ型電晶體的汲極端，以及上述各電晶體的上述第二 端為上述ρ型電晶體的源極端。 11. 一種線性控制方法，適用於一輸出增益電流，包括： 線性轉換一控制電壓成一分貝電流，其中，上述分貝 電流以及上述控制電壓成線性比例； 轉變上述分貝電流成一第一控制電流以及一第二控制 VIU05-0011I00-TW/0608-A40946TWA 27 1328342 電流，以及 根據上述差異輸出上述輸出增益電流， 其中輸出上述輸出增益電流之步驟更包括： 鏡射一直流偏壓電流至一第一增益電晶體以及一 第二增益電晶體，其中，上述直流偏壓電流與上述差 異成比例； 耦接於一第一串疊電晶體的第一端至上述第一增 益電晶體的第二端，以及 耦接於一第二串疊電晶體的第一端至上述第二增 益電晶體的弟二端， 其中，上述第一增益電晶體的增益以及上述第二 增益電晶體的增益是根據上述直流偏壓電流而決定。 12. 如申請專利範圍第11項所述之線性控制方法，其 中，輸出上述輸出增益電流之步驟更包括： 接收上述第一控制電流以及上述第二控制電流； 接收一第一輸入電壓以及一第二輸入電壓； 根據上述第一控制電流以及上述第一輸入電壓產生上 述第一輸出電流；以及 根據上述第二控制電流以及上述第二輸入電壓產生上 述第二輸出電流； 其中，上述第一輸出電流以及上述第二輸出電流之間 之差異與上述輸出增益電流成比例。 13. 如申請專利範圍第11項所述之線性控制方法，其 中，線性轉換一控制電壓成一分貝電流之步驟更包括接收 VIU05-0011IOO-TW/O608-A4O946TWA 28 1328342 一第一參考電流的步驟，其中，上述分貝電流為上述第一 參考電流以及上述控制電壓的一函數。 14.如申請專利範圍第11項所述之線性控制方法，其 中，輸出上述輸出增益電流之步驟更包括： 接收一第二參考電流以產生一固定電壓；以及 將上述第一串疊電晶體以及第二串疊電晶體工作在飽 和區以擴大上述直流偏壓電流之可用調整範圍。
VIU05-001 l!00-TW/0608-A40946TWn 29 1328342 案號 095135110"98. il 年月 98年11月23曰 修正頁 k-丨 t^iiY 鹉 1-3 ullsj+dljpj HfflPJ
UI 一 jp - 1 匿9滩 -JP 一 \<
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US74002805P | 2005-11-28 | 2005-11-28 | |
| US11/494,849 US7443241B2 (en) | 2005-11-28 | 2006-07-28 | RF variable gain amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW200721667A TW200721667A (en) | 2007-06-01 |
| TWI328342B true TWI328342B (en) | 2010-08-01 |
Family
ID=37605462
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW095135110A TWI328342B (en) | 2005-11-28 | 2006-09-22 | Rf variable gain amplifier |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US7443241B2 (zh) |
| CN (2) | CN1929316B (zh) |
| DE (1) | DE102006055788B4 (zh) |
| FR (1) | FR2894095B1 (zh) |
| GB (1) | GB2432735B (zh) |
| TW (1) | TWI328342B (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11394351B2 (en) | 2019-11-19 | 2022-07-19 | Mediatek Inc. | High-linearity amplifier |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20080091357A (ko) * | 2006-08-21 | 2008-10-10 | 아사히 가세이 일렉트로닉스 가부시끼가이샤 | 트랜스컨덕턴스 앰프 |
| US7847635B2 (en) * | 2006-08-28 | 2010-12-07 | Asahi Kasei Emd Corporation | Transconductance amplifier |
| US8098100B2 (en) * | 2007-03-15 | 2012-01-17 | Mediatek Inc. | Variable gain amplifiers |
| KR20090029474A (ko) * | 2007-09-18 | 2009-03-23 | 삼성전기주식회사 | 넓은 이득 변동폭 및 넓은 대역폭을 갖는 가변 이득 증폭기 |
| FR2940554B1 (fr) * | 2008-12-19 | 2013-07-05 | Thales Sa | Dispositif de controle de puissance d'un signal a dynamique d'entree optimisee |
| CN101562452B (zh) * | 2008-12-30 | 2011-09-14 | 天津南大强芯半导体芯片设计有限公司 | 电压电流转换电路 |
| TWI381169B (zh) * | 2009-01-14 | 2013-01-01 | Prolific Technology Inc | 電壓穩壓電路 |
| JP5353548B2 (ja) * | 2009-08-14 | 2013-11-27 | 富士通セミコンダクター株式会社 | バンドギャップレファレンス回路 |
| KR101099699B1 (ko) | 2010-04-02 | 2011-12-28 | 부산대학교 산학협력단 | 고선형성, 저전력에 적합한 가변이득 증폭기 및 이를 이용한 ｒｆ송신기 |
| US8975968B2 (en) | 2013-01-25 | 2015-03-10 | Qualcomm Incorporated | Amplifiers with improved isolation |
| US8903343B2 (en) | 2013-01-25 | 2014-12-02 | Qualcomm Incorporated | Single-input multiple-output amplifiers with independent gain control per output |
| US9059665B2 (en) | 2013-02-22 | 2015-06-16 | Qualcomm Incorporated | Amplifiers with multiple outputs and configurable degeneration inductor |
| US9401680B2 (en) * | 2014-01-17 | 2016-07-26 | Qualcomm Incorporated | Temperature dependent amplifier biasing |
| US9722547B2 (en) | 2014-12-30 | 2017-08-01 | Skyworks Solutions, Inc. | Compression control through amplitude adjustment of a radio frequency input signal |
| WO2018001453A1 (en) * | 2016-06-28 | 2018-01-04 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Linear-in-db variable gain amplifier |
| CN109450485B (zh) * | 2018-12-07 | 2024-04-09 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种模拟基带幅相校准及本振泄漏抑制电路 |
| US20230208364A1 (en) * | 2021-12-28 | 2023-06-29 | Raytheon Company | Amplifier bias circuit |
| US12199576B2 (en) * | 2022-01-20 | 2025-01-14 | Apple Inc. | Gain reduction techniques for radio-frequency amplifiers |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5929708A (en) * | 1997-05-09 | 1999-07-27 | Lucent Technologies Inc. | Low-voltage radio frequency amplifier |
| JP3164151B2 (ja) * | 1998-07-06 | 2001-05-08 | 日本電気株式会社 | 電力増幅器 |
| JP2000269757A (ja) | 1999-03-12 | 2000-09-29 | Mitsubishi Electric Corp | 利得制御回路 |
| DE10132800C1 (de) * | 2001-07-06 | 2003-01-30 | Infineon Technologies Ag | Rauscharme Verstärkerschaltung |
| US6724235B2 (en) | 2001-07-23 | 2004-04-20 | Sequoia Communications | BiCMOS variable-gain transconductance amplifier |
| KR100461969B1 (ko) * | 2001-12-13 | 2004-12-17 | 매그나칩 반도체 유한회사 | Ｃｍｏｓ 공정을 통해 구현된 지수함수 발생기 및 그를이용한 가변이득증폭기 |
| CN1623281A (zh) * | 2002-02-28 | 2005-06-01 | 株式会社瑞萨科技 | 高频功率放大器电路及用于通信的电子部件 |
| DE10231181A1 (de) * | 2002-07-10 | 2004-01-29 | Infineon Technologies Ag | Verstärkerschaltung mit einstellbarer Verstärkung und Sendeanordnung mit der Verstärkerschaltung |
| US6977553B1 (en) | 2002-09-11 | 2005-12-20 | Marvell International Ltd. | Method and apparatus for an LNA with high linearity and improved gain control |
| KR100546325B1 (ko) * | 2003-05-09 | 2006-01-26 | 삼성전자주식회사 | 신호대 잡음비를 최대한 확보하며 최대 이득 부근의 정밀이득 제어로 전력 손실을 감소시키는 자동 이득 제어기,이를 구비한 이동 통신 단말기의 송신 장치 및 그 방법 |
-
2006
- 2006-07-28 US US11/494,849 patent/US7443241B2/en active Active
- 2006-09-22 TW TW095135110A patent/TWI328342B/zh active
- 2006-09-28 CN CN2006101412150A patent/CN1929316B/zh active Active
- 2006-09-28 CN CN2008102129685A patent/CN101383594B/zh active Active
- 2006-11-17 GB GB0622938A patent/GB2432735B/en active Active
- 2006-11-27 FR FR0610360A patent/FR2894095B1/fr active Active
- 2006-11-27 DE DE102006055788.3A patent/DE102006055788B4/de active Active
-
2008
- 2008-09-17 US US12/212,443 patent/US7633342B2/en active Active
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11394351B2 (en) | 2019-11-19 | 2022-07-19 | Mediatek Inc. | High-linearity amplifier |
| TWI796611B (zh) * | 2019-11-19 | 2023-03-21 | 聯發科技股份有限公司 | 放大器電路 |
| US11632087B2 (en) | 2019-11-19 | 2023-04-18 | Mediatek Inc. | High-linearity amplifier |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US7633342B2 (en) | 2009-12-15 |
| GB2432735A (en) | 2007-05-30 |
| US20090009252A1 (en) | 2009-01-08 |
| DE102006055788A1 (de) | 2007-06-06 |
| CN101383594A (zh) | 2009-03-11 |
| TW200721667A (en) | 2007-06-01 |
| DE102006055788B4 (de) | 2022-07-14 |
| CN1929316A (zh) | 2007-03-14 |
| GB0622938D0 (en) | 2006-12-27 |
| FR2894095B1 (fr) | 2018-04-06 |
| US7443241B2 (en) | 2008-10-28 |
| CN101383594B (zh) | 2011-09-14 |
| CN1929316B (zh) | 2010-05-12 |
| FR2894095A1 (fr) | 2007-06-01 |
| US20070120601A1 (en) | 2007-05-31 |
| GB2432735B (en) | 2008-02-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| TWI328342B (en) | Rf variable gain amplifier | |
| Lee et al. | A wideband CMOS variable gain amplifier with an exponential gain control | |
| Duong et al. | A 95-dB linear low-power variable gain amplifier | |
| Choi et al. | Accurate dB-linear variable gain amplifier with gain error compensation | |
| De Matteis et al. | A 33 MHz 70 dB-SNR super-source-follower-based low-pass analog filter | |
| Yamaji et al. | A temperature-stable CMOS variable-gain amplifier with 80-dB linearly controlled gain range | |
| TWI235545B (en) | Gain linearizer for variable gain amplifiers | |
| US6724235B2 (en) | BiCMOS variable-gain transconductance amplifier | |
| JP4442746B2 (ja) | 指数関数発生器及びそれを用いた可変利得増幅器 | |
| US6492874B1 (en) | Active bias circuit | |
| US7657247B1 (en) | Mixer constant linear range biasing apparatus and method | |
| JP2002111417A (ja) | 可変利得増幅器とこれを用いた無線通信装置及び符号分割多元接続システム | |
| CN107749745B (zh) | 可变增益放大器 | |
| TW527765B (en) | An ultra linear high frequency transconductor structure | |
| Carrara et al. | High-dynamic-range VGA with temperature compensation and linear-in-dB gain control | |
| TWI571051B (zh) | 具有加強的線性之低電壓類比可變增益放大器 | |
| KR100780399B1 (ko) | 바이어스 회로 및 이것을 이용한 무선 통신 장치 | |
| Carlos et al. | A $\pm $0.75-V Compact CMOS Class-AB Current-Mode Exponential Variable Gain Amplifier | |
| Ho | A 450 mhz cmos rf power detector | |
| Kalenteridis et al. | A CMOS linear-in-dB VGA based on exponential current generator | |
| KR100475405B1 (ko) | 보상회로를 갖는 가변이득증폭기 | |
| US20080042740A1 (en) | Linear-in-decibel current generators | |
| Siripruchyanun et al. | Current-controlled current differencing transconductance amplifier and applications in continuous-time signal processing circuits | |
| Kiela et al. | Design of a linear-in-dB power detector in 65nm CMOS technology | |
| US6980052B1 (en) | Low-voltage pre-distortion circuit for linear-in-dB variable-gain cells |