CN1929316B - 射频可变增益放大器 - Google Patents

Abstract

一种互补式金属氧化物半导体(CMOS)射频可变增益放大器，具有扩大的线性调整范围。可变增益放大器使用由两串迭(cascode)晶体管以及两增益晶体管所组成的宽振幅串迭镜(cascode mirror)。两串迭晶体管的电流彼此追随，且两增益晶体管的电流彼此追随，而增益晶体管工作在饱和区。

Description

射频可变增益放大器

技术领域

本发明涉及一种放大器，特别是涉及一种可变增益放大器。

背景技术

宽带码分多址(wideband code division multiple access，WCDMA)技术的挑战在于需要一个超过74分贝(dB)增益调整范围的准确的线性对分贝(linear-to-dB)增益控制。图1a、1b所示为一般宽带码分多址发射机常用的两种系统架构：直接转换模式100，两阶转换模式150。相对于两阶转换模式150，直接转换模式100对于旁带抑制(sideband rejection)和省电的观点提供较好的解决方法。混波器的输出包括欲获得的信号和不欲获得的旁带信号。然而，对于提高准确性和拓宽调整范围的增益控制需求，阻碍了直接转换模式的普及性。考虑图1a中的直接转换模式100，其可提供一90分贝的增益控制范围。由基频可变增益低通滤波器102来接收IQ基频输入，藉由局部振荡器(Local Oscillator，LO)所产生的射频信号在射频调制混波器104、106进行调制后，通过射频可变增益放大器(RF variable gainamplifier，RF VGA)108。通常由IQ基频低通滤波器102和射频可变增益放大器108两者来共同分摊增益控制。由于受限于组件隔离效应(isolation)，射频可变增益放大器108的最大增益控制范围约为30分贝。因此，至少有60分贝的增益控制必须被分配给低通滤波器102。为了在最小增益设定达到-20dBc(相对于载波的分贝)载波电平，IQ混波器106需要非常精确的局部振荡器的信号泄漏(leakage)要求，即局部振荡器必须拥有至少80分贝的局部振荡器抑制。可使用载波泄漏校准技术以达到所述的要求，然而大多数的载波泄漏校准技术需要非常精准且灵敏的射频检测器(detector)和复杂的数字信号处理器(digital signal processor，DSP)，使得直接转换模式较不被大众接受。

图1b示出了传统的中频可变增益放大器(intermediate frequencyvariable gain amplifier，IF VGA)，其可提供额外的增益控制和较精准的增益调控，来减少IQ低通滤波器的高增益控制。此外，藉由外部的滤波也可解决局部振荡器信号泄漏的问题。如图1b所示，由基频可变增益低通滤波器154来接收IQ基频输入，藉由局部振荡器所产生的中频信号在IF调制混波器156、158进行调制，然后通过中频可变增益放大器160。接着，负责上转换射频信号的混波器162开始对混有射频的第一阶信号进行第二阶的转换，然后第二阶转换信号通过射频可变增益放大器164。图2示出了IQ基频输入信号分别在射频混波器162之前后的节点X与节点Y的示意图，其中，标号202所指示的箭头代表载波，标号204所指示的三角形代表信号，而标号206所指示的梯形代表表面声波放大器(SAW filter)。在中频可变增益放大器之后的X节点，信号204和载波202的比例取决于放大器的增益，而且在通过中频混波器162之后，局部振荡器的中频信号的抑制维持相同的衰减量。由于局部振荡器的信号抑制代表信号和载波泄漏的差异，而射频混波器162之后的射频可变增益放大器对信号和载波泄漏均衰减相同的量，所以会维持相同的局部振荡器的信号抑制。例如：可变增益放大器增益＝-10dB，信号＝10dBm，载波＝-10dBm；

无可变增益放大器  局部振荡器的信号抑制＝10dBm-(-10dBm，载波)＝20dB

可变增益放大器置  局部振荡器的信号抑制＝10dBm-10dB(受到可变增益放

于混波器之前      大器影响)-(-10dBm，载波)＝10dBm

可变增益放大器置  局部振荡器的信号抑制＝10dBm-10dB(受到可变增益放

于混波器之后      大器影响)-[(-10dBm，载波)-10dB(受到可变增益放大

                  器影响)]＝20dB

因为信号和载波都被可变增益放大器衰减，可变增益放大器置于混波器之后的结果与无可变增益放大器的情况相同。

射频混波器162采用一用以分离中频信号IF的局部振荡器产生的射频LO信号，假如混波器的频率为中频信号IF的频率，则射频混波器162输出将为LO+IF和LO-IF。选用足够频宽的中频信号IF(例如：400MHz)，可在功率放大器之前使用外部的表面声波放大器移除射频LO信号。所有的增益控制可分配给中频可变增益放大器，但是需要射频驱动器来得到低噪声性能。因此，在实际应用上，要调整横跨3级(低通滤波器、中频可变增益放大器和射频可变增益放大器)的可变增益分配是相当困难的。

另外两种常用的可变增益拓朴结构(topologies)为：跨导线性(translinear)单元(图3)和电流引导(current steering)电路(图4)。然而，这两种拓朴结构在高频隔离方面的性能较差。当放大器的可变增益调整范围为90分贝时，隔离是一个重要的考虑。因此，至少90分贝的隔离对于发射机整体电路而言是必要的。典型高频装置的反向隔离(reverse isolation)约30分贝，由于所述隔离条件的限制，使得在高频电路中应用图3、4电路的机会不大。

因此，本发明主要针对射频可变增益放大器，在不增加隔离问题之下，能得到精准的线性增益调整范围。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种互补式金属氧化物半导体的射频可变增益放大器，其具有扩大的线性调整范围。可变增益放大器使用由两串迭晶体管和两增益晶体管所组成的宽振幅串迭镜，且所述增益晶体管工作在饱和区。所述两串迭晶体管的电流彼此追随，且所述两增益晶体管的电流彼此追随。

在本发明一实施例中，提供具有一线性调整增益的放大器电路.放大器包括一第一增益晶体管、一第二增益晶体管、一电流镜电路、一第一串迭晶体管，和一第二串迭晶体管.所述第一增益晶体管包括一栅极端、一第一端以及一第二端.所述第二增益晶体管包括一栅极端、一第一端以及一第二端.所述电流镜电路用以接收一控制电流当作输入，且输出一第一参考电流至所述第一增益晶体管，以控制所述第一增益晶体管的所述栅极端与所述第一增益晶体管的所述第一端之间的电压差.所述电流镜电路还用以输出一第二参考电流至所述第二增益晶体管，以控制所述第二增益晶体管的所述栅极端与所述第二增益晶体管的所述第一端之间的电压差.所述第一串迭晶体管包括一第一端和一第二端.所述第一串迭晶体管在所述第二端产生一第一输出电流，所述第一串迭晶体管的所述第一端耦接于所述第一增益晶体管的所述第二端.所述第二串迭晶体管包括一第一端和一第二端.所述第二串迭晶体管在所述第二端产生一第二输出电流，所述第二串迭晶体管的所述第一端耦接于所述第二增益晶体管的所述第二端.所述第一输出电流和所述第二输出电流根据控制电流而改变，所述改变依据所述线性调整增益.

在本发明另一实施例中，提供一种射频可变增益放大器电路，能线性控制一输出增益电流。所述射频可变增益放大器包括一线性电压对电流转换器，用以线性转换一控制电压成一分贝电流；一电流控制电路，用以分割所述分贝电流成一第一控制电流以及一第二控制电流；以及一放大器电路，用以根据所述第一控制电流以及所述第二控制电流输出所述输出增益电流。所述分贝电流以及所述控制电压为线性比例，且所述分贝电流等于所述第一控制电流以及所述第二控制电流的一差异。

再者，在本发明另一实施例中提供一种方法，用以线性控制一输出增益电流。所述方法的步骤包括线性转换一控制电压成一分贝电流、转变所述分贝电流成一第一控制电流以及一第二控制电流，以及根据所述差异，输出所述输出增益电流。所述分贝电流以及所述控制电压为线性比例，且所述分贝电流等于所述第一控制电流以及所述第二控制电流的一差异。

附图说明

图1a示出了一阶宽带码分多址发射机架构。

图1b示出了两阶宽带码分多址发射机架构。

图2示出了两阶宽带码分多址发射机中不同节点的信号。

图3示出了跨导线性架构。

图4示出了电流引导架构。

图5示出了射频信号可变增益控制方块图。

图6示出了增益和控制电流的关系图。

图7示出了理想增益控制和非理想增益控制的增益控制比较图。

图8示出了根据本发明一实施例的射频可变增益放大器架构。

图9示出了在不同温度和制造过程下，射频可变增益放大器的g_m对I_ctrl关系图。

图10示出了根据本发明另一实施例的射频可变增益放大器架构。

图11示出了本发明两实施例的g_m对I_ctrl关系图。

图12示出了线性对分贝的电压对电流转换器。

图13示出了使用电流倍增和与绝对温度成比例的电路的温度补偿电路。

图14示出了具有温度补偿的线性对分贝的电压对电流转换器。

附图符号说明

100～直接转换模式架构

102～基频可变增益低通滤波器

104、106～射频调制混波器

108～射频可变增益放大器

150～两阶转换模式架构

154～基频可变增益低通滤波器

156、158～中频调制混波器

160～中频可变增益放大器

162～射频上转换混波器

164～射频可变增益放大器

202～载波

204～信号

502～第一放大器

504～第二放大器

506～线性电压对电流转换器

C1、C2～电容

I_ctrlp～第一控制电流

I_ctrlm～第二控制电流

I_dB～分贝电流

I_outm～第一输出电流

I_outp～第二输出电流

I_ref、I_REF～参考电流

M1、M2～增益晶体管

M3、M4～串迭晶体管

M5～第一镜射(mirror)晶体管

M6～第二镜射晶体管

M7～第三镜射晶体管

M8～参考晶体管

M11、M22～PMOS

OP1、OP2、OP3～运算放大器

Q1、Q2～VNPN晶体管

R1、R2、R₁₁、R₂₂～电阻

R_REF～参考电阻

V_ctrl～控制电压

V_inp～第一输入电压

V_inm～第二输入电压

具体实施方式

为使本发明的所述和其它目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举出较佳实施例，并结合附图详细说明如下。

实施例：

本发明介绍一种互补式金属氧化物半导体的射频可变增益放大器，可在2GHz提供精准的线性增益控制范围，且不受温度变化影响。射频可变增益放大器主要由三种电路组成：操作在2GHz且提供超过65分贝增益调整范围(允许15分贝工艺范围(process margin))的核心可变增益放大器电路单元、提供控制电流来调整核心可变增益放大器单元的线性电流控制电路，和具有线性对分贝特性的电压对电流转换器(liner-in-dB voltage-to-currentconverter，LDB)。互补式金属氧化物半导体的射频可变增益放大器电路可使用垂直双极性晶体管(vertical bipolar transistor)作为宽带码分多址技术的应用，而轻易实现线性对分贝函数的功能，再者，由于射频可变增益放大器位于混波器阶段之后，因此可直接使用直接转换架构.

图5示出了射频可变增益放大器的总方块图，其中线性转换器506接收一控制电压和一参考电流，并输出一分贝电流(decibel current)。通过线性函数的转换特性，将控制电压线性地变换成分贝电流。分贝电流输入至电流控制电路，且电流控制电路产生两控制电流。转换分贝电流并分割成两控制电流；分贝电流是参考电流和控制电压的一函数。两控制电流分别被输入至两放大器502、504。放大器502、504分别接收两输入电压和一控制电流，并输出两输出电流。图8及图10示出了放大器502、504的详细说明。藉由并联两相同放大器502、504，射频可变增益放大器不需依靠装置反向隔离即可提供必要的隔离。在射频应用上，使用负差动对应(negative differentialcounterpart)，让任一前馈(feed-forward)信号在输出被抵消是可实行的。根据此拓扑，射频可变增益放大器的输出为：

i_out＝(g_m1-g_m2)V_in                                (1)

两放大器502、504的跨导分别为g_m1和g_m2，g_m为电流函数。

就隔离而言，图5示出了本发明的电路拓扑优于跨导线性单元(图3)和电流引导电路(图4)。无论如何，本发明所提及的射频可变增益放大器不需依靠装置反向隔离即可提供必要的隔离。有人认为任一前馈信号可在输出被负差动对应大量地抵消，然而基于(a)输入信号并非绝对完美地差动，以及(b)电路装置的反向隔绝取决于偏压(bias)的两个理由，差动泄漏信号无法完全被抵消。然而，相对于其它两种电路拓扑(图3、图4)，本发明所披露的电路拓扑能提供较佳的隔离性能。

由方程式(1)得知，射频可变增益放大器根据两放大器之间的g_m差异执行增益控制。然而，与双极性晶体管不同，金属氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide semiconductor field-effect transistor，MOSFET)的g_m是由平方律(square law)决定：

$g_m=\sqrt{{2K}_p{I}_{\mathrm{ctrl}}}---\left(2\right)$

其中，k_p为一常数

$k_p={\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}---\left(3\right)$

其中，μ_n为移动率，C_ox为每单位面积的栅极氧化(gate oxide)电容，而W/L为MOSFET的宽长比。控制电流I_ctrlp和I_ctrlm为：

I_ctrlp-I_ctrlm＝I_dB                                        (4)

最大及最小增益发生在

I_ctrlp＝I_dB；I_ctrlm＝0                    (最大增益)

I_ctrlp＝I_ctrlm＝0.5I_dB                    (最小增益)

图6示出了增益与控制电流的关系曲线。为了达到线性增益，g_m对I必须是线性关系以控制增益。假如可变增益放大器是由方程式(1)、(2)所构成，而非使用g_m与电流为线性比例的双极性晶体管，将导致其平方根关系具有如图7所示的增益控制偏差。在图7中，可用线性控制范围约为对应于50％增益处的70％。因此，可用线性控制范围减少30％，且浪费一半的增益。然而，由于在射频信号放大部份浪费许多增益而造成不被接受的高耗电量，其不适合使用于移动式射频电路。

使用电流镜(current mirror)偏压架构可解决可用增益和调整范围减少的问题。图8示出了串迭放大器，其中M1、M2为增益晶体管，M3、M4为串迭晶体管，M5为接成二极管形式的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)且提供镜射参考电流给晶体管M1、M2。晶体管M3、M4分别与晶体管M1、M2构成串迭架构。晶体管M1和M2的栅极分别经由电阻R2及R1连接到晶体管M5。晶体管M1和M2也分别经由电容C1及C2连接到V_inp和V_inm。电阻R1和R2为交流电路部分(AC block)，而电容C1和C2为直流电路部分(DC block)。从图8中的X点经由直流和交流透视看到接成二极管形式的晶体管M5阻抗为：

$Z_x=\frac{V_{\mathrm{gs}5}}{I_{\mathrm{ctrl}}}=\frac{1}{g_{m5}}---\left(5\right)$

其中，V_gs5是介于晶体管M5中栅极和源极的电压，而I_ctrl可用V_gs5来表示为：

I_ctrl＝K_p(V_gs5-V_th)²                                    (6)

其中，V_th为晶体管M5的临界电压(threshold voltage)。由于I_ctrl，V_gs5的灵敏度为：

$\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{gs}5}}{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{ctrl}}}=\frac{1}{{2k}_p(V_{\mathrm{gs}5}-V_{\mathrm{th}})}---\left(7\right)$

假如k_p趋近于无限大，则V_gs5可视为常数。由方程式(5)得到g_m对I线性关系为：

g_m5＝k₁I_ctrl                                    (8)

其中，k₁为常数1/V_gs5。假如晶体管M1、M2与M5追随，则增益晶体管M1和M2的g_m为：

g_m1＝g_m2＝ng_m5＝nk₁I_ctrl                                (9)

其中，n为晶体管M1、M2与M5之间的手指比例(finger ratio)数。手指比例对应尺寸比例，换言之，金属氧化物半导体场效应晶体管的尺寸可表示为n×(W/L)。当两晶体管彼此追随(track)，假如第一晶体管的宽度对长度比为第二晶体管的宽度对长度比的五倍，则第一晶体管的电流为第二晶体管的电流的五倍。为了满足k_p趋近于无限大的假设，可选用具有大宽度对长度比例、最小栅极长度L_min和薄栅极氧化(大C_ox)的晶体管作为组成增益晶体管的晶体管M1及M2以达到射频信号的增益。以上这些条件使k_p增加至最大值，而有效近似于方程式(8)的结果。图9示出了已证实的模拟结果。

图8所显示的电路可增加线性控制范围，但仍有其限制存在。图9示出了在温度和工艺角落(process corners)变化下，量测晶体管M5的g_m对I曲线图。标号902、904、906分别指向各种不同工艺角落变化与温度的曲线。

方程式(9)假设晶体管M1、M2与M5相互追随。然而，由于方程式(10)所示的通道调制，使用L_min组件进行追随便可能产生问题。

I_ctrl＝k_p(V_gs-V_th)²(1+λV_ds)                            (10)

其中，λ为与通道长度成反比的通道调制指数，而V_ds为漏极和源极之间的电压。由方程式(10)明显得知，对短信道组件追随而言，V_gs与V_ds这两个参数对于准确的电流镜射具有同样的重要性。

为了使晶体管M1、M2与M5在V_gs与V_ds这两个参数上彼此追随，放大器可利用串迭晶体管(M3、M4)组成如图10所示的宽振幅串迭电流镜.在图10电路中，晶体管M1和M3保持相同串迭排列，而晶体管M2和M4也保持相同的串迭排列.另一串迭晶体管M6与晶体管M5组成另一串迭排列.晶体管M3、M4和M6的栅极共同耦接在一起，且电连接到接成二极管形式的晶体管M8.采用晶体管M6来决定晶体管M5的V_ds。晶体管M1、M2和M5三者有相同的栅极长度与电流密度。而晶体管M3、M4、M6和M8四者有相同的栅极长度与电流密度。因为追随的缘故，串迭晶体管M3、M4和M6尺寸是成比例的，为了得到I_ctrl，三晶体管的V_gs也将会是相同的。只要晶体管M3、M4、M6和M8在饱和区间工作，则晶体管M1、M2和M5的V_ds也会相同。晶体管M7是用来使晶体管M6在饱和区工作，且I_REF×R_REF定义了晶体管M1、M2和M5的V_ds以确保饱和运作。在低电压操作时，可将晶体管M8、电流I_REF和电阻R_REF移除，而将V_REF直接连接到V_dd。

在图10所示的电路中接收两控制电流I_ctrlp和I_ctrlm以及两输入电压V_inp和V_inm，并且输出两输出电流I_outm和I_outp。其中，一直流偏压电流被镜射到两增益晶体管M1和M2。

图11示出了宽振幅串迭偏压优于电流镜偏压的模拟结果。其中，标号1102所指示为电流镜偏压，标号1104所指示为电流镜偏压的可用范围，标号1106所指示为宽振幅串迭偏压，而标号1108所指示为宽振幅串迭偏压的可用范围。串迭偏压的可用调整范围至少为电流镜偏压的五倍以上。值得注意的是，在低控制电流I_ctrl范围中，因为V_ds小(晶体管M5的V_gs＝V_ds)，所以串迭偏压和电流镜偏压的特性相同。

在图5中，线性对分贝的电压对电流转换器506接收一外部输入控制电压V_ctrl和输出一对数刻度控制电流I_dB为：

$I_{\mathrm{dB}}=I_{\mathrm{ref}}{e}^{k_{\mathrm{LDB}}{V}_{\mathrm{ctrl}}}---\left(11\right)$

其中，参数k_LDB为转换器的增益斜率(gain slope)。

可使用垂直NPN双极性晶体管来产生指数函数，因为其组成为：

$I_c=I_S{e}^{V_{\mathrm{be}}/V_T}---\left(12\right)$

其中，I_c为集极电流(collector current)，I_S为饱和电流，V_be为基极-射极电压(base emitter voltage)，而热电压(thermal voltage)V_T为：

$V_T=\frac{\mathrm{kT}}{q}---\left(13\right)$

其中，k为波次曼常数(Boltzmann’s constant)，T代表温度而q为单位电荷常数(charge constant)。

图12示出了由电流镜拓扑所组成的转换器。OP1、OP2和OP3为运算放大器(operational amplifier)，Q1和Q2为垂直NPN晶体管，而M11和M22为PMOS。输出控制电流为：

$I_{\mathrm{dB}}=I_S{e}^{(V_{\mathrm{be}1}+\mathrm{\ΔV})/\mathrm{VT}}---\left(14\right)$

其中，因为运算放大器OP2的输出为模拟接地，所以ΔT为I_add×R₂₂的压降。使PMOS M11和M22相同，则I_add可由V_ctrl/R₁₁决定，因此

$\mathrm{\ΔV}=\frac{V_{\mathrm{ctrl}}{R}_{22}}{R_1}---\left(15\right)$

将方程式(15)代回方程式(14)，可得

$I_{\mathrm{dB}}=I_S\exp (\frac{V_{\mathrm{be}1}}{V_T}+\frac{R_{22}}{R_{11}}\frac{V_{\mathrm{ctrl}}}{V_T})---\left(16\right)$

$=I_{\mathrm{ref}}\exp \left(\frac{R_{22}}{R_{11}}\frac{V_{\mathrm{ctrl}}}{V_T}\right)$

对应到方程式(11)

$I_{\mathrm{dB}}=I_{\mathrm{ref}}{e}^{K_{\mathrm{LDB}}{V}_{\mathrm{ctrl}}}$

则可得参数k_LDB为：

$k_{\mathrm{LDB}}=\frac{R_{22}}{V_T{R}_{11}}---\left(17\right)$

复制V_ctrl至运算放大器OP1的正输入端，且该正输入端电连接至电阻R₁₁；运算放大器OP2、OP3为单位增益(unity gain)缓冲器，可补偿垂直PNP晶体管的低β值。

必须注意的是，参数k_LDB受到温度影响，但是在宽带码分多址系统中，自动增益控制(automatic gain contro1，AGC)所需的参数k_LDB需为不受温度影响的常数。将参数k_LDB、V_ctrl代入方程式(16)，重新表示其指数部分为：

$k_{\mathrm{LDB}}{V}_{\mathrm{ctrl}}=\frac{R_{22}}{R_{11}}\frac{V_{\mathrm{ctrl}}}{V_T}=\frac{I_{\mathrm{add}}{R}_{22}}{V_T}---\left(18\right)$

因此，藉由I_add与温度成比例，可补偿温度相依性(temperaturedependency)。将I_add乘以与绝对温度成比例(proportional to absolutetemperature，PTAT)的电流(如图13电路所显示)即可实现。此温度补偿电流I_addT为：

$I_{\mathrm{addT}}=I_{\mathrm{add}}\frac{I_{\mathrm{PTAT}}}{I_{\mathrm{BG}}}---\left(19\right)$

其中，I_BG为与温度无关的能隙电流(band-gap current)。图13中的I_PTAT为：

I_PTAT＝k_PTATV_T                                            (20)

其中，与温度无关的参数k_PTAT为：

$k_{\mathrm{PTAT}}=\frac{1}{R}\ln \left(\frac{J_{c2}}{J_{c1}}\right)---\left(21\right)$

其中，J_c1和J_c2分别为晶体管Q1和Q2的电流密度。置换方程式(18)的I_addT，可得

$k_{\mathrm{LDB}}{V}_{\mathrm{ctrl}}=\frac{I_{\mathrm{addT}}{R}_{22}}{V_T}=I_{\mathrm{add}}\frac{k_{\mathrm{PTAT}}{V}_T}{I_{\mathrm{BG}}}\frac{R_{22}}{V_T}$

$=I_{\mathrm{add}}\frac{k_{\mathrm{PTAT}}{R}_{22}}{I_{\mathrm{BG}}}$

此结果表示与温度无关。最后，温度补偿线性转换器电路如图14所示，其参数k_LDB为：

$k_{\mathrm{LDB}}=\frac{R_{22}{k}_{\mathrm{PTAT}}}{R_{11}{I}_{\mathrm{BG}}}---\left(22\right)$

温度补偿线性转换器电路的仿真结果显示，其目标V_ctrl调整范围由0.4V到1.4V，且目标I_ctrl输出由1μA到100μA。从温度0℃到120℃，全部的斜率变化(slope variation)只有2分贝(±1分贝)。但是，假如电路操作在40℃以下，则变化会降低到6分贝。这是因为温度由120℃到40℃时，β下降三倍以上。因此，在末端低温下，VGA的准确性将降低。

本发明虽以较佳实施例披露如上，然其并非用以限定本发明的范围，本领域的技术人员在不脱离本发明的精神和范围之前提下可做若干的更动与润饰。虽然，本发明是采用金属氧化物半导体场效应晶体管来说明，但仍可使用其它型式晶体管来实施本发明。本发明所叙述的各个晶体管，可为n型或p型晶体管的任何一种。虽然，本发明的动机在于针对宽带码分多址系统计划的发展上所面对到的问题，本领域的技术人可同样应用本发明在全域移动通信系统(Global System for Mobile communication，GSM)、无线局域网络(Wireless Local Area Network，WLAN)，和其它方面的应用上，线性对分贝控制对于所述领域为重要的技术。此外，虽然于本发明及其范围使用特殊术语，这些术语只被用来当作上位化以及观念性的描述，然其并非用以限定本发明及其范围。虽然，本发明的要素可能被描述或主张成单数个，除非明确指定单数的限制，否则多数是可预期的。

Claims (5)

1.一种放大器电路，其具有一线性调整增益，包括：

一第一增益晶体管，包括一栅极端、一第一端以及一第二端；

一第二增益晶体管，包括一栅极端、一第一端以及一第二端；

一电流镜电路，用以接收一控制电流当作输入，且输出一第一参考电流至所述第一增益晶体管的栅极端，以控制所述第一增益晶体管的所述栅极端与所述第一增益晶体管的所述第一端之间的电压差，以及输出一第二参考电流至所述第二增益晶体管的栅极端，以控制所述第二增益晶体管的所述栅极端与所述第二增益晶体管的所述第一端之间的电压差；

一第一串迭晶体管，包括一第一端和一第二端，所述第一串迭晶体管在所述第一串迭晶体管的第二端产生一第一输出电流，所述第一串迭晶体管的所述第一端耦接于所述第一增益晶体管的所述第二端；以及

一第二串迭晶体管，包括一第一端和一第二端，所述第二串迭晶体管在所述第二串迭晶体管的第二端产生一第二输出电流，所述第二串迭晶体管的所述第一端耦接于所述第二增益晶体管的所述第二端；

其中，所述第一输出电流和所述第二输出电流根据控制电流而改变，所述改变依据所述线性调整增益。

2.如权利要求1所述的放大器电路，其中，所述电流镜电路包括：

一镜射晶体管，包括一栅极端、一第一端和一第二端，其中，所述镜射晶体管的所述栅极端耦接于所述第一增益晶体管的所述栅极端以及所述第二增益晶体管的所述栅极端，所述镜射晶体管的所述栅极端耦接于所述镜射晶体管的所述第二端，一控制电流输入到所述镜射晶体管的所述第二端。

3.如权利要求1所述的放大器电路，其中，所述电流镜电路包括：

一第一镜射晶体管，包括一栅极端、一第一端以及一第二端；

一第二镜射晶体管，包括一栅极端、一第一端以及一第二端；

一第三镜射晶体管，包括一栅极端、一第一端以及一第二端；

其中，所述第一镜射晶体管的所述栅极端耦接于所述第一增益晶体管的所述栅极端、所述第二增益晶体管的所述栅极端，以及所述第三镜射晶体管的所述第一端，

所述第一镜射晶体管的所述第二端耦接于所述第二镜射晶体管的所述第一端，以及

所述第三镜射晶体管的所述栅极端耦接于所述第二镜射晶体管的所述第二端，

一控制电流输入到所述第二镜射晶体管的所述第二端。

4.如权利要求3所述的放大器电路，还包括：

一参考晶体管，包括一栅极端、一第一端以及一第二端，其中，所述参考晶体管的所述栅极端耦接于所述第二镜射晶体管的所述栅极端、所述第一串迭晶体管的所述栅极端、所述第二串迭晶体管的所述栅极端，以及所述参考晶体管的所述第二端，所述参考晶体管的所述第二端用以接收一参考电流；以及

一参考电阻，耦接于所述参考晶体管的所述第一端。

5.如权利要求1所述的放大器电路，其中，所述各晶体管是选自下列群组之一，包括：

一n型晶体管，其中，所述各晶体管的所述第一端为所述n型晶体管的源极端，以及所述各晶体管的所述第二端为所述n型晶体管的漏极端；以及

一p型晶体管，其中，所述各晶体管的所述第一端为所述p型晶体管的漏极端，以及所述各晶体管的所述第二端为所述p型晶体管的源极端。

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