KR101025173B1

KR101025173B1 - 가스 방전 램프를 위한 드라이버와 전류를 감지하고 출력 신호를 생성하기 위한 검출기

Info

Publication number: KR101025173B1
Application number: KR1020057001152A
Authority: KR
Inventors: 돌프 하. 제이 반카스테렌
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 2002-07-22
Filing date: 2003-07-01
Publication date: 2011-03-31
Also published as: CN1669366A; ATE552715T1; CN1669366B; JP2005534144A; TWI343762B; EP1525779B1; AU2003281640A1; JP4528616B2; EP1525779A2; US20050269969A1; US7218066B2; TW200418346A; KR20050025645A; WO2004010742A2; WO2004010742A3

Abstract

가스 방전 램프(9)를 위한 드라이버(150)는 두 개의 입력 단자(51a, 51b) 사이에 직렬로 연결된 두 개의 MOSFET 스위치(61, 62)의 배열, 상기 램프(9)와 직렬로 연결된 인덕터(73)로서, 이 직렬 배열이 상기 두 개의 스위치 사이의 노드(P)에 연결된 인덕터(73), 제어 신호(S1, S2)를 상기 두 개의 스위치에 제공하는 제어 유닛(180)을 포함한다. 제 1 정류 간격(41) 도중에, 램프 회로 전류(I_LC)는 제 1 방향만을 가지는 반면, 제 2 정류 간격(42) 도중에, 상기 램프 회로 전류는 반대 방향만을 가진다. 각각의 정류 간격(41, 42)에 있어서, 제 1 동작 단계(43) 도중에, 상기 램프 회로 전류는 연속적으로 증가하는 레벨을 가지는 반면, 제 2 동작 단계(44) 도중에, 상기 램프 회로 전류는 연속적으로 감소하는 레벨을 가진다. 제어 유닛(180)은, 상기 두 개의 스위치가 항상 반대-단계에서 실질적으로 동시에 스위치되도록, 제어 신호(S1, S2)를 생성하도록 설계되었다.

Description

가스 방전 램프를 위한 드라이버와 전류를 감지하고 출력 신호를 생성하기 위한 검출기 {DRIVER FOR A GAS DISCHARGE LAMP AND DETECTOR FOR SENSING A CURRENT AND FOR GENERATING AN OUTPUT SIGNAL}

본 발명은 일반적으로 가스 방전 램프를 위한 드라이버에 관한 것이다. 흔히 알려진 것처럼, 가스 방전 램프를 위한 드라이버는 가스 방전 램프에 필요한 양의 전류를 공급하는 동작을 하고, 전력 자체를 AC 주 전원으로부터 수신한다. 기존에는, 그러한 드라이버는, 정류기 및 AC 입력전압을 더 높은 DC 출력 전압으로 변환하기 위한 상향 컨버터, 더 높은 전류를 가지면서 상기 DC 전압을 더 낮은 전압으로 변환하기 위한 다운컨버터, 마지막으로 상대적으로 낮은 주파수에서 램프에 대한 DC 전류를 스위칭하는 정류자의, 세 개의 단계를 포함한다. 더 최근의 디자인에서는, 마지막 두 개의 단계(즉, 다운컨버터와 정류자)는, 순방향 정류 단계라 불리는, 하나의 단계로 통합되었다. 그러한 집적된 단계는, 더 적은 요소 및 더 작은 크기와 같은, 장점들을 제공한다.

그러한 순방향 정류 단계에서, 하프-브리지(half-bridge) 형태와 풀-브리지(full-bridge) 형태를 구분할 수 있다. 하지만, 그러한 순방향 정류 단계는, 구동될 가스 방전 램프가 상기 두 개의 스위치들 사이의 노드에 연결된, 항상 두 개의 직렬-연결된 MOSFET 스위치들의 적어도 하나의 체인을 가진다.

정상 상태 동작 중에, 원칙의 램프 전류는 실질적으로 일정한 크기를 가지지만, 램프 전류는 일정한 간격으로 방향을 바꾼다. 풀 램프 기간은 램프 전류가 하나의 방향을 가지는 제 1 시간 간격, 그리고 램프 전류가 반대의 방향을 가지는 제 2 시간 간격을 포함한다. 이러한 각각의 간격 도중, 상기 두 개의 체인 스위치들 중 하나는 능동적인 반면, 다른 하나는 비능동적이다. 종래에는, 능동 스위치는 상대적으로 높은 주파수에서 개방되고(비-도통 상태) 폐쇄된다(도통 상태). 이 능동 스위치의 폐쇄 조건 도중, 램프 회로에 대한 전류는 이 능동 스위치에 의해 도통되고 크기가 증가한다. 이 능동 스위치의 개방 조건 도중, 램프 회로 전류는 다른 스위치들, 즉, 수동 스위치들과 병렬 상태에 있는 다이오드에 의해 도통된다. 이 다이오드는 MOSFET 스위치 그 자체의 내장 다이오드일 수 있다. 하지만, 이 내장 다이오드는 상대적으로 높은 주파수에서 나쁘게 동작하고, 특히, 도통 상태에서 비-도통 상태로의 전이할 때 나쁘게 동작하여, 이것은 상대적으로 많은 양의 에너지 손실을 일으킨다. 이 스위치 동작을 향상하기 위해, 이미 각각의 MOSFET 스위치에 대해 두 개의 별도의 다이오드 즉, 하나의 다이오드는 직렬-연결되고 또 다른 하나는 반-병렬 연결된, 두 개의 별도의 다이오드를 추가하는 것이 제안되었다. 그래서, 능동 MOSFET이 개방되었을 때, 램프 회로 전류는 상기 반-병렬 다이오드에 의해 도통되는 반면, 상기 직렬-연결된 다이오드는 전류가 상기 수동 스위치를 통과하는 것을 막는다. 하지만, 이 디자인은 각각의 MOSFET에 대해 두 개의 추가의 요소들을 포함하는 반면, 대응하는 MOSFET이 능동 MOSFET일 때, 추가적으로 직렬-연결된 다이오드는 에너지 손실에 기여한다.

본 발명의 일반적인 목적은 가스 방전 램프에 대한 향상된 드라이버를 제공하는 것이다. 특히, 본 발명의 목적은 가스 방전 램프에 대한 향상된 순방향 정류자 디바이스를 제공하는 것이다.

제 1양상에 있어서, 본 발명은 MOSFET 스위치가 두 개의 방향으로 전류를 도통시킬 수 있다는 인식을 기초로 한다. 본 발명은 능동 MOSFET이 개방되는 이러한 순간 동안 램프 회로 전류를 도통시키는데 수동 MOSFET 그 자체를 이용함으로써 이 인식을 활용한다.

기존에는, 감소하는 램프 회로 전류가 제 1 전류 레벨에 도달할 때, 능동 MOSFET은 폐쇄되고(즉, ON 상태로도 지시되는, 도통 상태로 스위치된다), 능동 MOSFET을 통과하는 증가하는 램프 회로 전류가 제 2의, 더 높은 전류 레벨에 도달할 때, 이 능동 MOSFET은 개방된다(즉, OFF 상태로도 지시되는, 비-도통 상태로 스위치된다). 기존에는, 상기 제 1 전류 레벨은 영보다 높다. 하지만, 만약 능동 MOSFET이 대략 영의 램프 전류에서 ON으로 스위치된다면, 스위치 손실이 최소가 되기 때문에, 이것은 유리하다. 이것은 특히, 능동 MOSFET이 OFF로 스위치되었을 때, 위에서 언급된 본 발명의 제 1 양상에 따라, 수동 MOSFET이 ON으로 스위치된 경우이다. 그래서, 램프 회로 전류의 제로-크로싱을 정확하게 나타내는 정밀한 전류 센서에 대한 필요가 존재한다. 물론, 램프 회로 전류와 직렬로 측정 저항을 사용하는 것과 이 측정 저항 양단에서 전압을 측정하는 것은 가능하다. 그러나, 이것은 상대적으로 큰 저항 손실을 수반할 것이다.

그러므로, 본 발명의 추가의 목적은 상대적으로 거의 손실을 수반하지 않는 상대적으로 단순하고, 정확한 전류 센서를 제공하는 것이다.

이상적으로, 램프 회로 전류가 정확하게 영일 때 스위칭이 일어난다. 하지만, 감지 신호를 생성하는 단계, 이 감지 신호를 MOSFET 스위치를 위한 제어 디바이스로 송신하는 단계, 및 MOSFET 스위치를 스위칭하는 단계는 감지 순간과 실제 스위칭 순간 사이의 시간 지연을 일으킨다. 그러므로, 추가의 목적은 실제 제로 크로싱 직전에 이미 센서 신호를 제공할 수 있는 제로 크로싱 검출기를 제공하는 것이다.

본 발명의 제 2 양상에 따라, 제로-크로싱 전류 검출기는 램프 전류와 직렬로 연결된 제 1 변압기 권선을 가지는 작은 변압기를 포함한다. 상기 작은 변압기는 상대적으로 작은 제 1 전류에서 이미 포화된다; 그런 후, 제 2 측에서, 아무런 신호가 제공되지 않는다. 상대적으로 작은 전류에서만, 즉, 제로 크로싱 근처에서, 상기 변압기는 포화를 벗어나고 신호가 제 2차 권선에서 제공된다.

위에서 언급된 것처럼, 램프 전류는 일정한 간격으로 방향을 변화한다. 이것은 정류 모멘트(commutation moment)라고 불린다. 정류 모멘트에서, 능동 MOSFET은 수동 MOSFET이 되는 반면, 수동 MOSFET은 능동 MOSFET이 된다. 최신 기술에서, 정류 모멘트는 램프 전류의 실제 상태와는 독립적으로 결정된다. 이것은 실제 정류 모멘트가 실제 전류 크기에 관해 임의의 상태에 있고, 이것은 바람직하지 않은 램프 동작을 초래할 수 있다는 것을 의미한다. 본 발명의 추가의 목적은 정류 모멘트의 더 나은 제어를 통해 램프 동작을 향상하는 것이다. 본 발명의 추가의 양상에 따라, 정류 모멘트는 MOSFET 스위치의 고 주파수 스위칭에 동기화되어 선택된다. 더 상세하게, 정류 모멘트는 실질적으로 제로 크로싱과 동기화되도록 선택된다.

본 발명의 이러한 그리고 다른 양상, 특징 및 장점들은, 동일한 참조 번호가 동일하거나 비슷한 부분을 나타내는, 도면을 참조로 본 발명에 따른 드라이버의 바람직한 실시예의 다음의 설명에 의해 추가로 설명될 것이다.

도 1a는 가스 방전 램프를 위한 종래의 드라이버를 개략적으로 도시하는 도면.

도 1b는 시간의 함수로서 램프 전류를 도시하는 그래프.

도 2는 가스 방전 램프를 위한 또 다른 종래의 드라이버를 개략적으로 도시하는 도면.

도 3은 최신 기술의 순방향 정류 드라이버를 더 상세하게 도시하는 블록도.

도 4a는 램프 회로 전류 및 제어 신호를 시간의 함수로서 도시하는 타이밍도.

도 4b는 램프 전류 및 제어 신호를 시간의 함수로서, 다른 스케일로, 도시하는 타이밍도.

도 5는 본 발명에 따른 드라이버의 개략적인 회로도.

도 6은, 도 4a에 비교할 수 있는, 본 발명에 따른 드라이버에 대한 램프 회로 전류 및 드라이버 제어 신호를 시간의 함수로서 도시하는 시간 블록도.

도 7a는 본 발명에 따른 전류 센서를 개략적으로 도시하는 도면.

도 7b는 도 7a의 전류 센서의 성능을 도시하는 그래프.

도 8은 제어 유닛의 예시적인 실시예를 개략적으로 도시하는 기능적인 블록도.

도 9는 몇 가지 신호 뿐 아니라 램프 회로 전류를, 시간의 함수로서, 도시하는 그래프.

도 1a는 가스 방전 램프(9)를 위한 종래의 드라이버(1)를 개략적으로 도시한다. 종래의 드라이버(1)는 전형적으로 약 230V 정도의 AC 주 전압을 수신하기 위한 입력(11)을 가진, 프리-콘디셔너(pre-conditioner)로도 불려지는, 제 1 단계(10)를 포함한다. 프리-콘디셔너(10)는 입력 전압을 정류하기 위한 정류 수단, 그리고, 정류된 전압을 전형적으로 약 400V 정도 또는 그 이상 더 높은 DC 전압으로 변환하기 위한 상향-변압기(up-transformer) 수단을 포함한다. 이 상향 변환된 DC 전압은 프리콘디셔너(10)의 출력(12)에서 제공된다. 그러한 프리콘디셔너는 흔히 알려져 있고, 개별적으로 알려진 프리콘디셔너가 본 발명에 따른 드라이버에서 사용될 수 있는 반면, 그러한 프리콘디셔너의 디자인은 본 발명의 요지가 아니기 때문에, 상기 프리 콘디셔너(10)는 여기서 더 상세하게 설명되지 않을 것이다.

종래의 드라이버는 제 2 단계 또는, 프리-콘디셔너(10)의 출력(12)에 연결된 입력(21)을 가지고 프리-콘디셔너(10)의 출력 전압보다 낮은 전압 레벨에서 DC 출력 전류를 제공하는 출력(22)을 가지는, 하향 변압기(20)를 가진다. 원칙상, 하향 변압기(20)의 이 DC 출력 전류는 램프(9)에 직접적으로 제공될 수 있다; 하지만, 가스 방전 램프는 일반적으로 교류에서 구동될 필요가 있다. 이 목적을 위해, 종래에는, 하향 변압기(20)에 의해 생성된 DC 전류를 수신하기 위한 입력(31)을 가지고 출력(32)에서 교류 DC 전류를 제공하는, 정류자(30)가 존재하였다. 도 1b는 램프(9)를 통과하는 전류(I_L)의 형태를 시간(t)의 함수로서 개략적으로 도시한다; 여기서, 중첩된 고-주파수 리플 요소는 무시된다. 제 1 정류 간격(41) 도중, 램프 전류는 하나의 방향으로 흐르는 반면, 제 2 정류 간격(42)에서 램프 전류는 동일한 크기를 가지지만 반대 방향으로 흐른다.

도 2는, 두 개의 별개의 단계(20, 30), 즉, 하향 변압기(20)와 정류자(30)가, 프리콘디셔너(10)의 DC 출력 전압을 수신하기 위한 입력(51)을 가지고 일반적으로 도 1b에서 도시되는 것과 같은 교류 DC 전류를 생성하는 출력(52)을 가지는, 하나의 단일 정류 순방향 디바이스(50)에 의해 대체되는, 드라이버(2)에 대한 흔히 알려진 디자인을 개략적으로 도시한다.

도 3은 그 동작을 예시하기 위한 기술 상태의 순방향 정류 드라이버(50)의 주요 요소들을 도시한다. 이 예에서, 순방향 정류 디바이스(50)는 하프-브리지(half-bridge) 형태이다; 당업자는 다음의 설명이, 필요한 변경을 가하여, 풀-브리지(full-bridge) 형태의 순방향 정류 디바이스에 적용될 수 있다는 것을 인식할 것이다.

이후에 CFD(50)로 줄여 표기되는, 순방향 정류 드라이버(50)는 프리콘디셔너에 연결하기 위한 두 개의 입력 단자(51a, 51b)로서, 제 1 입력 단자(51a)가 제 2 입력 단자(51b)보다 높은 전압 레벨에서 유지되고, 전압 차가 전형적으로 약 400V 인, 두 개의 입력 단자(51a, 51b)를 가진다. 더 나아가, CFD(50)는 램프(9)를 연결하기 위한 두 개의 출력 단자(52a, 52b)를 가진다.

MOSFET(61, 62)의 내장 다이오드는, 각각, 63과 64로 도시되었다.

CFD(50)는 소스와 드레인 단자가 제 1 입력 단자(51a)와 제 1 노드(P) 사이에 연결된 제 1 MOSFET 스위치(61)와, 소스와 드레인 단자가 상기 제 1 노드(P)와 제 2 입력 단자(51b) 사이에 연결된 제 2 MOSFET 스위치(62)를 포함한다. CFD(50)는 상기 제 1 입력 단자(51a)와 제 2 노드(Q) 사이에 연결된 제 1 캐패시터(71)와, 이 제 2 노드(Q)와 제 2 입력 단자(51b) 사이에 연결된 제 2 캐패시터(72)를 추가로 포함한다. 상기 두 개의 노드(P, Q) 사이에, 코일(73)은 램프 회로(99)와 직렬로 연결되었다. 램프 출력 단자는 52a와 52b로 나타난다. 상기 램프 회로(99)는 점화기 코일과 직렬로 정렬된 램프(9), 상기 직렬 배열과 병렬로 정렬된 필터 캐패시터를 포함한다. 상기 램프 회로(99)에 인가된 전류는 램프 회로 전류(I_LC)로 나타날 것이다. 상기 점화기 코일 및 필터 캐패시터는, 램프 전류(I_L)로 지시되는, 램프(9)를 통과하는 전류를 평활화하도록 동작한다.

더 나아가, CFD(50)는 제 1 MOSFET(61)의 게이트 단자에 연결된 제 1 출력(81)과, 제 2 MOSFET(62)의 게이트 단자에 연결된 제 2 출력(82)을 가진 제어 유닛(80)을 포함한다. 당업자에게 더 명백해질 것처럼, 제어 유닛(80)은 제어 신호(S1, S2)를 그 출력(81, 82)으로 공급함으로써 MOSFET 스위치(61, 62)를 개방하고 폐쇄하도록 설계되었다. 이후에, 대응하는 MOSFET 스위치가 개방되도록(비-도통 상태; OFF) 하는 신호(S1, S2)는 논리값 "0"으로 지시되는 반면, 대응하는 MOSFET 스위치가 폐쇄되도록(도통 상태; ON) 하는 신호(S1, S2)는 논리값 "1"로 지시될 것이다.

종래의 제어 신호(S1, S2) 및 램프 회로 전류(I_LC)를 시간(t)의 함수로 도시하는, 도 4a를 또한 참조하면서, 하프-브리지 CFD(50)의 동작이 이제 설명될 것이다. 제 1 정류 간격(41) 도중(도 1b 및 4b 참조), 두 개의 동작 위상(43, 44)은 구분될 수 있다. 주 위상(43)으로 나타나게 될, 제 1 동작 위상(43) 도중, 제어 유닛(80)의 제 1 출력 단자(81)의 출력 제어 신호(S1)는 제 1 MOSFET(61)은 도통 상태에 있게 하는 반면, 상기 제어 유닛(80)의 제 2 출력(82)의 제 2 출력 제어 신호(S2)는 제 2 MOSFET(62)이 비-도통 상태에 있게 한다. 그런 후, 램프 회로 전류는 제 1 화살표(A1)에 의해 나타나는 것처럼, 제 1 입력 단자(51a)로부터 제 1 MOSFET(61), 램프 코일(73), 램프 회로(99)를 통해 통과한다. 이 램프 전류는, 도 4a에 도시된 것처럼, 이 제 1 단계(43) 도중에 크기가 증가한다.

어떤 스위칭 시간(t_H)에서, 제어 유닛(80)은 제 1 MOSFET이 비-도통 상태로 스위치하도록 자신의 제 1 출력 제어 신호(S1)를 변화시킨다. 그 순간에, 램프 회로 전류(I_LC)는, 도 4a에서 I_HIGH로 지시되는, 임의의 크기를 가진다. 제 2 제어 출력 신호(S2)는, 제 2 MOSFET(62)이 비-도통 상태로 남도록, 유지된다. 자기 에너지로 충전되는 것으로 고려될 수 있는, 램프 코일(73)은, 감소하는 전류 크기에도 불구하고, 이제 동일한 방향으로 연속적인 램프 회로 전류를 제공한다. 이 전류는 제 1 입력 단자(51a)로부터 흐를 수 없지만, 제 2 입력 단자(51b)로부터 램프 코일(73) 과 램프(9)를 통해 흐른다. 이후에, 이 전류는 또한 코일-구동 전류(I₄₄)로 지시될 것이다.

도 4a에 t_L로 나타난, 시간상 이후의 순간에, 제어 유닛(80)은 제 1 MOSFET(61)이 도통 상태로 다시 스위치되도록 자신의 제 1 출력 제어 신호(S1)를 다시 변화시킨다. 그 순간에, 램프 회로 전류는 제 1 레벨(I_HIGH)보다 낮은 전류 레벨(I_LOW)에 도달한다. 램프 회로 전류가 코일로 구동되고 제 1 전류 레벨(I_HIGH)로부터 제 2 전류 레벨(I_LOW)로 감소하게 되는, t_H와 t_L 사이의 제 2 동작 단계(44)는 또한 코일-구동 단계(44)로 나타날 것이다.

주 단계(43) 도중에 램프 회로 전류를 도통시키는, 제 1 스위치(61)는 또한 능동 스위치로 나타날 것이다. 다른 스위치(62)는 수동 스위치로 나타날 것이다.

최신 기술에서, 제 1 간격 동안에, 수동 스위치(62)가 꺼진 상태로 남아있는 동안, 제 1 스위치(61) 즉 능동 스위치(61)는 반복적으로 켜지고 꺼진다. 현 기술 상태의 CFD(50)의 하나의 실시예에 있어서, 코일-구동 전류(I₄₄)는, 화살표(A2a)에 의해 도 3에서 나타난 것처럼, 수동 제 2 MOSFET(62)의 제 2 내장 다이오드(64)를 통해 흐른다.

종래 기술의 CFD(50)의 또 다른 가능한 실시예에 있어서, 제 1 외부 다이오드(91)는 제 1 MOSFET(61)과 직렬로 연결되었고, 그 양극(anode)는 제 1 입력 단자(51a)에 연결되었으며 음극(cathode)는 MOSFET(61)에 연결되었다. 비슷하게, 제 2 다이오드(92)는 제 2 MOSFET(62)과 직렬로 연결되었다. 제 3 외부 다이오드(93)는 제 1 입력 단자(51a)와 제 1 노드(P) 사이에 연결되었고, 이것의 음극은 제 1 입력 단자(51a)에 연결되었고, 양극은 제 1 노드(P)에 연결되었다. 비슷하게, 제 4 외부 다이오드(94)는 제 1 노드(P)와 제 2 입력 단자(51b) 사이에 연결되었다. 그러한 실시예에 있어서, 제 2 다이오드(92)는 제 2 내장 다이오드(64)를 통한 코일-구동 전류의 흐름을 방지하고, 코일-구동 전류(I₄₄)는, 화살표(A2b)에 의해 나타난 것처럼, 이제 제 4 다이오드(94)를 통해 흐른다.

도입부에서 논의된 것처럼, 두 개의 종래 기술 해결책은 단점들을 가진다.

CFD(50)의 동작의 설명을 마치기 위해, 제 1 MOSFET(61)의 스위칭은 연속적으로 정류 순간까지 반복된다. 그러한 순간에, 제 1 정류 간격(41)은 끝나고 제 2 정류 간격(42)이 시작한다(도 1b 및 4b 참조). 제 2 간격(42) 도중에, 제 1 MOSFET(61)이 꺼진 상태로 유지되는 반면, 제 2 MOSFET(62)은 반복적으로 켜지고 꺼진다. 이제 램프 회로 전류가 램프 회로(99)를 통해 반대 방향으로 흐르고, 주 단계 또는 능동 단계 도중에 낮은 전류 크기에서 높은 전류 크기로 증가하고, 코일-구동 단계에서 높은 크기에서 낮은 크기로 감소하는 것은 당업자에게 명백할 것이다. 주 단계 또는 능동 단계(43) 도중에, 코일-구동 단계(44) 동안에 전류가 제 1 MOSFET(61)의 제 1 내장 다이오드(63)를, 또는 대안적으로, 상기 제 1 MOSFET(61)에 평행한 제 3 별도 다이오드(93)를 통해 통과하는 반면, 전류는 제 2 MOSFET(62)에 의해 도통된다.

도 4b는, 종래 기술에 따른, 도 1b의 간격(41, 42)에 관한 제어 유닛(80)의 제어 출력 신호의 타이밍도이다.

도 5는, 도 3에 비교할 수 있는, 본 발명에 따른 CFD(150)의 개략적인 회로도이다. 보여지는 것처럼, 개별 다이오드(91 내지 94)는 존재하지 않는다. 하지만, 본 발명에 따른 CFD(150)는 내장 다이오드(63, 64)에 관한 종래 기술의 위에서 언급된 단점을 가지지 않는다. 위에서 언급된 것처럼, 종래의 기술에 따른 코일-구동 회로에 있어서 전류는 수동 MOSFET{도 3의 화살표(A2a)}의 내장 다이오드를 우회한다. 하지만, 본 발명에 따라서, 도 5의 화살표(A1)에 의해 나타난 것처럼, 주 단계(43) 동안 주 전류가 능동 스위치(61)를 통해 흐르는 반면, 도 5의 화살표(A3)에 의해 나타난 것처럼, 코일-구동 단계(44) 동안에 코일-구동 전류(I₄₄)는 수동 제 2 MOSFET(62)의 채널을 통해 흐른다.

도 6은, 도 4a에 비교할 수 있는, 램프 회로(99)를 통해 결과로 나오는 회로 전류(I_LC)뿐만 아니라, 본 발명에 따른 제어 유닛(180)의 명령 출력 신호(S1, S2)를 시간의 함수로써 도시하는, 그래프이다. 도 6과 도 4a를 비교할 때, 능동 MOSFET, 즉, 제 1 정류 간격(41) 도중의 제 1 MOSFET(61)과 제 2 정류 간격(42) 도중에 제 2 MOSFET(62)에 대한 제어 출력 신호(S1, S2)의 타이밍은 본 기술에서와 동일하다는 것이 명백하다. 하지만, 본 기술과는 대조적으로, 수동 스위치는 또한 능동 스위치의 스위칭과는 반대-위상으로 켜지고 꺼진다.

도 6에 도시된 것과 같은 이 타이밍은 동기 인버터(synchronic inverter)의 타이밍과 비슷해 보인다는 것을 주지해야 한다. 하지만, 인버터의 경우, 각각의 스위치를 통한 전류는 항상 드레인(drain)에서 소스(source)로 향한다. 이것은, 만약 회로가 인버터로서 구동된다면, 제어 신호(S1)는 제 1 정류 간격 동안에 높아지고 제 2 제어 신호(S2)는 동일한 정류 간격 동안에 낮아져서, 노드(P)에서 노드(Q)로의 방향의 전류를 만들고, 이 전류는 드레인 단자에서 소스 단자로 제 1 스위치(61)를 통해 흐르는 반면, 제 2 정류 간격에서, 제 1 제어 신호(S1)는 낮아지고 제 2 제어 신호(S2)는 높아져서, 드레인에서 소스로 제 2 스위치를 통해 흐르게 될, 노드(Q)에서 노드(P)로의 전류를 만들 것이라는 것을 의미한다. 하지만, 본 발명에 있어서, 제 1 정류 간격(41)의 코일-구동 단계(44) 도중, 제 1 제어 신호(S1)가 낮고 제 2 제어 신호(S2)가 높을 때, 전류는 여전히 노드(P)에서 노드(Q)로의 방향이라서, 소스에서 드레인으로 제 2 MOSFET(62)을 통해서 흐른다.

소스에서 드레인으로 전류를 도통시키기 위해 낮은-저항성 MOSFET 채널을 사용함으로써 얻어진 중요한 장점은 MOSFET의 스위칭이 내장 다이오드의 스위칭보다 훨씬 빠르다는 사실이다. 특히, MOSFET은 내장 다이오드보다 훨씬 빨리, 또는, 그 문제에 관한 다른 어떤 다이오드보다 훨씬 빨리 꺼질 수 있어서, 역방향의 회복 손실이 제거된다.

소스로부터 드레인으로의 MOSFET 채널의 사용에 근거해, 본 발명에 의해 제안된 스위칭 원리는, 만약 제 2 또는 더 낮은 전류 레벨(I_LOW)이 영 이상의 임의의 값을 가진다면, 이미 원칙적으로 사용될 수 있다. 하지만, 만약 낮은 전류 레벨 (I_LOW)이 영과 같다면, 본 발명의 아이디어의 완전한 장점은 달성된다. 가스 방전 램프를 구동하는 이 모드는 임계 불연속 모드로 나타난다. 램프 전류가 영에 가까울 때 정확하게 스위치할 수 있기 위해, 본 발명의 CFD(150)는, 도 5에 도시된 것처럼, 램프 회로 전류를 감지하고 검출기 신호(S_D)를 제어 유닛(180)의 센서 입력(183)으로 보내는 전류 센서(100)를 바람직하게 포함한다. 여기서, 센서 신호(S_D)는 제로 크로싱(zero crossing)의 표식이다.

도 7a는 그러한 전류 센서(100)의 바람직한 실시예를 도시한다. 이 바람직한 실시예의 중요한 장점들은 작은 크기, 적은 수의 요소들, 그리고 저비용이다.

본 발명에 의해 제안되고, 도 7a에 도시된 전류 센서(100)의 바람직한 실시예는 1차 권선(111)과 2차 권선(112)을 가지는 작은 변압기(110)를 포함한다. 1차 권선(111)은 노드(P)와 노드(Q) 사이에서 램프 회로(99)와 직렬로 연결되어서, 완전 램프 회로 전류(I_LC)는 상기 1차 권선(111)을 통과한다. 도 5에서, 1차 권선(111)은 코일(73)과 램프(9) 사이에서 직렬로 연결된다. 제 1 다이오드(113)는 2차 권선(112)의 제 1 단부에 연결된 양극을 가지고, 제 2 다이오드(114)는 2차 권선(112)의 다른 단부에 연결된 양극을 가진다. 이러한 두 개의 다이오드(113, 114)의 음극은 서로 그리고 저항기(115)의 제 1 단자에 연결된다. 여기서, 상기 저항기의 다른 단자는 전류 센서(100)의 제 1 출력 단자(120a)에 연결되었다. 전류 센서(100)의 제 2 출력 단자(120b)는 2차 권선(112)의 중앙 단자에 연결된다.

바람직하게 환상 형태인, 변압기(110)는 매우 작아서, 코어(core)는 1차 권 선(111)을 통한 상대적으로 작은 전류에도 포화된다. 그러한 포화된 조건에서, 1차 권선(111)을 통한 램프 전류의 증가 또는 감소는 이 코어 안의 자속(magnetic flux)의 변화를 초래하지 않을 것이고, 그래서, 2차 권선(112)에서 어떠한 전류를 발생시키지 않을 것이다. 하지만, 1차 권선(111)을 통한 전류가 영에 접근하자마자, 변압기(110)는 포화상태에서 벗어나, 2차 권선(112)의 두 개의 단자 사이에 전압 피크를 생성할 수 있다. 중앙 단자를 참조로 그래서 제 2 출력 단자(120b)를 참조로, 이 전압 피크의 부호에 따라, 제 1 다이오드(113) 또는 제 2 다이오드(114)는 이 전압 피크를 저항기(115)를 통해 제 1 출력 단자(120a)로 향하게 한다. 바람직하게, 제너 다이오드(116)는 두 개의 출력 단자(120a, 120b) 사이에 연결되어, 출력 펄스의 전압 레벨을 바람직한 논리값에 고정시키면서, 제 1 출력 단자(120a)의 전압이 너무 높이 오를 수 있는 것을 방지한다.

도 7b는 도 7a에 도시된 전류 센서(100)로 수행된 측정의 결과를 도시한다. 작은 변압기(110)의 적절한 예로서, (높은 투자율의 MnZn 등급 재료인)PHILIPS 3E5로부터 만들어진, 4mm의 직경과 1.6mm의 높이(즉, RLC 4/1.6 사이즈)를 가지는 표준 페라이트(ferrite) 링 코어가 사용되었다. 2차 권선(112)이 2회의 권선수를 가지는 반면, 1차 권선(111)은 10회의 권선수를 가진다. 포화 레벨은 약 200mA였다.

이 실험 도중, 전류 소스는 1차 권선(111)에 연결되었고, 1차 권선(111)을 통하는 전류는 도 7a에서 입력 전류(I_IN)로 나타난다. 이 입력 전류(I_IN)는 2.7 A/μs의 비율로 영을 통과하도록 만들어졌다. 도 7b는 전류 센서(100)가 2차 권선(112) 에서, 피크가 1차 권선(111)에서 입력 전류(I_IN)의 실제 제로 크로싱과 실질적으로 일치하는, 약 28V의 피크값을 가지는 실질적인 전압 출력 펄스(V_OUT)를 제공한다는 것을 명백하게 도시한다. 또한 이 전압 펄스의 상승 에지(rising edge)가 상기 실제 제로 크로싱 전에 약 100ns로 위치한다는 것을 명백하게 도시한다. 그래서, 만약 제어 유닛(180)의 입력(183)이 센서 신호(S_D)의 상승 측면(rising flank)에 대응하도록, 즉, 제어 유닛(180)이 펄스의 상승 에지에 의해 트리거되도록 설계된다면, MOSFET(61, 62)을 스위칭하는 실제 순간은 램프 전류(I_L)의 실제 제로 크로싱과 정확하게 일치한다.

전압 펄스의 실제 너비는, 특히, 변압기(110)의 특정 디자인에 의존한다는 것이 주지되었다. 당업자에게 명백할 것처럼, 이것은 설계자가 연관된 드라이버의 요구 조건에 들어맞게 변압기의 속성을 설계하도록 한다.

시간(t_H)의 증가하는 전류에서 감소하는 전류로의 스위칭은 미리 정해진 전류 레벨에 도달하는 전류에 의해 작동될 수 있다. 하지만, 바람직하게 이 스위칭은 제 1 동작 단계 또는 주 단계(43)가 미리 정해진 기간(t₄₃)을 가진다는 점에서 시간에 기반을 둔다.

본 발명의 추가의 양상은 정류 순간, 즉, 도 1b에서 제 1 정류 단계(41)에서 제 2 정류 단계(42)로의 전이와 그 역으로의 전이에 관한 것이다. 종래에는, 이러한 정류 순간은, 제 1 정류 단계(41) 및 제 2 정류 단계(42)의 기간을 한정하는, 어떤 클락 신호에 의해 한정된다. 이 클락 신호가 제 1 정류 단계(41) 또는 제 2 정류 단계(42)가, 각각, 끝난다는 것을 나타내자마자, 제어 유닛은 동작을 제 2 정규 단계 및 제 1 정류 단계로, 각각, 스위치한다. 이 측면에서 종래의 드라이버의 단점은 정류 순간은 램프 전류(I_L)의 단계와 아무런 상관 관계가 없어서, 보통 정류 순간이 램프 회로 전류(I_LC)가 I_LOW와 I_HIGH 사이의 유한한 값을 가지는 순간에 일어난다. 이것은 스위칭 손실을 일으킨다.

본 발명의 추가의 목적은 또한 이 단점을 극복하는 것이다.

이 때문에, 본 발명의 드라이버(150)의 제어 유닛(180)은 램프 회로 전류(I_LC)의 제로 크로싱과 정류를 동기화하도록, 즉, 램프 회로 전류(I_LC)의 제로 크로싱과 일치하는 순간에 제 1 단계에서 제 2 단계로 그리고 그 역으로 동작을 스위치하도록 바람직하게 설계되었다.

위에 언급된 모든 장점들을 제공하는 제어 유닛(180)의 예시적인 실시예는 예시로서 도 8에 개략적으로 도시되었다; 동일한 기능성을 제공하는 다른 디자인 또한 가능하다.

이 예시적인 실시예의 디자인 및 동작은 도 8을 참조로, 그리고, 도 9를 참조로 이제 설명될 것이며, 상기 도 9는 제어 유닛(180)의 예시적인 실시예에서 일어나는 시간의 함수로서 몇 가지 신호뿐만 아니라 램프 회로 전류를 도시하는 그래프이다.

제어 유닛(180)은, 램프 전류의 정류 단계를 나타내는 구형파 정류 클락 신 호(Φ_COMM)를 제공하는, 출력(211)을 가지는, 정류 클락 생성기(210)를 포함한다. 전형적으로, 구형파 신호(Φ_COMM)는 약 100Hz의 주파수를 가진다. 대안적으로, 제어 유닛(180)은 외부 정류 클락 생성기(미도시)로부터 정류 클락 신호를 수신하기 위해 클락 입력 단자(미도시)를 가질 수 있다.

클락 생성기 디바이스는 흔히 알려져 있고, 종래의 클락 생성기 디바이스는 본 발명의 제어 유닛을 수행하는데 사용될 수 있기 때문에, 그러한 디바이스의 디자인과 동작을 더 상세하게 논의하는 것은 본 명세서에서 반드시 필요하지 않다.

제어 유닛(180)은 신호 입력(221), 트리거 입력(trigger input)(225), 리셋 입력(reset input)(226), 제 1 출력 신호(Q₂₂₃)를 제공하는 제 1 출력(223), 및 제 2 출력 신호(Q₂₂₄)를 제공하는 제 2 출력(224)을 가지는 제 1 D-형태 플립-플랍 디바이스(220)를 추가로 포함한다. 더 나아가, 제어 유닛(180)은, 신호 입력(231), 트리거 입력(232), 세트 입력(235), 리셋 입력(236), 제 1 출력 신호(Q₂₃₃)를 제공하는 제 1 출력(233), 및 제 2 출력 신호(Q₂₃₄)를 제공하는 제 2 출력(234)을 가지는, 제 2 D-형태 플립-플랍 디바이스(230)를 포함한다.

각각의 플립-플랍 디바이스(220, 230)는 두 개의 동작 상태를 가진다: H-상태로 나타나게 될 제 1 동작 상태에서, 제 1 출력 신호(Q₂₂₃, Q₂₃₃)가 논리 하이(HIGH)인 한편, 제 2 출력 신호(Q₂₂₄, Q₂₃₄)가 논리 로우(LOW)인 반면, L-상태로 나타 나게 될 제 2 동작 상태에서, 제 2 출력 신호(Q₂₂₄, Q₂₃₄)가 논리적 하이인 동안, 제 1 출력 신호(Q₂₂₃, Q₂₃₃)는 논리적 로우이다. 각각의 플립-플랍 디바이스(220, 230)는 다음과 같이 동작하도록 설계되었다. 세트 및 리세트 입력이 둘 다 로우인 한, 트리거 신호가 트리거 입력에서 수신될 때까지 동작 상태는 유지된다. 만약 트리거 신호가 트리거 입력에서 수신되면, 제 1 출력이 신호 입력에서 그 순간에 수신되는 입력 신호의 논리적 값을 취하도록 동작 상태는 설정될 것이다.

플립-플랍 디바이스는 흔히 알려져 있고, 종래의 플립-플랍 디바이스는 본 발명의 제어 유닛을 구현하는데 사용될 수 있기 때문에, 그러한 디바이스의 디자인 및 동작을 더 상세하게 논의하는 것은 여기서 필요하지 않다.

제어 유닛(180)은, 트리거 입력(241) 및 제 1 타이머 출력 신호(T₂₄₂)를 제공하는 출력(242)을 가진, 제 1 타이머 디바이스(240)를 추가로 포함한다. 더 나아가, 제어 유닛(180)은, 트리거 입력(251) 및 제 2 타이머 출력 신호(T₂₅₂)를 제공하는 출력(252)를 가진, 제 2 타이머 디바이스(250)를 포함한다. 각각의 타이머 디바이스는 두 개의 동작 상태를 가진다: L-상태로 나타나게 될 제 1 동작 상태에 있어서, 타이머 출력 신호는 로우이고, 반면, H-상태로 나타나게 될 제 2 동작 상태에서, 타이머 출력 신호는 하이이다. 각각의 타이머 디바이스는 다음과 같이 동작하도록 설계되었다. 보통, 각각의 타이머 디바이스는 L-상태에 있다. 트리거 입력에서 수신되는 트리거 신호에 대응하여, 각각의 타이머 디바이스는 미리 정해진 타이머 기간 동안 기다린다. 그리고, 그런 후 출력에 짧은 하이-펄스를 생성한다. 상기 미리 정해진 타이머 기간의 지속 시간은 미리 정해진 값을 가진다.

타이머 디바이스는 흔히 알려져 있고, 종래의 타이머 디바이스는 본 발명의 제어 유닛을 구현하는데 사용될 수 있기 때문에, 그러한 디바이스의 디자인 및 동작을 더 상세하게 논의하는 것은 여기서 필요하지 않다.

제어 유닛(180)은, 도시된 것처럼, 입력(261) 및 전류 강도 검출기 신호를 제공하기 위한 출력(262)을 가지는 전류 레벨 검출기(260)를 바람직하게 추가로 포함한다. 전류 검출기(260)는 램프 전류 강도를 감지하고, 감지된 램프 전류 강도를 미리 정해진 하이-레벨 임계치와 비교하도록 설계되었다. 램프 전류 강도가 상기 미리 정해진 하이-레벨 임계치 이하인 한, 전류 검출기(260)는, 전류 강도 검출기 신호가 로우인, L-상태로 나타나게 될, 제 1 동작 상태에 있다. 만약 램프 전류 강도는 상기 미리 정해진 하이-레벨 임계치 이상으로 올라간다면, 전류 검출기(260)는, 전류 강도 검출기 신호가 하이인, H-상태로 나타나게 될, 제 2 동작 상태에 들어간다.

전류 레벨 검출기는 흔히 알려져 있고, 종래의 전류 레벨 검출기는 본 발명의 제어 유닛을 구현하는데 사용될 수 있기 때문에, 그러한 전류 레벨 검출기의 디자인 및 동작을 더 상세하게 논의하는 것은 여기서 필요하지 않다.

제어 유닛(180)은 제 1 입력(281), 제 2 입력(282), 및 제 1 제어 출력 신호(S1)를 제공하는 출력(283)을 가지는 제 1 XNOR 디바이스(280)와, 제 1 입력(291), 제 2 입력(292), 및 제 2 제어 출력 신호(S2)를 제공하는 출력(293)을 가지는 제 2 XNOR 디바이스(290)를 추가로 포함한다. 각각의 XNOR 디바이스는 두 개의 동작 상 태를 가진다: L-상태로 나타나게 될 제 1 동작 상태에 있어서, 대응하는 출력 신호(S1, S2)는 로우인 반면, H-상태로 나타나게 될 제 2 동작 상태에서, 대응하는 출력 신호(S1, S2)는 하이이다. 각각의 XNOR 디바이스는, 만약 두 개의 입력에 수신되는 입력 신호가 상호 다른 논리 값을 가질때, L-상태에 있도록, 그리고 만약 두 개의 입력에 수신되는 입력 신호가 상호 동일한 논리 값을 가질 때 H-상태에 있도록 설계되었다.

XNOR 디바이스는 흔히 알려져 있고, 종래의 XNOR 디바이스는 본 발명의 제어 유닛을 구현하는데 사용될 수 있기 때문에, 그러한 디바이스의 디자인 및 동작을 더 상세하게 논의하는 것은 여기서 필요하지 않다.

기본적으로, 제 1 플립-플랍(220)은 제 1 동작 단계(43)와 제 2 동작 단계(44) 사이의 전이 순간(t_H, t_L)을 결정한다. 만약 제 1 플립-플랍(220)이 H-상태에 있다면, 드라이버(150)는 제 1 동작 단계(43)에 있다(도 6); 만약 제 1 플립-플랍(220)가 L-상태에 있다면, 드라이버(150)는 제 2 동작 상태(44)에 있다. 위에서 언급된 것처럼, 제 1 출력 신호(S1)는 제 1 정류 간격(41)의 제 1 동작 상태(43) 도중에 하이이어야 하지만, 제 2 정류 간격(42)의 제 1 동작 단계(43) 도중에는 로우이어야 한다. 이 목적을 위해, 제 1 플립-플랍(220)의 출력 신호(Q₂₂₄)는 정류 클락 신호(Φ_COMM)와 XNOR된다.

제 1 플립-플랍(220)은 램프 전류의 제로 크로싱에서, 또는 L-상태의 미리 정해진 최대 기간이 지났을 때, 두 시기 중 먼저 일어난 때, H-상태에 들어간다. 반면, 제 1 플립-플랍(220)은 램프 전류의 하이 레벨 크로싱에서, 또는 H-상태의 미리 정해진 최대 기간이 지났을 때, 두 시기 중 먼저 일어난 때, L-상태에 들어간다.

램프 전류가 영을 교차할 때마다, 제 1 플립-플랍(220)이 H-상태에 들어가는 것을 확인하기 위해, 제 1 플립-플랍(220)의 신호 입력(221)은 일정 하이 레벨 소스에 연결된다. 제 1 플립-플랍(220)의 트리거 입력(222)은 제어 유닛(180)의 센서 입력(183)에 연결되어, 전류 센서(100)의 출력 신호를 수신한다.

제 1 동작 단계(43)는, 제 2 타이머(250)에 의해 정해진 것과 같은, 미리 정해진 시간 이후에, 또는 램프 회로 전류가 미리 정해진 전류 레벨에 도달할 때, 끝날 수 있다. 상기 제 2 타이머(250)는 제 1 동작 단계(43)의 시작에 응답하고, 만약 회로 전류가 상기 미리 정해진 전류 레벨에 아직 도달하지 않았다면, 제 1 동작 단계(43)의 시작 이후에 미리 정해진 시간에 신호 펄스를 보낸다. 제 2 타이머(250)의 출력(252)은 출력(273)이 제 1 플립-플랍(220)의 리셋 입력(226)에 연결된 OR 게이트(270)의 제 1 출력(271)에 연결된다. 그래서, 상기 제 2 타이머(250)가 신호 펄스를 방출할 때, 상기 제 1 플립-플랍(220)은 리셋되고 L-상태로 들어간다{순간(t_H)}

전류 레벨 검출기(260)는 램프 회로 전류를 감지하고, 상기 미리 정해진 시간이 지나기 전에 램프 회로 전류가 상기 미리 정해진 전류 레벨에 도달할 때 그 출력은 하이가 된다. 전류 레벨 검출기(260)의 출력(262)은 상기 OR 게이트(270)의 제 2 출력(272)에 연결된다. 그래서, 전류 레벨 검출기(260)의 출력(262)이 하이일 때, 상기 제 1 플립-플랍(220)은 리셋되고 L-상태에 들어간다{순간(t_H)}.

상기 제 1 타이머(240)는 제 2 동작 단계(44)의 시작에 응답하고, 만약 전류가 아직 영을 지나지 않았다면, 상기 제 2 동작 단계(44)의 시작 이후에 미리 정해진 시간에 신호 펄스를 보낸다. 상기 제 1 타이머(240)의 출력(242)은 상기 제 1 플립-플랍(220)의 세트 입력(225)에 연결된다. 그래서, 상기 제 1 타이머(240)가 신호 펄스를 방출할 때, 상기 제 1 플립-플랍(220)은 설정되고 H-상태에 들어간다{순간(t_L)}.

상기 제 1 XNOR 디바이스(280)는 상기 제 1 플립-플랍 디바이스(220)의 제 2 출력 신호(Q₂₂₄)를 수신하도록 연결된 제 1 입력(281)을 가진다. 상기 제 1 XNOR 디바이스(280)위 출력(283)은 상기 제 1 스위치(61)에 대한 제어 신호로서 그 출력 신호(S1)를 제공하도록 제어 유닛(180)위 상기 제 1 출력(81)에 연결된다. 제 2 입력(282)에서, 상기 제 1 XNOR 디바이스(280)는 정류 클락 생성기(210)의 정류 신호(Φ_COMM)를 수신한다. 그래서, 상기 출력 신호(S1)는, 정류 기간에 따라, 상기 플립-플랍 디바이스(220)의 상기 제 2 출력 신호(Q₂₂₄)와 동일하거나, 역전된다. 하지만, 정류 신호(Φ_COMM)는 상기 제 1 XNOR 디바이스(280)에 직접 연결되지 않고, 전류가 영을 지나기 전에 지연 효과를 위해 상기 제 2 플립-플랍(230)을 통해 연결되었다.

더 상세하게, 제 2 플립-플랍(230)은 정류 클락 생성기(210)의 출력(211)에 연결된 신호 입력(231)을 가지고, 상기 제 1 플립-플랍(220)의 상기 제 1 출력(223)에 연결된 트리거 입력(232)을 가진다. 그래서, 보통 램프 전류의 제로 크로싱에서 일어나게 되는, 제 1 플립-플랍(220)의 L-상태로부터 H-상태로의 각각의 전이에서, 제 2 플립-플랍(230)은 정류 클락 신호(Φ_COMM)의 상태에 의해 결정되는 상태에 들어갈 것이다.

본 발명에 따라, 상기 제 2 출력 신호(S2)는 항상 상기 제 1 출력 신호(S1)의 반대이어야 한다. 이것은 상기 제 2 출력 신호(S2)를 생성하기 위해 상기 제 1 출력 신호(S1)를 반전시킴으로써 달성될 수 있다. 하지만, 이것은 타이밍 지연을 포함할 수 있다. 그러므로, 바람직하게, 도 8에 도시된 것처럼, 상기 제 2 출력 신호(S2)는 제 2 XNOR 디바이스(290)에 의해 생성되는데, 상기 디바이스(290)는 상기 입력(291)에서 상기 제 1 플립-플랍 디바이스(220)의 제 2 출력 신호(Q₂₂₄)를 또한 수신하지만, 제 2 입력(292)에서 제 2 플립-플랍(230)의 상기 제 1 출력 신호(Q₂₃₃)를 수신한다.

신호(S1, S2)가 하이인 가능한 기간들을 피하고 그리하여 스위치(61, 62)가 동시에 도통되는 것을 방지하기 위해, 데드 타임(dead time)의 짧은 기간, 즉, 연속적인 스위칭 기간들 사이의 두 개의 신호(S1, S2)가 로우인 기간을 보장하는 것이 바람직하다는 것이 주지된다. 하지만, 보통 이 기능성은 최종 MOSFET 드라이버에서 구현되고 여기서 도시되지 않았다.

이제, 도 9가 참조되었다.

초기에, 정류 클락 신호(Φ_COMM)가 논리 하이이고, 제 1 플립-플랍 디바이스(220)가 L-상태에 있고(Q₂₂₃가 로우이고, Q₂₂₄가 하이임), 상기 제 2 플립-플랍 디바이스(230)가 H-상태에 있고(Q₂₃₃가 하이이고, Q₂₃₄가 로우임), 제 1 타이머 디바이스(250)가 L-상태에 있다고(T₂₅₂가 로우임) 가정하자. 그러면, 상기 제 1 출력 제어 신호(S1)는 로우이고 제 2 출력 제어 신호(S2)가 하이이고, 램프 전류(I_L)는 줄어든다{도 9의 시간(t₁)}.

램프 회로 전류(I_LC)가 영에 도달할 때, 검출기 신호(S_D)는 감지 피크{시간(t₂)}를 도시한다. 이 감지 피크에 의해 트리거된, 제 1 플립-플랍 디바이스(220)는 H-상태에 들어가고(Q₂₂₃는 하이가 되고, Q₂₂₄는 로우가 됨), 상기 제 1 출력 제어 신호(S1)는 하이가 되고 제 2 출력 제어 신호(S2)는 로우가 된다. 그래서, 위에서 설명된 것처럼, 램프 회로 전류(I_LC)는 상승한다.

이 상승하는 램프 회로 전류(I_LC) 때문에, 전류 센서(100)는, 도 9에 도시된 것처럼, 제 2 감지 피크를 생성한다. 하지만, 이것은 제 1 플립-플랍 디바이스(220)의 상태에 어떠한 영상도 미치지 않을 것이다.

만약 제 1 타이머 디바이스(250)가 미리 정해진 ON-시간이 지났다는 것을 감지하거나, 또는 전류 검출기(260)는 램프 회로 전류(I_LC)가 미리 정해진 전류 레벨 에 도달한다는 것을 감지한다면, 제 1 플립-플랍 디바이스(220)는 L-상태로 리셋된다(도 9의 t₃는 도 6의 t_H에 대응함). 제 1 출력 제어 신호(S1)는 로우가 되고, 제 2 출력 제어 신호(S2)는 하이가 되며, 램프 회로 전류(I_LC)는 다시 감소한다.

이 사이클은 정류 클락 신호(Φ_COMM)가 논리적으로 하이인 동안 반복된다. 만약 정류 클락 신호(Φ_COMM)가 하이에서 로우로 변한다고 가정한다면, 램프 회로 전류(I_LC)가 영이 아닌 임의의 순간(도 9의 t₄)에, 도 4b의 제 1 정류 단계(41)로부터 제 2 정류 단계(42)로의 전이를 나타낸다. 본 발명의 중요한 양상에 따르면, 제 2 플립-플랍(230)은 트리거될 때까지 현재 상태에서 유지될 것이기 때문에, 이 변화는 즉시 출력 제어 신호(S1, S2)에 있어서의 변화를 초래하는 것은 아니다. 그래서, 램프 전류(I_L)가 영에 도달하는 처음의 다음 순간(도 9의 t₅)까지 사이클은 계속된다.

그 순간에, 트리거 입력(222)에서 수신되는 검출기 신호(S_D)에 응답하여, 제 1 플립-플랍(220)은 H-상태에 들어가서, 제 1 출력(Q₂₂₃)은 하이가 되고, 이것은 L-상태에 들어가도록 제 2 플립-플랍(230)을 트리거하여, 그 결과, 이제 제 1 출력(Q₂₃₃)은 로우가 되고 제 2 출력(Q₂₃₄)은 하이가 된다. 결과로서, 각각의 XNOR 디바이스(280, 290)의 두 개의 입력 신호들은 거의 동시에 바뀌어서, 각 XNOR 디바이스(280, 290)의 각 출력 신호는 바뀌지 않고 유지될 것이다. 이 경우에, 제 1 출력 제어 신호(S1)는 로우로 유지되고 제 2 출력 제어 신호(S2)는 하이로 유지되고, 램프 회로 전류(I_LC)는 계속 줄어든다. 즉, 전류 크기는 상승하지만 전류의 방향은 역전되었다.

도 6의 주 단계(43)에 다시 대응하지만 이제 도 4b의 제 2 정류 단계(42)와 연관하는, 역전된 방향을 가진 상승하는 램프 회로 전류(I_LC)의 이 조건은 제 1 타이머 디바이스(250)가 미리 정해진 ON-시간이 지났다는 것을 감지할 때까지, 또는 전류 검출기(260)가 램프 회로 전류(I_LC)가 상기 미리 정해진 전류 레벨에 도달했다는 것을 감지할 때까지 유지된다. 어느 경우가 먼저 일어나든, 제 1 플립-플랍 디바이스(220)가 L-상태로 리셋되는 순간에, 제 1 출력 제어 신호(S1)는 하이가 되고 제 2 출력 제어 신호(S2)는 로우가 되며, 램프 회로 전류(I_LC)의 크기는 다시 감소한다.

그래서, 실제 정류 순간(t₅)이 정류 클락 신호(Φ_COMM)에 의해 나타나는 목표 정류 순간(t₄)에 관해 지연되어, 실제 정류 순간(t₅)은 실질적으로 램프 회로 전류(I_LC)의 제로 크로싱과 동시에 일어난다는 중요한 장점이 달성된다.

본 발명은 위에서 언급된 예시적인 실시예에 제한되지 않지만, 첨부된 청구항에서 한정된 것처럼 본 발명의 보호되는 범위 내에서 다양한 변형 및 변경은 가능하다는 것은 당업자에게 명백할 것이다.

예를 들어, 위에서 각각의 정류 간격에서 램프 회로 전류는 변하지만 연속적 으로 동일한 방향을 갖는다는 것, 즉, 램프 회로 전류(I_LC)가 영에 도달하기 전에, 또는 이상적으로 정확히 램프 회로 전류(I_LC)가 영과 동일할 때, 주 동작 단계(43)가 시작된다는 것이 논의되었다. 하지만, 램프 회로 전류(I_LC)가 영을 지나도록, 즉, 효과적으로 방향을 바꾸어 사실상 전류 크기가 다시 증가하도록, 주 동작 단계(43)를 약간 나중에 시작하는 것은 수용할 수 있다. 이것을 고려하기 위해, 주 동작 단계(43)에서, 회로 전류(I_LC)는 연속적으로 올라가는 레벨을 가지고 실질적으로 일정한 방향을 가지며, 제 2 동작 단계(44)에서, 회로 전류(I_LC)는 연속적으로 감소하는 레벨과 실질적으로 일정한 방향을 가진다고 말해질 것이다.

도 5를 참조로, 드라이버(150)의 하프-브리지 구현이 설명되었다. 하지만, 풀-브리지 설계에서 본 발명의 개념을 구현하는 것도 또한 가능하다. 그런 경우, 브리지의 분기(71, 72)는 제 3 및 제 4의 MOSFET 스위치로 대체되는 것으로 고려될 수 있는데, 이러한 MOSFET 스위치는 낮은 주파수 정류 속도에서, 교대로 도통되도록, 또한 제어 유닛(180)에 의해 제어된다. 그런 경우에, 그러한 제 3 및 제 4 MOSFET 스위치는 제 2 플립-플랍 디바이스(230)의 출력 신호(Q₂₃₃ 및 Q₂₃₄)에 의해 제어될 수 있어서, 스위칭 순간이 또한 램프 회로 전류(I_LC)의 제로 크로싱과 실질적으로 동시에 일어날 수 있다.

더 나아가, 실질적으로 램프 회로 전류(I_LC)의 제로 크로싱과 동시에 일어나게 하도록 실제 정류 순간을 지연하는 것은 본 발명의 또 다른 중요한 양상, 즉, 스위치(61, 62)의 동시적이지만 반대의 구동을 또한 구현하는, 바람직한 실시예와 연관하여 논의되었다. 하지만, 실질적으로 램프 회로 전류(I_LC)의 제로 크로싱과 동시에 일어나게 하기 위해 실제 정류 순간을 지연하는 것은 오직 하나의 스위치만이 능동화하고 "복귀" 전류가 내장 다이오드를 통하거나{64; 도 3의 전류(A2a)}, 추가의 병렬 다이오드를 통해{94;도 3의 전류(A2b)} 흐르는 종래의 디바이스에서 또한 구현될 수 있다.

더 나아가, 노드(P, Q) 사이의 분기에 있어서 램프(9), 인덕터(73), 및 검출기(100)의 순서가 바람직하게 선택될 수 있다는 것이 주지되었다.

상술한 바와 같이 본 발명은 일반적으로 가스 방전 램프를 위한 드라이버에 응용될 수 있다.

Claims

가스 방전 램프(9)를 위한 드라이버(150)로서,

DC 전압의 소스에 연결하기 위한 두 개의 입력 단자(51a, 51b),

가스 방전 램프(9)에 연결하기 위한 두 개의 출력 단자(52a, 52b),

상기 두 개의 입력 단자(51a, 51b) 사이에 직렬로 연결된 두 개의 제어가능한 스위치(61, 62) 장치,

상기 두 개의 출력 단자(52a, 52b)와 직렬로 연결된 인덕터(73)로서, 이 직렬 장치가 상기 두 개의 스위치(61, 62) 사이의 노드(P)에 연결된, 인덕터(73),

전류를 감지하고 전류 제로 크로싱을 나타내는 출력 신호(SD)를 생성하기 위한 제로 크로싱 검출기(100),

상기 검출기(100)의 출력 신호(SD)에 따라 제어 신호(S1, S2)를 상기 두 개의 제어가능한 스위치(61, 62)에 제공하기 위해 연결된 두 개의 제어 출력(81, 82)을 가지는 제어 유닛(180)을 포함하고,

상기 제어 유닛(180)은 상대적으로 낮은-주파수의 정류 간격(41, 42)과 상대적으로 높은-주파수의 동작 단계(43, 44)에서 제어 신호(S1, S2)를 생성하도록 설계되어, 제 1 정류 간격(41) 동안, 램프 회로 전류(I_LC)는 제 1 방향만 가지는 반면, 제 2 정류 간격(42) 동안, 램프 회로 전류(I_LC)는 상기 제 1 방향에 반대인 제 2 방향만 가지도록 하며, 제 1 동작 단계(43) 동안에 램프 회로 전류(I_LC)는 연속으로 증가하는 레벨을 가지는 반면, 제 2 동작 단계(44) 동안 램프 회로 전류(I_LC)는 연속적으로 감소하는 레벨을 가지도록 하고,

상기 제어 유닛(180)은 상기 두 개의 스위치(61, 62)가 항상 동시에 역위상으로 스위치되도록 제어 신호(S1, S2)를 생성하도록 설계되며, 상기 제어 신호(S1, S2)는 상기 제어 유닛(180)이 상기 검출기(100)의 출력 신호(SD)의 상승 에지에 의해 트리거되는 시간으로부터 100ns 후에 램프 회로의 전류(I_LC)가 제로로 되는 순간에 생성되는, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 1항에 있어서, 상기 제어 유닛(180)은

- 상기 제 1 정류 간격(41) 및 상기 제 1 동작 단계(43) 동안, 상기 노드(P)와 양의 입력 단자(51a) 사이에 연결된 제 1 스위치(61)가 도통되는 반면, 상기 노드(P)와 음의 입력 단자(51b) 사이에 연결된 제 2 스위치(62)가 도통되지 않고,

- 상기 제 1 정류 간격(41) 및 제 2 동작 단계(44) 동안, 상기 제 1 스위치(61)가 도통되지 않는 반면, 상기 제 2 스위치(62)가 도통되고,

- 제 2 정류 간격(42) 및 제 1 동작 단계(43) 동안, 상기 제 1 스위치(61)가 도통되지 않는 반면, 상기 제 2 스위치(62)가 도통되고,

- 제 2 정류 간격(42) 및 제 2 동작 단계(44) 동안, 상기 제 1 스위치(61)가 도통되는 반면, 상기 제 2 스위치(62)가 도통되지 않도록,

제어 신호(S1, S2)를 생성하도록 설계된, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 1항 또는 제 2항에 있어서, 상기 스위치(61, 62)는 MOSFET 스위치를 포함하는, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 1항 또는 제 2항에 있어서, 램프 회로 전류(I_LC)가 미리 결정된 낮은 전류 레벨(I_LOW)에 도달하는 순간에 제 2 동작 단계(44)로부터 상기 제 1 동작 단계(43)로 스위치하도록 적응된, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 1항 또는 제 2항에 있어서, 램프 회로 전류(I_LC)가 영인 순간에 상기 제 2 동작 단계(44)에서 상기 제 1 동작 단계(43)로 스위치하도록 적응된, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 1항 또는 제 2항에 있어서, 램프 회로 전류(I_LC)가 미리 결정된 낮은 전류 레벨(I_LOW)에 도달하는 순간에 하나의 정류 간격(41, 42)으로부터 후속적인 정류 간격(42, 41)으로 스위치하도록 적응된, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 1항 또는 제 2항에 있어서, 램프 회로 전류(I_LC)가 영인 순간에 하나의 정류 간격(41, 42)으로부터 후속적인 정류 간격(42, 41)으로 스위치하도록 적응된, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 7항에 있어서, 상기 제로 크로싱 검출기(100)는 램프 회로 전류(I_LC)를 감지하고, 영을 교차하는 램프 회로 전류(I_LC)를 나타내는 출력 신호(S_D)를 생성하도록 배열되고, 상기 제어 유닛(180)은 상기 검출기 출력 신호(S_D)를 수신하도록 연결된 입력(183)을 가지는, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 1 항에 있어서, 상기 검출기(100)는,

감지될 전류를 수신하기 위한 1차 권선(111)을 가지는 변압기(110)를 포함하고, 상기 1차 권선(111)에 유도적으로 연결된 2차 권선(112)을 추가로 포함하며,

상기 변압기(110)는 전류 포화 레벨에서 이미 자기적으로 포화되도록 설계된, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 9항에 있어서, 상기 전류 포화 레벨은 200mA인, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 9항 또는 제 10항에 있어서, 상기 검출기는,

제 2차 권선(112)의 제 1 단부 단자에 연결된 제 1 단자(양극)를 갖는 제 1 다이오드(113);

제 2차 권선(112)의 제 2 단부 단자에 연결된 제 1 단자(양극)와, 제 1 다이오드(113)의 제 2 단자(음극)에 연결된 제 2 단자(음극)를 갖는 제 2 다이오드(114);

상기 두 개의 다이오드(113, 114) 사이의 노드에 연결된 하나의 단자와 상기 2차 권선(112)의 중심 탭에 연결된 다른 단자를 가지는 저항(115)

을 더 포함하는, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 11항에 있어서, 상기 검출기는 상기 저항(115)과 상기 2차 권선(112)의 상기 중심 탭 사이에 연결된 제너 다이오드(116)를 더 포함하는, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
가스 방전 램프(9)를 위한 드라이버(150)로서,

DC 전압의 소스에 연결하기 위한 두 개의 입력 단자(51a, 51b),

가스 방전 램프(9)에 연결하기 위한 두 개의 출력 단자(52a, 52b),

상기 두 개의 입력 단자(51a, 51b) 사이에 직렬로 연결된 두 개의 제어가능한 스위치(61, 62) 장치,

상기 두 개의 출력 단자(52a, 52b)와 직렬로 연결된 인덕터(73)로서, 이 직렬 장치가 상기 두 개의 스위치(61, 62) 사이의 노드(P)에 연결된, 인덕터(73),

전류를 감지하고 전류 제로 크로싱을 나타내는 출력 신호(SD)를 생성하기 위한 제로 크로싱 검출기(100)와,

상기 검출기(100)의 출력 신호(SD)에 따라 제어 신호(S1, S2)를 상기 두 개의 제어가능한 스위치(61, 62)에 제공하도록 연결된 두 개의 제어 출력(81, 82)을 가지는 제어 유닛(180)을 포함하고,

상기 제어 유닛(180)은 상대적으로 낮은 주파수 정류 간격(41, 42)에서 그리고 상대적으로 높은 주파수 동작 단계(43, 44)에서 제어 신호(S1, S2)를 생성하도록 설계되어, 제 1 정류 간격(41) 동안에 램프 회로 전류(I_LC)가 제 1 방향만을 가지는 반면, 제 2 정류 간격(42) 동안에 램프 회로 전류(I_LC)가 상기 제 1 방향의 반대 방향인 제 2 방향만을 가지게 되고, 제 1 동작 단계(43) 동안에 램프 회로 전류(I_LC)는 연속적으로 증가하는 레벨을 가지는 반면 제 2 동작 단계(44) 동안에 램프 회로 전류(I_LC)는 연속적으로 감소하는 레벨을 가지게 되고,

상기 검출기(100)는 감지될 전류를 수신하기 위한 1차 권선(111)을 가지는 변압기(110)를 포함하고, 상기 1차 권선(111)에 유도적으로 연결된 2차 권선(112)을 추가로 포함하며, 상기 변압기(110)는 전류 포화 레벨에서 이미 자기적으로 포화되도록 설계되고, 상기 1차 권선(111)은 드라이버 출력 단자(52a, 52b)와 직렬로 연결되어 있고, 상기 제어 유닛(180)은 상기 검출기(100)의 검출기 출력 신호(S_D)를 수신하도록 연결된 입력(183)을 가지며,

상기 제어 유닛(180)은 상기 두 개의 스위치(61, 62)가 항상 동시에 역위상으로 스위치되도록 제어 신호(S1, S2)를 생성하도록 설계되며, 상기 제어 신호(S1, S2)는 상기 제어 유닛(180)이 상기 검출기(100)의 출력 신호(SD)의 상승 에지에 의해 트리거되는 시간으로부터 100ns 후에 램프 회로의 전류(I_LC)가 제로로 되는 순간에 생성되는,

가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 13항에 있어서,

동작 단계(43, 44)에 대응하는 상대적으로 높은 주파수에서 스위치되는 제 1 플립-플랍 디바이스(220),

정류 클락 신호(Φ_COMM)를 수신하기 위한 신호 입력(231)과, 상기 제 1 플립-플랍 디바이스(220)의 출력(223)에 연결된 트리거 입력(232), 및 적어도 하나의 출력(233)을 가지는 제 2 플립-플랍 디바이스(230),

제 1 XNOR 디바이스(280)로서, 상기 제 1 플립-플랍 디바이스(220)의 출력(224)에 연결된 제 1 입력(281)을 가지고, 상기 제 2 플립-플랍 디바이스(230)의 출력(234)에 연결된 제 2 입력(282)을 가지고, 상기 제어 유닛(180)의 상기 제 1 출력(81)에 연결된 출력(283)을 가지는 제 1 XNOR 디바이스(280)를 포함하는, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 14항에 있어서, 상기 제 1 플립-플랍 디바이스(220)의 세트 입력(225)에 연결된 적어도 하나의 출력(242)을 가지는 제 1 트리거가능한 타이머 디바이스(240)를 포함하거나, 상기 제 1 플립-플랍 디바이스(220)의 리셋 입력(226)에 연결된 적어도 하나의 출력(252)을 가지는 제 2 트리거가능한 타이머 디바이스(250)를 포함하는, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 14항에 있어서, 상기 제 1 플립-플랍 디바이스(220)의 리셋 입력(226)에 연결된 적어도 하나의 출력(262)을 가지는 전류 검출기(260)를 포함하는, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 14항에 있어서, 상기 제 1 XNOR 디바이스(280)의 하나의 입력(281)에 의해 수신된 신호와 논리적으로 동일한 신호(Q₂₂₄)를 수신하도록 연결된 제 1 입력(291)을 가지고, 상기 제 1 XNOR 디바이스(280)의 다른 입력(281)에 의해 수신된 신호에 논리적으로 반대인 신호(Q₂₃₃)를 수신하도록 연결된 제 2 입력(292)을 가지고, 상기 제어 유닛(180)의 제 2 출력(82)에 연결된 출력(293)을 가지는 제 2 XNOR 디바이스(290)를 추가로 포함하는, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 14항에 있어서, 상기 제 1 플립-플랍 디바이스(220)의 신호 입력(221)이 일정한 하이(HIGH) 신호를 수신하도록 연결되고, 또 상기 제 1 플립-플랍 디바이스(220)의 트리거 입력(222)이 상기 검출기 출력 신호(S_D)를 수신하도록 상기 입력(183)에 연결된, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.
제 14항에 있어서, 상기 1차 권선(111)은 드라이버 출력 단자(52a, 52b)와 직렬로 연결된, 가스 방전 램프를 위한 드라이버.