CN106452087B - 一种同步整流控制电路的整流方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种同步整流控制电路的整流方法，所述方法包括：以上一周期副边电路的有效电压的第一持续时间和周期时间为依据，将本周期有效电压的所述第一持续时间与所述上一周期有效电压的持续时间进行比较，得到比较结果；根据副边电感反相端电压在上一周期有效电压与本周期有效电压之间振荡状态判断同步整流控制电路的工作模式；根据所述比较结果和所述工作模式，控制副边开关管导通或截止。本发明以逐周期类比方式解决了现有技术中无法同时在DCM/CCM两种模式下都能实现精确关断的问题。

Description

一种同步整流控制电路的整流方法

技术领域

本发明涉及同步整流领域，尤其涉及一种同步整流控制电路。

背景技术

同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFFT来取代整流二极管以降低整流损耗的一项技术。从原边开关管截止时刻开始，副边开关管导通，副边电感开始放电，在副边电感放电临近结束时，副边开关管要关断，特别是在副边电感放电完成后，副边开关管必须关断，否则会导致次级输出电容逆向放电，有炸机风险。

目前解决副边开关管关断的方法有以下几种：

1.利用伏秒积守恒：先采样原边开关管导通时刻副边电感两端的电压与维持时间的乘积(副边电感两端电压转换成电流信号并与时间积分，变成副边电容上的电压)，然后在原边开关管截止反激时再采样输出电压并转换成电流对电容C2充电，比较两个电压来实现副边开关管关断的时间点。此方法的优点是断续模式下即使原边导通时间变化大也可以准确的判断何时关断副边开关管；其缺点是易受输入电压波动干扰，且需要检测次级侧电感两端电压。

2、直接采样副边电感反相端电压Vd：当Vd大于0V时关断副边开关管，小于0V时导通副边开关管，此方法的优点是检测方式简单，断续模式下与原边采样电压变化无关；缺点是不能支持连续模式，容易导致副边电感逆向放电，而且要求驱动关断副边开关管的速度要快。

3、其他：针对原边结构做的同步整流，副边开关管导通后控制在线性区，使副边电流减小时副边开关管的Vgs增大而Vds不变，这样原边采样电压相对稳定，有利于系统稳定性，此方法的优点是原副边结构系统稳定；缺点是副边开关管工作在线性区，损耗相对会大一点。

因此，提出一种损耗小，同时兼容连续模式与断续模式的同步整流控制电路是亟待解决的问题。

发明内容

基于现有技术存在的问题，本发明提出一种同步整流控制电路的整流方法，所述方法包括：

以上一周期副边电路的有效电压的第一持续时间和周期时间为依据，将本周期有效电压的所述第一持续时间与所述上一周期有效电压的持续时间进行比较，得到比较结果；

根据副边电感反相端电压在上一周期有效电压与本周期有效电压之间振荡状态判断同步整流控制电路的工作模式；

根据所述比较结果和所述工作模式，控制副边开关管导通或截止。

优选地，以小于等于所述上一周期有效电压的第一持续时间为第一基准，以小于等于所述上一周期的周期时间为第二基准。

优选地，当所述副边电感反相端电压在上一周期有效电压与本周期有效电压之间振荡次数大于等于2时，判断电路工作在断续模式，否则电路工作在连续模式。

优选地，当同步整流控制电路工作在连续模式，本周期有效电压的所述第一持续时间小于所述第一基准时，则在所述原边开关管关断后，所述副边开关管导通，在本周期的周期时间等于所述第二基准时，关断所述副边开关管。

优选地，当同步整流控制电路工作在断续模式，本周期有效电压的所述第一持续时间小于所述第一基准，且两者的差值小于第二设定值，则在所述原边开关管关断后，所述副边开关管导通，在本周期的周期时间等于所述第二基准时，关断所述副边开关管。

优选地，当同步整流控制电路工作在断续模式，本周期有效电压的所述第一持续时间小于所述第一基准，且两者的差值大于等于第二设定值，则在所述原边开关管关断后，所述副边开关管不导通，处于关断状态。

优选地，当本周期有效电压的所述第一持续时间大于所述第一基准，则在所述原边开关管关断后，所述副边开关管导通，在本周期的周期时间等于所述第二基准时，关断所述副边开关管。

优选地，所述副边开关管导通，是在所述原边开关管关断后，或在所述原边开关管关断后延时一段时间，控制所述副边开关管导通。

优选地，当所述副边开关管导通时间超过第三设定值时，所述副边开关管关断。

优选地，当副边电路检测到所述原边开关管关断时，控制副边开关管导通，当副边电路检测到所述原边开关管导通时，控制副边开关管关断

本发明通过逐周期类比的方式，检测电感与SR_MOSFET相连的漏端电压vd，可使IC工作在DCM/CCM模式时都能精确的把控放电完成的时间点，有效的判断关断点，实现提前关断功能，既实现高效率，又可以防止SR_MOSFET因逆向放电导致炸机的可能；解决了现有技术中无法同时在DCM/CCM两种模式下都能实现精确关断的难题；同时可以简化外围应用电路，减小应用器件。

附图说明

图1为本发明的一种同步整流芯片的结构示意图；

图2为本发明的一种实施例的同步整流芯片的结构示意图；

图3为本发明的同步整流芯片断续模式工作波形图；

图4为本发明的同步整流芯片连续模式工作波形图；

图5为本发明的断续模式时提前关断的波形图；

图6为本发明的断续模式故障保护的波形图；

图7为本发明的两种模式时的超前关断波形图；

图8为本发明的同步整流控制电路图的结构示意图；

图9为本发明的同步整流电路的整流方法流程示意图；

图10为本发明的断续模式下的同步整流控制电路波形图；

图11为本发明的连续模式下的同步整流控制电路波形图。

具体实施方式

图1所示为本发明的同步整流芯片结构示意图，所述同步整流芯片包括：导通初始化模块10、电压检测模块20、模式判断模块30、故障保护模块40、超前关断模块50、选择模块60、时间设定模块70、控制模块80，触发模块90、驱动模块100。所述导通初始化模块10、电压检测模块20、模式判断模块30分别连接至电压输入端；所述导通初始化模块10连接所述电压检测模块20，所述电压检测模块20分别连接所述故障保护模块40、超前关断模块50、控制模块80、触发模块90；所述模式判断模块30、故障保护模块40连接所述选择模块60的输入端；所述选择模块60、所述电压检测模块20、所述超前关断模块50、所述导通时间设定模块70连接所述控制模块80的输入端；所述选择模块60分别与模式判断模块30、故障保护模块40、控制模块80连接；所述控制模块80分别与时间设定模块70、电压检测模块20、超前关断模块50、选择模块60、触发模块90连接；所述时间设定模块70分别与触发模块90、驱动模块100连接。所述模式判断模块30、故障保护模块40连接所述选择模块60的输入端，所述选择模块60、所述超前关断模块50、所述时间设定模块70连接所述控制模块80的输入端，所述控制模块80的输出端连接所述触发模块90，所述触发模块90的输出端连接所述驱动模块100。

1、所述导通初始化模块10用于判断输入电压为有效输入电压时，输出允许导通信号A1。所述导通初始化模块10将输入电压VS与第一阈值进行比较，当输入电压大于第一阈值和/或持续时间超过第二阈值时，则此输入电压为有效输入电压，导通初始化模块10输出允许导通信号A1至电压检测模块20。

所述第一阈值针对电压而言、第二阈值针对时间而言，均是预设的。

在高电压输入与低电压输入时，第一阈值是不同的，因而设置两个比较器对输入电压进行比较。具体地，所述第一阈值包括第一高电压阈值和/或第一低电压阈值，分别对应高电压输入与低电压输入两种不同状态。所述第一高电压阈值对应于高电压输入，所述第一低电压阈值对应于低电压输入。

2、所述电压检测模块20用于检测输入电压的数值、周期时间和所述有效输入电压的第一持续时间；在所述允许导通信号A1有效时，输出控制导通信号A2给所述触发模块90；所述电压检测模块20将所述第一持续时间输出给所述故障保护模块40；将所述周期时间输出给所述超前关断模块50；根据有效输入电压与第一设定值(第一设定值小于等于零)的比较结果，输出电压比较信号A3给所述控制模块80。

当所述允许导通信号A1有效时，在所述有效输入电压下降沿或在下降沿之后延时一段时间，输出控制导通信号A2给所述触发模块90；所述触发模块90根据所述控制导通信号A2输出导通信号；所述驱动模块根据所述导通信号输出驱动导通信号。

所述电压检测模块20将输入电压VS与第一设定值进行比较，输出电压比较信号A3至控制模块80；所述第一设定值小于等于零电压。所述第一设定值针对电压而言，是预设的。

所述电压检测模块20记录输入电压大于第一阈值时的持续时间，并将所述持续时间波形at输出给故障保护模块40。

所述电压检测模块20记录输入电压从有效输入电压上升沿至随后的再一个上升沿的时间，以此时间段作为一个周期，并将所述周期时间波形AT输出给超前关断模块50。

3、所述模式判断模块30用于判断外电路工作模式是连续模式或断续模式。

具体地，所述模式判断模块30用于根据两相邻有效输入电压之间输入电压的振荡次数判断外电路工作模式是连续模式或断续模式。所述模式判断模块30记录两相邻有效输入电压之间输入电压上升沿的次数，当所述次数大于等于2时，判定工作模式是断续模式，否则为连续模式；并输出模式信号ccmH给选择模块60。连续模式或断续模式是指芯片所在的外电路的工作模式。

4、所述故障保护模块40根据上一周期的所述第一持续时间与本周期的所述第一持续时间，输出故障保护信号ftpL。

所述故障保护模块40以小于等于上一周期的所述第一持续时间的某一数值为第一基准，根据本周期的所述第一持续时间与所述第一基准的比较结果，输出故障保护信号ftpL。

故障保护模块40，以电压检测模块20输出的有效输入电压的第一持续时间波形at为依据，记录上一周期时有效输入电压的第一持续时间，并以小于等于所述上一周期时有效输入电压的所述第一持续时间的某一数值为第一基准。当本周期有效输入电压的第一持续时间小于第一基准，且两者的差值大于等于第二设定值时，输出故障保护信号ftpL至选择模块60。所述第一持续时间是有效输入电压的持续时间。

5、所述超前关断模块50以小于等于上一周期的所述周期时间的某一数值为第二基准，根据本周期的所述周期时间与所述上一周期的所述周期时间，输出超前关断信号。

所述超前关断模块以小于等于上一周期的所述周期时间的某一数值为第二基准，根据本周期的所述周期时间与所述上一周期的所述周期时间，输出超前关断信号。

超前关断模块50，以电压检测模块20输出的周期波形AT为依据，记录上一个周期的周期时间，并以小于等于所述上一个周期的周期时间的某一数值为第二基准，当本周期的周期时间大于第二基准时，输出超前关断信号A5。所述上一周期的周期时间从有效输入电压开始，一直到有效输入电压下降到小于零并再次大于零时终止。

6、所述选择模块60用于根据所述工作模式判定所述故障保护信号是否有效。

所述选择模块60根据所述工作模式，将在断续模式时的故障保护信号输出给所述控制模块，将在连续模式时的故障保护信号屏蔽。

所述选择模块60根据所述模式判断模块30的输出信号判定所述故障保护信号ftpL是否有效，当工作模式为连续模式时所述故障保护信号被屏蔽，当工作模式为断续模式时所述故障保护信号有效。所述选择模块输出选择信号A4。

7、所述导通时间设定模块70用于控制所述导通信号的最大保持时间，在导通时间达到最大值时输出超时信号A6给所述控制模块80。

所述导通时间设定模块70采样导通信号的起始时间并开始计时，当导通信号持续时间超过设定时间时，输出超时信号A6给所述控制模块80。

所述导通时间设定模块70，在触发信号的上升沿，开始记录触发时间，当导通时间超过第三设定值时，导通时间设定模块80输出超时信号A6给控制模块80。所述第三设定值是预设的。

触发信号的上升沿也可以在芯片中的相关位置采样，不仅仅是在触发模块的输出端。

8、所述控制模块80根据所述选择模块60、所述电压检测模块20、所述超前关断模块50、所述导通时间设定模块70的输出，输出控制关断信号给所述触发模块90。

所述电压检测模块20、所述超前关断模块50、所述选择模块60、所述导通时间设定模块70中至少一个模块的输出信号有效时，所述控制模块80输出控制关断信号给所述触发模块90；所述触发模块90根据所述控制关断信号输出关断信号。

9、所述触发模块90根据所述电压检测模块20和所述控制模块80的输出信号，输出导通信号或关断信号。

触发模块90在电压检测模块20输出的控制导通信号A2有效时，触发模块90在有效输入电压的下降沿或下降沿后延时一段时间输出导通信号；在控制模块80输出的控制关断信号有效时，触发模块90输出关断信号。

10、所述驱动模块100用于根据所述导通信号或所述关断信号，输出驱动信号。

下面对上述的同步整流芯片的工作方法作详细说明。

检测输入电压，在输入电压大于第一阈值和/或持续时间超过第二阈值时允许导通，所述输入电压为有效输入电压，在所述有效输入电压后输入电压小于零时，也就是所述有效输入电压的下降沿，或在所述下降沿后延时一段时间，芯片的触发模块输出导通信号；当输入电压由小于零上升到大于零，也就是输入电压大于等于第一设定值时，芯片的触发模块90输出关断信号。

记录上一周期的周期时间，以小于等于上一周期的周期时间的某一数值为第二基准；所述周期时间从有效输入电压开始，一直到有效输入电压下降到小于零并再次大于零时终止。

记录上一周期在输入电压大于第一阈值和/或持续时间超过第二阈值的有效输入电压的第一持续时间，以小于等于所述第一持续时间的某一数值为第一基准。

记录上一周期有效输入电压与本周期有效输入电压之间输入电压上升沿的次数，以所述次数的值判断外电路的工作模式，当所述次数的值大于等于2时是断续模式DCM，否则是连续模式CCM。

当本周期的有效输入电压的第一持续时间大于等于第一基准时，根据伏秒积守恒规则，本周期的周期时间会大于第二基准，则在本周期的有效输入电压的下降沿或下降沿后延时一段时间，输出导通信号，在本周期的周期时间大于等于第二基准时，芯片的触发模块90输出关断信号，实现超前关断。

当本周期的有效输入电压的第一持续时间小于第一基准时，且两者的差值小于第二设定值，同时外电路工作在断续模式时，则在本周期的有效输入电压的下降沿后，输出导通信号，在本周期的周期时间大于等于第二基准时，芯片的触发模块90输出关断信号，实现超前关断。

当本周期的有效输入电压的持续时间小于第一基准，且两者的差值大于等于第二设定值，同时外电路工作在断续模式时，则在本周期的有效输入电压的下降沿后，芯片的触发模块90输出关断信号，实现超前关断。

当本周期的有效输入电压的持续时间小于第一基准，同时外电路工作在连续模式时，则在本周期的有效输入电压的下降沿后，触发模块90输出导通信号；在本周期的周期时间大于等于第二基准时，芯片的触发模块90输出关断信号，实现超前关断。

当芯片的触发模块90输出的导通信号持续时间大于等于第三设定值时，芯片的触发模块90输出关断信号。

在下一周期，芯片以本周期的第一基准、第二基准作为关断判断的依据，按照类似的工作方法，触发模块90输出导通信号和关断信号，同时记录下一周期的第一基准、第二基准备用。

图2为本发明的一种实施例的同步整流芯片的结构示意图，其中选择模块60是由与门实现，控制模块80由或非门实现，触发模块90由D触发器实现。

图3为本发明的同步整流芯片断续模式工作波形图。如图3所示，电压检测模块20检测输入电压大于零与小于零的变化。当输入电压大于零时输出高电平，当输入电压小于零时输出低电平，电压比较信号波形如图中A3所示，在相邻两个有效输入电压之间，当电压比较信号的脉冲个数大于等于2时，模式判断模块30输出模式判断信号ccmH为高电平，表示外电路工作模式为断续模式DCM，此高电平持续到下一次有效输入电压结束后并延时一段时间，当电压比较信号的脉冲个数小于2时，模式判断模块30输出模式判断信号ccmH为低电平，表示外电路工作模式为连续模式CCM，工作模式信号波形如图中ccmH波形所示；或者，电压检测模块20检测输入电压是与小于零或大于零的某一个数值进行比较，得出电压比较信号。

导通初始化模块10将输入电压Vs与第一阈值进行比较，当输入电压Vs大于第一阈值和/或持续时间大于第二阈值时，该输入电压为有效输入电压，导通初始化模块10输出允许导通信号给电压检测模块20，允许导通信号波形如图中A1所示。

电压检测模块20在允许导通信号有效时，在输入电压的下降沿输出控制导通信号给触发模块90，控制导通信号波形如图中波形A2所示；当输入电压再次大于零时输出控制关断信号，触发模块90根据控制导通信号与控制关断信号输出导通或关断信号，其波形如图中Gate所示。

或者，电压检测模块20在允许导通信号有效时，触发模块90在输入电压的下降沿后延时一段时间再输出控制导通信号，但输入电压大于零时必须输出控制关断信号。

在本实施例中，第一设定值为零；在本申请中，第一设定值为小于等于零的某一个数值。

图4为本发明的同步整流芯片连续模式工作波形图；如图4所示，电压检测模块20检测输入电压大于零与小于零的变化，当输入电压大于零时输出高电平，当输入电压小于零时输出低电平，电压比较信号如图中波形A3所示。

在两相邻有效输入电压之间，当电压比较信号的脉冲个数小于2时，模式判断模块30输出低电平，表示外电路工作模式为连续模式，模式判断波形如图中ccmH波形所示。

导通初始化模块10将输入电压Vs与第一阈值进行比较，当输入电压Vs大于第一阈值和/或持续时间大于第二阈值时，该输入电压为有效输入电压，导通初始化模块10输出允许导通信号给电压检测模块20，允许导通信号波形如图中A1所示。

电压检测模块20在有效输入电压的下降沿，即允许导通信号有效时，输出控制导通信号给触发模块90，控制导通信号的波形图如图中波形A2所示。

触发模块90在有效输入电压的下降沿输出驱动信号，在输入电压大于零时，也就是在电压比较信号有效时，控制模块80输出控制关断信号给触发模块90，触发模块90输出关断信号，触发模块90输出波形如图中波形Gate所示。或者，触发模块90在有效输入电压的下降沿后延时一段时间再输出驱动信号，但输入电压大于零时必须输出关断信号。

图5为本发明的断续模式时提前关断的波形图；如图5所示，T1为上一周期的周期时间，t11为上一周期有效输入电压的第一持续时间，t12为上一周期输入电压小于零的第二持续时间。

T2为本周期的周期时间，t21为本周期有效输入电压的第一持续时间，t22为本周期输入电压小于零的第二持续时间。

第一持续时间的波形如图中at波形所示，周期时间的波形如图中AT波形所示；模式判断模块的输出如图中ccmH波形所示。

取小于上一周期持续时间t11的数值t3为第一基准，取小于上一周期周期时间T1的数值t1为第二基准，当本周期的第一持续时间t21大于等于数值t3时，根据伏秒积守恒定律，T2大于T1，以第二基准t1为限，在本周期的周期时间等于第二基准t1时，超前关断模块50输出超前关断信号，控制模块80根据所述超前关断信号输出控制关断信号给触发模块90，超前关断信号波形如图中A5所示，触发模块90输出关断信号，其波形如图中Gate波形所示，本例中Gate波形在有效输入电压的下降沿后延时一段时间才有效。

本实施例中t21大于t11，故障保护无输出，如图5中ftpL波形所示。

图6为本发明的断续模式故障保护的波形图。图6中，模式判断模块判断外电路的工作模式为断续模式，并输出如图中cemH波形所示的工作模式信号；

与图5不同的是，本周期的有效输入电压的第一持续时间t21小于上一周期的有效输入电压的第一持续时间t11，t3是小于上一周期的有效输入电压的第一持续时间t11的数值，取为本周期的第一基准，t21与小于第一基准t3的差值大于等于第二设定值，故障保护模块40输出故障保护信号，故障保护信号波形如图中ftpL波形所示；

在工作模式信号及故障保护信号同时有效时，即外电路工作在断续模式状态且本周期的有效输入电压的第一持续时间远小于上一周期的有效输入电压的第一持续时间，选择模块60输出选择信号A4给控制模块80，控制模块80根据该控制信号输出控制关断信号给触发模块90，触发模块90输出关断信号，则芯片在本周期不输出导通信号，保持关断状态。

图7为本发明的两种模式时的超前关断波形图。如图7所示，T1为第一周期的周期时间，T2为第二周期的周期时间，T3为第三周期的周期时间；t1为第一周期的周期时间的第二基准，t2为第二周期的周期时间的第二基准，t3为第一周期有效输入电压的第一持续时间的第一基准，t4为第二周期有效输入电压的第一持续时间的第一基准；在第一周期与第二周期两个相邻的有效输入电压之间，输入电压存在振荡，有多于2次的电压比较信号脉冲，模式判断模块根据此脉冲数，判断外电路工作在断续模式，输出高电平信号；在第二周期与第三周期两个相邻的有效输入电压之间，输入电压小于零，电压比较信号无脉冲，模式判断模块判断外电路工作在连续模式，输出低电平信号；模式判断信号波形如图中ccmH所示。

第二周期有效输入电压的第一持续时间t21大于第一周期的第一基准，在第二周期有效输入电压的下降沿后延时一段时间，触发模块90输出导通信号，在第二周期的周期时间T2等于第一周期的第二基准t1时，超前判断模块50输出超前关断信号给控制模块80，控制模块80输出控制关断信号给触发模块90，触发模块90输出关断信号，实现超前关断。

第三周期的有效输入电压的第一持续时间t31远小于第二周期的第一基准t4，也就是说第三周期的有效输入电压的第一持续时间t31与第二周期的第一基准t4的差值大于等于第二设定值，故障保护模块40输出故障保护信号，故障保护信号波形如图中ftpL波形所示；

因第三周期外电路的工作模式是连续模式，而连接模式时外电路的工作频率是固定的，即周期时间T3与T2相等，因此选择模块60屏蔽掉此故障保护信号，触发模式90在第三周期的有效输入电压的下降沿后延时一段时间输出导通信号，导通信号波形如图中Gate波形所示，在第三周期的周期时间T3等于第二周期的第二基准t2时，超前判断模块50输出超前关断信号给控制模块80，控制模块80输出控制关断信号给触发模块90，触发模块90输出关断信号，实现超前关断。

图8所示为本发明的一种同步整流控制电路的结构示意图。所述同步整流控制电路包括原边电路、副边电路。

所述原边电路包括原边电感Lp、原边开关管PR、原边采样电阻Rcs；所述原边电感Lp的同相端连接原边开关管PR的一端，原边开关管PR的另一端连接原边采样电阻Rcs的一端，原边采样电阻Rcs的另一端接所述原边电路的地端，原边开关管PR的控制端接原边控制信号。

所述副边电路包括副边电感L1、副边开关管SR、副边第一采样电阻R1、副边第二采样电阻R2、副边电容C2、副边负载电阻R3、同步整流控制芯片IC1；所述同步整流控制芯片IC1为前述的同步整流控制芯片。

副边电感L1的同相端连接同步整流控制芯片IC1的电源端、副边电容C2的正极、所述副边负载电阻R3的一端；副边电感L1的反相端连接副边开关管SR的一端、副边第一采样电阻R1的一端；副边第一采样电阻R1的另一端连接同步整流控制芯片IC1的输入端、副边第二采样电阻R2的一端，副边电容C2的负极、副边负载电阻R3的另一端、副边开关管SR的另一端、同步整流控制芯片IC1的地端连接到副边电路的地端，副边开关管SR的控制端连接同步整流控制芯片的输出端，副边开关管SR的一端与另一端之间存在寄生二极管D1。

所述原边电感Lp、副边电感L1分别是同一个变压器的原边电感Lp、副边电感L1。

同步整流控制芯片IC1检测副边电感L1反相端的电压Vd，当所述反相端的电压Vd的分压Vs大于第一阈值和/或持续超过第二阈值的时间，此电压为有效电压，则判断此时原边开关管PR导通，所述副边电感L1与原边电感Lp产生电磁感应，副边开关管处于关断状态。

当所述原边开关管关断，所述反相端的电压由所述有效电压下降到小于零时，所述副边开关管导通，所述副边电感放电，所述副边电容充电，在所述副边电感放电临近完成时，所述副边开关管关断，防止所述副边电容通过所述副边开关管放电。

所述同步整流控制芯片检测到本周期所述反相端的电压由所述有效电压下降到小于零时，即在有效电压的下降沿或下降沿后延时一段时间，输出驱动信号驱动所述副边开关管导通。

所述同步整流控制芯片检测到所述反相端的电压由所述有效电压开始下降的第一个下降沿到随后的第一个上升沿时，输出关断信号使所述副边开关管关断。

所述同步整流控制芯片检测所述副边电感的工作模式，以在相邻两次所述副边开关管关断时间内所述副边电感反相端的电压由零伏左右开始上升的上升沿数量作为判断依据，当所述上升沿的数量大于等于2时，判断所述副边电感工作在断续模式；否则，判断所述副边电感工作在连续模式。

所述同步整流控制芯片检测并记录上一周期所述原边开关管的第一导通时间，并以小于等于所述上一周期的所述第一导通时间的某一个数值为第一基准；以所述原边开关管第一导通时间与所述副边开关管第二导通时间之和为周期时间，并以小于等于上一周期的所述周期时间的某一个数值为第二基准，将本周期的所述第一导通时间与所述第一基准进行比较，根据比较结果，控制所述副边开关管的关断时刻。

所述同步整流控制芯片检测到本周期的所述原边开关管的第一导通时间大于所述第一基准，则在本周期的所述原边开关管关断后，控制所述副边开关管导通，在本周期的所述周期时间等于所述第二基准时，控制所述副边开关管关断。

所述同步整流控制芯片检测到本周期的所述原边开关管的第一导通时间小于所述第一基准，且两者的差值小于第二设定值，同时，检测到同步整流控制电路工作在断续模式时，则在本周期的所述原边开关管关断后，控制所述副边开关管导通，在本周期的所述周期时间等于所述第二基准时，控制所述副边开关管关断。

所述同步整流控制芯片检测到本周期的所述原边开关管的第一导通时间小于所述第一基准，且两者的差值大于等于第二设定值，同时，检测到电路工作在断续模式时，则在本周期所述副边开关管不导通，处于关断状态。

所述同步整流控制芯片检测到本周期的所述原边开关管的第一导通时间小于所述第一基准，同时，检测到同步整流控制电路工作在连续模式时，则在本周期的所述原边开关管关断后，控制所述副边开关管导通，在本周期的所述周期时间等于所述第二基准时，控制所述副边开关管关断。

在本周期的所述原边开关管关断后或关断后延时一段时间，所述同步整流控制芯片控制所述副边开关管导通。

所述同步整流控制芯片检测到本周期所述副边开关管导通时间超过第三设定值，则关断所述副边开关管。

下面根据图9对同步整流控制电路的整流方法作进一步说明。

所述同步整流控制电路包括原边电路、副边电路，所述原边电路以电磁耦合方式连接副边电路，所述副边电路中包括同步整流控制芯片、副边开关管、副边电感。以上一周期副边电路的有效电压的第一持续时间和所述同步整流控制电路的周期时间为依据，将本周期有效电压的所述第一持续时间与所述上一周期有效电压的持续时间进行比较，得到比较结果；根据副边电感反相端电压在上一周期有效电压与本周期有效电压之间振荡状态判断同步整流控制电路的工作模式；根据所述比较结果和所述工作模式，控制副边开关管导通或截止，实现以逐周期类比方式控制副边电路。

以小于等于所述上一周期有效电压的第一持续时间为第一基准，以小于等于所述上一周期的周期时间为第二基准。

当所述副边电感反相端电压在上一周期有效电压与本周期有效电压之间振荡次数大于等于2时，判断电路工作在断续模式，否则电路工作在连续模式。

当同步整流控制电路工作在连续模式，本周期有效电压的所述第一持续时间小于所述第一基准时，则在所述原边开关管关断后，所述副边开关管导通，在本周期的周期时间等于所述第二基准时，关断所述副边开关管。

当同步整流控制电路工作在断续模式，本周期有效电压的所述第一持续时间小于所述第一基准，且两者的差值小于第二设定值，则在所述原边开关管关断后，所述副边开关管导通，在本周期的周期时间等于所述第二基准时，关断所述副边开关管。

当同步整流控制电路工作在断续模式，本周期有效电压的所述第一持续时间小于所述第一基准，且两者的差值大于等于第二设定值，则在所述原边开关管关断后，所述副边开关管不导通，处于关断状态。

当本周期有效电压的所述第一持续时间大于所述第一基准，则在所述原边开关管关断后，所述副边开关管导通，在本周期的周期时间等于所述第二基准时，关断所述副边开关管。

所述副边开关管导通，是在所述原边开关管关断后，或在所述原边开关管关断延时一段时间，控制所述副边开关管导通。

当所述副边开关管导通时间超过第三设定值时，所述副边开关管关断。

当副边电路检测到所述原边开关管关断时，控制副边开关管导通，当副边电路检测到所述原边开关管导通时，控制副边开关管关断。

下面结合波形图说明电路的工作过程：如图10所示为电路工作在断续模式时的波形图，为方便说明，以第二周期时间T2做详细介绍，以此类推。

在第一周期时间T1、第二周期时间T2之间，同步整流控制芯片IC1检测到副边电感L1的反相端电压Vd的分压Vs有两个从小于零到大于零的上升沿，判定电路工作在断续模式。

在第一周期时间T1，同步整流控制芯片IC1记录原边开关管PR的导通时间t11，并以小于等于t11的某一个数值为第一基准，记录从原边开关管PR导通到副边电感L1放电完成终止前的周期时间T1，并以小于等于T1的某一个数值为第二基准。

在第二周期时间T2，原边开关管PR导通时，即在t21时段，原边电感Lp上有电流通过，原边电感Lp充电，原边电感Lp同相端电压等于Vcs，因电感中电流不能突变，Vcs逐渐升高，同时，副边电感L1感应到电磁能量，副边电感L1的反相端电压Vd等于V2，同步整流控制芯片IC1检测到副边电感L1反相端的电压Vd的分压Vs大于第一阈值和/或持续时间超过第二阈值时，为允许副边开关管SR导通作好准备，记录t21时段的时间值；

设置电压Vd的分压Vs大于第一阈值和/或持续时间超过第二阈值的判断，是为了防止误判，因为电路工作在断续模式时，在两个周期之间，副边电感电压会产生振荡，但振荡时副边电感反相端电压的最高电压值V1和持续时间t23至少有一项要比原边开关管导通时副边电感L1反相端的电压V2和持续时间小，而第一阈值和第二阈值的设置，避免了在副边电路振荡时副边开关管SR误导通。

在t22时段，原边开关管PR关断，原边电感Lp上无电流，其反相端电压为F1，此时，副边电感L1反相端的电压Vd突变为小于零(有小幅振荡)，副边电感L1通过寄生二极管D1放电，副边电容C2充电，副边电流波形如图中Is所示，同步整流控制芯片IC1将第二周期时间T2的原边开关管PR导通时间t21与第一周期时间T1的第一基准做比较，分为如下几种情况：

当原边开关管PR导通时间t21大于第一周期的第一基准时，第二周期时间T2时间值大于第一周期时间T1时间值，同步整流控制芯片IC1检测到电压Vd从有效电压下降到小于零，同时或延时一段时间(在图10中是延时一段时间)输出驱动信号使副边开关管SR导通，同步整流控制芯片IC1在第二周期时间T2时间等于第二基准时输出关断信号，驱动副边开关管SR关断，实现超前关断；

当原边开关管PR导通时间t21小于第一周期的第一基准，且两者的差值小于第二设定值时，同步整流控制芯片IC1检测到电压Vd从有效电压下降到小于零，同时或延时一段时间(图10中是延时一段时间)输出驱动信号使副边开关管SR导通，在第二周期时间T2时间等于第二基准时输出关断信号，驱动副边开关管SR关断，实现超前关断；

当原边开关管PR导通时间t21小于第一周期的第一基准，且两者的差值大于等于第二设定值时，同步整流控制芯片IC1在本周期输出故障保护信号使副边开关管SR处于关断状态。

如图11所示为电路工作在连续模式时的波形图，连续模式与断续模式有相似之处也有不同之处。同样为方便说明，以第二周期时间T2做详细介绍，以此类推。

相似之处是：

在第一周期时间T1，同步整流控制芯片IC1记录原边开关管PR的导通时间t11，并以小于等于t11的某一个数值为第一基准，记录从原边开关管PR导通到副边电感L1放电完成终止前的周期时间T1，并以小于等于T1的某一个数值为第二基准。

在第二周期时间T2，原边开关管PR打开导通时，即在t21时段，原边电感Lp上有电流通过，原边电感Lp充电，原边电感Lp同相端电压等于Vcs，因电感中电流不能突变，Vcs逐渐升高，同时，副边电感L1感应到电磁能量，副边电感L1的反相端电压Vd等于V2，同步整流控制芯片IC1检测到副边电感L1反相端的电压Vd的分压Vs大于第一阈值或持续时间超过第二阈值时，为允许副边开关管SR导通作好准备，记录t21时段的时间值。

在t22时段，原边开关管PR关断，原边电感Lp上无电流，其反相端电压为F1，此时，副边电感L1反相端的电压Vd突变为小于零(有小幅振荡)，副边电感L1通过寄生二极管D1放电，副边电容C2充电，同步整流控制芯片IC1将第二周期时间T2的原边开关管PR导通时间t21与第一周期时间T1的第一基准做比较，分为如下几种情况：

当原边开关管PR导通时间t21大于第一周期的第一基准时，第二周期时间T2时间值大于第一周期时间T1时间值，同步整流控制芯片IC1检测到电压Vd从有效电压下降到小于零，同时或延时一段时间(在图10中是延时一段时间)输出驱动信号使副边开关管SR导通，同步整流控制芯片IC1在第二周期时间T2时间等于第二基准时输出关断信号，驱动副边开关管SR关断，实现超前关断；

不同之处是：

在第一周期时间T1、第二周期时间T2之间，同步整流控制芯片IC1检测到副边电感L1的反相端电压Vd有两个从小于零到大于零的上升沿，判定电路工作在断续模式。

但电路工作在连续模式时，在两个周期之间，副边电感电压不会产生振荡或产生次数很少的振荡，且振荡时副边电感反相端电压的最高电压值V1和持续时间t23至少有一项要比原边开关管导通时副边电感L1反相端的电压V2和持续时间小，而第一阈值和第二阈值的设置，同样避免了在副边电路振荡时副边开关管SR误导通。

当原边开关管PR导通时间t21小于第一周期的第一基准，但连续模式工作时，频率是固定频率的，也就是说第一周期的周期时间T1等于第二周期的周期时间T2，因此，即使原边开关管PR导通时间t21小于第一周期的第一基准，且两者的差值大于等于第二设定值，同步整流控制芯片IC1会屏蔽掉此工作模式下的故障保护信号，在检测到电压Vd从有效电压下降到小于零时，同时或延时一段时间(图10中是延时一段时间)输出驱动信号使副边开关管SR导通，在第二周期时间T2时间等于第二基准时输出关断信号，驱动副边开关管SR关断，实现超前关断。

尽管上文对本发明的具体实施方式给予了详细描述和说明，但是应该指明的是，我们可以依据本发明的构想对上述方式进行各种等效改变和修改，其所产生的功能作用仍未超出说明书及附图所涵盖的精神时，均应在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种同步整流控制电路的整流方法，其特征在于，所述方法包括：

以上一周期副边电路的有效电压的第一持续时间和周期时间为依据，将本周期有效电压的所述第一持续时间与所述上一周期有效电压的第一持续时间进行比较，得到比较结果；

根据副边电感反相端电压在上一周期有效电压与本周期有效电压之间振荡状态判断同步整流控制电路的工作模式；

根据所述比较结果和所述工作模式，控制副边开关管导通或截止；

其中，所述周期是指，有效电压上升沿至随后的再一个上升沿的时间段；

所述有效电压是指，将输入电压与第一阈值进行比较，当输入电压大于第一阈值和/或持续时间超过第二阈值时的输入电压；

所述第一持续时间是指，所述有效电压的持续时间。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

以小于等于所述上一周期有效电压的第一持续时间为第一基准，以小于等于所述上一周期的周期时间为第二基准。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：

当所述副边电感反相端电压在上一周期有效电压与本周期有效电压之间振荡次数大于等于2时，判断电路工作在断续模式，否则电路工作在连续模式。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：当同步整流控制电路工作在连续模式，本周期有效电压的所述第一持续时间小于所述第一基准时，则在原边开关管关断后，所述副边开关管导通，在本周期的周期时间等于所述第二基准时，关断所述副边开关管。

5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：

当同步整流控制电路工作在断续模式，本周期有效电压的所述第一持续时间小于所述第一基准，且两者的差值小于第二设定值，则在原边开关管关断后，所述副边开关管导通，在本周期的周期时间等于所述第二基准时，关断所述副边开关管。

6.根据权利要求3所述方法，其特征在于：

当同步整流控制电路工作在断续模式，本周期有效电压的所述第一持续时间小于所述第一基准，且两者的差值大于等于第二设定值，则在原边开关管关断后，所述副边开关管不导通，处于关断状态。

7.根据权利要求2所述方法，其特征在于：

当本周期有效电压的所述第一持续时间大于所述第一基准，则在原边开关管关断后，所述副边开关管导通，在本周期的周期时间等于所述第二基准时，关断所述副边开关管。

8.根据权利要求4、5或7所述的方法，其特征在于：

所述副边开关管导通，是在所述原边开关管关断后，或在所述原边开关管关断后延时一段时间，控制所述副边开关管导通。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

当所述副边开关管导通时间超过第三设定值时，所述副边开关管关断。

10.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

当副边电路检测到原边开关管关断时，控制副边开关管导通，当副边电路检测到所述原边开关管导通时，控制副边开关管关断。