JPS631284A

JPS631284A - 信号処理回路

Info

Publication number: JPS631284A
Application number: JP61143019A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Sakamoto; 敏幸坂本; Ikuya Arai; 郁也荒井; Toshiyuki Kurita; 俊之栗田; Toshinori Murata; 村田　敏則; Himio Nakagawa; 一三夫中川; Masahiko Achiha; 征彦阿知葉; Kazuo Ishikura; 石倉　和夫
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1986-06-20
Filing date: 1986-06-20
Publication date: 1988-01-06
Anticipated expiration: 2010-09-20
Also published as: US4821112A; DE3720395C2; JPH0787596B2; DE3720395A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、テレビジョン受信機に係り、特にＶＴＲ等に
よって生じるＮＴＳＣ方式の仕様を満足しない非標準信
号に対して最適な信号処理を施すのに必要な信号処理回
路に関する。

〔従来の技術〕

従来のテレビジョン受信機では、色信号ρ）が輝度信号
（ト）に周波数多重されていることに起因するクロスカ
ラー、ドツト妨害、また、インターレース走査に起因す
るラインフリッカ、垂直解像度の低下などが生じること
が知られている。近年、日経エレクトロニクス、　１９
８５年７月１日号、第１９５頁かう第２１８頁、テレビ
ジョン学会誌１９８２年第３６巻、第１０号第７６頁か
ら第あ頁において論じられているように、これらの画質
劣化要因を除き高画質化を図るために、半導体メモリや
ディジタル信号処理技術を用い、画像の時間方向の相関
性を利用したフレームくし形フィルタによるＹ／Ｃ分離
、フィールド間内挿による走査線の倍密化、順次走査変
換といった時空間処理技術の導入が考えられている。し
かし、これらの高画質化手段は、周知のように静止画像
について効果を発揮するが、動画像については妨害信号
を発生することとなる。そこで、フレーム間の差信号か
ら画像の動きを検出し、静止画像については、フレーム
くし形フィルタ、フィールド間補間といった時空間処理
を施し暫動画像については時間方向の処理をやめてフィ
ールド内の空間処理に切り換えるといった、いわゆる動
き適応形の処理を導入し、時空間処理の実用性を高め、
高画質化を実現させるものが知られている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、色副搬送波周波数ｆ＃ｃＩ水平走査周
波数ｆＨ＋垂直走査周波数ｆｙが定められた周波関係に
正確に管理されたテレビジョン信号（以下、標準信号と
呼ぶ）について効果が期待できるが、家庭用ＶＴＲやパ
ーソナルコンピュータ等のように色副搬送波周波数ｆｓ
ｃ＋水平潰査周波数ｆＩ。

垂直走査周波数／Ｆが定められた周波数関係にないテレ
ビジョン信号（以下、非標準信号と呼ぶ）についてその
効果を期待できないという問題がありた。

例えば、ＮＴＳＣ方式を例にとると、色副搬送波周波数
ｆｓｃと水平走査周波数１１との間には、ｆ５ｃ”止ｆ
ｘ　　・・・・・・・・・・・、（１）の関係が、水平
走査周波数ｈｔと垂直走査周波数ｆｙとの間には、ｈｔ＝ニ２　　ｆｖ　　　・・・・・・・・・・・・　
（２）なる関係が定められており、輝度信号と色信号と
の間に周波数インターリーブの関係が成り立つ。

これは、色副搬送波の位相が１フレ一ム期間離れた信号
間で逆相になることを示す。このことを利用して、フレ
ーム間の和から輝度信号、差から色信号というようにフ
レームくし形が実現できる。

しかし、周波数ｆｓｃ　、　ｈｔ　、　ｊｙが前記（１
）式、（２）式を満足しない非標準信号では、周波数イ
ンターリーブの関係が成立しないため、輝度信号と色信
号の分離が正確にできなく静止画と判定された場合の画
質劣化が顕著に表われることになる。このように、従来
技術においては、標準／非標準の信号の性質についてま
で考慮されて２らず、非標準信号に対して適切な処理を
施すことが困難であった。

本発明の目的は、非標準信号に対して妨害の少ない信号
処理を達成するための非標準信号の検出回路を提供する
ことにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記の目的を達成するため、本発明では入力するテレビ
ジョン信号から同期信号を分離し、分離した同期信号か
ら水平走査周期のル倍の、ｘＴＨ周期パルス（ＴＩＩは
入力信号の水平走査周期を示す。）を発生させる手段と
前記テレビジョン信号中に含まれるカラーバースト信号
に位相同期し、色副搬送波周波数ｆｓｃのｍ倍の周波数
のクロックを発生させるＡ　Ｐ　Ｃ（Ａｕｔｏ　Ｐｈａ
ｓｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路と、前記クロックを例えば
ｔＶ　Ｔ　Ｓ　Ｃ方式の場合には−−」−分周する分周
器と、この分周器の出カバ４５５Ｘ、ＩＸルルスと前記ｎ×ＴＨ周期パルスとを入力きする比較器と
、この比較器出力を積分する積分器を備え積分器の出力
により、非標準信号の検出をする。

〔作用〕

分周器は、ＡＰＣ回路が発生する周波数ｙｘ　Ｘ　ｆｓ
ｃ４５５ＸｘＸｎのクロックを□分周し、入力信号の色刷搬。

送波周波数を表わす基準信号（以下、搬送波基準信号と
呼ぶ）を発生する。比較器は、この分周器の発生する搬
送波基準信号と入力信号の同期信号をもとにその同期信
号の周波数を示すｑｘＴＨ周期の基準信号（以下、同期
基準信号と呼ぶ。）との周期を比較する。標準信号であ
れば（１１式、（２２式を満足するので、この２つの基
準信号の周期が一致し、非標準信号であれば、不一致と
なる。積分器は、比較結果を累積させることによって、
状態が定常的なものかどうかを判別する。したがって、
この積分結果から安定した非標準信号の検出が２こなえ
る。

〔実施例〕

メ下、本発明の一実施例を第１図により説明する。また
、以下の全ての説明においては、Ｎ７’５０方式を例と
し玉説明を行なう。１０１は入力端子。

１０３はＡＰＣ回路、１０５は分周器、１０７は同期分
離回路、１１０は同期基準発生器、１１２は比較器。

１１３は積分器である。

入力端子１０１より入力するテレビジョン信号は、ＡＰ
Ｃ回路１０３．同期分離回路１０７の入力となる。

ＡＰＣ回路１０３は、前記テレビジョン信号中に含まれ
るカラーバースト信号を抽出し、これに位相同期したク
ロック１０４を再生、出力する位相同期ループである。

このＡＰＣ回路で再生したクロック（以下、ＡＰＣクロ
ックと呼ぶ）１０４は、色副搬送波周波数ｆｓｃの１倍
の周波数に選定する。

同期分離回路１０７は、入力するテレビジョン信号から
同期信号を分離した後、水平同期信号１０８と垂直同期
信号１０９に分けて同期基準発生器１１０へ供給する。

この同期基準発生器１１０は、この水平、垂直の同期信
号１０８　、１０９の両方もしくは一方をもとに、入力
するテレビジョン信号の同期信号周波数の基準となる同
期基準信号１１１を発生させる。この同期基準信号１１
１は、分周器１０５、比較器１１２の一方の入力となる
。分周器１０５は、この同期基準信号１１１で初期化さ
れ、ＡＰＣクロック１０４で計数を開始する。この時、
分周器１０５の４５５ＸｍＸｎ計数値を、□に選定し、４５５ＸａＸｎ周期毎に２　　
　　　　　　　　２ＸｎＬｘｆｓｃパルスが発生するよ
うにし、これを入力信号の色副搬送波周波数を表わす搬
送波基準信号３０６として比較器１１２の他方の入力へ
与える。比較器１１２は、同期基準信号１１１で分周器
を初期化した、次の周期で発生する同期基準信号１１１
と搬送波基準信号のパルスの位相関係から標準／非標準
の判定を行なう。すなわち、標準信号であれば、前記（
１１式、（２）式が満足されるので、比較器１１２に入
力する２つの基準信号の位相が一致し、非標準信号であ
れば、パルスの位相がずれることになるので、パルス位
相の一致、不−致による周期の比較が可能となる。この
比較結果は、積分器１１３の入力となり、外乱などによ
り同期が乱れた場合などに検出動作が不安定にならない
ように、比較結果を例えばシーケンシカルフィルタで一
定期間積分する二これによって、検出結果の安定化が図
れこの積分。

器１１３の出力１１４が非標準検出信号１１４となる。

本実施例によると、色副搬送波周波数と水平、垂直走査
周波数が所定の関係あるか、否かの判別が可能となり、
非標準信号の検出ができる。

次に、前記同期基準発生器１１０の一実施例を第２図に
より説明する。

２０１はＡ１０回路、２０３は分周器である。

ＡＮＣ回路２０１は、前記同期分離回路１０７で抽１出
した水平同期信号１０８に位相同期したクロックを発生
させるフィードバックループである。この・ＡＦＣ回路
２０１のＶＣＯ（を圧制御発振器）の中。

心周波数を例えば色副搬送波周波数ｆｓｃのＬ培とする
と、前記ＶＣＯの出力をπ５ｘＡ分局した信号は、入力
するテレビジョン信号の水平走査周波数と一致する。し
たがって、分周器２０３はこのＡＦＣ回路２０１のＶＣ
Ｏの出力するタロツク２０２を４５５ＸｔＸＢ分周する
ことによって、先の実症例における同期基準信号１１１
を発生できるこさになる。

次に、第３図に前記同期基準発生器１１０の第２の実施
例を示す。３０１はモノマルチバイブレータである。モ
ノマルチバイブレータ３０１は、同期分離された垂直同
期信号１０９を入力として、同じ周期の信号を出力する
ものである。したがって、先の実施例における同期基準
信号１１１をフィールド周期すなわち＋５＝２６２．５
に選定する場合には、本実施例のように同期基準発生器
１１０を簡単にすることができる。また、ル＝１に選定
する場合には、前記モノマルチバイブレータの入力とし
て水平同期信号１０８を用いることによって、同様に同
期基準信号１１１を簡単に作ることができる。

次に、第４図に前記同期基準発生器１１０の第３の実施
例を示す。４０１はＡＦＣ回路、４０３はエツジ抽出回
路、４０４はゲート回路である。本実施例は、同期基準
信号１１１の周期を、フレーム周期、すなわちｎ　＝５
２５に選択する場合の一実施例である。同期分離された
水平同期信号１０８は、ＡＦＣ回路２０１の入力となり
、その出力にはこれに位相同期した例えば第１３図（ｐ
）に示すような、水平同期パルス４０２を発生する。ま
た、垂直同期信号１０９は、モノマルチバイブレータ３
０１で波形成形され、例えば第１３図（ｎ）に示すよう
な垂直走査周期のパルスを出力する。この垂直走査周期
のパルスは、エツジ抽出回路４０３でこのパルスの立下
りエツジを抽出し、例えば第１３図（１）のような抽出
パルスを発生し、ゲート回路４０４へ与えられ、前記水
平同期パルス４０２でゲートされる。水平同期信号と垂
直同期信号は、インターレースの関係から、奇数フィー
ルドと偶数フィールドで位相が１／２水平走査周期ずれ
る。したがってゲート回路４０４の出力では、例えば第
１３図（９）のように位相のずれているフィールドの垂
直同期のエツジ信号がゲートされ、フレーム周期のパル
スが得られる。

次に分周器１０５、比較器１１２、積分器１１３の詳細
を示す一実施例を第５図に示す。５０１はカウンタ、５
０２はシフトレジスタ、５０３　、５１０はリセットセ
ット（Ｒ５）ライ１１ツプフロツフ（以下Ｒ５−ＦＦと
略記する。）　５０４　、５０５はＮ　ＯＴ　［ｇｌ　
Ｑ、５０ｆｌｉ　、　５０７はＡＮＤ回路、５０８はア
ップダウン（ｕｐ／ｄｏｗｎ　）カウンタ、５０９はＮ
ＯＲ回路、５１１はエツジ抽出回路であり、カウンタ５
ｏ１、シフトレジスタ５０２、ＲＳ−Ｆ　Ｆ　５０３、
ＮＯＴ回１！　５０４が分周器１０５を、ＮＯＴ回路５
０５、ＡＮＤ回路５０６　、５０７が比較器１１２を、
アップダウ：／　（ｕｐ／ｄｏｗｎ）カウンタ５０８、
ＮＯＲ回路５０９、Ｒ５−ＦＦ５１０が積分器、１１３
を構成する。

第５図の動作を第１１図を用いて説明する。（、）は色
副搬送波周波数の馬借の周波数のＡＰＣクロック、（Ａ
）はカウンタ５０１のキャリー出力、（ｃ）はシフトレ
ジスタ５０２のＱＯの出力、（ｄ）はシフトレジスタ５
０２のＱ３の出力、（１）はＲＳ−Ｆ　Ｆ　５０３の出
力、Ｃｆ）はＮＯＴ回路５０５の出力、（り〜（Ａ）は
前記同期基準発生器１１０の出力パルス１１１の各々−
例を示す図である。

同期基準発生器１１０から出力されるｎｘＴ１周期の同
期基準信号１１１は、エツジ抽出回路５１１に入力する
。エツジ抽出回路５１１は、例えば第１２図に示すよう
にＡＰＣクロック（α）で入力する同期基準信号０）を
ラッチし、ラッチした信号（ｉｆを再びラッチし、（ｋ
）に対して１クロツク遅延して反転した信号（力を作り
、（、ｋ）と（力の論理積を求めることによりて、同期
基準信号の立上りエツジをＡＰＣクロックに同期したｌ
クロック幅のパルス−）として抽出するものである。

このエツジ抽出回路５１１の出力は、ＮＯＴ回路５０４
を介してカウンタ５０１のプリセット端子へ与えられる
とともに、ＡＮＤ回路５０６　、５０７の各々の一方の
入力となる。カウンタ５０１は、ＡＰＣりＯツク１０４
で動作し、ＡＰＣクロックに同期し、エツジ抽出された
同期基準信号５１２が入力された時点から、□−２クロ
ック計数した後、キヤリ−信号５１３を発生する。この
キャリー信号５１３・４ｉ、ＡＰＣ／）ロック１０４で
動作するシフトレジスタ５０２の入力となり、例えば第
１１図（ｈ）に示すようなキャリー信号が入力された時
、Ｑｏ出カには第１１図（ｃ）、Ｑ３出力には第１１図
（ｄ）のタイミングでキャリー信号が出力され、Ｒ５−
ＦＦ５０３のセットパルス、リセットパルスとなる。よ
って、Ｒ５−Ｆ　Ｆ　５０３は、第１１図（１）のよう
な３クロツクのパルス幅をもつ搬送波基準信号１０６を
発生する。前記カウンタ５０１は、所定の計数値に対し
て２クロック早くキャリー信号を発生するように設定し
ているので、この３クロツクのパルス幅の中心が、標準
信号の場合に前記同期信号５１２が到来する位置となる
。この搬送波基準信号１０６は、第１のＡＮＤ回路５０
７のもう一方の入力、およびＮＯＴ回路５０５を介して
第２のＡＮＤ回路５０６　ｉもう一方の入力となる。よ
って、第２のＡＮＤ回路５０６に入力する前記搬送波基
準信号１０６は、第１１図り）のようになる。よって、
第１．第２のＡＮＤ回路５０６゜５０７とＮＯＴ回路５
０５から構成する比較器１１２は、例えば前記同期基準
信号５１２が、第１１図（ｙｌのような時刻に到来した
場合にはＭｌのＡＮＤ回路５０７から出力が、第１１図
（Ａｌや（ｉｌに示すような時刻に到来した場合には第
２のＡＮＤ回路５０６から出力が発生し、前記搬送波基
準信号１０６の３クロツクのパルス幅の範囲に前記同期
基準信号５１２がある場合に標準信号、ない場合に非標
準信号と判別できる。また、本’Ｊ［例の比較器１１２
によると、前記同期基準信号５１２の到達位置に定常的
なずれをもつような、周波数誤差をもった非標準信号や
毎回到達位置が異なるようなジッタをもった非標準信号
も同様に検出できる。

本実施例では、前記カウンタ５０１の計数値を所定値に
対して２クロック早くキャリー信号を発生するように設
定し、キャリー信号かあと２クロツク遅れた時刻が所定
の計数値と等しいパルス位置きなるようにして、前記搬
送波基準信号１０６に±１タロツクの判定余裕をもたせ
ている。これは、到来する同期基準信号１１１と搬送波
基準信号１０６とが標準信号の関係にあっても、ＡＰＣ
クロック１０４と同期基準信号１１１との位相関係が定
まらないために同期基準信号１１１をＡＰＣクロック１
０４で処理する際に±１クロックのクロックジッタが生
じるので、これによる誤判別を防ぐためである。

また、この搬送波基準信号１０６に、±１１クロツク上
の余裕をもたせることによって、弱電界での雑音等の影
響に対する誤動作を防ぐことができる。

この標準信号に対する判定余裕すなわち前記搬送波基準
信号１０６のパルス幅は、信号処理系の精度に応じて適
宜選択できる。

前記第１および第２のＡＮＤ回路５０６　、５０７　）
世力は、積分器１１３を構成するり７’ｄａｗｎカウン
タ５０８に供給され、標準信号検出出力となる第１のＡ
ＮＤ回＠　５０７の出力によって、ｕｐ／ｄｏｗＳカウ
ンタ５０８は１ビツト上にカウントし、非標準信号検出
出力となる第２のＡＮＤ回路５０６の出方にょって１ビ
ツト下にカラ〉トする。このυｐ／ｄｏｗｎカウンタ５
０８は、計数値が２Ｎまたは０に達したとき−・キャリ
ー信号（計数値＝２Ｎ）またはボロー信号（計数値＝０
）を発生した後、計数値がＮに初期イ峻される。このキ
ャリー信号およびボロー信号は吃哨記第１．第２のＡＮ
Ｄ回路５０６　、５０７のいずれか一方の出力の発生確
率が高くなった時に発生するので、これによって検出結
果の定常化が図れるよって、このキャリー信号の発生に
よってＲ５−Ｆ　Ｆ　５１０をセットすることでその検
出出力１１４は入力信号が標準信号であることを示し、
また、ボロー信号によってＲ５−、ＦＭ’５１０をリセ
ットスることで検出出力１１４は、入力信号が非標準信
号であることを示す。

したがって、本実施例によると標準／非標準信号の検出
を容易に、かつ安定に実現できる。

また、本実施例にては、積分器１１３をｕｐｌｄｅｗｎ
カウンタで構成したが、これは双方向シフトレジスタに
よっても構成できることは明らかである。

次に、分周器３０５、比較器１１２、積分器１１３の詳
細を示す第２の実施例を第６図を用いて説明する。

６０１　、６０９はＲ５−ＦＦ、　６０２　、６０７は
ＯＲ回路、６０３はＡＮＤ回路、６０４はＮ０７回路、
６０５゜６０８はＮ段のカウンタ、６ｏ６はＭ段のカウ
ンタであり、分周器１０５はカウンタ５ｏ１、シフトレ
ジスタ５０２、ＲＳ−Ｆ＃　５０３　、６０１、ＮＯＴ
回′１ＩＡ５０４゜６０４、ＯＲ回１３６０２、ＡＮＤ
回路６０３で、積分器１１３は、Ｎ段のカウンタ６０５
　、６０８、Ｍ段のカウンタ６０６、ＯＲ回路６０７、
ＲＳ　−Ｆ　Ｆ　６０９　テ構成する。比較器１１２は
先の実施例と同様である。

本実施例の基本的な動作は先の実施例と同様であり、Ｒ
５−Ｆ　Ｆ　５０３の出力からは、３クロツクのパルス
幅をもつ搬送波基準信号１０６を得ることができ、比較
器１１２には、前記同期基準信号５１２と前記搬送波基
準信号を比較し、標準／非標準の検出パルスを発生する
。

この比較器出力は、積分器１１３に与えられるとともに
、分周器１０５を構成するＲ　Ｓ−Ｆ　Ｆ　６０１のセ
ットパルスおよびリセットパルスとなる。このＲＳ−Ｆ
　Ｆ　６０１は比較器１１２が標準信号と検出した時セ
ットされ、その出力論理は１″となりＯＲ回路６０２に
与えられる。これによって、前記同期基準信号５１２に
よる前記カウンタ５０１の初期化を禁止し、所定計数値
に位相の合ったキャリー信号。

すなわち前記シフトレジスタ５０２のＱｌの出力によっ
て初期化を行なうようにし、分周器を自走させ、前記比
較器１１２が非標準信号と検出した場合には、前記Ｂ　
Ｓ　−Ｆ　Ｆ　６０１をリセットし、前記同期基準信号
５１２による初期化を行なうようにする。

これによると、あらかじめ分周器１０５に設定した周期
で標準と判別した場合には、分周器１０５を自走させる
ことによって、その次の比較点で比較周期が２倍、その
周期でも標準と判別した場合には、その次の比較点で比
較周期が３倍と比較周期を可変できる。したがって、本
実施例によると、特定の周波数成分のジッタだけでなく
、分周器１０５に設定した周期の整数倍の周波数成分の
ジッタについて全て検出することができ、検出精度の向
上が図れる。　　″ 例えば、分周器１０５に設定する周期をフィールド周期
の１７６０ｓｅｃとすると、比較周期が１フイールド、
ｌフレーム、１．５フレーム、２フレームという具合に
可変できる。−般に、ＶＴＲではシリンダの１回転ジッ
タ（６０Ｊｒｚ　）　、　Ｖ　Ｄ　Ｐ　、　Ｖ　ＨＤで
はディスタの１回転ジッタ（Ｖ　Ｄ　Ｐ　３０Ｈ１、Ｖ
　ＨＤ　１５Ｈ２）の成分が大きく、各々のシステムで
その周波数成分が異なるが、本実施例では、先に述べた
ように比較周期を可変できるのでもっともジッタの大き
い周波数での判定を行なうことが容易にでき、非標準信
号の判定をより確実に行なえる。

この比較器１１２の出力は、先の実施例と同様に積分器
１１３で積分された後非標準検出信号１１４となる。次
に本実施例における積分器１１３の動作について説明す
る。前記比較器１１２を構成する前記第１のＡＮＤ回路
５０７の出力は、第１のカウンタ６０５およびＯＲ回路
６０７を介して第２のカウンタ６０６のクロック入力と
なり、前記第２のＡＮＤ回路５０６の出力は第３のカウ
ンタ６０８オよび前記ＯＲ回路６０７を介して第２のカ
ウンタ６０６のクロック入力となる。

この第１．第３のカウンタ６０５　、６０８はいずれも
Ｎまで計数するとキャリー信号を発生し、計数値が０に
なる。また、第２のカウンタ６０６は、Ｍ（Ｎ≦Ｍ＜２
Ｎ）まで計数するとキャリー信号を発生し、計数値がＯ
になる。前記第１．第２のＡＮＤ回路５０６　、５０７
のいずれか一方の発生確率が高くなると、前記第１また
は第３のカウンタ６０５゜６０８が前記第２のカウンタ
６０６より先にキャリー信号を発生するので、本積分器
１１３も先の実施例と同様に検出結果の定常化が図れ、
第１のカウンタ６０５のキャリー信号き第２のカウンタ
６０６のキャリー信号をＲＳ　−Ｆ　Ｆ　６０９のセッ
トパルスおよびリセットパルスとして与えることによっ
て、このＲＳ　−Ｆ　Ｆ　６０９の出力に積分された検
出信号１１４が得られる。

よって、本実施例によるとジッタに対する検出精度を向
上でき、かつ安定に標準／非標準の検出を実現できる。

また、本実施例では、積分器１１３をＮ段のカウンタ６
０５　、６０８とＭ段のカウンタ６０６を用いて構成し
たが、これらのカウンタのかわりにＮ段のシフトレジス
タ、Ｍ段のシフトレジスタを用いて構成し、同様な効果
を得られることは明らかである。

次に、積分器１１３に関する第３の実施例を第１４図を
用いて説明する。１４０ｉ、１４０２はＯＲ回路である
。本実施例では、第６図で示した積分器における第１．
第３のＮ段のカウンタ６０５　、６０８、第２のＭ段の
カウンタ６０６のいずれか１つがキャリー信号を出力す
ると全てのカウンタを初期化し、第１のＮ段のカウンタ
６０５のキャリー信号でＲ５−Ｆ　Ｆ　６０９をセット
、第２のＭ段のカウンタ６０６または第３のＮ段のカウ
ンタ６０８のキャリー信号で前記Ｒ５−Ｆ　Ｆ　６０９
をリセットする。

本実施例による積分器では、例えば前記比較器１１２に
おける標準／非標準の判定結果がほぼ等しいような場合
（このような場合、非標準信号の確率が大きい）、まず
第２のＮ段のカウンタ６０６がキャリー信号を発生する
ので、このキャリー信号で前記ＲＳ−Ｆ　Ｆ　６０９を
リセットすることが可能となり、非標準信号に対する検
出感度を先の実施例より高くすることができる。

また、本実施例でも、この第１．第２．第３のカウンタ
６０５　、６０６　、８０８がシフトレジスタであって
もよい。

次に、積分器１１３に関する第４の実施例を第１５図に
示す。１５０１はＯから２Ｌまでの計数値をもつ１Ｌｐ
／ｄｏｗｎカウンタ、１５０２はＮＯＲ回路である。

本実施例では、第３の実施例における積分結果を、さら
にμｐ／ｄｏｗｎカウンタ１５０１にて積分した後、前
記Ｒ５−Ｆ　Ｆ　６０９へ供給するようにしたものであ
る。

本実施例によると、標準／非標準の判定結果がほぼ等し
いような場合の突発的な判定ミスをふせぐことができ、
判定結果をより安定にすることができる。また、本実施
例においても、第１．第２゜第３のカウンタ６０５　、
６０６　、６０８がシフトレジスタ、　　ｕｐ／ｄａｖ
ｎｓカウンタ１５０１が双方向シフトレジスタであって
もよ＜、Ｗｐ／ｄｏｗ’カウンタのかわりにＮ段のカウ
ンタ２ケ、Ｎ段のカウンタ１ケの構成による積分器であ
ってもよい。

以上、述べてきた分周器１０５、積分器１１３と同期基
準発生器１１０等の実施例の組み合わせは、任意であっ
てもなんら問題はない。

また、非標準信号の検出手段についてＮＴＳＣ方式を例
に説明して来たが、本発明の検出手段によればＮＴＳＣ
方式に限らず、色副搬送波周波数と水平および垂直走査
周波数の間に特定の関係を定めであるテレビジョン信号
であれば適用可能なことは明らかである。

次に本発明の検出回路による信号処理系の制御手段の一
実施例を第７図を用いて説明する。

７０１　、７０５は遅延線、７０２　、７２０　、７２
１はＡ／Ｄ変換器、７１７はバンドパスフィルタ、７１
８はＡＣＣ（Ａｕｔｏ　Ｃｏ１ｏｒ　Ｃｏｔｓｔｒｏｌ
）回路、７１９は色復調回路、７０３は動き検出回路、
７０６は輝度分離用フレームくし形フィルタ、７０７は
輝度分離用ラインくし形フィルタ、７１６はローパスフ
ィルタ、７０８　。

７１２　、７２６は混合器、７０９　、７２８　、７４
２はスイッチ回路、７１Ｏはフィールド補間フィルタ、
７１１　。

７３２　、７３３はライン補間フィルタ、７１３　、７
３６　。

７３７は倍速変換回路、７１４．　７３８　、７３９は
Ｄ／Ａ変換器、７２３はマルチプレクサ、７２４は色分
離用フレームくし形フィルタ、フ２５は色分離用ライン
くし形フィルタ、７２９はデマルチプレクサである。

入力端子１０１より入力されるテレビジョン信号は、遅
延線７０１とバンドパスフィルタ７１７の入力となる。

遅延線７（Ｈを通過したテレビジョン信号は、Ａ／Ｄ変
換器７０２でディジタル信号に変換されフレームくシ形
フィルタ７０６、ラインくシ形フィルタ７０７、ローパ
スフィルタ７１６に入力され、フレームくし形フィルタ
７０６では、フレーム間処理による輝度分離が、ライン
くし形フィルタ７０７ではライン間処理が行なわれ、各
々の出力が混合器７０Ｂへ与えられる。混合器７０８は
、動き検出回路７０３で検出した動き量に応じて、前記
フレームくし形フィルタ７０６の出力信号とラインくし
形フィルタ７０７の出力信号の混合比を制御し、輝度信
号を抽出する。この輝度信号はスイッチ回路７０９を介
してフィールド補間フィルタ７１０およびライン補間フ
ィルタ７１１および倍速変換回路７１３の入力となる。

この２つの補間フィルタの出力は混合器；７１２へ入力
され、動き検出回路７０３より出力される制御信号７０
４によって、混合比が制御され、補間信号７４４が作ら
れる。倍速変換回路７１３は、並列に同位相で入力する
現信号７４３と補間信号７４４を１／２に時間圧縮、し
、時系列の頴次走査信号とする。

一方、バンドパスフィルタ７１７に入力されたテレビジ
ョン信号は、色信号が多重されている帯域の信号を通過
させ、ＡＣＣ回路７１８を介して色復調回路７１９で色
復調を行い、復調された色差信号Ｒ−Ｙ　、Ｅ−Ｙは、
各ｈ　Ａ／Ｄ変換器７２０　、７２１　ヘ与えられディ
ジタル信号に変換される。ディジタル変換された色差信
号Ｒ−Ｙ、Ｂ−Ｙはマルチプレクサ７２３で画素単位で
時分割多重され、フレームくし形フィルタ７２４とライ
ンくし形フィルタ７２５に与えられ、フレーム間処理に
よる輝度成分除去とライン間処理（こよる輝度成分除去
の処理が行なわれ、混合器７２６で前記制御信号７０４
で混合比が制御され、色信号が抽出される。この抽出さ
れた色信号はスイッチ回路７２８を介し、デマルチプレ
クサ７２９で時分割多重された色差信号Ｒ−Ｙ　、　Ｂ
−Ｙを分離し、各々ライン補間フィルタ７３２，７３５
で補間信号７３２　、７３４が作られ、倍速変換回路７
３６．。

７３７で輝度信号と同様に処理され、倍密度順次走査信
号となる。

以上の処理は、従来、標準信号に適用していた処理であ
り、非標準信号については適さないことはすでに述べた
通りである。そこで、本発明の非標準信号検出回路にお
いて、非標準信号を検出した場合には、検出信号１１４
によって、スイッチ回路７０９は、ローパスフィルタ７
１６の出力を、補間フィルタへ、スイッチ回＠　７２８
はマルチプレクサ７２３の出力をデマルチプレクサ７２
９へ供給するように制御し、いわゆる周波数分離による
Ｙ／Ｃ分離になり換える。また、この際同時にスイッチ
回路７４２をも制御する。このスイッチ回路７４２は、
ＡＦＣ回路から供給されるクロック（以下、ＡＦＣクロ
ックと呼ぶ）２６２、とＡＰＣクロック１０４とを入力
とし、その出力は信号処理系のＡρ変換器からＤ／Ａ変
換器までのディジタル処理回路のシステムクロックとし
て、信号処理系へ与えられる。

この際、ＡＦＣり♂ツク２６２と、ＡＰＣクロック１０
４の周波数は同一周波数を選定する。そして、非標準検
出信号１１４によって、標準信号の場合は周波数安定度
の高いＡＰＣクロック１０４を非標準信号の場合はＡＦ
Ｃクロック２６２をシステムクロックとして供給するよ
うに制御する。

−般にフレームくし形に用いるフレーム遅延線は、１フ
レ一ム分の画素数のメモリで構成されている。例えば、
ルω変換の標本化周波数を色副搬送波周波数の４倍とす
ると、１フレ一ム分の画素数は、４　ｘ　Ｔｘ　５２５
となり、標準信号の場合では、ＡＰＣクロック、ＡＦＣ
クロックいずれの場合でも、フレーム遅延線の入出力間
の画面位置が同じで、色副搬送波の位相が逆相の関係が
保てる。

しかｉ、非標準信号の場合にＡＰＣクロックでフレーム
メモリを駆動すると色副搬送波の位相が逆相の関係は保
てるが、フレーム遅延線の入出力間の画面位置がずれる
ことになり、動き検出ができない。また、ＡＦＣクロッ
クで動作させた場合には、この逆でクレーム遅延線の入
出力間の画面位置は一致するが、色副搬送波の位相が逆
相という関係が成立しないのでフレームくし形の処理が
できない。

以上のことから、本実施例によると、入力信号が非標準
信号の際、非標準検出信号１１４によってシステムクロ
ックをＡＦＣクロックとすることで、動き検出回路の誤
動作を防ぐことができ、適応形の走査線補間を実現でき
る。

次に、本発明の検出回路による信号処理系の制御手段の
第２の実施例を第８図を用いて説明する。

８０１はラインくし形フィルタ、８０２　、８０３はス
イッチ回路である。

入力信号が標準信号である場合には、スイッチ回路８０
２　、８０３は各々入力端子１０１側を選択し、スイッ
チ回路７０９　、７２８は、各々前記混合器７０８゜７
２６の出力側を選択し、スイッチ回路７４２はＡＰＣク
ロック１０４を選択するように非標準検出信号１１４に
よって制御し、先の実施例と同様な信号処理を行なう。

また、入力が非標準信号である場合には、非標準検出信
号１１４によって、スイッチ回１８０２がラインくし形
フィルタ８０１により分離した輝度信号を、スイッチ回
路８０３がラインくし形フィルタ８０１により分離した
色信号を、スイッチ回路７０９がＡ／Ｄ変換器出力を、
スイッチ回路７２８がマルチプレクサ出力を、スイッチ
回路７４２がＡＦＣクロック２６２を選択するよう制御
する。本実施例によれば、先の実施例と同様に動き適応
形の走査線補間を実現できるとともにラインくし形フィ
ルタ８０１１どよってｒ分離が行なえるのでクロスカラ
＝。

ドツト妨害の軽減もできる。なお、このラインくし形フ
ィルタ８０１は、アナログ回路で構成しても、常にＡＰ
Ｃクロックで駆動するデ′イジタル回路で構成してもか
まわない。

次に、本発明の検出回路による信号処理系の制御手段の
第３の実施例を第９図を用いて説明する。

９０１はＡ／Ｄ　変換器、９０２はバンドパスフィルタ
、。

９０３はＡＣＣ回路、９０４は色復調回路である。本実
施例では、システムクロックは常にＡＰＣクロックであ
る。非標準検出信号１１４は、動き検出回路７０３を制
御し、標準信号の場合には、動き検出回路７０３の検出
結果に応じて混合器７０８　、７１２　。

７２６を制御するようにし、非標準信号の場合には、。

動き検出回路７０３の検出結果にかかわらず、強制的に
、フレームくし形、フィールド補間といった時間方向の
処理に対する混合比をＯ，ラインくし形、ライン補間と
いった空間内の処理に対する混合比を１となるようにす
る。

よって、本実施例では、時間方向の処理による妨害が抑
圧でき、さらにシステムクロックとして常にＡＰＣクロ
ックを用いることができるので、バンドパスフィルタ９
０２、ＡＣＣ回路９０３、色復調回路９０４をディジタ
ル処理することができ、信号処理全体のディジタル化が
図れる。

次に本発明の検出回路による信号処理系の制御手段の第
４の実施例を第１０図を用いて説明する。

１００１はＶＤ変換器、１００２は動き検出回路、１０
０３はフレームくし形フィルタ、１００４はラインくし
形フィルタ、１００６　、１００７は混合器、１００８
はＡＣＣ回路、１００９は色復調回路、１０１０は遅延
線、である。

本実施例では、先の実施例における動き適応形Ｙ／Ｃ分
離回路を一つにした構成のもので、システムクロックは
常にＡＰＣクロックで、非標準検出信号１１４は動き検
出口［１００２を制御する。フレームくし形フィルタ１
００３は、例えばフレーム遅延線を共用してフレーム間
の和から輝度信号、差から色信号を分離し、ラインくし
形フィルタ１００４は、ライン遅延線を共用して例えば
ライン間の和から輝度信号、差から色信号を分離する。

分離された輝度信号と色信号は各々混合器１００６　、
１００７で動き検出回路１００２から出力される制御信
号１００５によって決まる混合比で混合されて出力され
る。このようにして分離された輝度信号は、先の実施例
と同様に動き適応形の走査補間処理が行なわれ、色信号
はＡＣＣ回路１００８を介して色復調回路１００９で色
復調された後、先の実施例と同様に空間内の走査線補間
処理が行なわれる。

非標準検出信号１１４は、先の実施例と同様に動き検出
回路１００２を制御するので、本実施例においても時間
方向の妨害の抑圧ができ、信号処理系の全ディジタル化
が可能である。

また、本実施例において、非標準信号入力時Ａｐｃクロ
ックに切換え、走査線補間の動き適応処理を実現するに
は、周波数分離によるＹ分離、例文ば、ローパスフィル
タで輝度信号、バンドパスフィルタで色信号を抽出する
回路を設け、スイッチ回路でこれを切り換えることによ
って可能なことは、先の実施例から容易に類推できる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、色副搬送波周波数と水平、垂直走査周
波数との間に所定の関係をもたない非標準信号を、容易
にかつ正しく検出することができるので、非標準信号に
対し２て最適な信号処理が行なえる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図、
第３図、第４図は本発明の同期基準信号発生手段の一実
施例を示すブロック図、第５図。第６図は本発明の詳細な構成の一実施例を示すブロック
図、第７図、第８図、第９図、第１０図は本発明の非標
準信号検出手段による信号処理系の制御手段の一実施例
を示すブロック図、第１１図、第１２図、第１３図は本
発明の各部の動作の一例を示す波形図である。第１＋凹
、第１ゾロ１４幅分回おの口蹟口・１０３・・・ＡＰＣ
回路　　　１０５・・・分周器１０７・・・同期分離回
路　　１１０・・・同期基準発生器１１２・・・比較器
　　　　　１１３・・・積分器代理人　弁理士　　小　
川　勝　男猶ｌ　図第Ｓ図＋　　　　　　Ｊ／Ｄ　　　　　　　　　　　　　　ｊ
ｏｏ　　　　　１Ｌ　　　　　　　　　　　　　　　−
ＪもＩｌ　　図吻７２図（ｔｒｔ）第１３図も１４図１Ｑ

Claims

【特許請求の範囲】１、ディジタル信号に変換されたテレビジョン信号を信
号処理し、映像を再生するディジタルテレビジョン受信
機の信号処理回路であって、動き適応形の時空間処理回
路と、入力されたテレビジョン信号中の色副搬送波に位
相同期したクロック信号を再生する第１のクロック再生
手段と、前記テレビジョン信号中の同期信号の少なくと
も周波数情報を有する基準信号発生手段と、前記クロッ
ク信号を分周する分周器と、前記分周器の出力と前記基
準信号とを入力とする比較器と、前記比較器の出力を積
分する積分器とを具備し、入力信号の色副搬送波周波数
と水平および垂直の走査周波数が特定の関係にない非標
準信号を検出することを特徴とする信号処理回路。２、前記積分器の出力により、前記動き適応形時空間処
理回路の少なくともＹ／Ｃ分離回路に関する時間方向の
処理を禁止する手段を具備することを特徴とする、特許
請求の範囲第１項記載の信号処理回路。３、前記テレビジョン信号中の色副搬送波からクロック
を再生する第１または第２のクロック再生手段と前記テ
レビジョン信号中の同期信号からクロックを再生する第
３のクロック再生手段と前記第１または第２のクロック
再生手段から得られるクロックと前記第３のクロック再
生手段から得られるクロックとを入力とするスイッチ回
路とを具備し、前記スイッチ回路を前記積分器の出力に
より制御し、前記スイッチ回路の出力で、少なくとも前
記動き適応形時空間処理回路を構成するディジタル回路
を駆動することを特徴とする特許請求の範囲第１項又は
第２項記載の信号処理回路。４、アナログくし形フィルタによるＹ／Ｃ分離回路と、
前記積分器の出力により前記動き適応形時空間処理回路
のＹ／Ｃ分離回路と前記アナログくし形フィルタによる
Ｙ／Ｃ分離回路とを切り換える手段を具備することを特
徴とした特許請求の範囲第３項記載の信号処理回路。