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JPH10225105A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Info

Publication number
JPH10225105A
JPH10225105A JP10030011A JP3001198A JPH10225105A JP H10225105 A JPH10225105 A JP H10225105A JP 10030011 A JP10030011 A JP 10030011A JP 3001198 A JP3001198 A JP 3001198A JP H10225105 A JPH10225105 A JP H10225105A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
inductor
voltage
switch
circuit
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP10030011A
Other languages
English (en)
Inventor
Tetsuo Tateishi
哲夫 立石
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toyota Industries Corp
Original Assignee
Toyoda Automatic Loom Works Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toyoda Automatic Loom Works Ltd filed Critical Toyoda Automatic Loom Works Ltd
Publication of JPH10225105A publication Critical patent/JPH10225105A/ja
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 幅広い電流範囲に渡って高効率を維持し、全
負荷範囲で低リップル電圧が維持されるＤＣ／ＤＣコン
バータを提供する。 【解決手段】 スイッチングトランジスタＱ１及びＱ２
を制御することによりインダクタＬを流れる電流を調整
し、出力電圧を安定させる。差動増幅器５８は、出力電
圧Ｖout と参照電圧Ｖref との差を増幅して第１のフィ
ードバック信号として出力する。コンパレータ５６は、
インダクタ電流の代用値である第２のフィードバック信
号と第１のフィードバック信号とを比較する。第２のフ
ィードバック信号が第１のフィードバック信号よりも大
きければ、フリップフロップＦＦ１がリセットされ、ス
イッチングトランジスタＱ１がターンオフされる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータまたは電圧レギュレータに係わり、特に、電流に基
づいて入力電圧を選択的に出力側に供給するスイッチを
有するＤＣ／ＤＣコンバータまたはスイッチング電圧レ
ギュレータに係わる。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力ＤＣ電圧
を、接続される負荷がそのアプリケーションに応じて要
求する一定の出力ＤＣ電圧に変換する装置である。本発
明に直接に係わるＤＣ／Ｃコンバータは、入力ＤＣ電圧
を出力ＤＣ電圧に変換するためのスイッチング電圧レギ
ュレータを備えるタイプである。スイッチング電圧レギ
ュレータは、負荷に直列または並列に接続されるスイッ
チ（たとえば、パワーＭＯＳＦＥＴ等）を備える。負荷
に与えられる電圧は、入力ＤＣ電圧と出力ＤＣ電圧との
差に基づいてスイッチに与えられるデューティーサイク
ルを変化させる制御回路を用いて、そのスイッチのオン
時間およびオフ時間（または、それらの比率）を制御す
ることにより一定にされる。また、スイッチング電圧レ
ギュレータは、スイッチされた電流パルスを安定した負
荷電流に変換するための誘導エネルギー蓄積要素を備え
ている。
【０００３】スイッチのデューティーサイクルは、パル
ス列の周波数を固定しながら各パルスのオン時間又はオ
フ時間を変化させる固定周波数手法、或いは、各パルス
のオン時間又はオフ時間を固定しながらパルス列の周波
数を変化させる可変周波数手法を用いて変化させること
ができる。いずれの手法においても、スイッチのオン時
間を増加させることにより出力電圧は上昇し、スイッチ
のオン時間を減少させることにより出力電圧は下降す
る。なお、一定の出力電圧が維持されるようにスイッチ
のオン時間を変化させるために、一般に、フィードバッ
ク回路が使用される。本発明は、上述した２つの手法の
いずれにも適用可能である。
【０００４】ＤＣ／ＤＣコンバータがラップトップコン
ピュータ、ノート型コンピュータ、あるいは他の携帯電
子機器のようなバッテリ駆動型のデバイスに使用される
時、電圧レギュレータの効率は、バッテリ寿命を伸ばす
ための重要な要因である。一般的に、効率は負荷に流れ
る出力電流の関数であり、また、スイッチング電圧レギ
ュレータの動作に伴う損失は全エネルギー損失に対して
大きな割合を占めるので、電圧レギュレータの効率は、
出力電流が小さいとき、或いは負荷が軽いときに悪化す
る。
【０００５】軽負荷状態において電圧レギュレータの効
率を改善するための技術は、従来より数多く提案されて
いる。例えば、特開平４−４２７７１号（平成２年６月
６日出願）には、軽負荷時のスイッチング損失を減らす
ために、軽負荷状態においてはデューティーサイクルの
制御回路（ＰＷＭ制御回路）を間欠的に駆動するＤＣ／
ＤＣコンバータが開示されている。このＤＣ／ＤＣコン
バータには予め決められた上限電圧閾値および下限電圧
閾値が設定されており、出力電力が所定の閾値（下限側
の電力閾値）よりも小さいときには、出力電圧がその設
定された下限電圧閾値を上まわっている期間にスイッチ
制御回路をオフ状態にする。ここで、出力コンデンサが
下限電圧閾値よりも低い電圧レベルにまで放電される
と、スイッチ制御回路は再び起動され、出力電圧が上限
電圧閾値を超えるまで通常のデューティーサイクルスイ
ッチングを行う。その後、スイッチ制御回路は、出力電
圧が上述した下限電圧閾値より低くなるまで非動作状態
とされる。このことにより、出力電圧は、上限電圧閾値
および下限電圧閾値によって定義される範囲内に維持さ
れる。なお、上記動作は、負荷への出力電力が上述した
所定の閾値よりも小さい期間に繰り返し行われる。ただ
し、出力電力が上述した所定の閾値をいったん超える
と、通常のデューティーサイクルスイッチング動作が再
開される。このような構成とすることにより、軽負荷時
におけるスイッチング損失が少なくなるので、電圧レギ
ュレータの効率は改善される。
【０００６】図７は、特開平６−３０３７６６号（米国
特許番号：５４８１１７８号）に開示されている降圧型
の電圧レギュレータの回路図である。この電圧レギュレ
ータは、入力ＤＣ電圧端子Ｖinと接地との間に接続さ
れ、互いに同期してスイッチされる１組のＭＯＳＦＥＴ
（Ｑ１およびＱ２）により特徴付けられる。
【０００７】スイッチングＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１およびＱ
２）は、それぞれ駆動素子１２および１４によりプッシ
ュ・プル構成で駆動され、出力電力は、インダクタＬを
介して出力ＤＣ端子に与えられる。スイッチング制御回
路は、コンパレータ１６および１８、一定オフ時間ワン
ショット発生器２０、インバータ２２、および論理回路
ＮＡＮＤ１、ＡＮＤ１から構成される。さらに、低平均
電流レベル時における効率を改善するために、定電流源
Ｉ１およびヒステリシスコンパレータ２４が設けられて
いる。
【０００８】定電流源Ｉ１およびヒステリシスコンパレ
ータ２４は、スイッチングＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１とＱ２）
により構成されるプッシュプルスイッチを、両スイッチ
ングＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１とＱ２）が同時にオフ状態とな
るモード、いわゆる「スリープ」モードにさせることが
できる。「スリープ」モードは、フィードバック電圧Ｖ
FBが参照電圧Ｖref よりも大きいとき、すなわち、出力
ＤＣ電圧Ｖout が所定の保持すべき電圧値（調整により
保持すべき出力電圧値）を超え、その出力が出力コンデ
ンサＣout によりその電圧値に実質的に維持されている
ときに開始される。平均出力電流が低い時には、定電流
源Ｉ１により意図的に過電圧状態が作られる。スリープ
モードにおいては、スイッチングＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１と
Ｑ２）と同様に、他の回路要素を非動作状態としてもよ
い。なお、フィードバック電圧ＶFBが参照Ｖref より小
さくなったことがコンパレータ２４により検出される
と、電圧レギュレータ１０はスリープモードから復帰
し、出力コンデンサＣout が過充電状態となることによ
って再び「スリープ」モードに入るまで、通常のデュー
ティーサイクルスイッチングが行われる。
【０００９】図８は、本発明の出願人が平成７年４月１
０日に出願した特願平７−８３９６１号（米国特許出願
番号：０８／６２９５７３）に記載した従来技術として
の電圧レギュレータと基本的に同等な回路の回路図であ
る。
【００１０】電圧レギュレータ３０は、１組のスイッチ
ングトランジスタを同時にオフ状態にすることによって
「スリープ」状態を生成する代わりに、軽負荷状態が検
出されたときにその負荷に従ってスイッチングトランジ
スタのスイッチングレートを減らす動作モードである
「軽負荷モード」を導入することにより、動作効率を改
善している。電圧レギュレータ３０は、図示してあるよ
うに、同期スイッチングトランジスタ３２および３４、
出力ＤＣ電圧を抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２を用いて分圧し
た値（電圧Ｖ1 、即ち、抵抗Ｒ２による降下電圧）と参
照電圧Ｖref とを比較するコンパレータ３６、スイッチ
ング制御回路３８、およびフィードバックコンパレータ
４０、４２を備える。なお、スイッチングトランジスタ
３４をダイオードで置き換えることも可能である。
【００１１】上記構成において、インダクタ電流ＩL が
フィードバックコンパレータ４０に設定されている閾値
より大きい旨が検出されると、フィードバックコンパレ
ータ４０は、出力電流が高いことを示す信号を出力す
る。一方、インダクタ電流ＩLがフィードバックコンパ
レータ４２に設定されている閾値よりも小さい旨が検出
されると、フィードバックコンパレータ４２は、出力電
流が低いことを示す信号を出力する。なお、フィードバ
ックコンパレータ４２に設定されている閾値は、フィー
ドバックコンパレータ４０に設定されている閾値よりも
小さい。
【００１２】コンパレータ３６は、出力電圧Ｖout に対
応するパラメータである抵抗Ｒ２による降下電圧を監視
し、フィードバックコンパレータ４０又は４２の出力信
号とは別の制御信号をスイッチ制御回路３８へ供給す
る。スイッチ制御回路３８は、コンパレータ３６から制
御信号を受信した時にスイッチングトランジスタ３２を
ターンオンし、フィードバックコンパレータ４０から制
御信号を受信した時にそのスイッチングトランジスタを
ターンオフする。上記制御により、デューティーサイク
ルのタイミングは、インダクタ電流ＩＬのチャージの比
率に従って調整され、結果的に負荷に応じて調整される
ことになる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図７に
示した従来の電圧レギュレータは、インダクタＬに供給
する電流として出力ＤＣ電圧を保持すべき所定値に維持
するために必要な電流よりも大きな電流が要求されるの
で、全体として望ましくない。また、上述のようにして
出力コンデンサＣout をオーバードライブすると、リッ
プル電圧が増加する。高効率の電圧レギュレータは、出
力電力が小さいときにリップル電圧を最小化することが
望まれる。
【００１４】また、全負荷電流範囲に渡ってデューティ
信号がより正確に制御されるような電圧レギュレータの
登場が望まれている。たとえば、負荷状態を決定するの
に同一の信号が使われること、および、従来技術として
示した図７の電圧レギュレータのようなオフセットエラ
ーが発生しなくなるようにスイッチングの周波数を減ら
すのことが望まれている。
【００１５】さらに、入力ＤＣ電圧と出力ＤＣ電圧がほ
ぼ同じになる場合におけるリップル電圧を更に減らすこ
とで、図８に示した電圧レギュレータの欠点を克服でき
る技術を提供することも望まれる。
【００１６】本発明の課題は、上記の要望に答えるよう
に設計された電圧レギュレータを提供することであり、
負荷が要求する電流が小さいときであっても、高い効率
を維持し、且つ出力のリップルを小さくしたＤＣ／ＤＣ
コンバータまたは電圧レギュレータを提供することであ
る。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明のＤＣ／ＤＣコン
バータは、負荷に接続される出力端子と、エネルギーを
蓄積するインダクタおよび上記出力端子に接続されてそ
の出力端子に保持すべき電圧を供給する出力コンデンサ
を含む出力回路と、スイッチ制御信号に従って入力電圧
を上記インダクタへ供給する上記インダクタに接続され
るスイッチ手段と、フリーホイール電流を流すと共に上
記出力端子から上記インダクタを介して流れる逆電流を
実質的に防ぐ上記インダクタに接続される整流手段と、
上記出力端子において上記保持すべき電圧が保たれるよ
うにするための上記スイッチ制御信号を上記スイッチ手
段に供給するスイッチ制御手段とを有し、上記スイッチ
制御手段が、上記出力端子へ供給される電圧を監視しそ
の出力端子へ保持すべき電圧を供給するための目標イン
ダクタ電流に対応する第１のフィードバック信号を生成
する手段、および上記第１のフィードバック信号に従っ
て上記スイッチ手段のデューティーサイクルスイッチン
グを制御するための上記スイッチ制御信号としての駆動
パルスを上記スイッチ手段に供給すると共に上記第１の
フィードバック信号が予め設定されている閾値よりも大
きい値を有するときに上記インダクタを介して流れる電
流に従って上記スイッチング手段のスイッチング周波数
を変化させる駆動手段を含む構成である。
【００１８】上記駆動手段は、たとえば、上記インダク
タから上記出力端子へのインダクタ電流を監視してその
インダクタ電流に対応する第２のフィードバック信号を
生成する手段と、第１、第２および第３の制御信号を受
信し上記第１および第２の制御信号が有効である時に上
記スイッチを閉じさせるための上記スイッチ制御信号を
出力すると共に上記第３の制御信号が有効である時に上
記スイッチを開かせるための上記スイッチ制御信号を出
力するゲート手段と、上記ゲート手段に上記第１の制御
信号を供給するパルス生成手段と、上記第２のフィード
バック信号が上記第１のフィードバック信号よりも大き
い時に有効となる上記第３の制御信号を上記ゲート手段
に供給する手段と、上記第１のフィードバック信号が予
め設定された軽負荷の指標である所定値よりも大きい値
の時に有効となる上記第２の制御信号を上記ゲート手段
へ供給する手段とを含む構成とする。
【００１９】上記構成において、スイッチ手段は、第１
および第２の制御信号が共に有効である時にターンオン
される。第１の制御信号は、たとえば、予め決められた
時定数を持ち、第２の制御信号は、負荷の状態に応じた
時定数を持つ。したがって、スイッチ手段のスイッチン
グ周波数は、負荷電流に基づいて変化する。
【００２０】第１のフィードバック信号は、デューティ
ーサイクルの制御と軽負荷状態の決定のために使用され
るので、その決定に電流および電圧のオフセットによる
誤差は関与しない。また、軽負荷の閾値が、より正確に
設定される。
【００２１】パルス発生手段からの第１の制御信号は、
出力電圧を保持すべき値に維持するために設定される目
標ピーク電流が変化して通常負荷に対応する値を超える
ようになったときにのみスイッチ手段を駆動する駆動手
段に与えられる。すなわち、負荷がより軽くなると、ス
イッチ手段をターンオンさせるタイミングは、第１の制
御信号ではなく第２の制御信号により決定される。
【００２２】本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、少なく
とも、入力電圧よりも低いＤＣ電圧を出力する降圧型、
入力電圧よりも高いＤＣ電圧を出力する昇圧型、出力電
圧を入力電圧よりも高くするか低くするかを選択可能と
したバック・ブースト型の電圧レギュレータに適用され
る。整流手段は、本発明が適用される構成によって異な
る。例えば、降圧型の好適例としては、スイッチ手段を
入力端子と整流手段との間に設ける構成において、イン
ダクタの一端を整流手段およびスイッチ手段に接続し、
インダクタの他端を出力端子に接続する。この場合、整
流手段は、(a)インダクタと接地との間に設けられるダ
イオードからなる非同期整流器、又は、(b) スイッチ手
段とインダクタとの接合部と接地との間に設けられたス
イッチングトランジスタと、インダクタ電流の極性を示
す反転極性信号を生成するために第２のフィードバック
信号または上記スイッチングトランジスタに印加される
電圧のどちらか一方とゼロクロス参照電圧とを比較する
コンパレータと、上記反転極性信号が上記インダクタ電
流が出力端子からインダクタへ向かう方向に流れている
ことを示すときに上記スイッチングトランジスタを非動
作状態にし、上記反転極性信号が上記インダクタ電流が
インダクタから出力端子へ向かう方向に流れていること
を示すときに上記スイッチングトランジスタをスイッチ
手段と逆位相に切り換えるゲートとから構成される同期
整流器により実現できる。
【００２３】インダクタ電流を動的に調整するための第
１のフィードバック信号をフィルタリングするローパス
フィルタを設けるようにしてもよい。このローパスフィ
ルタは、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout との差が大きい
ときに、出力コンデンサの等価直列抵抗などによって発
生するリップル電圧が速く変化するような状態におい
て、インダクタへのエネルギー蓄積が過少になることを
防ぎ、それにより、さらに効率が改善される。また、入
力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout との差が小さいときには、
出力コンデンサへのエネルギー蓄積が過大になることを
防ぎ、リップル電圧が改善される。いずれの場合におい
ても、このローパスフィルタは、好ましい周波数と効率
を維持するための最小ピークインダクタ電流を動的に設
定する作用を有し、高効率と低リップル電圧を保証す
る。
【００２４】上記ゲート手段は、上記第１および第２の
制御信号をそれぞれ第１および第２の入力端子で受信す
るＡＮＤゲート、及びそのＡＮＤゲートの出力をセット
端子で受信し上記第３の制御信号をリセット端子で受信
するフリップフロップ回路から構成されるようにして実
現してもよい。
【００２５】固定周波数スイッチング方法を導入する場
合には、パルス発生手段は、例えば発振器により実現す
る。この場合、第１の制御信号として発振器から出力さ
れるスイッチングパルスは、第２の制御信号が無効状態
のときにはスキップされる。一方、可変周波数スイッチ
ング方法を導入する場合には、パルス発生手段は、例え
ば一定オフ時間パルスを生成するワンショット発生器に
より実現する。この場合、ワンショット発生器は、第３
の制御信号に応じて、上記フリップフロップのセット端
子へ一定オフ時間パルスを供給する。
【００２６】このように、本発明によれば、上述した従
来技術における課題を解決し、電流モードのスイッチン
グレギュレータ回路において、動作モードを変更するこ
となく、広い電流範囲に渡って高い効率を維持するＤＣ
／ＤＣコンバータを提供できる。また、上記構成によれ
ば、動作状態を切り換えることなく負荷に従ってスイッ
チング周波数を調整することにより、全負荷領域に渡っ
て低リップル電圧が維持され、また、高い効率で良好な
電圧調整が行われる。このため、複数の動作状態を定義
する必要はない。
【００２７】なお、本発明の適用範囲は、少なくとも、
ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する方法、およびスイッチ
手段を制御するためのスイッチ制御信号を生成する回路
にも及ぶ。
【００２８】
【発明の実施の形態】本発明の実施形態について、図１
〜図６を参照しながら説明する。なお、これらの図面お
よびその記述は、あくまでも説明のためのものであり、
本発明を限定するものではない。
【００２９】図１は、本発明の一実施形態のＤＣ／ＤＣ
コンバータのブロック図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ
５０は、図示してあるように、入力電圧Ｖinをインダク
タＬへ選択的に供給するためのスイッチ５２を含む。ス
イッチ５２は、好ましくは、Ｎ−ＭＯＳトランジスタま
たはＰ−ＭＯＳトランジスタであり、本発明の技術によ
り生成される駆動信号を駆動バッファ素子５４を介して
受信する。ダイオードＤ１は、当業者に良く知られてい
るように、整流回路として機能し、スイッチ５２がオフ
状態のときには、インダクタ電流をフリーホイールさせ
るとともに、インダクタ電流が接地に流れるのを妨げ
る。スイッチ５２がオン状態のときは、インダクタＬを
流れる電流はセンス抵抗Ｒs を通過して出力端子Ｖout
へ渡され、負荷に供給される。出力コンデンサＣout
は、一般的な方法でインダクタＬから供給された電力を
蓄積し、インダクタＬからの駆動電流ＩL が無いときに
負荷を駆動する（負荷の電流を供給する）。
【００３０】なお、図１に示す構成は、当業者に良く知
られているように、非同期型ＤＣ／ＤＣコンバータであ
るが、本発明は、図２および図３に示すような同期型Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータにおいても実施することができる。
【００３１】本発明の電圧レギュレータ回路では、２つ
のフィードバック経路が設けられている。第１のフィー
ドバック経路では、出力電圧を所定の値に保持するため
の目標最大インダクタ電流を示す第１のフィードバック
信号Ｖcnt1が使用される。この第１のフィードバック信
号Ｖcnt1は、分圧抵抗Ｒ１およびＲ２から構成される分
圧器により出力電圧を分圧した値である電圧ＶFBと、参
照電圧Ｖref とを差動増幅器５８を用いて比較すること
により生成される。参照電圧Ｖref の値は、例えば、入
力電圧が５〜２５Ｖであり、出力電圧が１．３〜３．６
Ｖの降圧型の電圧レギュレータにおいては、１．２Ｖ程
度である。
【００３２】第２のフィードバック経路では、センス抵
抗Ｒs （＝第２のフィードバック電圧信号Ｖs ／インダ
クタ電流ＩL ）の両端電圧である第２のフィードバック
電圧信号Ｖs が検出され、コンパレータ５６により、こ
の第２のフィードバック電圧信号Ｖs と第１のフィード
バック信号Ｖcnt1とが比較される。コンパレータ５６
は、第２のフィードバック電圧信号Ｖs が第１のフィー
ドバック電圧信号Ｖcnt1よりも大きいときに、ＲＳフリ
ップフロップＦＦ１をリセットすることによりスイッチ
５２を開く（ターンオフ）するためのリセット信号を生
成する。好ましい実施形態としては、ＲＳフリップフロ
ップＦＦ１は、セット入力信号よりもリセット入力信号
に優先権を与える。
【００３３】コンパレータ６０は、第１のフィードバッ
ク信号Ｖcnt1と軽負荷参照電圧ＶLLとを比較し、負荷状
態によって決まる時定数を表す信号を出力する。動作
中、第１のフィードバック信号Ｖcnt1が軽負荷参照電圧
ＶLLよりも下がると、コンパレータ６０は「Ｌ」レベル
信号を出力する。アンド回路ＡＮＤ１は、ＲＳフリップ
フロップＦＦ１のセット端子にセットパルスを与えるた
めに、コンパレータ６０の出力およびセットパルス発生
器６２により生成されるセット信号が共に「Ｈ」レベル
となるのを待つ。ここで、第１のフィードバック信号Ｖ
cnt1が軽負荷参照電圧ＶLLよりも下がることによって、
コンパレータ６０の出力が「Ｌ」レベルになると、セッ
トパルス発生器６２の出力は、アンド回路ＡＮＤ１を通
過することができない。この結果、ＲＳフリップフロッ
プＦＦ１のＱ出力は、通常状態と比べて低い頻度でセッ
トされることになる。
【００３４】図１の電圧レギュレータ５０が通常動作を
している期間に、第１のフィードバック信号Ｖcnt1が軽
負荷参照電圧ＶLL以上であるとコンパレータ６０により
判断されたときには、コンパレータ６０の出力は、
「Ｈ」レベルに維持され、この結果、アンド回路ＡＮＤ
１は、セットパルス発生器６２により所定のタイミング
毎に生成されるセットパルスをＲＳフリップフロップＦ
Ｆ１のセット端子へ出力することになる。スイッチ５２
は、セットパルス発生器６２から受信したセットパルス
に従ってターンオンされる。このようにしてＲＳフリッ
プフロップＦＦ１がセットされてスイッチ５２がオン状
態になると、インダクタＬは入力端子Ｖinに接続され、
その結果、インダクタＬを介して流れる電流は直線的に
増加（ランプアップ）していく。そして、このインダク
タ電流ＩＬが「Ｖcnt1／Ｒs 」にまで上昇すると、コン
パレータ５６は、ＲＳフリップフロップＦＦ１をリセッ
トするために「Ｈ」レベルを出力し、このことにより、
スイッチ５２がターンオフされる。この結果、ダイオー
ドＤ１を通してフリーホイーリング電流が流れ、インダ
クタ電流ＩＬが減少し始める。その後、セットパルス発
生器６２から「Ｈ」レベルのセットパルスを受信する
と、ＲＳフリップフロップＦＦ１は再びセットされてス
イッチ５２はオン状態になる。上記処理は、通常処理中
は繰り返される。
【００３５】もし、電圧レギュレータ５０により駆動さ
れるデバイスが非動作になる時のように、負荷電流が減
少する等して出力電圧が上昇した時には、フィードバッ
ク電圧ＶFBも上昇し、これにより、差動増幅器５８の出
力は減少し、さらに、第１のフィードバック信号Ｖcnt1
のレベルも低下する。このようにして第１のフィードバ
ック信号Ｖcnt1のレベルが低下すると、結果としてコン
パレータ５６において第２のフィードバック電圧信号Ｖ
s と比較される目標最大インダクタ電流が減少すること
になるので、これにより、コンパレータ５６からリセッ
ト信号を受信するまでにインダクタＬを入力端子Ｖinに
接続させる時間が短くなる。
【００３６】一方、電圧レギュレータ５０により駆動さ
れるデバイスが再起動された時のように、負荷電流が増
加する等して出力電圧が低下する時には、フィードバッ
ク電圧ＶFBは減少し、これにより、差動増幅器５８の出
力は上昇し、さらに、第１のフィードバック信号Ｖcnt1
のレベルも上昇する。このようにして第１のフィードバ
ック信号Ｖcnt1のレベルが上昇すると、結果としてコン
パレータ５６において第２のフィードバック電圧信号Ｖ
s と比較される目標最大インダクタ電流が上昇すること
になるので、これにより、コンパレータ５６からリセッ
ト信号を受信するまでにインダクタＬを入力端子Ｖinに
接続させる時間が長くなる。本実施形態の電圧レギュレ
ータでは、上述の処理を繰り返すことにより、出力電圧
は実質的に一定に維持される。
【００３７】ところが、負荷電流がさらに減少すると、
第１のフィードバック信号Ｖcnt1は軽負荷参照電圧ＶLL
よりも小さくなり、コンパレータ６０の出力は、「Ｈ」
から「Ｌ」に変わり、アンド回路ＡＮＤ１は「Ｌ」レベ
ル信号を出力する。このような軽負荷状態では、出力コ
ンデンサＣout から負荷へ流れ出す電流が１つのインダ
クタ電流パルスにより流れる電流よりも十分に小さいた
め、第１のフィードバック信号Ｖcnt1は、セットパルス
発生器６２により生成される以降のセット信号の後にお
いても軽負荷参照電圧ＶLLよりも小さいままである。従
って、コンパレータ６０の出力は「Ｌ」レベルに維持さ
れ、ＲＳフリップフロップＦＦ１はセットされないまま
となる。そして、出力電圧がゆっくりと減少して第１の
フィードバック信号Ｖcnt1が軽負荷参照電圧ＶLLよりも
高くなると、コンパレータ６０は「Ｈ」レベル信号を出
力し、このことにより、セットパルス発生器６２が生成
するセットパルスによりＲＳフリップフロップＦＦ１は
セットされる。
【００３８】この処理では、スイッチ５２のスイッチン
グ周波数が低くなり、軽負荷状態においても高い効率が
得られる。また、この処理サイクルは、負荷が軽い限り
は繰り返される。さらに、この処理は、負荷が軽い時の
スイッチの処理周波数を低くし、これにより、パワーＭ
ＯＳＦＥＴのスイッチングロスおよび駆動ロスを抑制す
る。
【００３９】図２は、本発明の第１の実施例に係わる固
定周波数型の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図であ
る。図２に示す構成では、セットパルス発生器６２は内
部発振器６２’として実現され、スイッチ５２はスイッ
チングトランジスタＱ１である。また、図１の整流ダイ
オードＤ１は、その電力変換効率を改善するために同期
整流回路に置き換えられる。この同期整流回路の一部と
して、図２に示すように、整流トランジスタＱ２および
ショットキーダイオードＤ２が互いに並列に設けられて
いる。整流トランジスタＱ２は、図１のフリーホイーリ
ングダイオードＤ１の機能を正確にトレースするよう
に、スイッチングトランジスタＱ１の逆相で制御され
る。すなわち、スイッチングトランジスタＱ１がオフ状
態（ＲＳフリップフロップＦＦ１がリセット状態）の時
には、整流トランジスタＱ２がオン状態となり、インダ
クタ電流ＩL は、その整流トランジスタＱ２を介して流
れる。
【００４０】インダクタ電流が出力端子に向かう方向に
流れるときには、その電流に対応する電圧（Ｖs ＝Ｒs
・ＩL ）とゼロクロス電圧（ゼロ、または所定のオフセ
ット電圧Ｖzc）とを比較するヒステリシスコンパレータ
７４の出力が「Ｈ」となり、ＲＳフリップフロップＦＦ
１の反転Ｑ端子から出力される駆動信号は、アンド回路
ＡＮＤ２を通過して整流トランジスタＱ２を駆動する駆
動バッファ７２へ入力される。一方、インダクタ電流Ｉ
L が出力端子側からスイッチングトランジスタへ向かう
方向に流れる時には、ヒステリシスコンパレータ７４の
出力は「Ｌ」になり、ＲＳフリップフロップＦＦ１の反
転Ｑ端子から出力されて整流トランジスタＱ２を駆動す
るために駆動バッファ７２へ入力される駆動信号は、ア
ンド回路ＡＮＤ２により妨げられる。この動作は、出力
コンデンサＣout から引き出される逆電流を妨げことに
なり、更に効率が改善される。
【００４１】図３は、本発明の第２の実施例に係わる可
変周波数型の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図であ
る。第２の実施例の構成では、セットパルス発生器６２
は、ワンショット発生器６２”として実現される。ワン
ショット発生器６２”は、コンパレータ５６の出力に応
答して（例えば、インダクタ電流が目標電流を越えるこ
とによって発生するコンパレータ５６の出力の立上りエ
ッジを検出することに応答して）予め決められたパルス
幅のパルスを出力する。このパルスは、一定オフ時間パ
ルス信号として、アンド回路ＡＮＤ１を介してＲＳフリ
ップフロップＦＦ１のセット端子へ供給される。
【００４２】すなわち、コンパレータ５６の出力が
「Ｌ」から「Ｈ」に変化すると、ＲＳフリップフロップ
ＦＦ１がリセットされてスイッチングトランジスタＱ１
がターンオフされる。このとき、ワンショット発生器６
２”は一定オフ時間パルス信号を出力するので、ＲＳフ
リップフロップＦＦ１のセット端子には「Ｌ」が入力さ
れている。続いて、所定の時間が経過してワンショット
発生器６２”の出力パルスが終了すると、ＲＳフリップ
フロップＦＦ１のセット端子に「Ｈ」が入力されること
になり、スイッチングトランジスタＱ１がターンオンさ
れる。ただし、ＲＳフリップフロップＦＦ１がセット入
力よりもリセット入力を優先する場合には、ワンショッ
ト発生器６２”の出力パルスが終了した後であっても、
コンパレータ５６の出力が「Ｈ」であれば、ＲＳフリッ
プフロップＦＦ１はリセット状態を維持し、スイッチン
グトランジスタＱ１もオフ状態のままである。
【００４３】上記構成では、発振器が使用されず、ま
た、スイッチング周波数もコンパレータ５６からの信号
のオン状態の継続する長さで変化するため、可変周波数
制御が実現されることになる。この可変周波数制御で
は、一般に、発振器による電力消費が不要となるので、
電力効率がより改善される。なお、図３の実施例では、
同期整流構成を採用しているが、図１に示すような非同
期型の整流回路にも適用可能である。
【００４４】図１〜図３に示す本発明の電圧レギュレー
タでは、図７および図８を参照しながら記述した従来技
術の構成と比較した場合、インダクタ電流ＩL を予め設
定した所定の値にまで上昇させることを必要としない。
上述した従来技術の構成においては、入力電圧Ｖinと出
力電圧Ｖout との間の差が小さい場合の出力コンデンサ
Ｃout に過剰な電流を供給しがちであり、従って、望ま
しくない大きなリップル電圧を引き起こしてしまう。ま
た、図１の電圧レギュレータ５０は、図３に示すよう
に、差動増幅器５８の出力ライン上にフィルタ回路８２
を付加することで上述のリップル等に係わる欠点を克服
するようにしてもよい。
【００４５】本実施例の電圧レギュレータにおいては、
ＲＳフリップフロップＦＦ１がセットされてスイッチン
グトランジスタＱ１がオン状態になると、インダクタＬ
が入力端子Ｖinに接続されてインダクタＬを通して流れ
る電流ＩL が増加していく。この電流ＩL は出力コンデ
ンサＣout を充電し、その出力コンデンサＣout の両端
の電圧が増加していく。ここで、もし、入力電圧Ｖinと
出力電圧Ｖout との間の差が小さければ、図４に示すよ
うに、差動増幅器５８の出力レベル（第１のフィードバ
ック信号Ｖcnt1）は、第２のフィードバック電圧信号Ｖ
s が増加するペースよりも速く減少し、それにより、出
力コンデンサＣout がより高い値に充電されることが妨
げられ、リップル電流の増加を防ぐことができる。
【００４６】また、ローパスフィルタ８２として適切な
時定数を選べば、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout との差
とは無関係に出力リップル電圧を一定に維持することが
できる。従って、本実施例の構成によれば、結果的に、
図４の斜線部に対応する量の出力コンデンサＣout への
過充電が不要となる。一方、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖ
out との差が大きいときは、第１のフィードバック信号
Ｖcnt1は、第２のフィードバック電圧信号Ｖs が第１の
フィードバック信号Ｖcnt1に達するまで、ほぼ軽負荷参
照電圧ＶLLと同じ電圧に維持される。この結果、好まし
い周波数特性を維持するように出力コンデンサＣout に
最小の充電電流が供給される。
【００４７】図５は、本発明の第３の実施例に係わる固
定周波数型の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図であ
る。この第３の実施例の構成は、図１のスイッチ５２お
よび整流ダイオードＤ１がスイッチングトランジスタＱ
１および整流ダイオードＤ３に置き換えられ、インダク
タＬとセンス抵抗Ｒｓを設ける位置を変えたことを除け
ば、基本的に図１に示した降圧型のコンバータと同じで
ある。
【００４８】図５に示すコンバータにおいて、スイッチ
ングトランジスタＱ１がオン状態のときには、インダク
タＬを介して電流ＩL が流れ、インダクタＬにエネルギ
ーが蓄積される。また、センス抵抗Ｒs の両端電圧は、
インダクタＬを介して流れる電流に対応する値（第２の
フィードバック電圧信号Ｖs ）としてコンパレータ５６
へ供給される。一方、スイッチングトランジスタＱ１が
オフ状態のときには、整流ダイオードＤ３は、インダク
タＬに蓄積されたエネルギーを出力コンデンサＣout へ
流すとともに、インダクタＬを介して入力端子Ｖinへ逆
流する電流を妨げる。
【００４９】図６は、本発明の第４の実施例に係わる固
定周波数型の降圧・昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図
である。この第４の実施例の構成は、インダクタＬが、
入力端子ＶinとスイッチングトランジスタＱ１との間に
接続された第１の巻線および整流ダイオードＤ３と接地
との間に接続された第２の巻線を有するトランス１０２
に置き換えられていることを除いて、図５の昇圧コンバ
ータと同じである。この降圧・昇圧ＤＣ／ＤＣコンバー
タでは、既存の技術を用い、巻線中の接続ポイントによ
って入力電圧Ｖinが降圧されるか昇圧されるのかが決定
される。なお、接続ポイントが決定されると、その動作
は、図１または図５を参照しながら説明したものと同じ
になる。
【００５０】なお、ＤＣ／ＤＣコンバータの分野におい
てリップル電流を最小にする回路要素を選び、回路制御
システムを安定させることが要求されることは、当業者
に認識されている。そして、当業者であれば、適切な回
路値の選択できるものと思われる。
【００５１】また、本発明の実施形態は上記に詳述した
が、当業者であれば、その実施形態に多くの付加的な変
更が可能であると思われる。例えば、本発明は、降圧型
コンバータ、昇圧型コンバータ、降圧・昇圧コンバー
タ、またはそれらの組合せに用いられる様々なスイッチ
ング回路、整流回路などをカバーする。従って、それら
全ての変更（変形構成）は、本発明の範囲に含まれるも
のである。
【００５２】
【発明の効果】本発明によれば、広い電流範囲、特に負
荷が軽くその消費電流が小さい状態であっても高い効率
が維持され、且つリップルも小さいＤＣ／ＤＣコンバー
タが実現される。また、入力電圧と出力電圧との差が小
さい状態においてもリップルが抑制されるＤＣ／ＤＣコ
ンバータが実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの
ブロック図である。
【図２】第１の実施例に係わる固定周波数型の降圧ＤＣ
／ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】第２の実施例に係わる可変周波数型の降圧ＤＣ
／ＤＣコンバータの回路図である。
【図４】ローパスフィルタの効果を示す図である。
【図５】第３の実施例による固定周波数ＤＣ／ＤＣ昇圧
コンバータを示す図である。
【図６】第４の実施例に係わる固定周波数型の降圧・昇
圧ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図７】特開平６−３０３７６６号に開示されている従
来の電圧レギュレータの一例の回路図である。
【図８】特願平７−８３９６１号号に開示されている従
来の電圧レギュレータの一例の回路図である。
【符号の説明】
５０ 非同期型ＤＣ／ＤＣコンバータ（電圧レギュレ
ータ） ５２ スイッチ ５４ 駆動バッファ素子 ５６ コンパレータ ５８ 差動増幅器 ６０ コンパレータ ６２ セットパルス発生器 ６２’ 内部発振器 ６２” ワンショット発生器 ７０ 固定周波数型の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ ７４ ヒステリシスコンパレータ ８０ 可変周波数型の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ ８２ フィルタ回路 ９０ 固定周波数型の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ １００ 固定周波数型の降圧・昇圧ＤＣ／ＤＣコンバー
タ

Claims (25)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 負荷に接続される出力端子と、 エネルギーを蓄積するインダクタおよび上記出力端子に
    接続されてその出力端子に保持すべき電圧を供給する出
    力コンデンサを含む出力回路と、 上記インダクタに接続され、スイッチ制御信号に従って
    入力電圧を上記インダクタへ供給するスイッチと、 上記インダクタに接続され、フリーホイール電流を流す
    と共に、上記出力端子から上記インダクタを介して流れ
    る逆電流を実質的に防ぐ整流回路と、 上記出力端子において上記保持すべき電圧が保たれるよ
    うにするための上記スイッチ制御信号を上記スイッチに
    供給するスイッチ制御回路とから構成され、 そのスイッチング制御回路は、 上記出力端子へ供給される電圧を監視し、その出力端子
    へ保持すべき電圧を供給するための目標インダクタ電流
    に対応する第１のフィードバック信号を生成する第１の
    回路と、 上記インダクタから上記出力端子へのインダクタ電流を
    監視し、そのインダクタ電流に対応する第２のフィード
    バック信号を生成する第２の回路と、 第１、第２および第３の制御信号をそれぞれ受信するた
    めの第１、第２および第３の入力端子を有し、上記第１
    および第２の制御信号が有効である時に上記スイッチを
    閉じさせるための上記スイッチ制御信号を、上記第３の
    制御信号が有効である時に上記スイッチを開かせるため
    の上記スイッチ制御信号を出力する論理回路と、 上記論理回路の第１の入力端子に上記第１の制御信号を
    供給するためのパルス生成回路と、 上記第２のフィードバック信号が上記第１のフィードバ
    ック信号よりも大きい時に有効となる上記第３の制御信
    号を上記論理回路の第３の入力端子に供給する第３の回
    路と、 上記第１のフィードバック信号が予め設定された値より
    も大きい値の時に有効となる上記第２の制御信号を上記
    論理回路の第２の入力へ供給する第４の回路で構成され
    るＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 【請求項２】 上記スイッチ制御回路が、上記インダク
    タを介して流れるインダクタ電流を動的に調整するため
    の上記第１のフィードバック信号をフィルタリングする
    ローパスフィルタをさらに備える請求項１に記載のＤＣ
    ／ＤＣコンバータ。
  3. 【請求項３】 入力電圧よりも低い定電圧を出力する請
    求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  4. 【請求項４】 前記スイッチが、上記インダクタの一端
    と上記整流回路との接合部と入力電圧との間に接続さ
    れ、且つ上記インダクタの他端が上記出力端子に接続さ
    れる請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  5. 【請求項５】 上記整流回路が、接地と上記インダクタ
    との間に設けられたダイオードである請求項４に記載の
    ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  6. 【請求項６】 上記整流回路が、上記スイッチと上記イ
    ンダクタとの接合部と接地との間に設けられたスイッチ
    ングトランジスタと、 上記インダクタ電流の極性を示す反転極性信号を生成す
    るために、上記第２のフィードバック信号または上記ス
    イッチングトランジスタに印加される電圧のどちらか一
    方とゼロクロス参照電圧とを比較するコンパレータと、 上記反転極性信号が上記インダクタ電流が上記出力端子
    から上記インダクタへ向かう方向に流れていることを示
    すときに、上記スイッチングトランジスタを非動作状態
    にし、上記反転極性信号が上記インダクタ電流が上記イ
    ンダクタから上記出力端子へ向かう方向に流れているこ
    とを示すときに、上記スイッチングトランジスタを上記
    スイッチと逆位相に切り換えるゲートとから構成される
    請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  7. 【請求項７】 上記論理回路が、上記第１および第２の
    制御信号をそれぞれ第１および第２の入力端子で受信す
    るＡＮＤゲート、及びそのＡＮＤゲートの出力をセット
    端子で受信し上記第３の制御信号をリセット端子で受信
    するフリップフロップ回路から構成される請求項１に記
    載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  8. 【請求項８】 上記パルス生成回路が発振器である請求
    項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  9. 【請求項９】 上記パルス生成回路が、上記第３の回路
    からの第３の制御信号に従って上記論理回路の第１の入
    力端子に入力される一定時間のデューティーサイクルパ
    ルスを生成するワンショット発生回路である請求項１に
    記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  10. 【請求項１０】 入力電圧よりも高い定電圧を出力する
    請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  11. 【請求項１１】 上記インダクタの一端が上記入力電圧
    に接続され、上記インダクタの他端が上記整流回路に接
    続され、上記スイッチが上記整流回路と接地との間に設
    けられる請求項１０に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  12. 【請求項１２】 上記整流回路が、上記インダクタの一
    端と上記スイッチとの接合部と上記出力端子との間に接
    続されるダイオードである請求項１１に記載のＤＣ／Ｄ
    Ｃコンバータ。
  13. 【請求項１３】 入力電圧よりも高いまたは低い定電圧
    を選択的に出力する請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバ
    ータ。
  14. 【請求項１４】 上記インダクタが、上記入力電圧と上
    記スイッチとの間に接続される第１の巻線および上記整
    流回路と接地との間に接続される第２の巻線を有するト
    ランスである請求項１３に記載のＤＣ／ＤＣコンバー
    タ。
  15. 【請求項１５】 上記整流回路が、上記出力端子と上記
    トランスの第２の巻線との間に接続されるダイオードで
    ある請求項１４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  16. 【請求項１６】 負荷に接続される出力端子と、 エネルギーを蓄積するインダクタおよび上記出力端子に
    接続されてその出力端子に保持すべき電圧を供給する出
    力コンデンサを含む出力回路と、 上記インダクタに接続され、スイッチ制御信号に従って
    入力電圧を上記インダクタへ供給するスイッチ手段と、 上記インダクタに接続され、フリーホイール電流を流す
    と共に、上記出力端子から上記インダクタを介して流れ
    る逆電流を実質的に防ぐ整流手段と、 上記出力端子において上記保持すべき電圧が保たれるよ
    うにするための上記スイッチ制御信号を上記スイッチ手
    段に供給するスイッチ制御手段とを有し、 上記スイッチ制御手段が、 上記出力端子へ供給される電圧を監視し、その出力端子
    へ保持すべき電圧を供給するための目標インダクタ電流
    に対応する第１のフィードバック信号を生成する手段、
    および上記第１のフィードバック信号に従って、上記ス
    イッチ手段のデューティーサイクルスイッチングを制御
    するための上記スイッチ制御信号としての駆動パルスを
    上記スイッチ手段に供給すると共に、上記第１のフィー
    ドバック信号が予め設定されている閾値よりも大きい値
    を有するときに、上記インダクタを介して流れる電流に
    比例する量に従って上記スイッチング手段のスイッチン
    グ周波数を変化させる駆動手段を含むＤＣ／ＤＣコンバ
    ータ。
  17. 【請求項１７】 上記駆動手段は、上記インダクタから
    上記出力端子へのインダクタ電流を監視し、そのインダ
    クタ電流に対応する第２のフィードバック信号を生成す
    る手段と、 第１、第２および第３の制御信号を受信し、上記第１お
    よび第２の制御信号が有効である時に上記スイッチを閉
    じさせるための上記スイッチ制御信号を、上記第３の制
    御信号が有効である時に上記スイッチを開かせるための
    上記スイッチ制御信号を出力するゲート手段と、 上記ゲート手段に上記第１の制御信号を供給するパルス
    生成手段と、 上記第２のフィードバック信号が上記第１のフィードバ
    ック信号よりも大きい時に有効となる上記第３の制御信
    号を上記ゲート手段に供給する手段と、 上記第１のフィードバック信号が予め設定された値より
    も大きい値の時に有効となる上記第２の制御信号を上記
    ゲート手段へ供給する手段とを有する請求項１６に記載
    のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  18. 【請求項１８】 負荷に接続される出力端子と、エネル
    ギーを蓄積するインダクタおよび上記出力端子に接続さ
    れてその出力端子に保持すべき電圧を供給する出力コン
    デンサを含む出力回路と、上記インダクタに接続されス
    イッチ制御信号に従って入力電圧を上記インダクタへ供
    給するスイッチ手段と、上記インダクタに接続されフリ
    ーホイール電流を流すと共に上記出力端子から上記イン
    ダクタを介して流れる逆電流を実質的に防ぐ整流手段と
    を備えた電圧レギュレータを制御する方法であって、 (a) 上記出力端子の電圧をモニタし、その出力端子へ保
    持すべき電圧を供給するための目標インダクタ電流に対
    応する第１のフィードバック信号を生成するステップ
    と、 (b) 上記第１のフィードバック信号に従って、上記スイ
    ッチ手段のデューティーサイクルスイッチングを制御す
    るための駆動パルスを発生するステップと、 (c) 上記第１のフィードバック信号が予め設定されてい
    る閾値よりも大きい値を有するときに、上記駆動パルス
    を有効とし、上記スイッチに供給するステップと、を有
    するＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
  19. 【請求項１９】 (d) 上記インダクタを介して流れるイ
    ンダクタ電流を動的に調整するための上記第１のフィー
    ドバック信号をローパスフィルタリングするステップを
    更に有する請求項１８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの
    制御方法。
  20. 【請求項２０】 上記ステップ(b) は、発振器から上記
    スイッチング手段へ駆動パルスを供給するステップであ
    る請求項１８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方
    法。
  21. 【請求項２１】 上記ステップ(c) は、上記第１のフィ
    ードバック信号が上記閾値よりも小さいときに、上記ス
    イッチング手段への駆動パルスを阻止するステップであ
    る請求項１８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方
    法。
  22. 【請求項２２】 上記ステップ(b) は、上記スイッチン
    グ手段へ一定時間デューティーサイクルパルスを供給す
    るステップである請求項１８に記載のＤＣ／ＤＣコンバ
    ータの制御方法。
  23. 【請求項２３】 上記ステップ(c) は、上記第１のフィ
    ードバック信号が上記閾値よりも小さいときに、上記一
    定時間デューティーサイクルパルスが上記スイッチング
    手段へ供給されることを阻止するステップである請求項
    ２２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
  24. 【請求項２４】 エネルギーを蓄積するインダクタと、
    そのインダクタに接続されて保持すべき電圧を出力端子
    に供給する出力コンデンサと、上記インダクタに接続さ
    れスイッチ制御信号に従って入力電圧をそのインダクタ
    へ供給するスイッチとを含むＤＣ／ＤＣコンバータに上
    記スイッチ制御信号を供給する制御回路であって、 出力電圧に基づいて目標電流を設定する設定手段と、 上記インダクタを介して流れる電流を検出する電流検出
    手段と、 上記スイッチを駆動させるための第１の制御信号を生成
    する第１の回路と、 上記出力電圧が予め設定された電圧値よりも低いときに
    有効となる第２の制御信号を生成する第２の回路と、 上記電流検出手段により検出された電流が上記目標電流
    よりも大きいときに有効となる第３の制御信号を生成す
    る第３の回路と、 上記スイッチ制御信号として、上記第１および第２の制
    御信号が有効である時に上記スイッチをオン状態にする
    ための信号を、上記第３の制御信号が有効である時に上
    記スイッチをオフ状態にするための信号を出力する論理
    手段と、 を有する制御回路。
  25. 【請求項２５】 上記設定手段が、検出した出力電圧に
    比例する電圧値と予め決められている参照電圧値との差
    を増幅するアンプを含む構成であって、 そのアンプの出力をフィルタリングするローパスフィル
    タをさらに有する請求項２４に記載の制御回路。
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