JP2002199708A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 15
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 60
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 19
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 34
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 24
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 20
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 7
- 230000008859 change Effects 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 2
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 2
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 101100484930 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) VPS41 gene Proteins 0.000 description 1
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 239000013585 weight reducing agent Substances 0.000 description 1
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
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- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
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- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
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Abstract
(57)【要約】
【課題】負荷電流が大幅に変動するＤＣ−ＤＣコンバー
タの効率を高める。 【解決手段】降圧チョッパ型のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、中間負荷領域では、スレッショルド電圧近傍の
低い波高値のパルス列をパワーＭＯＳＦＥＴ２に印加す
ることで該パワーＭＯＳＦＥＴを大きなオン抵抗を持た
せてオンさせる。これにより波高値を電源電圧よりも低
下させるＰＡＭ（パルス振幅変調）スイッチ方式で出力
電圧を制御する。
タの効率を高める。 【解決手段】降圧チョッパ型のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、中間負荷領域では、スレッショルド電圧近傍の
低い波高値のパルス列をパワーＭＯＳＦＥＴ２に印加す
ることで該パワーＭＯＳＦＥＴを大きなオン抵抗を持た
せてオンさせる。これにより波高値を電源電圧よりも低
下させるＰＡＭ（パルス振幅変調）スイッチ方式で出力
電圧を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータに関する。
ータに関する。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話やモバイル関連機器のようにバ
ッテリをエネルギー源とする機器の電源装置としては、
リニアレギュレータが一般的である。このリニアレギュ
レータは、消費（負荷）電流の小さい待機域では比較的
損失が小さいが、負荷電流および電源電圧と出力電圧の
差電圧の積で決まる損失が発生する。この点に関して考
慮した例として特開平１１−３４１７９７号公報に開示
された「降圧チョッパ形直流−直流変換装置の制御方
法」がある。
ッテリをエネルギー源とする機器の電源装置としては、
リニアレギュレータが一般的である。このリニアレギュ
レータは、消費（負荷）電流の小さい待機域では比較的
損失が小さいが、負荷電流および電源電圧と出力電圧の
差電圧の積で決まる損失が発生する。この点に関して考
慮した例として特開平１１−３４１７９７号公報に開示
された「降圧チョッパ形直流−直流変換装置の制御方
法」がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来の降圧チョッパ形
直流−直流変換装置の構成と動作および課題について、
図１５を参照して説明する。図１５において、１は直流
電源、２はＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、３は環流ダ
イオード、４は直流リアクトル、５は平滑コンデンサ、
６は負荷、２１は出力フィードバック回路、２２はＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）制御回路、２３は切換スイッチであ
る。
直流−直流変換装置の構成と動作および課題について、
図１５を参照して説明する。図１５において、１は直流
電源、２はＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、３は環流ダ
イオード、４は直流リアクトル、５は平滑コンデンサ、
６は負荷、２１は出力フィードバック回路、２２はＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）制御回路、２３は切換スイッチであ
る。
【０００４】負荷６が定格負荷の場合は、切換スイッチ
２３をＰＷＭ制御回路２２の側に倒しておく。これによ
り、出力電圧フィードバック回路２１は、平滑コンデン
サ５の電圧を入力し、予め設定されている出力電圧基準
値との誤差を増幅して誤差信号（アナログ信号）として
出力する。そして、ＰＷＭ制御回路２２は、出力電圧フ
ィードバック回路２１から出力される誤差信号をパルス
列に変換し、このパルス列によってＰチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ２をＯＮ／ＯＦＦすることにより電圧のＰＷ
Ｍ制御を行う。
２３をＰＷＭ制御回路２２の側に倒しておく。これによ
り、出力電圧フィードバック回路２１は、平滑コンデン
サ５の電圧を入力し、予め設定されている出力電圧基準
値との誤差を増幅して誤差信号（アナログ信号）として
出力する。そして、ＰＷＭ制御回路２２は、出力電圧フ
ィードバック回路２１から出力される誤差信号をパルス
列に変換し、このパルス列によってＰチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ２をＯＮ／ＯＦＦすることにより電圧のＰＷ
Ｍ制御を行う。
【０００５】一方、負荷６が減少して軽負荷になった場
合には、出力電圧フィードバック回路２１から出力され
る誤差信号をＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２に直接印
加する方向に切換スイッチ２３を切り換える。この状態
では、出力電圧フィードバック回路２１から出力される
誤差信号は、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート
電極に直に印加される。これにより、Ｐチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ２は、誤差信号で駆動される増幅器（可変
抵抗器）動作となり、直流電源１から入力する電圧を降
下させて出力するリニアレギュレータとして動作するこ
とになる。
合には、出力電圧フィードバック回路２１から出力され
る誤差信号をＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２に直接印
加する方向に切換スイッチ２３を切り換える。この状態
では、出力電圧フィードバック回路２１から出力される
誤差信号は、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート
電極に直に印加される。これにより、Ｐチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ２は、誤差信号で駆動される増幅器（可変
抵抗器）動作となり、直流電源１から入力する電圧を降
下させて出力するリニアレギュレータとして動作するこ
とになる。
【０００６】ところで、携帯電話やモバイル関連機器な
どのようにバッテリをエネルギー源とする機器の高性能
化に伴い、この機器に内蔵するＣＰＵ（中央演算処理装
置）の処理能力を向上させることが必須課題となってお
り、ＣＰＵは、処理速度を高めるために電源電圧を低下
させる傾向にある。この結果、これらの機器に搭載する
電源装置は、従来に比べて入出力電圧の差の大きい降圧
型の直流−直流電力変換が必要となる。バッテリを電源
とするこれらの機器において、電源装置の電力変換効率
が重要なファクターであることはいうまでもない。
どのようにバッテリをエネルギー源とする機器の高性能
化に伴い、この機器に内蔵するＣＰＵ（中央演算処理装
置）の処理能力を向上させることが必須課題となってお
り、ＣＰＵは、処理速度を高めるために電源電圧を低下
させる傾向にある。この結果、これらの機器に搭載する
電源装置は、従来に比べて入出力電圧の差の大きい降圧
型の直流−直流電力変換が必要となる。バッテリを電源
とするこれらの機器において、電源装置の電力変換効率
が重要なファクターであることはいうまでもない。
【０００７】しかしながら、前述したような従来の電源
装置では、ＣＰＵの電源電圧低下の動向に対して、充分
な変換効率を有しているとはいえない。先ず、リニアレ
ギュレータ動作での効率η（イータ）は、入力電圧をＶ
ｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔとすると、およそ、 η＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ …………… （数１） であらわされる。（数１）式から、ηは、入力電圧Ｖｉ
ｎが一定の条件では、出力電圧Ｖｏｕｔに比例するため
に、出力電圧Ｖｏｕｔが低下すれば効率ηが低下するこ
とになる。
装置では、ＣＰＵの電源電圧低下の動向に対して、充分
な変換効率を有しているとはいえない。先ず、リニアレ
ギュレータ動作での効率η（イータ）は、入力電圧をＶ
ｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔとすると、およそ、 η＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ …………… （数１） であらわされる。（数１）式から、ηは、入力電圧Ｖｉ
ｎが一定の条件では、出力電圧Ｖｏｕｔに比例するため
に、出力電圧Ｖｏｕｔが低下すれば効率ηが低下するこ
とになる。
【０００８】一方、ＰＷＭ制御は、負荷が軽くなるに従
ってスイッチング損失，駆動損失が支配的になって効率
ηが著しく低下することが知られている。
ってスイッチング損失，駆動損失が支配的になって効率
ηが著しく低下することが知られている。
【０００９】本発明の１つの目的は、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、軽負荷域や出力電圧差の大きな領域で効
率が低下する問題を解決することにある。
ータにおいて、軽負荷域や出力電圧差の大きな領域で効
率が低下する問題を解決することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、負荷状態に応
じてＰＷＭ制御，ＰＡＭスイッチ制御，リニアレギュレ
ータ制御あるいはＰＷＭ制御，ＰＡＭスイッチ制御，リ
ニアレギュレータ制御を切り換えて出力電圧を制御する
ことにより、制御損失を軽減するものであり、具体的に
は、半導体素子を制御することにより直流電源の電圧を
より低い直流電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、前記半導体素子の制御端子に印加するパ
ルス列の波高値を変化させることにより前記半導体素子
のオン電圧を調整して出力する直流電圧を安定に制御す
るようにしたことを特徴とし、または、半導体素子を制
御することにより直流電源の電圧をより低い直流電圧に
変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記
半導体素子の制御端子に印加するパルス列のパルス幅を
調整して出力電圧を制御すると共に、出力電流が所定値
以下に低下する場合には、前記パルス幅を所定の一定値
に維持した状態で前記パルス列の波高値を変化させるこ
とにより前記半導体素子のオン電圧を調整して出力電圧
を安定に制御するようにしたことを特徴とし、または、
半導体素子を制御することにより直流電源の電圧をより
低い直流電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ
において、負荷率が所定の値よりも高い状態では、前記
半導体素子の制御端子に印加するパルス列の周波数を制
御し、負荷率が前記所定の値よりも低い状態では前記パ
ルス列の波高値を変化させることにより前記半導体素子
のオン電圧を調整して出力電圧を安定に制御するように
したことを特徴とし、または、半導体素子を制御するこ
とにより直流電源の電圧をより低い直流電圧に変換して
出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記半導体素
子の制御端子に印加するパルス列の周波数を調整して出
力電圧を制御すると共に、出力電流が所定の値以下に低
下する場合には、前記周波数を所定の周波数の一定値に
維持して前記パルス列の波高値を変化させることにより
前記半導体素子のオン電圧を調整して出力電圧を安定に
制御するようにしたことを特徴とし、または、半導体素
子を制御することにより直流電源の電圧をより低い直流
電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、前記半導体素子の制御端子に印加するパルス列の波
高値を変化させることにより前記半導体素子のオン電圧
を調整し、負荷率が所定の値よりも低い状態では、前記
制御端子に前記パルス列を印加する制御から前記制御端
子に印加する電圧を連続的に上下させる制御に変更する
ことにより出力電圧を安定に制御するようにしたことを
特徴とし、または、半導体素子を制御することにより直
流電源の電圧をより低い直流電圧に変換して出力する非
絶縁降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、定格負荷
においては、前記半導体素子の制御端子に印加するパル
ス列のパルス幅を所定の幅以上として出力電圧を制御
し、出力電流が第１の所定の値以下に低下する場合に
は、前記パルス幅を所定の一定値として前記パルス列の
周波数を所定の周波数以上に限定して出力電圧を制御
し、出力電流が第１の値よりも小さい第２の値よりも低
下する場合には、前記周波数を所定の一定周波数として
前記パルス列の波高値を変化させることにより前記半導
体素子のオン電圧を調整して出力電圧を制御し、出力電
流が第２の値よりも小さい第３の値よりも低下する場合
には、前記制御端子に前記パルス列を印加する制御から
前記制御端子に印加する電圧を連続的に上下させる制御
に変更することにより出力電圧を安定に制御するように
したことを特徴とし、または、半導体素子を制御するこ
とにより直流電源の電圧をより低い電圧に変換して出力
するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記半導体素子の
一方の出力端子に前記直流電源が接続され、前記半導体
素子の他方の出力端子に出力されるパルス電圧の波高値
を変化させることによって出力する電圧を安定に制御す
るようにしたことを特徴とする。
じてＰＷＭ制御，ＰＡＭスイッチ制御，リニアレギュレ
ータ制御あるいはＰＷＭ制御，ＰＡＭスイッチ制御，リ
ニアレギュレータ制御を切り換えて出力電圧を制御する
ことにより、制御損失を軽減するものであり、具体的に
は、半導体素子を制御することにより直流電源の電圧を
より低い直流電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、前記半導体素子の制御端子に印加するパ
ルス列の波高値を変化させることにより前記半導体素子
のオン電圧を調整して出力する直流電圧を安定に制御す
るようにしたことを特徴とし、または、半導体素子を制
御することにより直流電源の電圧をより低い直流電圧に
変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記
半導体素子の制御端子に印加するパルス列のパルス幅を
調整して出力電圧を制御すると共に、出力電流が所定値
以下に低下する場合には、前記パルス幅を所定の一定値
に維持した状態で前記パルス列の波高値を変化させるこ
とにより前記半導体素子のオン電圧を調整して出力電圧
を安定に制御するようにしたことを特徴とし、または、
半導体素子を制御することにより直流電源の電圧をより
低い直流電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ
において、負荷率が所定の値よりも高い状態では、前記
半導体素子の制御端子に印加するパルス列の周波数を制
御し、負荷率が前記所定の値よりも低い状態では前記パ
ルス列の波高値を変化させることにより前記半導体素子
のオン電圧を調整して出力電圧を安定に制御するように
したことを特徴とし、または、半導体素子を制御するこ
とにより直流電源の電圧をより低い直流電圧に変換して
出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記半導体素
子の制御端子に印加するパルス列の周波数を調整して出
力電圧を制御すると共に、出力電流が所定の値以下に低
下する場合には、前記周波数を所定の周波数の一定値に
維持して前記パルス列の波高値を変化させることにより
前記半導体素子のオン電圧を調整して出力電圧を安定に
制御するようにしたことを特徴とし、または、半導体素
子を制御することにより直流電源の電圧をより低い直流
電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、前記半導体素子の制御端子に印加するパルス列の波
高値を変化させることにより前記半導体素子のオン電圧
を調整し、負荷率が所定の値よりも低い状態では、前記
制御端子に前記パルス列を印加する制御から前記制御端
子に印加する電圧を連続的に上下させる制御に変更する
ことにより出力電圧を安定に制御するようにしたことを
特徴とし、または、半導体素子を制御することにより直
流電源の電圧をより低い直流電圧に変換して出力する非
絶縁降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、定格負荷
においては、前記半導体素子の制御端子に印加するパル
ス列のパルス幅を所定の幅以上として出力電圧を制御
し、出力電流が第１の所定の値以下に低下する場合に
は、前記パルス幅を所定の一定値として前記パルス列の
周波数を所定の周波数以上に限定して出力電圧を制御
し、出力電流が第１の値よりも小さい第２の値よりも低
下する場合には、前記周波数を所定の一定周波数として
前記パルス列の波高値を変化させることにより前記半導
体素子のオン電圧を調整して出力電圧を制御し、出力電
流が第２の値よりも小さい第３の値よりも低下する場合
には、前記制御端子に前記パルス列を印加する制御から
前記制御端子に印加する電圧を連続的に上下させる制御
に変更することにより出力電圧を安定に制御するように
したことを特徴とし、または、半導体素子を制御するこ
とにより直流電源の電圧をより低い電圧に変換して出力
するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記半導体素子の
一方の出力端子に前記直流電源が接続され、前記半導体
素子の他方の出力端子に出力されるパルス電圧の波高値
を変化させることによって出力する電圧を安定に制御す
るようにしたことを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの
第１の実施の形態について、図１，図３および図４を参
照して説明する。
第１の実施の形態について、図１，図３および図４を参
照して説明する。
【００１２】図１は、この第１の実施の形態の基本的な
構成を示すブロック図である。図１において、１は直流
電源、２はＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、３は環流ダ
イオード、４は直流リアクトル、５は平滑コンデンサ、
６は負荷、７は出力フィードバック回路、９はスイッチ
ング制御回路、１０ａ，１０ｂは一定値出力手段、１１
は増幅器、１２ａ，１２ｂは切換スイッチ、１３は乗算
器、１４は駆動回路、５１は負荷電流検出器、５２は制
御特性制御回路、７１は基準電圧、７２は減算器、７３
は誤差増幅器、９１は三角波発生手段、９２は比較器、
９３はリミッタである。
構成を示すブロック図である。図１において、１は直流
電源、２はＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、３は環流ダ
イオード、４は直流リアクトル、５は平滑コンデンサ、
６は負荷、７は出力フィードバック回路、９はスイッチ
ング制御回路、１０ａ，１０ｂは一定値出力手段、１１
は増幅器、１２ａ，１２ｂは切換スイッチ、１３は乗算
器、１４は駆動回路、５１は負荷電流検出器、５２は制
御特性制御回路、７１は基準電圧、７２は減算器、７３
は誤差増幅器、９１は三角波発生手段、９２は比較器、
９３はリミッタである。
【００１３】直流電源１は、バッテリをエネルギー源と
して直流電圧を発生する。ＰチャンネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ２は、スイッチング動作または抵抗器として機能し
て直流電源１から出力された直流電圧を降下させる。環
流ダイオード３と直流リアクトル４と平滑コンデンサ５
は、ＰチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ２から出力される
電圧を平滑する。出力フィードバック回路７は、出力
（負荷６に印加）する直流電圧と基準電圧を比較して誤
差電圧信号を出力する。スイッチング制御回路９は、誤
差電圧信号に応じてＰチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ２
をＰＷＭ制御するためのパルス列信号を発生する。一定
値出力手段１０ａ，１０ｂと増幅器１１は、ＰＡＭ制御
およびリニアレギュレータ制御のための波高値制御信号
を出力する。制御特性制御回路５２は、負荷状態に応じ
てＰＷＭ制御とＰＡＭスイッチ制御とリニアレギュレー
タ制御を選択的に切り換える。
して直流電圧を発生する。ＰチャンネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ２は、スイッチング動作または抵抗器として機能し
て直流電源１から出力された直流電圧を降下させる。環
流ダイオード３と直流リアクトル４と平滑コンデンサ５
は、ＰチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ２から出力される
電圧を平滑する。出力フィードバック回路７は、出力
（負荷６に印加）する直流電圧と基準電圧を比較して誤
差電圧信号を出力する。スイッチング制御回路９は、誤
差電圧信号に応じてＰチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ２
をＰＷＭ制御するためのパルス列信号を発生する。一定
値出力手段１０ａ，１０ｂと増幅器１１は、ＰＡＭ制御
およびリニアレギュレータ制御のための波高値制御信号
を出力する。制御特性制御回路５２は、負荷状態に応じ
てＰＷＭ制御とＰＡＭスイッチ制御とリニアレギュレー
タ制御を選択的に切り換える。
【００１４】このような制御機能を実現するために、直
流電源１の正極は、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２の
ソースに接続する。ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２の
ドレインは、直流リアクトル４の一方の端子と環流ダイ
オード３のカソードに接続する。直流リアクトル４の他
方の端子は、平滑コンデンサ５の正極に接続する。平滑
コンデンサ５の負極と環流ダイオード３のアノードと直
流電源１の負極は、共通に接続する。平滑コンデンサ５
の両端に負荷６を接続する。
流電源１の正極は、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２の
ソースに接続する。ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２の
ドレインは、直流リアクトル４の一方の端子と環流ダイ
オード３のカソードに接続する。直流リアクトル４の他
方の端子は、平滑コンデンサ５の正極に接続する。平滑
コンデンサ５の負極と環流ダイオード３のアノードと直
流電源１の負極は、共通に接続する。平滑コンデンサ５
の両端に負荷６を接続する。
【００１５】平滑コンデンサ５（負荷６）の正極の電圧
は、出力フィードバック回路７の内部にある減算器７２
の−入力端子に入力する。基準電圧７１は、減算器７２
の＋入力端子に入力する。減算器７２の出力は、誤差増
幅器７３に入力し、この誤差増幅器７３の出力は、出力
フィードバック回路７の誤差信号出力として前記スイッ
チング制御回路９の内部にあるリミッタ９３の入力する
と共に増幅器１１に入力する。
は、出力フィードバック回路７の内部にある減算器７２
の−入力端子に入力する。基準電圧７１は、減算器７２
の＋入力端子に入力する。減算器７２の出力は、誤差増
幅器７３に入力し、この誤差増幅器７３の出力は、出力
フィードバック回路７の誤差信号出力として前記スイッ
チング制御回路９の内部にあるリミッタ９３の入力する
と共に増幅器１１に入力する。
【００１６】リミッタ９３の出力と三角波発生手段９１
の出力は、比較器９２の入力端子に入力する。比較器９
２の出力は、スイッチング制御回路９の外部にある切換
スイッチ１２ａのＡ接点に入力する。この切換スイッチ
１２ａのＢ接点には、一定値出力手段１０ａの出力を入
力する。増幅器１１の出力は、切換スイッチ１２ｂのＡ
接点に入力する。切換スイッチ１２ｂのＢ接点には、一
定値出力手段１０ｂの出力を入力する。切換スイッチ１
２ａの出力と切換スイッチ１２ｂの出力は、乗算器１３
に入力する。乗算器１３の出力は、駆動回路１４に入力
する。駆動回路１４の出力は、ＰチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ２のゲートとソースにそれぞれ入力する。
の出力は、比較器９２の入力端子に入力する。比較器９
２の出力は、スイッチング制御回路９の外部にある切換
スイッチ１２ａのＡ接点に入力する。この切換スイッチ
１２ａのＢ接点には、一定値出力手段１０ａの出力を入
力する。増幅器１１の出力は、切換スイッチ１２ｂのＡ
接点に入力する。切換スイッチ１２ｂのＢ接点には、一
定値出力手段１０ｂの出力を入力する。切換スイッチ１
２ａの出力と切換スイッチ１２ｂの出力は、乗算器１３
に入力する。乗算器１３の出力は、駆動回路１４に入力
する。駆動回路１４の出力は、ＰチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ２のゲートとソースにそれぞれ入力する。
【００１７】制御特性制御回路５２は、負荷電流検出器
５１から負荷電流検出信号を入力して負荷状態を判別
し、判別結果に従って切換スイッチ１２ａ，１２ｂの接
点を切り換え制御する。
５１から負荷電流検出信号を入力して負荷状態を判別
し、判別結果に従って切換スイッチ１２ａ，１２ｂの接
点を切り換え制御する。
【００１８】図２は、この実施の形態における切換スイ
ッチの位置と制御方式と各部の電圧および電流波形を示
している。また、図３は、この実施の形態における負荷
率とＶＤパルス幅およびＶＤパルスの波高値の関係を示
している。
ッチの位置と制御方式と各部の電圧および電流波形を示
している。また、図３は、この実施の形態における負荷
率とＶＤパルス幅およびＶＤパルスの波高値の関係を示
している。
【００１９】ここで、この実施の形態の動作を説明す
る。
る。
【００２０】先ず、出力電流が定格電流付近であり、負
荷率が１００％に近い定格負荷領域にあるときには、制
御特性制御装置５２は、切換スイッチ１２ａはＡ接点に
接続し、切換スイッチ１２ｂはＢ接点に接続することに
より、ＰＷＭ（パルス幅変調方式）制御によって出力電
圧を一定に制御する。
荷率が１００％に近い定格負荷領域にあるときには、制
御特性制御装置５２は、切換スイッチ１２ａはＡ接点に
接続し、切換スイッチ１２ｂはＢ接点に接続することに
より、ＰＷＭ（パルス幅変調方式）制御によって出力電
圧を一定に制御する。
【００２１】この定格負荷領域において、出力フィード
バック回路７は、平滑コンデンサ５の両端の電圧である
出力電圧Ｖｏｕｔを入力し、基準電圧７１との差電圧を
減算器７２から出力する。誤差増幅器７３は、この誤差
電圧を増幅して誤差電圧信号として出力する。この誤差
電圧信号は、スイッチング制御回路９内のリミッタ９３
に入力する。このリミッタ９３は、ＰＷＭ制御における
最大時比率と最小時比率を規定するものである。入力し
た誤差電圧は、リミッタ９３を通して比較器９２によっ
て三角波発生手段９１の出力信号と比較し、比較器９２
からパルス列信号として出力する。
バック回路７は、平滑コンデンサ５の両端の電圧である
出力電圧Ｖｏｕｔを入力し、基準電圧７１との差電圧を
減算器７２から出力する。誤差増幅器７３は、この誤差
電圧を増幅して誤差電圧信号として出力する。この誤差
電圧信号は、スイッチング制御回路９内のリミッタ９３
に入力する。このリミッタ９３は、ＰＷＭ制御における
最大時比率と最小時比率を規定するものである。入力し
た誤差電圧は、リミッタ９３を通して比較器９２によっ
て三角波発生手段９１の出力信号と比較し、比較器９２
からパルス列信号として出力する。
【００２２】定格負荷領域において、制御特性制御回路
５２は、切換スイッチ１２ａのＡ接点を接続状態に制御
するために、比較器９２から出力したパルス列信号は切
換スイッチ１２ａを介して乗算器１３に入力する。ま
た、切換スイッチ１２ｂのＢ接点を接続状態に制御する
ために、一定値出力手段１０ｂの出力である一定値が切
換スイッチ１２ｂを介して乗算器１３に入力する。そこ
で、乗算器１３は、一定値とパルス列信号の乗算を行
い、波高値が一定のパルス列を出力する。このパルス列
は、駆動回路１４に入力して、図２のＰＷＭ制御の欄に
示すようなゲート・ソース間電圧ＶＧＳを出力し、Ｐチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース間に印加
する。このパルス列の波高値は、ＰチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ２のスレッショルド電圧よりも充分に大きく、
これによりＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２はＯＮ／Ｏ
ＦＦスイッチング動作する。
５２は、切換スイッチ１２ａのＡ接点を接続状態に制御
するために、比較器９２から出力したパルス列信号は切
換スイッチ１２ａを介して乗算器１３に入力する。ま
た、切換スイッチ１２ｂのＢ接点を接続状態に制御する
ために、一定値出力手段１０ｂの出力である一定値が切
換スイッチ１２ｂを介して乗算器１３に入力する。そこ
で、乗算器１３は、一定値とパルス列信号の乗算を行
い、波高値が一定のパルス列を出力する。このパルス列
は、駆動回路１４に入力して、図２のＰＷＭ制御の欄に
示すようなゲート・ソース間電圧ＶＧＳを出力し、Ｐチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース間に印加
する。このパルス列の波高値は、ＰチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ２のスレッショルド電圧よりも充分に大きく、
これによりＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２はＯＮ／Ｏ
ＦＦスイッチング動作する。
【００２３】ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２は、ゲー
ト・ソース間電圧が印加されると、オンしてドレイン・
ソース間電圧（電圧降下）を略０Ｖにする。このとき、
直流電源１と直流リアクトル４，平滑コンデンサ５が直
列接続状態となり、直流リアクトル４に電流ＩＬが流れ
て平滑コンデンサ５を充電する。ダイオード３の端子間
電圧は、入力電圧Ｖｉｎと略等しくなる。Ｐチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ２は、ゲート・ソース間電圧が０にな
るとオフする。ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２がオフ
すると該ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２に流れていた
電流はダイオード３に移り、ＰチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ２のドレインの電圧は０Ｖからダイオードの順方向
降下電圧だけ下がった負電圧になる。この結果として、
ダイオード３の端子間には、図２のＰＷＭ制御の欄に示
すような波形が発生する。直流リアクトル４と平滑コン
デンサ５は、このダイオード３の電圧波形を平滑する。
この制御系は、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保ち、かつ出
力（負荷）電流Ｉｏｕｔを確保するように動作する。
ト・ソース間電圧が印加されると、オンしてドレイン・
ソース間電圧（電圧降下）を略０Ｖにする。このとき、
直流電源１と直流リアクトル４，平滑コンデンサ５が直
列接続状態となり、直流リアクトル４に電流ＩＬが流れ
て平滑コンデンサ５を充電する。ダイオード３の端子間
電圧は、入力電圧Ｖｉｎと略等しくなる。Ｐチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ２は、ゲート・ソース間電圧が０にな
るとオフする。ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２がオフ
すると該ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２に流れていた
電流はダイオード３に移り、ＰチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ２のドレインの電圧は０Ｖからダイオードの順方向
降下電圧だけ下がった負電圧になる。この結果として、
ダイオード３の端子間には、図２のＰＷＭ制御の欄に示
すような波形が発生する。直流リアクトル４と平滑コン
デンサ５は、このダイオード３の電圧波形を平滑する。
この制御系は、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保ち、かつ出
力（負荷）電流Ｉｏｕｔを確保するように動作する。
【００２４】このＰＷＭ制御においては、出力電流Ｉｏ
ｕｔが減少することにより負荷率が減少すると出力電圧
Ｖｏｕｔが上昇気味になることから、出力フィードバッ
ク回路７から出力する誤差電圧信号が減少し、これに伴
ってＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース
間を駆動するパルス列信号のパルス幅が狭くなる。この
結果、図３に示すように、ダイオード３の両端に現れる
パルス電圧の幅であるＶＤパルス幅は負荷率の低下に伴
って狭くなる。しかし、この定格負荷領域においては、
ＶＤパルスの波高値は一定である。
ｕｔが減少することにより負荷率が減少すると出力電圧
Ｖｏｕｔが上昇気味になることから、出力フィードバッ
ク回路７から出力する誤差電圧信号が減少し、これに伴
ってＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース
間を駆動するパルス列信号のパルス幅が狭くなる。この
結果、図３に示すように、ダイオード３の両端に現れる
パルス電圧の幅であるＶＤパルス幅は負荷率の低下に伴
って狭くなる。しかし、この定格負荷領域においては、
ＶＤパルスの波高値は一定である。
【００２５】ＰＷＭ制御においては、リミッタ９３によ
りＶＤパルス幅の最小値である最小オンパルス幅を定め
ており、負荷率が最小オンパルス幅付近にまで減少する
と、以下に示すＰＡＭスイッチ制御に切り換えて出力電
圧の制御を行う。このＰＡＭスイッチ制御への切り換え
は、制御特性制御回路５２が負荷電流検出器５１から入
力する負荷電流検出信号に基づいて負荷状態を判別し、
中間負荷領域となったときに切換スイッチ１２ａのＡ接
点接続状態を維持したままで切換スイッチ１２ｂをＡ接
点接続状態に切り換えることにより実現する。
りＶＤパルス幅の最小値である最小オンパルス幅を定め
ており、負荷率が最小オンパルス幅付近にまで減少する
と、以下に示すＰＡＭスイッチ制御に切り換えて出力電
圧の制御を行う。このＰＡＭスイッチ制御への切り換え
は、制御特性制御回路５２が負荷電流検出器５１から入
力する負荷電流検出信号に基づいて負荷状態を判別し、
中間負荷領域となったときに切換スイッチ１２ａのＡ接
点接続状態を維持したままで切換スイッチ１２ｂをＡ接
点接続状態に切り換えることにより実現する。
【００２６】このようにすることにより、増幅器１１の
出力が乗算器１３に入力して比較器９２の出力であるパ
ルス列と積算される。この結果、乗算器１３の出力は、
出力フィードバック回路７から出力される誤差電圧信号
に応じてその波高値が変化する最小オンパルス幅のパル
ス列となる。
出力が乗算器１３に入力して比較器９２の出力であるパ
ルス列と積算される。この結果、乗算器１３の出力は、
出力フィードバック回路７から出力される誤差電圧信号
に応じてその波高値が変化する最小オンパルス幅のパル
ス列となる。
【００２７】従って、駆動回路１４の出力波形であるＰ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース間電圧
は、図２のＰＡＭスイッチ制御の欄に示すような波形と
なる。この波形の波高値は、ＰＷＭ制御におけるパルス
列の波高値よりも低く、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
２のスレッショルド電圧に近い。ＰチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ２は、ゲート・ソース間にスレッショルド電圧
に近い電圧が印加されると、ＰＷＭ制御においてオンす
る場合にくらべて非常に大きなオン抵抗を持って電圧を
降下させるために、ダイオード３の端子間電圧ＶＤは、
図２のＰＡＭスイッチ制御の欄に示す波形のように、入
力電圧Ｖｉｎよりも低い値となる。ＰチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ２のオフ時は、ＰＷＭ制御と同様に、ＶＤは
０Ｖからダイオード３の順方向降下電圧だけ下がった負
電圧になる。この点がＰＷＭ制御の場合と異なる点であ
る。
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース間電圧
は、図２のＰＡＭスイッチ制御の欄に示すような波形と
なる。この波形の波高値は、ＰＷＭ制御におけるパルス
列の波高値よりも低く、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
２のスレッショルド電圧に近い。ＰチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ２は、ゲート・ソース間にスレッショルド電圧
に近い電圧が印加されると、ＰＷＭ制御においてオンす
る場合にくらべて非常に大きなオン抵抗を持って電圧を
降下させるために、ダイオード３の端子間電圧ＶＤは、
図２のＰＡＭスイッチ制御の欄に示す波形のように、入
力電圧Ｖｉｎよりも低い値となる。ＰチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ２のオフ時は、ＰＷＭ制御と同様に、ＶＤは
０Ｖからダイオード３の順方向降下電圧だけ下がった負
電圧になる。この点がＰＷＭ制御の場合と異なる点であ
る。
【００２８】直流リアクトル４と平滑コンデンサ５は、
このダイオード３の電圧波形ＶＤを平滑する。このよう
に、ＰＡＭスイッチ制御系は、出力電流Ｉｏｕｔを確保
し、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つように、Ｐチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート電圧の波高値を調整する
ことにより、ダイオード３に印加されるＶＤパルスの波
高値を制御する。このＰＡＭスイッチ制御を行う中間負
荷領域では、図３に示すように、ＶＤパルスのパルス幅
は略一定であり、負荷率に応じてＶＤパルスの波高値が
変化する。
このダイオード３の電圧波形ＶＤを平滑する。このよう
に、ＰＡＭスイッチ制御系は、出力電流Ｉｏｕｔを確保
し、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つように、Ｐチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート電圧の波高値を調整する
ことにより、ダイオード３に印加されるＶＤパルスの波
高値を制御する。このＰＡＭスイッチ制御を行う中間負
荷領域では、図３に示すように、ＶＤパルスのパルス幅
は略一定であり、負荷率に応じてＶＤパルスの波高値が
変化する。
【００２９】ＰＡＭスイッチ制御において、負荷率が更
に減少すると、出力フィードバック回路７から出力する
誤差電圧信号が更に減少し、これに伴ってＰチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース間を駆動するパル
ス列のパルス波高値が低くなる。負荷率が所定の値以下
に減少した軽負荷領域においては、リニアレギュレータ
制御に切り換えて出力電圧の制御を行う。
に減少すると、出力フィードバック回路７から出力する
誤差電圧信号が更に減少し、これに伴ってＰチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース間を駆動するパル
ス列のパルス波高値が低くなる。負荷率が所定の値以下
に減少した軽負荷領域においては、リニアレギュレータ
制御に切り換えて出力電圧の制御を行う。
【００３０】ＰＡＭスイッチ制御からリニアレギュレー
タ制御への切り換えは、図３に記載したように、切換ス
イッチ１２ｂをＡ接点接続状態に維持しつつ切換スイッ
チ１２ａをＢ接点に切り換えることで実現する。この接
点切り換えは、制御特性制御回路５２が負荷電流検出器
５１からの負荷電流検出信号に基づいて軽負荷領域に入
ったときに行う。
タ制御への切り換えは、図３に記載したように、切換ス
イッチ１２ｂをＡ接点接続状態に維持しつつ切換スイッ
チ１２ａをＢ接点に切り換えることで実現する。この接
点切り換えは、制御特性制御回路５２が負荷電流検出器
５１からの負荷電流検出信号に基づいて軽負荷領域に入
ったときに行う。
【００３１】このリニアレギュレータ制御では、比較器
９２の出力であるパルス列は乗算器１３に入力せず、そ
の代わりに、一定値出力手段１０ａの出力である一定値
を乗算器１３に入力する。一方、出力フィードバック回
路７から出力する誤差電圧信号は、増幅器１１，切換ス
イッチ１２ｂのＡ接点を介して乗算器１３に入力する。
この結果、乗算器１３の出力は、出力フィードバック回
路７から出力する誤差電圧信号に応じて変化する連続し
た電圧レベルとなる。
９２の出力であるパルス列は乗算器１３に入力せず、そ
の代わりに、一定値出力手段１０ａの出力である一定値
を乗算器１３に入力する。一方、出力フィードバック回
路７から出力する誤差電圧信号は、増幅器１１，切換ス
イッチ１２ｂのＡ接点を介して乗算器１３に入力する。
この結果、乗算器１３の出力は、出力フィードバック回
路７から出力する誤差電圧信号に応じて変化する連続し
た電圧レベルとなる。
【００３２】これにより、駆動回路１４の出力であるＰ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース間電圧
は、図２のリニアレギュレータ制御の欄に示した波形と
なる。この波形の波高値も、ＰＡＭスイッチ制御の場合
の波高値と同様に、ＰＷＭ制御のパルス列の波高値より
も低く、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のスレッショ
ルド電圧に近い。ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２は、
ゲート・ソース間にスレッショルド電圧に近い電圧を印
加すると、ＰＷＭ制御においてオンする場合にくらべて
非常に大きなオン抵抗を持つために電圧降下が発生し、
ダイオード３の端子間電圧ＶＤは、図２のリニアレギュ
レータ制御の欄に示す波形のように、入力電圧Ｖｉｎよ
りも低い、連続した値となる。
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース間電圧
は、図２のリニアレギュレータ制御の欄に示した波形と
なる。この波形の波高値も、ＰＡＭスイッチ制御の場合
の波高値と同様に、ＰＷＭ制御のパルス列の波高値より
も低く、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のスレッショ
ルド電圧に近い。ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２は、
ゲート・ソース間にスレッショルド電圧に近い電圧を印
加すると、ＰＷＭ制御においてオンする場合にくらべて
非常に大きなオン抵抗を持つために電圧降下が発生し、
ダイオード３の端子間電圧ＶＤは、図２のリニアレギュ
レータ制御の欄に示す波形のように、入力電圧Ｖｉｎよ
りも低い、連続した値となる。
【００３３】リニアレギュレータ制御では、このよう
に、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース
間に連続してスレッショルド電圧に近い電圧を印加し、
この電圧を制御することにより、ＰチャネルＭＯＳＦＥ
Ｔのオン抵抗値を連続的に制御することにより、出力電
圧Ｖｏｕｔを一定値に制御する。ダイオード３は、常に
逆バイアスとなり、直流リアクトル４には平滑な電流が
流れる。
に、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース
間に連続してスレッショルド電圧に近い電圧を印加し、
この電圧を制御することにより、ＰチャネルＭＯＳＦＥ
Ｔのオン抵抗値を連続的に制御することにより、出力電
圧Ｖｏｕｔを一定値に制御する。ダイオード３は、常に
逆バイアスとなり、直流リアクトル４には平滑な電流が
流れる。
【００３４】なお、この実施の形態において、Ｐチャネ
ルパワーＭＯＳＦＥＴ２は、バイポーラトランジスタに
置換することも可能である。また、リニアレギュレータ
制御を実施せず、負荷率が０から１００％の範囲をＰＷ
Ｍ制御とＰＡＭスイッチ制御の切り換えのみで対応する
ことも可能である。この場合には、切換スイッチ１２ａ
と一定値出力手段１０ａは不要となる。
ルパワーＭＯＳＦＥＴ２は、バイポーラトランジスタに
置換することも可能である。また、リニアレギュレータ
制御を実施せず、負荷率が０から１００％の範囲をＰＷ
Ｍ制御とＰＡＭスイッチ制御の切り換えのみで対応する
ことも可能である。この場合には、切換スイッチ１２ａ
と一定値出力手段１０ａは不要となる。
【００３５】次に、本発明の第２の実施の形態につい
て、図４，図５および図６を参照して説明する。図１に
示した第１の実施の形態と同じ機能の部品，回路および
手段には同一参照符号を付与して重複する説明を省略す
る。この実施の形態は、中間負荷領域を２つの領域（中
間高負荷領域と中間低負荷領域）に区分し、中間高負荷
領域ではＰＦＭ制御による電圧制御を実行し、中間低負
荷領域ではＰＡＭスイッチ制御による電圧制御を実行す
る構成である。
て、図４，図５および図６を参照して説明する。図１に
示した第１の実施の形態と同じ機能の部品，回路および
手段には同一参照符号を付与して重複する説明を省略す
る。この実施の形態は、中間負荷領域を２つの領域（中
間高負荷領域と中間低負荷領域）に区分し、中間高負荷
領域ではＰＦＭ制御による電圧制御を実行し、中間低負
荷領域ではＰＡＭスイッチ制御による電圧制御を実行す
る構成である。
【００３６】図４において、８ａ，８ｂはＮチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ、１２ｃは切換スイッチ、１５ａ，１
５ｂは駆動回路、１６はＮＯＴ回路、９４はリミッタで
ある。そして、制御特性制御回路５２は、負荷状態に応
じてＰＷＭ制御とＰＦＭ制御とＰＡＭスイッチ制御とリ
ニアレギュレータ制御を選択的に実行するように切換ス
イッチ１２ａ，１２ｂ，１２ｃの接点接続状態を制御す
る。
ワーＭＯＳＦＥＴ、１２ｃは切換スイッチ、１５ａ，１
５ｂは駆動回路、１６はＮＯＴ回路、９４はリミッタで
ある。そして、制御特性制御回路５２は、負荷状態に応
じてＰＷＭ制御とＰＦＭ制御とＰＡＭスイッチ制御とリ
ニアレギュレータ制御を選択的に実行するように切換ス
イッチ１２ａ，１２ｂ，１２ｃの接点接続状態を制御す
る。
【００３７】ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのドレ
インは直流電源１の正極に接続し、ソースはＮチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのドレインと直流リアクトル４
に接続する。駆動回路１５ａの出力は、Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲートおよびソースに供給するよ
うに接続する。また、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８
ｂのソースは、直流電源１の負極と平滑コンデンサ５の
負極に接続する。駆動回路１５ｂの出力は、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのゲートおよびソースに供給す
るように接続する。
インは直流電源１の正極に接続し、ソースはＮチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのドレインと直流リアクトル４
に接続する。駆動回路１５ａの出力は、Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲートおよびソースに供給するよ
うに接続する。また、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８
ｂのソースは、直流電源１の負極と平滑コンデンサ５の
負極に接続する。駆動回路１５ｂの出力は、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのゲートおよびソースに供給す
るように接続する。
【００３８】出力フィードバック回路７から出力する誤
差電圧信号は、リミッタ９４を介して三角波出力手段９
１に入力する。この実施の形態における三角波出力手段
９１は、出力する三角波の周波数を入力電圧に応じて変
化させるように構成する。
差電圧信号は、リミッタ９４を介して三角波出力手段９
１に入力する。この実施の形態における三角波出力手段
９１は、出力する三角波の周波数を入力電圧に応じて変
化させるように構成する。
【００３９】比較器９２の出力は、ＮＯＴ回路１６を介
して切換スイッチ１２ｃのＢ接点に入力する。切換スイ
ッチ１２ｃのＡ接点は、直流電源１の負極に接続する。
また、負荷６からの指令信号線を出力フィードバック回
路７に接続する。
して切換スイッチ１２ｃのＢ接点に入力する。切換スイ
ッチ１２ｃのＡ接点は、直流電源１の負極に接続する。
また、負荷６からの指令信号線を出力フィードバック回
路７に接続する。
【００４０】図５は、この第２の実施の形態における切
換スイッチの位置と制御方式と各部の電圧および電流波
形である。また、図６は、この第２の実施の形態におけ
るＶＤＳパルス幅，パルス周波数およびパルス波高値と
負荷率の関係を示している。
換スイッチの位置と制御方式と各部の電圧および電流波
形である。また、図６は、この第２の実施の形態におけ
るＶＤＳパルス幅，パルス周波数およびパルス波高値と
負荷率の関係を示している。
【００４１】次に、この実施の形態の動作を説明する。
【００４２】この第２の実施の形態において、制御特性
制御回路５２は、切換スイッチ１２ｃを常に切換スイッ
チ１２ｂと同じ接点接続状態に制御する。また、ＰＷＭ
制御，ＰＡＭスイッチ制御およびリニアレギュレータ制
御の動作は概ね第１の実施の形態と同じである。
制御回路５２は、切換スイッチ１２ｃを常に切換スイッ
チ１２ｂと同じ接点接続状態に制御する。また、ＰＷＭ
制御，ＰＡＭスイッチ制御およびリニアレギュレータ制
御の動作は概ね第１の実施の形態と同じである。
【００４３】この第２の実施の形態において、負荷率が
１００％付近にある定格負荷領域における電圧制御は、
図５および図６に示すように、ＰＷＭ制御である。この
ＰＷＭ制御において、切換スイッチ１２ａはＡ接点に接
続し、切換スイッチ１２ｂおよび１２ｃはＢ接点に接続
するように制御する。
１００％付近にある定格負荷領域における電圧制御は、
図５および図６に示すように、ＰＷＭ制御である。この
ＰＷＭ制御において、切換スイッチ１２ａはＡ接点に接
続し、切換スイッチ１２ｂおよび１２ｃはＢ接点に接続
するように制御する。
【００４４】平滑コンデンサ５の両端の電圧である出力
電圧Ｖｏｕｔは、出力フィードバック回路７に入力し、
基準電圧７１との差を減算器７２から出力する。この誤
差電圧は、誤差増幅器７３で増幅して出力フィードバッ
ク回路７から誤差電圧信号として出力する。この誤差電
圧信号は、スイッチング制御回路９内のリミッタ９３に
入力する。リミッタ９３は、ＰＷＭ制御の最大時比率と
最小時比率を規定するものである。リミッタ９３を通っ
て誤差電圧信号は、比較器９２に入力する。誤差電圧信
号は、リミッタ９４にも入力する。このリミッタ９４を
通った誤差電圧信号は、三角波発生手段９１に入力して
該三角波発生手段９１から発生する三角波の周波数を変
化させる。ＰＷＭ制御の領域では、リミッタ９４の出力
は一定であり、三角波発生手段９１から発生する三角波
の周波数は一定で、しかも最大である。
電圧Ｖｏｕｔは、出力フィードバック回路７に入力し、
基準電圧７１との差を減算器７２から出力する。この誤
差電圧は、誤差増幅器７３で増幅して出力フィードバッ
ク回路７から誤差電圧信号として出力する。この誤差電
圧信号は、スイッチング制御回路９内のリミッタ９３に
入力する。リミッタ９３は、ＰＷＭ制御の最大時比率と
最小時比率を規定するものである。リミッタ９３を通っ
て誤差電圧信号は、比較器９２に入力する。誤差電圧信
号は、リミッタ９４にも入力する。このリミッタ９４を
通った誤差電圧信号は、三角波発生手段９１に入力して
該三角波発生手段９１から発生する三角波の周波数を変
化させる。ＰＷＭ制御の領域では、リミッタ９４の出力
は一定であり、三角波発生手段９１から発生する三角波
の周波数は一定で、しかも最大である。
【００４５】リミッタ９３の出力は、比較器９２によっ
て三角波発生手段９１の出力と比較することにより該比
較器９２からパルス列として出力する。切換スイッチ１
２ａはＡ接点に接続状態であるために、比較器９２から
出力したパルス列は、切換スイッチ１２ａを介して乗算
器１３に入力する。切換スイッチ１２ｂはＢ接点に接続
状態であるために、一定値出力手段１０ｂの出力である
一定値が切換スイッチ１２ｂを介して乗算器１３に入力
する。乗算器１３は、一定値とパルス列の乗算を行い、
この結果、波高値が一定のパルス列を出力する。このパ
ルス列は、駆動回路１５ａに入力し、図５のＰＷＭ制御
の欄に示すようなゲート・ソース間電圧パルスＶＧａを
出力してＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート・
ソース間に印加する。このパルス列の波高値は、Ｎチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのスレッショルド電圧より
も充分に大きく、これによりＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ａは、ＯＮ／ＯＦＦスイッチング動作する。
て三角波発生手段９１の出力と比較することにより該比
較器９２からパルス列として出力する。切換スイッチ１
２ａはＡ接点に接続状態であるために、比較器９２から
出力したパルス列は、切換スイッチ１２ａを介して乗算
器１３に入力する。切換スイッチ１２ｂはＢ接点に接続
状態であるために、一定値出力手段１０ｂの出力である
一定値が切換スイッチ１２ｂを介して乗算器１３に入力
する。乗算器１３は、一定値とパルス列の乗算を行い、
この結果、波高値が一定のパルス列を出力する。このパ
ルス列は、駆動回路１５ａに入力し、図５のＰＷＭ制御
の欄に示すようなゲート・ソース間電圧パルスＶＧａを
出力してＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート・
ソース間に印加する。このパルス列の波高値は、Ｎチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのスレッショルド電圧より
も充分に大きく、これによりＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ａは、ＯＮ／ＯＦＦスイッチング動作する。
【００４６】一方、比較器９２の出力は、ＮＯＴ回路１
６を介して切換スイッチ１２ｃのＢ接点に入力する。Ｐ
ＷＭ制御の領域において、切換スイッチ１２ｃはＢ接点
に接続状態にあるので、比較器９２のパルス列を反転し
た信号が駆動回路１５ｂに入力し、図５のＰＷＭ制御の
欄に示すようなゲート・ソース間電圧パルスＶＧｂを出
力してＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８ｂのゲート・ソース間
に印加して該ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８ｂをＯＮ／ＯＦ
Ｆスイッチング動作させる。
６を介して切換スイッチ１２ｃのＢ接点に入力する。Ｐ
ＷＭ制御の領域において、切換スイッチ１２ｃはＢ接点
に接続状態にあるので、比較器９２のパルス列を反転し
た信号が駆動回路１５ｂに入力し、図５のＰＷＭ制御の
欄に示すようなゲート・ソース間電圧パルスＶＧｂを出
力してＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８ｂのゲート・ソース間
に印加して該ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８ｂをＯＮ／ＯＦ
Ｆスイッチング動作させる。
【００４７】ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａがゲー
ト・ソース間電圧の印加によりオンし、Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｂがオフすると、直流電源１と直流リ
アクトル４と平滑コンデンサ５が直列接続状態となり、
直流リアクトル４に電流ＩＬが流れて平滑コンデンサ５
を充電する。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの端子
間電圧ＶＤＳは、入力電圧Ｖｉｎと略等しくなる。
ト・ソース間電圧の印加によりオンし、Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｂがオフすると、直流電源１と直流リ
アクトル４と平滑コンデンサ５が直列接続状態となり、
直流リアクトル４に電流ＩＬが流れて平滑コンデンサ５
を充電する。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの端子
間電圧ＶＤＳは、入力電圧Ｖｉｎと略等しくなる。
【００４８】ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲー
ト・ソース間電圧が０になったときに該Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ａがオフするが、同時に、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ｂが相補動作してオンする。これ
により、直流リアクトル４に流れていた電流ＩＬはＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのソースからドレイン方
向に流れる同期整流が行われる。ＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ｂのドレインの電圧ＶＤＳは、０ＶからＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのオン電圧分、すなわち
オン抵抗と通流電流の積だけ下がった負電圧になる。こ
の結果として、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの端
子間電圧ＶＤＳには、図５のＰＷＭ制御の欄に示すよう
な波形が発生する。直流リアクトル４と平滑コンデンサ
５は、このＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの電圧波
形ＶＤＳを平滑する。この制御系は、出力電圧Ｖｏｕｔ
を一定に保ち、かつ出力電流Ｉｏｕｔを確保するように
動作する。
ト・ソース間電圧が０になったときに該Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ａがオフするが、同時に、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ｂが相補動作してオンする。これ
により、直流リアクトル４に流れていた電流ＩＬはＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのソースからドレイン方
向に流れる同期整流が行われる。ＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ｂのドレインの電圧ＶＤＳは、０ＶからＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのオン電圧分、すなわち
オン抵抗と通流電流の積だけ下がった負電圧になる。こ
の結果として、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの端
子間電圧ＶＤＳには、図５のＰＷＭ制御の欄に示すよう
な波形が発生する。直流リアクトル４と平滑コンデンサ
５は、このＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの電圧波
形ＶＤＳを平滑する。この制御系は、出力電圧Ｖｏｕｔ
を一定に保ち、かつ出力電流Ｉｏｕｔを確保するように
動作する。
【００４９】このＰＷＭ制御において、負荷率が減少す
ると、出力フィードバック回路７から出力する誤差電圧
信号が減少し、これに伴ってＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ａのゲート・ソース間を駆動するパルス列のパル
ス幅が狭くなる。しかし、リミッタ９３によってパルス
幅の最小値である最小オンパルス幅が定められており、
負荷率が所定の値以下に減少して中間高負荷領域に入
り、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８ａのゲートパルス幅が所
定の値付近にまで狭くなると、以下に述べるＰＦＭ（パ
ルス周波数変調方式）制御に切り換わる。このとき、切
換スイッチ１２ａ，１２ｂ，１２ｃの接点接続状態は変
化しない。
ると、出力フィードバック回路７から出力する誤差電圧
信号が減少し、これに伴ってＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ａのゲート・ソース間を駆動するパルス列のパル
ス幅が狭くなる。しかし、リミッタ９３によってパルス
幅の最小値である最小オンパルス幅が定められており、
負荷率が所定の値以下に減少して中間高負荷領域に入
り、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８ａのゲートパルス幅が所
定の値付近にまで狭くなると、以下に述べるＰＦＭ（パ
ルス周波数変調方式）制御に切り換わる。このとき、切
換スイッチ１２ａ，１２ｂ，１２ｃの接点接続状態は変
化しない。
【００５０】ＰＦＭ制御では、回路の動作はＰＷＭ制御
と略同じである。但し、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ｂの端子間電圧ＶＤＳのパルス幅は一定となり、この
端子間電圧ＶＤＳのパルスの間隔であるＶＤＳパルス周
波数が変化する。負荷率の変化により出力フィードバッ
ク回路７の誤差電圧信号が変化する。この誤差電圧信号
がリミッタ９４を介して三角波発生手段９１に入力する
ことにより、三角波発生手段９１から出力する三角波の
周波数が変化する。具体的には、図６に示すように、負
荷率が低下するに従ってＶＤＳパルス周波数が低下す
る。なお、リミッタ９４は、ＰＦＭ制御領域以外におい
ては三角波発生手段９１に入力する誤差電圧信号を一定
にしてＶＤＳパルス周波数を変化させないように動作す
る。このときのＶＤＳパルス周波数は、２０kHz以上と
することが望ましい。
と略同じである。但し、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ｂの端子間電圧ＶＤＳのパルス幅は一定となり、この
端子間電圧ＶＤＳのパルスの間隔であるＶＤＳパルス周
波数が変化する。負荷率の変化により出力フィードバッ
ク回路７の誤差電圧信号が変化する。この誤差電圧信号
がリミッタ９４を介して三角波発生手段９１に入力する
ことにより、三角波発生手段９１から出力する三角波の
周波数が変化する。具体的には、図６に示すように、負
荷率が低下するに従ってＶＤＳパルス周波数が低下す
る。なお、リミッタ９４は、ＰＦＭ制御領域以外におい
ては三角波発生手段９１に入力する誤差電圧信号を一定
にしてＶＤＳパルス周波数を変化させないように動作す
る。このときのＶＤＳパルス周波数は、２０kHz以上と
することが望ましい。
【００５１】そして、ＶＤＳパルス周波数（負荷率）が
所定の値（中間低負荷領域）まで低下すると、ＰＡＭス
イッチ制御に切り換える。すなわち、切換スイッチ１２
ａをＡ接点接続状態のままとし、切換スイッチ１２ｂ，
１２ｃをＢ接点からＡ接点に切り換える。これにより、
増幅器１１の出力が乗算器１３に入力し、比較器９２の
出力であるパルス列と積算される。この結果、乗算器１
３の出力は、出力フィードバック回路７から出力する誤
差電圧信号に応じてその波高値が変化する最小オンパル
ス幅のパルス列となる。
所定の値（中間低負荷領域）まで低下すると、ＰＡＭス
イッチ制御に切り換える。すなわち、切換スイッチ１２
ａをＡ接点接続状態のままとし、切換スイッチ１２ｂ，
１２ｃをＢ接点からＡ接点に切り換える。これにより、
増幅器１１の出力が乗算器１３に入力し、比較器９２の
出力であるパルス列と積算される。この結果、乗算器１
３の出力は、出力フィードバック回路７から出力する誤
差電圧信号に応じてその波高値が変化する最小オンパル
ス幅のパルス列となる。
【００５２】これにより、駆動回路１５ａの出力波形で
あるＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート・ソー
ス間電圧は、図５のＰＡＭスイッチ制御の欄に示す波形
となる。この波形の波高値は、ＰＷＭ制御時およびＰＦ
Ｍ制御時のゲート電圧の波高値よりも低く、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ａのスレッショルド電圧に近い電
圧である。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート
・ソース間にスレッショルド電圧に近い電圧が印加され
ると、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａは、ＰＷＭ制
御やＰＦＭ制御においてオンする場合にくらべて非常に
大きなオン抵抗を持つために、パワーＭＯＳＦＥＴ８ｂ
の端子間電圧ＶＤＳは、図５のＰＡＭスイッチ制御の欄
に示す波形のように、入力電圧Ｖｉｎよりも低い値とな
る。
あるＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート・ソー
ス間電圧は、図５のＰＡＭスイッチ制御の欄に示す波形
となる。この波形の波高値は、ＰＷＭ制御時およびＰＦ
Ｍ制御時のゲート電圧の波高値よりも低く、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ａのスレッショルド電圧に近い電
圧である。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート
・ソース間にスレッショルド電圧に近い電圧が印加され
ると、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａは、ＰＷＭ制
御やＰＦＭ制御においてオンする場合にくらべて非常に
大きなオン抵抗を持つために、パワーＭＯＳＦＥＴ８ｂ
の端子間電圧ＶＤＳは、図５のＰＡＭスイッチ制御の欄
に示す波形のように、入力電圧Ｖｉｎよりも低い値とな
る。
【００５３】切換スイッチ１２ｃは、Ａ接点に接続状態
であるために、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂはオ
フ状態である。従って、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ａのオフ時の端子電圧波形ＶＤＳは、０Ｖからパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ｂの内部寄生ダイオードの順方向降下電
圧分だけ下がった負電圧になる。直流リアクトル４と平
滑コンデンサ５は、電圧波形ＶＤＳを平滑する。
であるために、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂはオ
フ状態である。従って、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ａのオフ時の端子電圧波形ＶＤＳは、０Ｖからパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ｂの内部寄生ダイオードの順方向降下電
圧分だけ下がった負電圧になる。直流リアクトル４と平
滑コンデンサ５は、電圧波形ＶＤＳを平滑する。
【００５４】このように、ＰＡＭスイッチ制御系は、出
力電流Ｉｏｕｔを確保し、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保
つようにＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート電
圧の波高値を制御することにより、パワーＭＯＳＦＥＴ
８ｂに印加されるＶＤＳパルスの波高値を制御する。Ｐ
ＡＭスイッチ制御の領域では、図６に示すように、電圧
波形ＶＤＳのパルス幅と周波数は一定であり、負荷率に
応じてＶＤＳパルス波高値が変化する。
力電流Ｉｏｕｔを確保し、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保
つようにＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート電
圧の波高値を制御することにより、パワーＭＯＳＦＥＴ
８ｂに印加されるＶＤＳパルスの波高値を制御する。Ｐ
ＡＭスイッチ制御の領域では、図６に示すように、電圧
波形ＶＤＳのパルス幅と周波数は一定であり、負荷率に
応じてＶＤＳパルス波高値が変化する。
【００５５】このＰＡＭスイッチ制御において、負荷率
が更に減少すると、出力フィードバック回路７から出力
する誤差電圧信号が減少し、これに伴ってＮチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート・ソース間を駆動するパ
ルス列のパルス波高値が更に低くなる。この実施の形態
においては、負荷率が所定の値以下に減少した軽負荷領
域に入るとリニアレギュレータ制御に切り換えて出力制
御を行う。
が更に減少すると、出力フィードバック回路７から出力
する誤差電圧信号が減少し、これに伴ってＮチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート・ソース間を駆動するパ
ルス列のパルス波高値が更に低くなる。この実施の形態
においては、負荷率が所定の値以下に減少した軽負荷領
域に入るとリニアレギュレータ制御に切り換えて出力制
御を行う。
【００５６】ＰＡＭスイッチ制御からリニアレギュレー
タ制御への切り換えは、図５に示すように、切換スイッ
チ１２ｂ，１２ｃをＡ接点接続状態に維持しつつ切換ス
イッチ１２ａをＢ接点に切り換えることで実現する。こ
のように切り換えることで、図４において、比較器９２
の出力であるパルス列は乗算器１３に入力されず、その
代わりに一定値出力手段１０ａの出力である一定値が乗
算器１３に入力する。一方、出力フィードバック回路７
から出力いる誤差電圧信号は、増幅器１１，切換スイッ
チ１２ｂのＡ接点を介して乗算器１３に入力する。
タ制御への切り換えは、図５に示すように、切換スイッ
チ１２ｂ，１２ｃをＡ接点接続状態に維持しつつ切換ス
イッチ１２ａをＢ接点に切り換えることで実現する。こ
のように切り換えることで、図４において、比較器９２
の出力であるパルス列は乗算器１３に入力されず、その
代わりに一定値出力手段１０ａの出力である一定値が乗
算器１３に入力する。一方、出力フィードバック回路７
から出力いる誤差電圧信号は、増幅器１１，切換スイッ
チ１２ｂのＡ接点を介して乗算器１３に入力する。
【００５７】その結果、乗算器１３の出力は、出力フィ
ードバック回路７から出力する誤差電圧信号に応じて変
化する連続した電圧レベルとなる。従って、駆動回路１
５ａの出力であるＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａの
ゲート・ソース間電圧ＶＧは、図５のリニアレギュレー
タ制御の欄に示した波形となる。このゲート・ソース間
電圧ＶＧの波高値もＰＡＭスイッチ制御の場合の波高値
と同様に、ＰＷＭ制御やＰＦＭ制御におけるゲート・ソ
ース間電圧ＶＧの波高値よりも低く、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ａのスレッショルド電圧に近い。Ｎチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート・ソース間にスレ
ッショルド電圧に近い電圧が印加されると、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ａはＰＷＭ制御においてオンする
場合にくらべて非常に大きなオン抵抗を持つために、Ｎ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの端子間電圧ＶＤＳ
は、図５のリニアレギュレータ制御の欄に示す波形のよ
うに、入力電圧Ｖｉｎよりも低い、連続した値となる。
ードバック回路７から出力する誤差電圧信号に応じて変
化する連続した電圧レベルとなる。従って、駆動回路１
５ａの出力であるＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａの
ゲート・ソース間電圧ＶＧは、図５のリニアレギュレー
タ制御の欄に示した波形となる。このゲート・ソース間
電圧ＶＧの波高値もＰＡＭスイッチ制御の場合の波高値
と同様に、ＰＷＭ制御やＰＦＭ制御におけるゲート・ソ
ース間電圧ＶＧの波高値よりも低く、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ａのスレッショルド電圧に近い。Ｎチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート・ソース間にスレ
ッショルド電圧に近い電圧が印加されると、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ａはＰＷＭ制御においてオンする
場合にくらべて非常に大きなオン抵抗を持つために、Ｎ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの端子間電圧ＶＤＳ
は、図５のリニアレギュレータ制御の欄に示す波形のよ
うに、入力電圧Ｖｉｎよりも低い、連続した値となる。
【００５８】このように、リニアレギュレータ制御で
は、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート・ソー
ス間に連続してスレッショルド電圧に近い電圧を印加
し、この電圧を調整することにより、ＮチャネルＭＯＳ
ＦＥＴ８ａのオン抵抗を連続的に制御する。一方、切換
スイッチ１２ｃはＡ接点に接続されるために、Ｎチャネ
ルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂは常にオフ状態である。直流
リアクトル４には平滑な電流が流れる。
は、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲート・ソー
ス間に連続してスレッショルド電圧に近い電圧を印加
し、この電圧を調整することにより、ＮチャネルＭＯＳ
ＦＥＴ８ａのオン抵抗を連続的に制御する。一方、切換
スイッチ１２ｃはＡ接点に接続されるために、Ｎチャネ
ルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂは常にオフ状態である。直流
リアクトル４には平滑な電流が流れる。
【００５９】この実施の形態において、負荷６はマイク
ロコンピュータを含む装置であり、出力フィードバック
回路７に対して指令信号を出力する。この指令信号によ
り、出力フィードバック回路７は、基準電圧７１を変更
し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を変更する。
ロコンピュータを含む装置であり、出力フィードバック
回路７に対して指令信号を出力する。この指令信号によ
り、出力フィードバック回路７は、基準電圧７１を変更
し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を変更する。
【００６０】なお、この実施の形態において、Ｎチャネ
ルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ，８ｂに代えてバイポーラト
ランジスタなどのような他の自己消弧型半導体素子を用
いることも可能である。また、ＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ８ｂと並列にドレイン側がカソード極となる向き
にダイオードを接続してもよい。
ルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ，８ｂに代えてバイポーラト
ランジスタなどのような他の自己消弧型半導体素子を用
いることも可能である。また、ＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ８ｂと並列にドレイン側がカソード極となる向き
にダイオードを接続してもよい。
【００６１】また、リニアレギュレータ制御を実行せ
ず、負荷率が０から１００％の範囲を、ＰＷＭ制御，Ｐ
ＦＭ制御およびＰＡＭスイッチ制御の切換のみで対応す
ることも可能である。この場合には、切換スイッチ１２
ａと一定値出力手段１０ａが不要となる。
ず、負荷率が０から１００％の範囲を、ＰＷＭ制御，Ｐ
ＦＭ制御およびＰＡＭスイッチ制御の切換のみで対応す
ることも可能である。この場合には、切換スイッチ１２
ａと一定値出力手段１０ａが不要となる。
【００６２】次に、本発明の第３の実施の形態につい
て、図７および図８を参照して説明する。図７におい
て、図１および図４に示した実施の形態と同じ機能の部
品，回路および手段には、同一参照符号を付与して重複
する説明を省略し、一部については、図示説明を省略す
る。
て、図７および図８を参照して説明する。図７におい
て、図１および図４に示した実施の形態と同じ機能の部
品，回路および手段には、同一参照符号を付与して重複
する説明を省略し、一部については、図示説明を省略す
る。
【００６３】図７において、８ｃはＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴである。このＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ｃは、ドレイン，ゲート，ソースともにＮチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ８ａと並列に接続する。その他の構成
および動作は、前述した第２の実施の形態において説明
した通りであるので、一部の回路についての図示説明を
省略する。
ＯＳＦＥＴである。このＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ｃは、ドレイン，ゲート，ソースともにＮチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ８ａと並列に接続する。その他の構成
および動作は、前述した第２の実施の形態において説明
した通りであるので、一部の回路についての図示説明を
省略する。
【００６４】図８は、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８
ａおよびＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｃのゲート・
ソース間電圧ＶＧａと、ドレイン・ソース間のオン抵抗
Ｒｄｓ（ｏｎ）の関係を示した特性図である。２つのＮ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ，８ｃは、この特性図
に示すような特性のものを使用する。
ａおよびＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｃのゲート・
ソース間電圧ＶＧａと、ドレイン・ソース間のオン抵抗
Ｒｄｓ（ｏｎ）の関係を示した特性図である。２つのＮ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ，８ｃは、この特性図
に示すような特性のものを使用する。
【００６５】ＰＷＭ制御時およびＰＦＭ制御時には、Ｎ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａと８ｃのゲート・ソー
ス間には図８に示す範囲のゲート・ソース間電圧ＶＧａ
を波高値とするパルス列を印加する。このとき、Ｎチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのオン抵抗よりもＮチャネ
ルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｃのオン抵抗の方が大きいため
に、オン時に直流電源１から流れる電流は、主にＮチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａの側を流れる。一方、ＰＡ
Ｍスイッチ制御およびリニアレギュレータ制御を行う際
には、図８に示すように、ＰＷＭ制御およびＰＦＭ制御
で印加するよりも充分に低いゲート・ソース間電圧ＶＧ
ａを印加する。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａより
も８ｃのスレッショルド電圧が低いために、この領域に
おいては、オン抵抗が逆転し、ＮチャンネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ｃのオン抵抗がＮチャネルパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ８ａのオン抵抗よりも小さくなる。そして、出力制御
は、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｃに与えるゲート
・ソース間電圧ＶＧａの波高値を変え、Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｃのオン抵抗を変化させることによっ
て行う。
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａと８ｃのゲート・ソー
ス間には図８に示す範囲のゲート・ソース間電圧ＶＧａ
を波高値とするパルス列を印加する。このとき、Ｎチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのオン抵抗よりもＮチャネ
ルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｃのオン抵抗の方が大きいため
に、オン時に直流電源１から流れる電流は、主にＮチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａの側を流れる。一方、ＰＡ
Ｍスイッチ制御およびリニアレギュレータ制御を行う際
には、図８に示すように、ＰＷＭ制御およびＰＦＭ制御
で印加するよりも充分に低いゲート・ソース間電圧ＶＧ
ａを印加する。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａより
も８ｃのスレッショルド電圧が低いために、この領域に
おいては、オン抵抗が逆転し、ＮチャンネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ｃのオン抵抗がＮチャネルパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ８ａのオン抵抗よりも小さくなる。そして、出力制御
は、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｃに与えるゲート
・ソース間電圧ＶＧａの波高値を変え、Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｃのオン抵抗を変化させることによっ
て行う。
【００６６】この実施の形態においては、２つの異なる
特性を持つＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ，８ｃを
単純に並列接続する構成により、ＰＷＭ制御およびＰＦ
Ｍ制御時には、オン抵抗の小さいＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ａによりオン損失を低減することができ、一
方、ＰＡＭスイッチ制御およびシリーズレギュレータ制
御においては、ゲート電圧を低下させるだけでオン抵抗
の小さなＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８ａをオフ状態とさ
せ、スレッショルド電圧が低く、オン抵抗の大きなＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｃの特性を利用して出力制
御を行うことが可能である。
特性を持つＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ，８ｃを
単純に並列接続する構成により、ＰＷＭ制御およびＰＦ
Ｍ制御時には、オン抵抗の小さいＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ａによりオン損失を低減することができ、一
方、ＰＡＭスイッチ制御およびシリーズレギュレータ制
御においては、ゲート電圧を低下させるだけでオン抵抗
の小さなＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８ａをオフ状態とさ
せ、スレッショルド電圧が低く、オン抵抗の大きなＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｃの特性を利用して出力制
御を行うことが可能である。
【００６７】次に、本発明の第４の実施の形態につい
て、図９および図１０を参照して説明する。図９におい
て、図１，図４および図７に示した実施の形態と同じ機
能の部品，回路および手段には同一の参照符号を付与し
て重複する説明は省略する。
て、図９および図１０を参照して説明する。図９におい
て、図１，図４および図７に示した実施の形態と同じ機
能の部品，回路および手段には同一の参照符号を付与し
て重複する説明は省略する。
【００６８】図９において、１０ｃは一定値出力手段、
１２ｄ，１２ｅは切換スイッチ、３０ａ，３０ｂ，３０
ｃはＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、３１ａ，３１ｂ，
３１ｃ，３１ｄはＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、３２
ａ，３２ｂ，３２ｃ，３２ｄ，３２ｅは抵抗、３３はダ
イオード、３４はＰＮＰトランジスタ、３５はコンデン
サ、３６は直流電圧源、３７は可変電流源、３８はＮＯ
Ｔ回路、３９はスイッチである。
１２ｄ，１２ｅは切換スイッチ、３０ａ，３０ｂ，３０
ｃはＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、３１ａ，３１ｂ，
３１ｃ，３１ｄはＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、３２
ａ，３２ｂ，３２ｃ，３２ｄ，３２ｅは抵抗、３３はダ
イオード、３４はＰＮＰトランジスタ、３５はコンデン
サ、３６は直流電圧源、３７は可変電流源、３８はＮＯ
Ｔ回路、３９はスイッチである。
【００６９】直流電源１の正極側は、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ａのドレインに接続する。直流電源１の
負極側は、可変電流源３７，ＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ３１ｄのソース，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３
１ｃのソース，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｂの
ソース，駆動回路１５ｂ，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ８ｂのソース，平滑コンデンサ５の負極側および負荷
６の一端に接続する。
ＭＯＳＦＥＴ８ａのドレインに接続する。直流電源１の
負極側は、可変電流源３７，ＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ３１ｄのソース，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３
１ｃのソース，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｂの
ソース，駆動回路１５ｂ，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ８ｂのソース，平滑コンデンサ５の負極側および負荷
６の一端に接続する。
【００７０】直流電圧源３６の正極側には、抵抗３２
ｅ，ＰＮＰトランジスタ３４のエミッタ，抵抗３２ｃ，
抵抗３２ａ，ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ａのソ
ース，ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｂのソースを
それぞれ接続する。直流電圧源３６の負極側は、コンデ
ンサ３５，抵抗３２ｂ，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
３１ａのソース，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａの
ソース，直流リアクトル４，ＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ｂのドレインにそれぞれ接続する。
ｅ，ＰＮＰトランジスタ３４のエミッタ，抵抗３２ｃ，
抵抗３２ａ，ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ａのソ
ース，ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｂのソースを
それぞれ接続する。直流電圧源３６の負極側は、コンデ
ンサ３５，抵抗３２ｂ，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
３１ａのソース，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａの
ソース，直流リアクトル４，ＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ｂのドレインにそれぞれ接続する。
【００７１】抵抗３２ｅのもう一方は、ＰＮＰトランジ
スタ３４のベースと可変電流源３７に接続する。ＰＮＰ
トランジスタ３４のコレクタは、コンデンサ３５のもう
一方と、抵抗３２ｄと、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
３０ｃのソースと接続する。抵抗３２ｄのもう片方は、
ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃのゲートとＮチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｄのドレインに接続する。
ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃのドレインは、ダ
イオード３３のアノードに接続する。ダイオード３３の
カソードは、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲー
トと、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ａのドレイン
およびＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ａのドレイン
に接続する。抵抗３２ｃのもう片方は、Ｐチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３０ｂのゲートと、ＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ３１ｃのドレインに接続する。Ｐチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ３０ｂのドレインは、抵抗３２ｂのも
う片方と、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ａのゲー
トに接続する。抵抗３２ａのもう片方は、Ｐチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ３０ａのゲートと、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ３１ｂのドレインに接続する。直流リアク
トル４のもう片方は、平滑コンデンサ５の正極側と、負
荷６および出力フィードバック回路７に接続する。
スタ３４のベースと可変電流源３７に接続する。ＰＮＰ
トランジスタ３４のコレクタは、コンデンサ３５のもう
一方と、抵抗３２ｄと、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
３０ｃのソースと接続する。抵抗３２ｄのもう片方は、
ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃのゲートとＮチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｄのドレインに接続する。
ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃのドレインは、ダ
イオード３３のアノードに接続する。ダイオード３３の
カソードは、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲー
トと、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ａのドレイン
およびＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ａのドレイン
に接続する。抵抗３２ｃのもう片方は、Ｐチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３０ｂのゲートと、ＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ３１ｃのドレインに接続する。Ｐチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ３０ｂのドレインは、抵抗３２ｂのも
う片方と、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ａのゲー
トに接続する。抵抗３２ａのもう片方は、Ｐチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ３０ａのゲートと、Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ３１ｂのドレインに接続する。直流リアク
トル４のもう片方は、平滑コンデンサ５の正極側と、負
荷６および出力フィードバック回路７に接続する。
【００７２】出力フィードバック回路７から出力する誤
差電圧信号は、スイッチング制御回路９と増幅器１１に
入力する。スイッチング制御回路９の出力は、切換スイ
ッチ１２ｄのＡ接点に入力する。切換スイッチ１２ｄの
Ｂ接点には一定値出力手段１０ｃを入力し、切換スイッ
チ１２ｄの出力はＮＯＴ回路３８と切換スイッチ１２ｅ
に入力する。ＮＯＴ回路３８の出力は、Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３１ｃのゲートと駆動回路１５ｂに入力
する。切換スイッチ１２ｅのＡ接点は、Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３１ｂのゲートに接続する。切換スイッ
チ１２ｅのＢ接点は、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３
１ｄのゲートに接続する。増幅器１１の出力は、スイッ
チ３９を介して可変電流源３７に入力する。
差電圧信号は、スイッチング制御回路９と増幅器１１に
入力する。スイッチング制御回路９の出力は、切換スイ
ッチ１２ｄのＡ接点に入力する。切換スイッチ１２ｄの
Ｂ接点には一定値出力手段１０ｃを入力し、切換スイッ
チ１２ｄの出力はＮＯＴ回路３８と切換スイッチ１２ｅ
に入力する。ＮＯＴ回路３８の出力は、Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３１ｃのゲートと駆動回路１５ｂに入力
する。切換スイッチ１２ｅのＡ接点は、Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３１ｂのゲートに接続する。切換スイッ
チ１２ｅのＢ接点は、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３
１ｄのゲートに接続する。増幅器１１の出力は、スイッ
チ３９を介して可変電流源３７に入力する。
【００７３】切換スイッチ１２ｅ，１２ｄおよびスイッ
チ３９は、制御特性制御回路５２によって制御する。
チ３９は、制御特性制御回路５２によって制御する。
【００７４】次に、動作を説明する。この実施の形態に
おいても、第２の実施の形態と同様に、負荷率に応じて
ＰＷＭ制御，ＰＦＭ制御，ＰＡＭスイッチ制御およびリ
ニアレギュレータ制御の切り換えを行う。各制御方式に
おける切換スイッチ１２ｄ，１２ｅおよびスイッチ３９
の位置は、図１０に示す通りである。
おいても、第２の実施の形態と同様に、負荷率に応じて
ＰＷＭ制御，ＰＦＭ制御，ＰＡＭスイッチ制御およびリ
ニアレギュレータ制御の切り換えを行う。各制御方式に
おける切換スイッチ１２ｄ，１２ｅおよびスイッチ３９
の位置は、図１０に示す通りである。
【００７５】先ず、ＰＷＭ制御においては、切換スイッ
チ１２ｄ，１２ｅは、ともにＡ接点接続状態とし、スイ
ッチ３９はオフ状態とする。このとき、スイッチング制
御回路９は、ＰＷＭパルスを出力してＮチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ３１ｂのゲートを駆動する。Ｎチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ３１ｂがオンすると、電流が流れて抵
抗３２ａに電圧降下が生じることによって、Ｐチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ３０ａがオンする。Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３１ｂがオフすると、抵抗３２ａの電圧
降下はなくなり、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ａ
もオフする。
チ１２ｄ，１２ｅは、ともにＡ接点接続状態とし、スイ
ッチ３９はオフ状態とする。このとき、スイッチング制
御回路９は、ＰＷＭパルスを出力してＮチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ３１ｂのゲートを駆動する。Ｎチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ３１ｂがオンすると、電流が流れて抵
抗３２ａに電圧降下が生じることによって、Ｐチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ３０ａがオンする。Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３１ｂがオフすると、抵抗３２ａの電圧
降下はなくなり、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ａ
もオフする。
【００７６】スイッチング制御回路９の出力であるＰＷ
Ｍパルスは、ＮＯＴ回路３８により反転し、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ３１ｃおよび駆動回路１５ｂを介し
てＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂを駆動する。Ｎチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｃがオンすると、抵抗３
２ｃに電圧降下が発生することによってＰチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３０ｂがオンし、抵抗３２ｂに電圧降下
が生じることによってＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３
１ａがオンする。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｃ
がオフすると、抵抗３２ｃの電圧降下がなくなり、Ｐチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｂはオフ、Ｎチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ３１ａもオフとなる。
Ｍパルスは、ＮＯＴ回路３８により反転し、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ３１ｃおよび駆動回路１５ｂを介し
てＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂを駆動する。Ｎチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｃがオンすると、抵抗３
２ｃに電圧降下が発生することによってＰチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３０ｂがオンし、抵抗３２ｂに電圧降下
が生じることによってＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３
１ａがオンする。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｃ
がオフすると、抵抗３２ｃの電圧降下がなくなり、Ｐチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｂはオフ、Ｎチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ３１ａもオフとなる。
【００７７】ゆえに、スイッチング制御回路９の出力が
ハイ（Ｈ）レベルであるときにはＰチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ３０ａがオン、且つＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ３１ａがオフとなるために、ＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ａがオン、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８
ｂはオフとなる。反対に、スイッチング制御回路９の出
力がロー（Ｌ）レベルであるときには、Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｂがオン、ＰチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ３０ａがオフ、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１
ａがオンとなり、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａは
オフする。この結果、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８
ａとＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂが相補動作とな
って出力電圧を一定に制御する。
ハイ（Ｈ）レベルであるときにはＰチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ３０ａがオン、且つＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ３１ａがオフとなるために、ＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ａがオン、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８
ｂはオフとなる。反対に、スイッチング制御回路９の出
力がロー（Ｌ）レベルであるときには、Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ８ｂがオン、ＰチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ３０ａがオフ、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１
ａがオンとなり、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａは
オフする。この結果、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８
ａとＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂが相補動作とな
って出力電圧を一定に制御する。
【００７８】次に、ＰＦＭ制御について説明する。ＰＦ
Ｍ制御においても、切換スイッチ１２ｄ，１２ｅおよび
スイッチ３９の位置はＰＷＭ制御と同じであり、前述し
たようにスイッチング制御回路９の出力パルスに従って
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａとＮチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ｂが相補動作して出力を一定に制御す
る。ＰＷＭ制御との違いは、パルス幅が一定で、パルス
の周波数が変化することである。
Ｍ制御においても、切換スイッチ１２ｄ，１２ｅおよび
スイッチ３９の位置はＰＷＭ制御と同じであり、前述し
たようにスイッチング制御回路９の出力パルスに従って
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａとＮチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ｂが相補動作して出力を一定に制御す
る。ＰＷＭ制御との違いは、パルス幅が一定で、パルス
の周波数が変化することである。
【００７９】次に、ＰＡＭスイッチ制御について説明す
る。ＰＡＭスイッチ制御においては、切換スイッチ１２
ｅをＢ接点に切り換え、スイッチ３９をオンにする。こ
のスイッチ操作により、ＰＷＭ制御およびＰＦＭ制御の
ときにスイッチングしていたＰチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ３０ａはオフとなり、その代わりに、Ｎチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ３１ｄがパルス制御されてＰチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃがスイッチングすることにな
る。また、増幅器１１の出力が可変電流源３７に入力さ
れ、ＰＮＰトランジスタのベース電流を制御する。この
結果、コンデンサ３５には、直流電圧源３６よりも低
く、出力フィードバック回路７から出力する誤差電圧信
号に応じた電圧が発生する。
る。ＰＡＭスイッチ制御においては、切換スイッチ１２
ｅをＢ接点に切り換え、スイッチ３９をオンにする。こ
のスイッチ操作により、ＰＷＭ制御およびＰＦＭ制御の
ときにスイッチングしていたＰチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ３０ａはオフとなり、その代わりに、Ｎチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ３１ｄがパルス制御されてＰチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃがスイッチングすることにな
る。また、増幅器１１の出力が可変電流源３７に入力さ
れ、ＰＮＰトランジスタのベース電流を制御する。この
結果、コンデンサ３５には、直流電圧源３６よりも低
く、出力フィードバック回路７から出力する誤差電圧信
号に応じた電圧が発生する。
【００８０】この結果、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
３０ｃがオンしたときにはコンデンサ３５の電圧がＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲートに印加する。コ
ンデンサ３５の電圧は、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ａのスレッショルド電圧に近いために、Ｎチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ８ａは非常に大きなオン抵抗をもって
オンする。一方、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃ
がオフしたときには、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３
１ａがオンすることによってＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ａのゲートは０となって完全にオフする。この結
果、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの端子間に発生
するパルス電圧の波高値は、直流電源１の波高値よりも
低くなり、これにより出力電圧Ｖｏｕｔを制御すること
ができるようになる。
３０ｃがオンしたときにはコンデンサ３５の電圧がＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲートに印加する。コ
ンデンサ３５の電圧は、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ａのスレッショルド電圧に近いために、Ｎチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴ８ａは非常に大きなオン抵抗をもって
オンする。一方、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃ
がオフしたときには、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３
１ａがオンすることによってＮチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴ８ａのゲートは０となって完全にオフする。この結
果、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂの端子間に発生
するパルス電圧の波高値は、直流電源１の波高値よりも
低くなり、これにより出力電圧Ｖｏｕｔを制御すること
ができるようになる。
【００８１】次に、リニアレギュレータ制御について説
明する。リニアレギュレータ制御の場合には、切換スイ
ッチ１２ｄをＢ接点に切り換える。このように切り換え
ることにより、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｄが
オンし、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃがオン
し、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｃ，３１ｂ，３
１ａ，８ｂがオフし、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３
０ａがオフとなる。このために、コンデンサ３５の電圧
がＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃとダイオード３
３を介してＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａに印加さ
れてゲート電圧を制御することによって、Ｎチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗が変化し、出力電圧Ｖｏｕ
ｔを制御することが可能となる。なお、この第４の実施
の形態においても、各制御の切り換えは、制御特性制御
回路５２が負荷率に応じて行うことになる。
明する。リニアレギュレータ制御の場合には、切換スイ
ッチ１２ｄをＢ接点に切り換える。このように切り換え
ることにより、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｄが
オンし、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃがオン
し、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｃ，３１ｂ，３
１ａ，８ｂがオフし、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３
０ａがオフとなる。このために、コンデンサ３５の電圧
がＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃとダイオード３
３を介してＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａに印加さ
れてゲート電圧を制御することによって、Ｎチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗が変化し、出力電圧Ｖｏｕ
ｔを制御することが可能となる。なお、この第４の実施
の形態においても、各制御の切り換えは、制御特性制御
回路５２が負荷率に応じて行うことになる。
【００８２】次に、本発明の第５の実施の形態につい
て、図１１，図１２および図１３を参照して説明する。
図１１において、図１，図４，図７および図９と同じ機
能の部品，回路および手段には同一の参照符号を付与し
て重複する説明を省略する。
て、図１１，図１２および図１３を参照して説明する。
図１１において、図１，図４，図７および図９と同じ機
能の部品，回路および手段には同一の参照符号を付与し
て重複する説明を省略する。
【００８３】図１１において、４０はスイッチ、４１，
４２は遅延回路である。直流電源１の正極側は、Ｎチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのドレインに接続する。直
流電源１の負極側は、可変電流源３７，Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３１ｄのソース，ＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ３１ｃのソース，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ３１ｂのソース，駆動回路１５ｂ，Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ｂのソース，平滑コンデンサ５の負極側
および負荷６の一端に接続する。
４２は遅延回路である。直流電源１の正極側は、Ｎチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのドレインに接続する。直
流電源１の負極側は、可変電流源３７，Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３１ｄのソース，ＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ３１ｃのソース，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ３１ｂのソース，駆動回路１５ｂ，Ｎチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ８ｂのソース，平滑コンデンサ５の負極側
および負荷６の一端に接続する。
【００８４】直流電圧源３６の正極側には、抵抗３２
ｅ，ＰＮＰトランジスタ３４のエミッタ，抵抗３２ｃ，
抵抗３２ａ，ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ａのソ
ース，ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｂのソースを
それぞれ接続し、負極側には、コンデンサ３５，抵抗３
２ｂ，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ａのソース，
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのソース，直流リア
クトル４，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのドレイ
ンをそれぞれ接続する。抵抗３２ｅのもう一方は、ＰＮ
Ｐトランジスタ３４のベースと可変電流源３７に接続す
る。ＰＮＰトランジスタ３４のコレクタは、コンデンサ
３５の一方と、抵抗３２ｄと、ＰチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ３０ｃのソースに接続する。抵抗３２ｄのもう片
方は、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃのゲートと
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｄのドレインに接続
する。ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃのドレイン
は、ダイオード３３のアノードに接続する。
ｅ，ＰＮＰトランジスタ３４のエミッタ，抵抗３２ｃ，
抵抗３２ａ，ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ａのソ
ース，ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｂのソースを
それぞれ接続し、負極側には、コンデンサ３５，抵抗３
２ｂ，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ａのソース，
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのソース，直流リア
クトル４，ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのドレイ
ンをそれぞれ接続する。抵抗３２ｅのもう一方は、ＰＮ
Ｐトランジスタ３４のベースと可変電流源３７に接続す
る。ＰＮＰトランジスタ３４のコレクタは、コンデンサ
３５の一方と、抵抗３２ｄと、ＰチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ３０ｃのソースに接続する。抵抗３２ｄのもう片
方は、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃのゲートと
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｄのドレインに接続
する。ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｃのドレイン
は、ダイオード３３のアノードに接続する。
【００８５】ダイオード３３のカソードは、Ｎチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲートと、Ｐチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ３０ａのドレインおよびＮチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ３１ａのドレインに接続する。抵抗３２ｃ
のもう片方は、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｂの
ゲートと、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｃのドレ
インに接続する。
パワーＭＯＳＦＥＴ８ａのゲートと、Ｐチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ３０ａのドレインおよびＮチャネルパワー
ＭＯＳＦＥＴ３１ａのドレインに接続する。抵抗３２ｃ
のもう片方は、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｂの
ゲートと、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｃのドレ
インに接続する。
【００８６】ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ｂのド
レインは、抵抗３２ｂの片方と、ＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ３１ａのゲートに接続する。抵抗３２ａのもう
片方は、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ａのゲート
と、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｂのドレインに
接続する。直流リアクトル４のもう片方は、平滑コンデ
ンサ５の正極側と、負荷および出力フィードバック回路
７に接続する。
レインは、抵抗３２ｂの片方と、ＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ３１ａのゲートに接続する。抵抗３２ａのもう
片方は、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３０ａのゲート
と、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｂのドレインに
接続する。直流リアクトル４のもう片方は、平滑コンデ
ンサ５の正極側と、負荷および出力フィードバック回路
７に接続する。
【００８７】出力フィードバック回路７から出力する誤
差電圧信号は、スイッチング制御回路９と増幅器１１に
入力する。スイッチング制御回路９の出力は、切換スイ
ッチ１２ｄのＡ接点に入力する。切換スイッチ１２ｄの
Ｂ接点には一定値出力手段１０ｃの出力を入力し、切換
スイッチ１２ｄの出力は、スイッチ４０と遅延回路４２
に入力する。スイッチ４０の出力は遅延回路４１に入力
する。遅延回路４１の出力は、ＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ３１ｂのゲートに入力する。遅延回路４２の出力
は、ＮＯＴ回路３８と、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
３１ｄのゲートに入力する。ＮＯＴ回路３８の出力は、
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｃのゲートとＮチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのゲートに入力する。増幅
器１１の出力は、可変電流源３７に入力する。
差電圧信号は、スイッチング制御回路９と増幅器１１に
入力する。スイッチング制御回路９の出力は、切換スイ
ッチ１２ｄのＡ接点に入力する。切換スイッチ１２ｄの
Ｂ接点には一定値出力手段１０ｃの出力を入力し、切換
スイッチ１２ｄの出力は、スイッチ４０と遅延回路４２
に入力する。スイッチ４０の出力は遅延回路４１に入力
する。遅延回路４１の出力は、ＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ３１ｂのゲートに入力する。遅延回路４２の出力
は、ＮＯＴ回路３８と、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
３１ｄのゲートに入力する。ＮＯＴ回路３８の出力は、
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｃのゲートとＮチャ
ネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのゲートに入力する。増幅
器１１の出力は、可変電流源３７に入力する。
【００８８】図１２は、この第５の実施の形態における
各制御方式での切換スイッチ１２ｄおよびスイッチ４０
の位置を示している。この切換スイッチ１２ｄおよびス
イッチ４０の制御は、制御特性制御回路５２によって行
う。図１３は、この第５の実施の形態におけるＰＷＭ制
御およびＰＦＭ制御時の各部の波形図である。
各制御方式での切換スイッチ１２ｄおよびスイッチ４０
の位置を示している。この切換スイッチ１２ｄおよびス
イッチ４０の制御は、制御特性制御回路５２によって行
う。図１３は、この第５の実施の形態におけるＰＷＭ制
御およびＰＦＭ制御時の各部の波形図である。
【００８９】この第５の実施の形態における動作は、前
述した第４の実施の形態と略同じである。以下、異なる
点について述べる。
述した第４の実施の形態と略同じである。以下、異なる
点について述べる。
【００９０】ＰＷＭ制御時およびＰＦＭ制御時におい
て、スイッチング制御回路９の出力パルスは、図１３に
示す波形である。切換スイッチ１２ｄは、図１２に示す
ようにＡ接点に接続しており、スイッチ４０はオン状態
であるために、スイッチング制御回路９の出力パルス
は、遅延回路４１と遅延回路４２に入力する。遅延回路
４１は、パルスの立ち上がり時に遅延特性を持ち、立下
り時には遅延特性を持たない。このために、遅延回路４
１の出力パルスは、スイッチング制御回路９のパルスに
対して立ち上がりが遅れた波形となる。Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３１ｂのゲートには、このパルスが印加
される。
て、スイッチング制御回路９の出力パルスは、図１３に
示す波形である。切換スイッチ１２ｄは、図１２に示す
ようにＡ接点に接続しており、スイッチ４０はオン状態
であるために、スイッチング制御回路９の出力パルス
は、遅延回路４１と遅延回路４２に入力する。遅延回路
４１は、パルスの立ち上がり時に遅延特性を持ち、立下
り時には遅延特性を持たない。このために、遅延回路４
１の出力パルスは、スイッチング制御回路９のパルスに
対して立ち上がりが遅れた波形となる。Ｎチャネルパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３１ｂのゲートには、このパルスが印加
される。
【００９１】一方、遅延回路４２は、パルスの立ち上が
りは遅延特性を持たず、立下りに遅延特性を持つ。この
ために、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｄのゲート
には、図１３に示すような遅延回路４２の波形が印加す
る。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｃとＮチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのゲートには、遅延回路４２の
出力波形を反転させた波形が入力する。
りは遅延特性を持たず、立下りに遅延特性を持つ。この
ために、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｄのゲート
には、図１３に示すような遅延回路４２の波形が印加す
る。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｃとＮチャネル
パワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのゲートには、遅延回路４２の
出力波形を反転させた波形が入力する。
【００９２】この結果、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ
８ａのゲートには、図示のように、ターンオン時とター
ンオフ時には低いゲート電圧となり、オン時には高いゲ
ート電圧となる２段階の電圧を持つゲートパルス波形が
印加する。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａは、ター
ンオン時とターンオフ時にスレッショルド電圧付近の低
いゲート電圧を印加することにより、大きなオン抵抗と
なる。このために、ターンオン時とターンオフ時のＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａの電流変化率（ｄｉ／ｄ
ｔ）が抑制される。これにより、特にターンオフ時にＮ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａの端子間に発生する電
圧の跳ね上がりが抑制されるために、デバイスに与える
電圧ストレスを抑えることができる。また、これにより
寄生振動を抑制することができ、負荷６に与えるスイッ
チングノイズを抑えることができる。
８ａのゲートには、図示のように、ターンオン時とター
ンオフ時には低いゲート電圧となり、オン時には高いゲ
ート電圧となる２段階の電圧を持つゲートパルス波形が
印加する。ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａは、ター
ンオン時とターンオフ時にスレッショルド電圧付近の低
いゲート電圧を印加することにより、大きなオン抵抗と
なる。このために、ターンオン時とターンオフ時のＮチ
ャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａの電流変化率（ｄｉ／ｄ
ｔ）が抑制される。これにより、特にターンオフ時にＮ
チャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａの端子間に発生する電
圧の跳ね上がりが抑制されるために、デバイスに与える
電圧ストレスを抑えることができる。また、これにより
寄生振動を抑制することができ、負荷６に与えるスイッ
チングノイズを抑えることができる。
【００９３】一方、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ
とＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのスイッチング時
には、双方のスイッチング素子がオンすると直流電源１
が短絡されて過大な貫通電流が流れるが、これを防止す
るために、一般にデッドタイムを設ける。この実施の形
態においては、仮りに直流電源１が短絡する期間が生じ
ても、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのオン抵抗が
大きいために、過大な貫通電流は発生しない。このた
め、従来の回路よりもデッドタイムを狭くすることがで
き、あるいは省略することも可能である。デッドタイム
の幅を狭くしたり省略することができることは、スイッ
チング周波数の高周波化やオン時比率の拡大が図れるこ
とから、制御性能が向上する。また、貫通電流によるパ
ワーＭＯＳＦＥＴの破壊を防止することができる。
とＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ｂのスイッチング時
には、双方のスイッチング素子がオンすると直流電源１
が短絡されて過大な貫通電流が流れるが、これを防止す
るために、一般にデッドタイムを設ける。この実施の形
態においては、仮りに直流電源１が短絡する期間が生じ
ても、ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ８ａのオン抵抗が
大きいために、過大な貫通電流は発生しない。このた
め、従来の回路よりもデッドタイムを狭くすることがで
き、あるいは省略することも可能である。デッドタイム
の幅を狭くしたり省略することができることは、スイッ
チング周波数の高周波化やオン時比率の拡大が図れるこ
とから、制御性能が向上する。また、貫通電流によるパ
ワーＭＯＳＦＥＴの破壊を防止することができる。
【００９４】貫通電流を防止することができ、また、ス
イッチング時の電圧の跳ね上がりを抑制することができ
ることは、電源部から発生するノイズを低減させる効果
を発揮する。このために、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ
では必要であったノイズ吸収用のフィルタ回路を小型化
し、あるいは省略することができることになり、装置の
小型化，少部品化，誤動作の防止に寄与する。
イッチング時の電圧の跳ね上がりを抑制することができ
ることは、電源部から発生するノイズを低減させる効果
を発揮する。このために、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ
では必要であったノイズ吸収用のフィルタ回路を小型化
し、あるいは省略することができることになり、装置の
小型化，少部品化，誤動作の防止に寄与する。
【００９５】次に、本発明の第６の実施の形態につい
て、図１４を参照して説明する。図１４は、負荷率と各
制御方式の関係を示した図である。
て、図１４を参照して説明する。図１４は、負荷率と各
制御方式の関係を示した図である。
【００９６】この第６の実施の形態における制御方式
は、図１４に示すように、負荷率の大きい側からＰＷＭ
制御，ＰＦＭ制御，ＰＡＭスイッチ制御およびリニアレ
ギュレータ制御の４つにヒステリシス特性をもって切り
換えるものである。回路構成および各制御における制御
方法は、前述した各実施の形態と同様である。各制御間
の矢印は、各制御への移行点を表している。
は、図１４に示すように、負荷率の大きい側からＰＷＭ
制御，ＰＦＭ制御，ＰＡＭスイッチ制御およびリニアレ
ギュレータ制御の４つにヒステリシス特性をもって切り
換えるものである。回路構成および各制御における制御
方法は、前述した各実施の形態と同様である。各制御間
の矢印は、各制御への移行点を表している。
【００９７】ＰＷＭ制御からＰＦＭ制御への移行点の負
荷率よりもＰＦＭ制御からＰＷＭ制御への移行点の負荷
率を高くする。同様に、ＰＦＭ制御からＰＡＭスイッチ
制御への移行点の負荷率よりもＰＡＭスイッチ制御から
ＰＦＭ制御への負荷率を高くする。また、ＰＡＭスイッ
チ制御からリニアレギュレータ制御への移行点の負荷率
よりもリニアレギュレータ制御からＰＡＭスイッチ制御
への移行点の負荷率を高くする。
荷率よりもＰＦＭ制御からＰＷＭ制御への移行点の負荷
率を高くする。同様に、ＰＦＭ制御からＰＡＭスイッチ
制御への移行点の負荷率よりもＰＡＭスイッチ制御から
ＰＦＭ制御への負荷率を高くする。また、ＰＡＭスイッ
チ制御からリニアレギュレータ制御への移行点の負荷率
よりもリニアレギュレータ制御からＰＡＭスイッチ制御
への移行点の負荷率を高くする。
【００９８】このように制御方式を切り換えるポイント
にヒステリシスを設けることにより、負荷率が移行点近
傍で変動した場合に頻繁に制御方式が変わって出力が不
安定になるのを防止することができる。
にヒステリシスを設けることにより、負荷率が移行点近
傍で変動した場合に頻繁に制御方式が変わって出力が不
安定になるのを防止することができる。
【００９９】
【発明の効果】本発明は、携帯電話やモバイル機器など
の携帯情報装置において、特に軽負荷域での電源の効率
を向上させることが可能である。この結果、バッテリで
機器を動作させ得る時間を従来よりも長くすることがで
きるというメリットがある。
の携帯情報装置において、特に軽負荷域での電源の効率
を向上させることが可能である。この結果、バッテリで
機器を動作させ得る時間を従来よりも長くすることがで
きるというメリットがある。
【０１００】また、従来ほどスイッチング周波数を下げ
ずに出力電圧を制御することができるために、制御の高
応答化，可聴音の発生防止，リプル電流の低減に伴う電
解コンデンサの長寿命化などが図れる。
ずに出力電圧を制御することができるために、制御の高
応答化，可聴音の発生防止，リプル電流の低減に伴う電
解コンデンサの長寿命化などが図れる。
【０１０１】また、スイッチング時の貫通電流や電圧跳
ね上がりを抑制することができるために、電源から発生
するノイズによる携帯情報装置の誤動作を抑制すること
ができる。また、ノイズフィルタを省略あるいは小規模
のものにすることができることから、機器の小形軽量化
に寄与する。
ね上がりを抑制することができるために、電源から発生
するノイズによる携帯情報装置の誤動作を抑制すること
ができる。また、ノイズフィルタを省略あるいは小規模
のものにすることができることから、機器の小形軽量化
に寄与する。
【図１】本発明の第１の実施の形態を示すＤＣ−ＤＣコ
ンバータのブロック図である。
ンバータのブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態における切換スイッ
チの位置と制御方式および各部波形を示す図である
チの位置と制御方式および各部波形を示す図である
【図３】本発明の第１の実施の形態における負荷率とパ
ルス幅，パルス波高値の関係を示す特性図である。
ルス幅，パルス波高値の関係を示す特性図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態を示すＤＣ-ＤＣコ
ンバータのブロック図である。
ンバータのブロック図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態における切換スイッ
チの位置と制御方式および各部波形を示す図である。
チの位置と制御方式および各部波形を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態における負荷率とパ
ルス幅，パルス周波数およびパルス波高値の関係を示す
特性図である。
ルス幅，パルス周波数およびパルス波高値の関係を示す
特性図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態を示すＤＣ−ＤＣコ
ンバータのブロック図である。
ンバータのブロック図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態に用いる２つのパワ
ーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧とオン抵抗の関係を示す特
性図である。
ーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧とオン抵抗の関係を示す特
性図である。
【図９】本発明の第４の実施の形態を示すＤＣ-ＤＣコ
ンバータのブロック図である。
ンバータのブロック図である。
【図１０】本発明の第４の実施の形態における切換スイ
ッチの位置と制御方式の関係を示す図である。
ッチの位置と制御方式の関係を示す図である。
【図１１】本発明の第５の実施の形態を示すＤＣ-ＤＣ
コンバータのブロック図である。
コンバータのブロック図である。
【図１２】本発明の第５の実施の形態における切換スイ
ッチの位置と制御方式の関係を示す図である。
ッチの位置と制御方式の関係を示す図である。
【図１３】本発明の第５の実施の形態におけるＰＷＭ制
御およびＰＦＭ制御時の各部の波形を示す図である。
御およびＰＦＭ制御時の各部の波形を示す図である。
【図１４】本発明の第６の実施の形態における負荷率と
各制御方式への移行の関係を示す図である。
各制御方式への移行の関係を示す図である。
【図１５】従来のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図で
ある。
ある。
１…直流電源、２…ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、３
…環流ダイオード、４…直流リアクトル、５…平滑コン
デンサ、６…負荷、７…出力フィードバック回路、８
ａ，８ｂ，８ｃ…ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、９…
スイッチング制御回路、１０ａ，１０ｂ，１０ｃ…一定
値出力手段、１１…増幅器、１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，
１２ｄ，１２ｅ…切換スイッチ、１３…は乗算器、１４
…駆動回路、１５ａ，１５ｂ…駆動回路、１６…ＮＯＴ
回路、２１…出力電圧フィードバック回路、２２…ＰＷ
Ｍ制御回路、２３…切換スイッチ、３０ａ，３０ｂ，３
０ｃ…ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、３１ａ，３１
ｂ，３１ｃ，３１ｄ…ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、
３２ａ，３２ｂ，３２ｃ，３２ｄ，３２ｅ…抵抗、３３
…ダイオード、３４…ＰＮＰトランジスタ、３５…コン
デンサ、３６…直流電圧源、３７…可変電流源、３８…
ＮＯＴ回路、３９…スイッチ、４０…スイッチ、４１，
４２…遅延回路、５１…負荷電流検出器、５２…制御特
性制御回路、７１…基準電圧、７２…減算器、７３…誤
差増幅器、９１…三角波発生手段、９２…比較器、９３
…リミッタ、９４…リミッタ。
…環流ダイオード、４…直流リアクトル、５…平滑コン
デンサ、６…負荷、７…出力フィードバック回路、８
ａ，８ｂ，８ｃ…ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、９…
スイッチング制御回路、１０ａ，１０ｂ，１０ｃ…一定
値出力手段、１１…増幅器、１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，
１２ｄ，１２ｅ…切換スイッチ、１３…は乗算器、１４
…駆動回路、１５ａ，１５ｂ…駆動回路、１６…ＮＯＴ
回路、２１…出力電圧フィードバック回路、２２…ＰＷ
Ｍ制御回路、２３…切換スイッチ、３０ａ，３０ｂ，３
０ｃ…ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、３１ａ，３１
ｂ，３１ｃ，３１ｄ…ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、
３２ａ，３２ｂ，３２ｃ，３２ｄ，３２ｅ…抵抗、３３
…ダイオード、３４…ＰＮＰトランジスタ、３５…コン
デンサ、３６…直流電圧源、３７…可変電流源、３８…
ＮＯＴ回路、３９…スイッチ、４０…スイッチ、４１，
４２…遅延回路、５１…負荷電流検出器、５２…制御特
性制御回路、７１…基準電圧、７２…減算器、７３…誤
差増幅器、９１…三角波発生手段、９２…比較器、９３
…リミッタ、９４…リミッタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 徳永 紀一 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 嵯峨 良平 群馬県高崎市西横手町111番地 株式会社 日立製作所半導体グループ内 Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AS01 BB13 BB57 DD04 DD13 DD28 EE08 EE10 EE14 FD01 FD31 FF02 FG05 FG06 FG23 FG25
Claims (14)
- 【請求項１】半導体素子を制御することにより直流電源
の電圧をより低い直流電圧に変換して出力するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、 前記半導体素子の制御端子に印加するパルス列の波高値
を変化させることにより前記半導体素子のオン電圧を調
整して出力する直流電圧を安定に制御するようにしたこ
とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】半導体素子を制御することにより直流電源
の電圧をより低い直流電圧に変換して出力するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、 前記半導体素子の制御端子に印加するパルス列のパルス
幅を調整して出力電圧を制御すると共に、出力電流が所
定値以下に低下する場合には、前記パルス幅を所定の一
定値に維持した状態で前記パルス列の波高値を変化させ
ることにより前記半導体素子のオン電圧を調整して出力
電圧を安定に制御するようにしたことを特徴とするＤＣ
−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】半導体素子を制御することにより直流電源
の電圧をより低い直流電圧に変換して出力するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、 負荷率が所定の値よりも高い状態では、前記半導体素子
の制御端子に印加するパルス列の周波数を制御し、負荷
率が前記所定の値よりも低い状態では前記パルス列の波
高値を変化させることにより前記半導体素子のオン電圧
を調整して出力電圧を安定に制御するようにしたことを
特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】半導体素子を制御することにより直流電源
の電圧をより低い直流電圧に変換して出力するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、 前記半導体素子の制御端子に印加するパルス列の周波数
を調整して出力電圧を制御すると共に、出力電流が所定
の値以下に低下する場合には、前記周波数を所定の周波
数の一定値に維持して前記パルス列の波高値を変化させ
ることにより前記半導体素子のオン電圧を調整して出力
電圧を安定に制御するようにしたことを特徴とするＤＣ
−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】請求項４において、前記所定の周波数は、
２０kHz以上としたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。 - 【請求項６】半導体素子を制御することにより直流電源
の電圧をより低い直流電圧に変換して出力するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、 前記半導体素子の制御端子に印加するパルス列の波高値
を変化させることにより前記半導体素子のオン電圧を調
整し、負荷率が所定の値よりも低い状態では、前記制御
端子に前記パルス列を印加する制御から前記制御端子に
印加する電圧を連続的に上下させる制御に変更すること
により出力電圧を安定に制御するようにしたことを特徴
とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項７】半導体素子を制御することにより直流電源
の電圧をより低い直流電圧に変換して出力する非絶縁降
圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 定格負荷においては、前記半導体素子の制御端子に印加
するパルス列のパルス幅を所定の幅以上として出力電圧
を制御し、 出力電流が第１の所定の値以下に低下する場合には、前
記パルス幅を所定の一定値として前記パルス列の周波数
を所定の周波数以上に限定して出力電圧を制御し、 出力電流が第１の値よりも小さい第２の値よりも低下す
る場合には、前記周波数を所定の一定周波数として前記
パルス列の波高値を変化させることにより前記半導体素
子のオン電圧を調整して出力電圧を制御し、 出力電流が第２の値よりも小さい第３の値よりも低下す
る場合には、前記制御端子に前記パルス列を印加する制
御から前記制御端子に印加する電圧を連続的に上下させ
る制御に変更することにより出力電圧を安定に制御する
ようにしたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項８】請求項７において、無負荷では前記制御端
子に印加する電圧を連続的に上下させることにより出力
電圧を制御し、出力電流が前記第３の値よりも大きな第
４の値以上に増加する場合には、前記周波数を所定の一
定周波数とし、且つ前記パルス列の波高値を変化させる
ことにより前記半導体素子のオン電圧を調整して出力電
圧を制御し、前記第２の値よりも大きな第５の値以上に
増加する場合には、前記パルス幅を所定の一定値として
前記パルス列の周波数を所定の周波数以上に限定して出
力電圧を制御し、出力電流が前記第１の値よりも大きな
第６の値よりも増加する場合には、前記半導体素子の制
御端子に印加するパルス列のパルス幅を所定の幅以上と
して出力電圧を安定に制御するようにしたことを特徴と
するＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項９】請求項１〜８の１項において、前記半導体
素子と直列にリアクトルと電荷蓄積手段の直列回路を接
続し、この直列体の両端に、前記半導体の側が正極にな
るように前記直流電源の電圧を印加すると共に、前記リ
アクトルと前記電荷蓄積手段との直列体に並列に第２の
半導体素子を接続し、 前記半導体素子がオンしているときには前記第２の半導
体素子をオフ状態とし、前記直流電源から前記リアクト
ルに電流を通流させ、電荷蓄積手段に電荷を充電し、 前記半導体素子がオフしているときには前記第２の半導
体素子をオンさせ、前記リアクトルの電流を前記第２の
半導体素子に環流させる同期整流制御機能を備え、且
つ、少なくとも前記パルス列の波高値を変化させる制御
を行なう際には前記第２の半導体素子をオフ状態とする
ことにより同期整流を行わないようにしたことを特徴と
するＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１０】請求項１〜９の１項において、前記半導
体素子として複数のパワーＭＯＳＦＥＴを並列接続して
用いると共に、前記パワーＭＯＳＦＥＴのうちの少なく
とも１個のスレッショルド電圧は、他の並列パワーＭＯ
ＳＦＥＴのスレッショルド電圧よりも高く、且つオン抵
抗が同等かあるいは低くしたことを特徴とするＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項１１】請求項１〜１０の１項において、前記半
導体素子の制御端子に印加するパルス列は、パルスの立
ち上がり時点から所定の時間までの第１の波高値と、前
記所定の時間が経過した後の第２の波高値を有し、第１
の波高値よりも第２の波高値の方を高くしたことを特徴
とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１２】請求項１１において、前記第２のパルス
よりも低い第３の波高値を所定の時間だけ前記半導体素
子の制御端子に印加した後にパルスを立ち下げるように
したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１３】請求項１〜１２の１項において、負荷か
らの指令に応じて出力電圧を変更するようにしたことを
特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１４】半導体素子を制御することにより直流電
源の電圧をより低い電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、 前記半導体素子の一方の出力端子に前記直流電源が接続
され、前記半導体素子の他方の出力端子に出力されるパ
ルス電圧の波高値を変化させることによって出力する電
圧を安定に制御するようにしたことを特徴とするＤＣ−
ＤＣコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000390693A JP2002199708A (ja) | 2000-12-22 | 2000-12-22 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US09/805,108 US6489756B2 (en) | 2000-12-22 | 2001-03-14 | DC-DC converter with switchable control mode |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000390693A JP2002199708A (ja) | 2000-12-22 | 2000-12-22 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002199708A true JP2002199708A (ja) | 2002-07-12 |
Family
ID=18857009
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000390693A Withdrawn JP2002199708A (ja) | 2000-12-22 | 2000-12-22 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
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| US (1) | US6489756B2 (ja) |
| JP (1) | JP2002199708A (ja) |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20020080631A1 (en) | 2002-06-27 |
| US6489756B2 (en) | 2002-12-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040611 |
|
| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20050117 |