JPH10209917A - 受信装置及び受信方法、並びに携帯電話システムの端末装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スペクトラム拡散方式の受信機において、信
号に複素共役を乗じて逆拡散を行えると共に、回路規模
の縮小を図れるようにする。 【解決手段】 Ｉチャンネルの直交検波出力とＱチャン
ネルの直交検波出力とを選択しＩチャンネルの復調出力
を得るための経路に出力するセレクタ５５と、Ｑチャン
ネルの直交検波出力とＩチャンネルの直交検波出力とを
選択しＱチャンネルの復調出力を得るための経路に出力
するセレクタ５６とを設ける。セレクタ５５、５６を、
ＩチャンネルのＰＮ符号とＱチャンネルのＰＮ符号とが
一致しているかどうかに応じて切り替える。Ｉチャンネ
ルの復調出力を得るための経路のセレクタ５５の出力
と、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとの排他的論理和を
とり、これがＩチャンネルの逆拡散出力とされる。Ｑチ
ャンネルの復調出力を得るための経路のセレクタ５６の
出力と、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとの排他的論理
和をとり、これがＱチャンネルの逆拡散出力とされる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ＣＤＭＡ（Code
Division Multiple Accesss）方式のセルラ電話システ
ムに用いて好適な受信装置及び受信方法、並びに携帯電
話システムの端末装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、擬似ランダム符号を拡散符号とし
て用いて送信信号の搬送波をスペクトラム拡散して送信
し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせる
ことにより、多次元接続を可能にしたＣＤＭＡ方式のセ
ルラ電話システムが注目されている。

【０００３】ＣＤＭＡ方式では、通信方式として、スペ
クトラム拡散方式が用いられている。スペクトラム拡散
方式では、送信時に、搬送波に対してＰＮ（Pseudorand
om Noise）符号が乗じられ、搬送波がＰＮ符号により変
調される。ＰＮ符号はランダム符号であるから、このよ
うに搬送波がＰＮ符号により変調を受けると、その周波
数スペクトラムが広げられる。そして、受信時には、送
信側と同一のＰＮ符号が乗じられる。受信時に、送信時
と同一のＰＮ符号で、その位相が合致していると、逆拡
散が行われる。

【０００４】スペクトラム拡散方式では、受信時に信号
を逆拡散するためには、そのパターンのみならず、その
位相についても、送信側と同一のＰＮ符号が必要があ
る。したがって、ＰＮ符号のパターンや位相を変えるこ
とにより、多次元接続が可能となる。このように、拡散
符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることによ
り多次元接続を可能にしたものがＣＤＭＡ方式と呼ばれ
ている。

【０００５】セルラ電話システムとして、従来より、Ｆ
ＤＭＡ（Frequency Division Multiple Accesss ）方式
やＴＤＭＡ（Time Division Multiple Accesss）方式が
用いられている。ところが、ＦＤＭＡ方式やＴＤＭＡ方
式では、利用者数の急激な増大に対して対処することが
困難になってきている。

【０００６】つまり、ＦＤＭＡ方式は、異なる周波数の
チャンネルを用いて多次元接続を行うものであり、アナ
ログ方式のセルラ電話システムでは、専ら、ＦＤＭＡ方
式が用いられている。

【０００７】ところが、ＦＤＭＡ方式では、周波数利用
効率が悪く、利用者数の急激な増大に対して、チャンネ
ル数が不足しがちである。チャンネル数を増大するため
に、チャンネル間隔を狭くすると、隣接チャンネルの影
響が受けやすくなったり、音質の劣化が生じる。

【０００８】ＴＤＭＡ方式は、送信データを時間圧縮す
ることより、利用時間を分割し、同一の周波数を共有す
るようにしたもので、ＴＤＭＡ方式は、ディジタル方式
のセルラ電話システムとして、現在、広く普及してい
る。ＴＤＭＡ方式は、ＦＤＡＭ方式だけの場合に比べ
て、周波数利用効率が改善されるものの、チャンネル数
には限界があり、利用者の急激な増大とともに、チャン
ネル数の不足が危惧されている。

【０００９】これに対して、ＣＤＭＡ方式では、耐干渉
性が優れており、隣接チャンネルの影響を受けにくい。
このため、周波数利用効率が上がり、より多チャンネル
化が図れる。

【００１０】上述のように、スペクトラム拡散方式で
は、送信時に、例えばＢＱＰＳＫ（Balanced Quadratur
e Phase Shift Keying）変調されると共に、搬送波に対
してＰＮ符号が乗じられ、スペクトラム拡散が行われ
る。そして、受信時には、送信側と同一のＰＮ符号を用
いて、逆拡散が行われる。

【００１１】図５は、ＢＱＰＳＫ変調で変調して拡散処
理を行う場合の送信側の拡散処理を示すものである。図
５において、入力端子１２０からの入力データは、Ｉチ
ャンネルとＱチャンネルのデータに分けられ、Ｉチャン
ネルのデータは乗算回路１２３に供給され、Ｑチャンネ
ルのデータは乗算回路１２４に供給される。

【００１２】乗算回路１２３には、ＰＮ符号発生回路１
２１から、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩが供給され
る。乗算回路１２３で、入力端子１２０からのＩチャン
ネルのデータと、ＰＮ符号発生回路１２１からのＰチャ
ンネルのＰＮ符号ＰＮＩとが乗算される。乗算回路１２
３の出力が乗算回路１２７に供給される。

【００１３】乗算回路１２４には、ＰＮ符号発生回路１
２２から、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱが供給され
る。乗算回路１２４で、入力端子１２０からのデータ
と、ＰＮ符号発生回路１２２からのＱチャンネルののＰ
Ｎ符号ＰＮＱとが乗算される。乗算回路１２４の出力が
乗算回路１２８に供給される。

【００１４】信号発生回路１２５からの搬送波信号は、
乗算回路１２７に供給されると共に、π／２移相回路１
２６を介して、乗算回路１２８に供給される。乗算回路
１２７で、乗算回路１２３の出力と、信号発生回路１２
５からの搬送波信号とが乗算される。乗算回路１２８
で、乗算回路２４の出力と、π／２遅延された信号発生
回路１２５からの搬送波信号とが乗算される。

【００１５】乗算回路１２７の出力及び乗算回路１２８
の出力が加算回路１２９に供給される。加算回路１２９
で、乗算回路１２７の出力と乗算回路１２８の出力とが
加算される。加算回路１２９の出力が出力端子１３０か
ら出力される。

【００１６】このように、ＢＱＰＳＫ変調してスペクト
ラム拡散する場合には、送信側では、入力データが２つ
に分けられ、夫々にＰＮ符号発生回路１２１及び１２２
からの異なるＰＮ符号ＰＮＩ及びＰＮＱが乗算される。

【００１７】このように、ＢＱＰＳＫ変調され、スペク
トラム拡散された信号を受信する場合、従来、図６に示
すように、受信信号を直交検波してＩチャンネルの信号
とＱチャンネルの信号を検波し、夫々に、Ｉチャンネル
のＰＮ符号ＰＮＩ及びＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱを
乗算するようにしている。

【００１８】つまり、図６は、従来の受信時の逆拡散処
理を示すものである。図６において、入力端子１５１か
らの受信信号は、乗算回路１５２に供給されると共に、
乗算回路１５３に供給される。乗算回路１５２には、信
号発生回路１５４の出力が供給される。信号発生回路１
５４は、入力端子１５１からの受信信号の搬送波周波数
と等しい周波数の信号を発生している。乗算回路１５３
には、信号発生回路１５４から受信信号の搬送波周波数
と等しい周波数の信号がπ／２遅延回路１５５を介して
供給される。

【００１９】これら乗算回路１５２、１５３、信号発生
回路１５４、π／２遅延回路１５５により、準同期検波
回路が構成される。この準同期検波回路により、乗算回
路１５２の出力からＩチャンネルの信号が得られ、乗算
回路１５３の出力からＱチャンネルの信号が得られる。
乗算回路１５２の出力がローパスフィルタ１５６を介し
て乗算回路１５８に供給される。乗算回路１５３の出力
がローパスフィルタ１５７を介して乗算回路１５９に供
給される。

【００２０】乗算回路１５８には、ＰＮ符号発生回路１
６０から、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩが供給され
る。乗算回路１５９には、ＰＮ符号発生回路１６１か
ら、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱが供給される。乗算
回路１５８で、Ｉチャンネルのデータが逆拡散される。
この逆拡散出力がローパスフィルタ１６２を介して出力
端子１６３から出力される。乗算回路１５９で、Ｑチャ
ンネルのデータが逆拡散される。この逆拡散出力がロー
パスフィルタ１６４を介して出力端子１６５から出力さ
れる。

【００２１】このように、従来では、ＢＱＰＳＫ変調さ
れ、スペクトラム拡散されて送られてきた信号を受信す
る場合には、準同期検波回路で直交検波することにより
受信信号が２つのチャンネルに分けられ、夫々にＰＮ符
号発生回路１５８及び１５９からの異なるＰＮ符号ＰＮ
Ｉ及びＰＮＱが乗算され、逆拡散処理が行われている。
ところが、このような処理では、送信時には全て実数平
面で計算が行われているのに対して、受信時には準同期
検波により複素数信号に変換されているため、厳密に
は、逆拡散は成立していない。

【００２２】すなわち、送信側では、拡散は全て実数平
面で計算が行われている。これに対して、受信側では、
準同期検波により受信信号が直交検波され、複素信号に
変換されている。したがって、実数であるＩチャンネル
のＰＮ符号ＰＮＩ及びＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱ
と、複素信号である準同期検波回路の出力とが乗じられ
る。このように、実数の信号と、複素数の信号とを乗じ
ても、逆拡散は成立しない。

【００２３】そこで、本願出願人は、受信側で、信号に
複素共役を乗算して逆拡散を行うことを提案している。
つまり、信号を全て複素数として考えると、拡散はＰＮ
ＩとＰＮＱが複素乗算により信号に位相回転を与えたこ
とに等しいと考えられる。このことから、逆拡散は、そ
の位相回転を逆に回転させれば良い。

【００２４】準同期検波後の出力信号を複素数として扱
い、 Ｉ＋ｊＱ とする。そして、逆拡散に用いるＰＮ系列を ＰＮＩ＋ｊＰＮＱ として、複素数で表現する。逆拡散は、位相を逆回転さ
せることであるので、信号にＰＮ符号の複素共役を乗じ
れば良い。つまり、 （Ｉ＋ｊＱ）・（ＰＮＩ−ｊＰＮＱ） ＝（Ｉ・ＰＮＩ＋Ｑ・ＰＮＱ）＋ｊ（Ｑ・ＰＮＩ−Ｉ・ＰＮＱ） を求めれば良い。

【００２５】上式より、Ｉ信号及びＱ信号の逆拡散後の
出力結果は、 Ｉ＿ＯＵＴ＝Ｉ・ＰＮＩ＋Ｑ・ＰＮＱ Ｑ＿ＯＵＴ＝Ｑ・ＰＮＩ−Ｉ・ＰＮＱ となる。

【００２６】以上の計算を行えば、平衡ＱＰＳＫの逆拡
散は完了する。したがって、上述の式の演算を行う回路
を実現すれば、逆拡散が行えることになる。

【００２７】図７は、上式に基づく演算により逆拡散を
行えるようにした場合の構成を示すものである。

【００２８】図７において、入力端子１７１からの受信
信号は、乗算回路１７２に供給されると共に、乗算回路
１７３に供給される。乗算回路１７２には、信号発生回
路１７４の出力が供給される。乗算回路１７３には、信
号発生回路１７４からの信号がπ／２遅延回路１７５を
介して供給される。

【００２９】これら乗算回路１７２、１７３、信号発生
回路１７４、π／２遅延回路１７５により、準同期検波
回路が構成される。この準同期検波回路により、乗算回
路１７２の出力からＩチャンネルの信号が得られ、乗算
回路１７３の出力からＱチャンネルの信号が得られる。

【００３０】乗算回路１７２の出力がローパスフィルタ
１７６を介して乗算回路１７８に供給されると共に、乗
算回路１７９に供給される。乗算回路１７３の出力がロ
ーパスフィルタ１７７を介して乗算回路１８０に供給さ
れると共に、乗算回路１８１に供給される。

【００３１】ＰＮ符号発生回路１８２からは、Ｐチャン
ネルのＰＮ符号ＰＮＩが出力される。このＰＮ符号発生
回路１８２の出力が乗算回路１７８に供給されると共
に、乗算回路１８０に供給される。ＰＮ符号発生回路１
８３からは、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱが出力され
る。このＰＮ符号発生回路１８３の出力が乗算回路１７
９に供給されると共に、乗算回路１８１に供給される。

【００３２】乗算回路１７８及び１８１の出力が加算回
路１８４に供給される。加算回路１８４の出力がＩチャ
ンネルの逆拡散出力として出力端子１８６から出力され
る。乗算回路１８０及び１７９の出力が減算回路１８５
に供給される。減算回路１８５の出力がＱチャンネルの
逆拡散出力として出力端子１８７から出力される。

【００３３】このように、乗算回路１７２、１７３、信
号発生回路１７４、π／２遅延回路１７５よりなる準同
期検波回路で、受信信号がＩチャンネルの信号とＱチャ
ンネルの信号とに分けられる。Ｉチャンネルの信号は、
乗算回路１７８及び１７９に供給され、Ｑチャンネルの
信号は、乗算回路１８０及び１８１に供給される。ＰＮ
符号発生回路１８２からの符号ＰＮＩは乗算回路１７８
及び乗算回路１８０に供給される。ＰＮ符号発生回路１
８３からの符号ＰＮＱは乗算回路１７９及び乗算回路１
８１に供給される。

【００３４】したがって、Ｐチャンネルの受信信号を
Ｐ、Ｑチャンネルの受信信号をＱとすると、乗算回路１
７８からはＩ・ＰＮＩが出力され、乗算回路１８０から
はＱ・ＰＮＩが出力され、乗算回路１７９からはＩ・Ｐ
ＮＱが出力され、乗算回路１８１からはＱ・ＰＮＱが出
力される。

【００３５】加算回路１８４により、乗算回路１７８の
出力Ｉ・ＰＮＩと、乗算回路１８１の出力Ｑ・ＰＮＱと
が加算される。加算回路１８４の出力Ｉ・ＰＮＩ＋Ｑ・
ＰＮＱがＩチャンネルの逆拡散出力として出力端子１８
６から出力される。

【００３６】減算回路１８５により、乗算回路１８０の
出力Ｑ・ＰＮＩと、乗算回路１７９の出力Ｉ・ＰＮＱと
が減算される。減算回路１８５の出力Ｑ・ＰＮＩ−Ｉ・
ＰＮＱがＱチャンネルの逆拡散出力として出力端子１８
７から出力される。

【００３７】

【発明が解決しようとする課題】ところが、図７に示す
ように、上式に基づいて、信号に複素共役を乗じて、逆
拡散を行う構成とすると、少なくとも４つの乗算回路１
７８〜１８１と、加算回路１８４及び減算回路１８５が
必要になる。このように、加数の乗算回路が必要になる
ため、回路規模が大きくなるという問題が生じる。

【００３８】したがって、この発明の目的は、信号に複
素共役を乗じて、逆拡散を行えると共に、回路規模の縮
小を図れるようにした受信装置及び受信方法、並びに携
帯電話システムの端末装置を提供することにある。

【００３９】

【課題を解決するための手段】この発明は、第１のＰＮ
符号により拡散された第１の信号と第２のＰＮ符号によ
り拡散された第２の信号とが互いに直交する搬送波で変
調されて送られてくるスペクトラム拡散信号を受信し、
受信信号を直交検波し、直交検波出力に複素共役を乗算
して第１及び第２の信号の逆拡散出力を得るようにした
受信装置において、受信信号を直交検波して得られた第
１の検波信号と第２の検波信号とを選択して、第１の信
号の復調出力を得るための第１の経路に出力する第１の
選択手段と、受信信号を直交検波して得られた第２の検
波信号と第１の検波信号とを選択して、第２の信号の復
調出力を得るための第２の経路に出力する第２の選択手
段と、第１のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発生手
段と、第２のＰＮ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手
段と、第１の経路において第１の選択手段の出力と第２
のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をとる第１
のＥＸ−ＯＲゲートと、第２の経路において第２の選択
手段の出力と第１のＰＮ符号発生手段の出力との排他的
論理和をとる第２のＥＸ−ＯＲゲートと、第１のＰＮ符
号発生手段からの第１のＰＮ符号と第２のＰＮ信号発生
手段からの第２のＰＮ符号とが等しいかどうかに応じて
第１及び第２の選択手段を切り替えるスイッチ制御手段
とを備え、第１のＥＸ−ＯＲゲート及び第２のＥＸ−Ｏ
Ｒゲートの出力から第１及び第２の信号の逆拡散出力を
得るようにした受信装置である。

【００４０】この発明は、第１のＰＮ符号により拡散さ
れた第１の信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２
の信号とが互いに直交する搬送波で変調されて送られて
くるスペクトラム拡散信号を受信し、受信信号を直交検
波し、直交検波出力に複素共役を乗算して第１及び第２
の信号の逆拡散出力を得るようにした受信方法におい
て、受信信号を直交検波して得られた第１の検波信号と
第２の検波信号とを選択して、第１の信号の復調出力を
得るための第１の経路に出力すると共に、受信信号を直
交検波して得られた第２の検波信号と第１の検波信号と
を選択して、第２の信号の復調出力を得るための第２の
経路に出力し、第１の経路において選択された第１の検
波信号又は第２の検波信号と、第２のＰＮ符号との排他
的論理和をとり、第２の経路において選択された第２の
検波信号又は第１の検波信号と、第１のＰＮ符号との排
他的論理和をとり、第１のＰＮ符号と第２のＰＮ符号と
が等しいかどうかに応じて、第１の経路に第１の検波信
号と第２の検波信号のどちらを出力するかを決定すると
共に、第２の経路に第２の検波信号と第１の検波信号の
どちらを出力するかを決定し、第１のＥＸ−ＯＲゲート
及び第２のＥＸ−ＯＲゲートの出力から第１及び第２の
信号の逆拡散出力を得るようにした受信方法である。

【００４１】この発明は、拡散符号により送信信号をス
ペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパタ
ーンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能
として携帯電話システムの端末装置において、送信側で
は、第１のＰＮ符号により拡散された第１の信号と第２
のＰＮ符号により拡散された第２の信号とを互いに直交
する搬送波で変調するようにしてスペクトラム拡散し、
受信側では、受信信号を直交検波し、直交検波出力に複
素共役を乗算して第１及び第２の信号の逆拡散出力を得
るようにしたものであり、受信信号を直交検波して得ら
れた第１の検波信号と第２の検波信号とを選択して、第
１の信号の復調出力を得るための第１の経路に出力する
第１の選択手段と、受信信号を直交検波して得られた第
２の検波信号と第１の検波信号とを選択して、第２の信
号の復調出力を得るための第２の経路に出力する第２の
選択手段と、第１のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号
発生手段と、第２のＰＮ符号を発生する第２のＰＮ符号
発生手段と、第１の経路において第１の選択手段の出力
と第２のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をと
る第１のＥＸ−ＯＲゲートと、第２の経路において第２
の選択手段の出力と第１のＰＮ符号発生手段の出力との
排他的論理和をとる第２のＥＸ−ＯＲゲートと、第１の
ＰＮ符号発生手段からの第１のＰＮ符号と第２のＰＮ信
号発生手段からの第２のＰＮ符号とが等しいかどうかに
応じて第１及び第２の選択手段を切り替えるスイッチ制
御手段とを備え、第１のＥＸ−ＯＲゲート及び第２のＥ
Ｘ−ＯＲゲートの出力から第１及び第２の信号の逆拡散
出力を得るようにした携帯電話システムの端末装置であ
る。

【００４２】Ｉチャンネルの直交検波出力とＱチャンネ
ルの直交検波出力とを選択し、Ｉチャンネルの復調出力
を得るための経路に出力するセレタクと、Ｑチャンネル
の直交検波出力とＩチャンネルの直交検波出力とを選択
し、Ｑチャンネルの復調出力を得るための経路に出力す
るセレタクとが設けられる。これらのセレクタは、Ｉチ
ャンネルのＰＮ符号と、ＱチャンネルのＰＮ符号とが一
致しているかどうかに応じて切り替えられる。これらの
セレクタを切り替えることは、Ｉ軸とＱ軸とを入れ替え
ることに相当する。Ｉチャンネルの復調出力を得るため
の経路のセレタクの出力と、ＱチャンネルのＰＮ符号Ｐ
ＮＱとの排他的論理和がとられ、これがＩチャンネルの
逆拡散出力とされる。Ｑチャンネルの復調出力を得るた
めの経路のセレタクの出力と、ＩチャンネルのＰＮ符号
ＰＮＩとの排他的論理和がとられ、これがＱチャンネル
の逆拡散出力とされる。これにより、複数の乗算回路や
加算回路、減算回路を用いることなく、信号に複素共役
を乗じて逆拡散を行う構成が実現でき、回路規模が削減
が図れる。

【００４３】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。図１は、この発明が適用
できるＣＤＭＡ方式の携帯電話システムの携帯端末の一
例を示すものである。この携帯端末では、受信方式とし
て、複数のパスからの信号を同時に受信し、これらを合
成するようにしたダイバシティＲＡＫＥ方式が採用され
ている。

【００４４】図１において、送信時には、マイクロホン
１に音声信号が入力される。この音声信号は、Ａ／Ｄコ
ンバータ２に供給され、Ａ／Ｄコンバータ２によりアナ
ログ音声信号がディジタル音声信号に変換される。Ａ／
Ｄコンバータ２の出力が音声圧縮回路３に供給される。

【００４５】音声圧縮回路３は、ディジタル音声信号を
圧縮符号化するものである。圧縮符号化方式としては、
種々のものが提案されているが、例えばＱＣＥＬＰ（Qu
alcomm Code Excited Linear Coding ）のような、話者
の声の性質や、通信路の混雑状況により、複数の符号化
速度が選択できるものを用いることができる。ＱＣＥＬ
Ｐでは、話者の声の性質や通信路の混雑状況によって４
通りの符号化速度（９．６ｋｂｐｓ、４．８ｋｂｐｓ、
２．４ｋｂｐｓ、１．２ｋｂｐｓ）が選択でき、通話品
質を保つのに最低限の速度で符号化が行えるようになっ
ている。勿論、音声圧縮方式は、これに限定されるもの
ではない。

【００４６】音声圧縮回路３の出力が畳込み符号化回路
４に供給される。畳込み符号化回路４により、送信デー
タに対して、畳込み符号のエラー訂正コードが付加され
る。畳込み符号化回路４の出力がインターリーブ回路５
に供給される。インターリーブ回路５により、送信デー
タがインターリーブされる。インターリーブ回路５の出
力がスペクトラム拡散回路６に供給される。

【００４７】スペクトラム拡散回路６により、搬送波が
変調され、ＰＮ符号で拡散される。すなわち、ＰＮ符号
はランダム符号であるから、このようにＰＮ符号を乗じ
ると、搬送波の周波数帯域が広げられ、スペクトラム拡
散が行われる。なお、送信データの変調方式としては、
例えばＢＱＰＳＫ変調を用いられている。

【００４８】スペクトラム拡散回路６の出力は、バンド
パスフィルタ７を介して、Ｄ／Ａコンバータ８に供給さ
れる。Ｄ／Ａコンバータ８の出力がＲＦ回路９に供給さ
れる。

【００４９】ＲＦ回路９には、ＰＬＬシンセサイザ１１
から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路９により、Ｄ
／Ａコンバータ８の出力とＰＬＬシンセサイザ１１から
の局部発振信号とが乗じられ、送信信号の周波数が所定
の周波数に変換される。ＲＦ回路９の出力が送信アンプ
１０に供給され、電力増幅された後、アンテナ１２に供
給される。そして、アンテナ１２からの電波が基地局に
向けて送られる。

【００５０】受信時には、基地局からの電波がアンテナ
１２により受信される。この基地局からの電波は、建物
等の反射を受けるため、マルチパスを形成して、携帯端
末のアンテナ１２に到達する。また、携帯端末を自動車
等で使用する場合には、ドップラー効果により、受信信
号の周波数が変化することがある。

【００５１】アンテナ１２からの受信出力は、ＲＦ回路
２０に供給される。ＲＦ回路２０には、ＰＬＬシンセサ
イザ１１から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路２０
により、受信信号が所定周波数の中間周波数信号に変換
される。

【００５２】ＲＦ回路２０の出力が中間周波回路２１を
介して、準同期検波回路２２に供給される。準同期検波
回路２２には、ＰＬＬシンセサイザ２３の出力が供給さ
れる。ＰＬＬシンセサイザ２３からの出力信号の周波数
は、周波数コンバイナ３２の出力により制御されてい
る。準同期検波回路２２により、受信信号が直交検波さ
れる。

【００５３】準同期検波回路２２の出力は、Ａ／Ｄコン
バータ２４に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２４によ
り、準同期検波回路２２の出力がディジタル化される。
このとき、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数
は、スペクトラム拡散に使われているＰＮ符号の周波数
よりも高い周波数に設定されており、所謂オーバーサン
プリングとされている。Ａ／Ｄコンバータ２４の出力が
フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに供給されると共に、
サーチャ２８に供給される。

【００５４】前述したように、受信時には、マルチパス
の信号が受信される。フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ
は、夫々、これらマルチパスの受信信号にＰＮ符号を乗
算して逆拡散を行い、逆拡散出力からデータを復調す
る。更に、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからは、各
パスでの受信信号レベルと、各パスでの周波数誤差が出
力される。

【００５５】サーチャ２８は、受信信号の符号を捕捉
し、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに設定する各パス
の符号を決定するものである。すなわち、サーチャ２８
は、受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行う逆拡散
回路を備えている。そして、コントローラ２９の制御の
基に、ＰＮ符号の位相を動かし、受信符号との相関を求
める。この設定された符号と受信符号との相関値によ
り、各パスの符号が決定される。コントローラ２９によ
り決定された符号がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに
設定される。

【００５６】フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃにより復
調された各パスの受信データは、データコンバイナ３０
に供給される。データコンバイナ３０により、各パスの
受信データが合成される。このデータコンバイナ３０の
出力がＡＧＣ回路３３に供給される。

【００５７】また、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに
より、各パスにおける信号強度が求められる。フィンガ
２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからの各パスにおける信号強度
は、ＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）
コンバイナ３１に供給される。ＲＳＳＩコンバイナ３１
により、各パスにおける信号強度が合成される。このＲ
ＳＳＩコンバイナ３１の出力がＡＧＣ回路３３に供給さ
れ、受信データの信号レベルが一定となるように、ＡＧ
Ｃ回路３３のゲインが制御される。

【００５８】また、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃか
らの各パスにおける周波数誤差が周波数コンバイナ３２
に供給される。周波数コンバイナ３２により、各パスに
おける周波数誤差が合成される。この周波数コンバイナ
３２の出力がＰＬＬシンセサイザ１１及び２３に供給さ
れ、周波数誤差に応じて、ＰＬＬシンセサイザ１１及び
２３の周波数が制御される。

【００５９】ＡＧＣ回路３３の出力がデインターリーブ
回路３４に供給される。デインターリーブ回路３４によ
り、送信側のインターリーブに対応して、受信データが
デインターリーブされる。デインターリーブ回路３４の
出力がビタビ復号回路３５に供給される。ビタビ復号回
路３５は、軟判定と最尤復号とにより、畳込み符号を復
号するものである。ビタビ復号回路３５により、エラー
訂正処理が行われる。このビタビ復号回路３５の出力が
音声伸長回路３６に供給される。

【００６０】音声伸長回路３６により、例えばＱＣＥＬ
Ｐにより圧縮符号化されて送られてきた音声信号が伸長
され、ディジタル音声信号が復号される。このディジタ
ル音声信号がＤ／Ａコンバータ３７に供給される。Ｄ／
Ａコンバータ３７によりディジタル音声信号がアナログ
音声信号に戻される。このアナログ音声信号がスピーカ
３８に供給される。

【００６１】上述のように、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、
２５Ｃでは、サーチャ２８で捕捉されたパスの受信信号
を逆拡散し、データを復調している。

【００６２】図２は、この発明が適用されたフィンガ２
５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃにおける逆拡散回路の具体的構成
を示すものである。なお、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２
５Ｃは同様に構成されており、ここでは、フィンガ２５
Ａについてのみ説明する。

【００６３】図２において、入力端子５１には、中間周
波回路２１（図１）からの中間周波信号が供給される。
この中間周波信号は、準同期検波回路２２の乗算回路５
２Ａ及び５２Ｂに供給される。ＰＬＬシンセサイザ２３
の出力は、乗算回路５２Ａに供給されると共に、π／２
移相回路５３を介して、乗算回路５２Ｂに供給される。
乗算回路５２Ａにより、入力端子５１からの中間周波信
号とＰＬＬシンセサイザ２３の出力信号とが乗算され
る。乗算回路５１Ｂにより、入力端子５１からの中間周
波信号と、π／２遅延回路５３を介されたＰＬＬシンセ
サイザ２３の出力信号が乗算される。

【００６４】ＰＬＬシンセサイザ２３の出力は、周波数
コンバイナ３２（図１）により、入力端子５１からの中
間周波信号の搬送波と同一周波数となるように制御され
ている。したがって、乗算回路５２Ａ及び５２Ｂで、入
力端子５１からの中間周波信号と、ＰＬＬシンセサイザ
２３の出力とを乗算すると、搬送波成分はキャンセルさ
れ、乗算回路５２Ａ及び５２Ｂから、Ｉチャンネル及び
Ｑチャンネルの受信信号が得られる。

【００６５】乗算回路５２Ａ及び５２Ｂの出力は、バン
ドパスフィルタ５４Ａ及び５４Ｂを夫々介して、Ａ／Ｄ
コンバータ２４Ａ及び２４Ｂに供給される。Ａ／Ｄコン
バータ２４Ａ及び２４Ｂにより、Ｉチャンネルの受信信
号及びＱチャンネルの受信信号がディジタル化される。

【００６６】Ａ／Ｄコンバータ２４Ａの出力がフィンガ
２５Ａ、（２５Ｂ、２５Ｃ）におけるセレクタ５５の端
子５５Ａに供給されると共に、セレクタ５６の端子５６
Ａに供給される。Ａ／Ｄコンバータ２４Ｂの出力がセレ
クタ５５の端子５５Ｂに供給されると共に、セレクタ５
６の端子５６Ｂに供給される。セレクタ５５の出力がＥ
Ｘ−ＯＲゲート５７の一方の入力端子に供給される。セ
レクタ５６の出力がＥＸ−ＯＲゲート５８の一方の入力
端子に供給される。

【００６７】ＰＮ符号発生回路５９は、Ｉチャンネルの
ＰＮ符号ＰＮＩを発生している。このＰＮ符号発生回路
５９からのＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩは、ＥＸ−Ｏ
Ｒゲート６１の一方の入力端子に供給されると共に、Ｅ
Ｘ−ＯＲゲート５８の他方の入力端子に供給される。Ｐ
Ｎ符号発生回路６０は、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱ
を発生している。このＰＮ符号発生回路６０からのＱチ
ャンネルのＰＮ符号ＰＮＱは、ＥＸ−ＯＲゲート６１の
他方の入力端子に供給されると共に、ＥＸ−ＯＲゲート
５７の他方の入力端子に供給される。

【００６８】ＥＸ−ＯＲゲート６１の出力がセレクト信
号としてセレクタ５６に供給されると共に、インバータ
６２により反転されて、セレクタ５５に供給される。セ
レクタ５５は、論理「０」のセレクト信号が与えられた
ときには端子５５Ｂ側に設定され、論理「１」のセレク
ト信号が与えられたときには端子５５Ａ側に設定され
る。セレクタ５６は、論理「０」のセレクト信号が与え
られたときには端子５６Ｂ側に設定され、論理「１」の
セレクト信号が与えられたときには端子５６Ａ側に設定
される。

【００６９】ＥＸ−ＯＲゲート５７の出力から、Ｉチャ
ンネルの逆拡散出力が得られる。このＥＸ−ＯＲゲート
５７の出力は、チップをシンボルに変換するアキューム
レータ６３に供給される。アキュームレータ６３の出力
が出力端子６４から出力される。ＥＸ−ＯＲゲート５８
の出力から、Ｑチャンネルの逆拡散出力が得られる。こ
のＥＸ−ＯＲゲート５８の出力は、チップをシンボルに
変換するアキュームレータ６５に供給される。アキュー
ムレータ６５の出力が出力端子６６から出力される。

【００７０】セレクタ５５、５６、ＰＮ符号発生回路５
９、６０、ＥＸ−ＯＲゲート５７、５８、ＥＸ−ＯＲゲ
ート６１により、逆拡散回路が構成される。この逆拡散
回路は、信号に複素共役を乗算して逆拡散を行う構成と
されている。

【００７１】つまり、準同期検波回路２２からは、Ｉチ
ャンネルの信号とＱチャンネルの信号とが得られる。こ
の準同期検波回路２２の出力信号を複素数で表現する
と、 Ｉ＋ｊＱ …(1) となる。そして、Ｉチャンネルの逆拡散に用いるＰＮ符
号をＰＮＩ、Ｑチャンネルの逆拡散に用いるＰＮ符号を
ＰＮＱとして、ＰＮ符号系列を複素数で表現すると、 ＰＮＩ＋ｊＰＮＱ …(2) となる。

【００７２】逆拡散は、位相を逆回転させることになる
ので、（１）式のように複素数で表現された信号に、
（２）式のように複素数で表現されたＰＮ符号の複素共
役を乗じることになる。したがって、複素数で表される
信号（Ｉ＋ｊＱ）の逆拡散は、 （Ｉ＋ｊＱ）・（ＰＮＩ−ｊＰＮＱ） ＝（Ｉ・ＰＮＩ＋Ｑ・ＰＮＱ）＋ｊ（Ｑ・ＰＮＩ−Ｉ・ＰＮＱ） …(3) として表される。

【００７３】（３）式において、実数部がＩチャンネル
の逆拡散出力となり、虚数部がＱチャンネルの逆拡散出
力となるので、Ｉチャンネルの逆拡散出力Ｉ＿ＯＵＴ及
びＱチャンネルの逆拡散出力Ｑ＿ＯＵＴは、 Ｉ＿ＯＵＴ＝Ｉ・ＰＮＩ＋Ｑ・ＰＮＱ …(4) Ｑ＿ＯＵＴ＝Ｑ・ＰＮＩ−Ｉ・ＰＮＱ …(5) となる。

【００７４】図２に示したような、セレクタ５５、５
６、ＰＮ符号発生回路５９、６０、ＥＸ−ＯＲゲート５
７、５８、ＥＸ−ＯＲゲート６１からなる逆拡散回路
は、（４）及び（５）式と等価な演算処理を行って、Ｉ
チャンネル及びＱチャンネルの逆拡散出力を得るもので
ある。

【００７５】つまり、図２において、ＰＮ符号発生回路
５９からは、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩが出力さ
れ、ＰＮ符号発生回路６０からは、ＱチャンネルのＰＮ
符号ＰＮＱが出力される。ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮ
Ｉと、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが等しい（ＰＮ
Ｉ＝ＰＮＱ）ときには、（４）及び（５）式における後
ろの項（Ｑ・ＰＮＱ）及び（−Ｉ・ＰＮＱ）を除いたも
のに相当する出力が、Ｉチャンネルの逆拡散出力Ｉ＿Ｏ
ＵＴ及びＱチャンネルの逆拡散出力Ｑ＿ＯＵＴとして出
力端子６４及び６６から出力される。すなわち、 Ｉ＿ＯＵＴ＝Ｉ・ＰＮＩ …(6) Ｑ＿ＯＵＴ＝Ｑ・ＰＮＩ …(7) となる。

【００７６】ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩと、Ｑチャ
ンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが異なる（ＰＮＩ≠ＰＮＱ）
ときには、（４）及び（５）式における前の項（Ｉ・Ｐ
ＮＩ）及び（Ｑ・ＰＮＩ）を除いたものに相当する出力
が、Ｉチャンネルの逆拡散出力Ｉ＿ＯＵＴ及びＱチャン
ネルの逆拡散出力Ｑ＿ＯＵＴとして出力端子６４及び６
６から出力される。すなわち、 Ｉ＿ＯＵＴ＝Ｑ・ＰＮＱ …(8) Ｑ＿ＯＵＴ＝−Ｉ・ＰＮＱ …(9) となる。

【００７７】したがって、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮ
ＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが等しくなる期間
と、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰ
Ｎ符号ＰＮＱとが異なる期間とを総合すると、エネルギ
ー的には−３ｄＢとなるが、（４）及び（５）式の演算
処理を行ったのと等価な演算を行ってことになる。

【００７８】この場合、信号に複素共役を乗じて逆拡散
を行う処理を、セレクタ５５、５６と、ＰＮ符号発生回
路５９、６０、ＥＸ−ＯＲゲート５７、５７、ＥＸ−Ｏ
Ｒゲート６１で行えたことになり、従来に比べて、大幅
な回路規模の削減を図れたことになる。

【００７９】このように、セレクタ５５、５６、ＰＮ符
号発生回路５９、６０、ＥＸ−ＯＲゲート５７、５８、
ＥＸ−ＯＲゲート６１からなる逆拡散回路により、
（４）及び（５）式と略等価な演算処理を行えることに
ついて、更に、説明する。

【００８０】Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４Ｂによ
り、Ｉチャンネルの信号及びＱチャンネルの信号が夫々
ディジタル化される。Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４
Ｂは、ここでは、正負対称となるディジタル信号、例え
ば、１の補数で表現されたディジタル信号を出力するも
のと考える。１の補数で表現されている場合には、符号
反転は、各ビットを反転させれば良い。

【００８１】ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩ及びＱチャ
ンネルのＰＮ符号ＰＮＱが等しい（ＰＮＩ＝ＰＮＱ）と
きには、ＥＸ−ＯＲゲート６１の出力は「０」になる。
ＥＸ−ＯＲゲート６１の出力が「０」のときには、セレ
クタ５５は端子５５Ａ側に設定され、セレクタ５６は端
子５６Ｂ側に設定される。したがって、セレクタ５５か
らはＩチャンネルの信号が出力され、セレクタ５６から
はＱチャンネルの信号が出力される。

【００８２】セレクタ５５からのＩチャンネルの信号
は、ＥＸ−ＯＲゲート５７の一方の入力端子に供給され
る。ＥＸ−ＯＲゲート５７の他方の入力端子には、ＰＮ
符号発生回路６０から、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱ
が供給される。ＥＸ−ＯＲゲート５７で、セレクタ５５
からのＩチャンネルの信号と、ＰＮ符号発生回路６０か
らのＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが乗算されたかと
になる。したがって、ＥＸ−ＯＲゲート５７から出力さ
れるＩチャンネルの逆拡散出力Ｉ＿ＯＵＴは、 Ｉ＿ＯＵＴ＝Ｉ・ＰＮＱ となる。ここで、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩと、Ｑ
チャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとは等しいので、 Ｉ＿ＯＵＴ＝Ｉ・ＰＮＱ＝Ｉ・ＰＮＩ となる。これは、（６）式で示した、ＩチャンネルのＰ
Ｎ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが等し
い場合のＩチャンネルの出力と等しい。

【００８３】一方、セレクタ５６からのＱチャンネルの
信号は、ＥＸ−ＯＲゲート５８の一方の入力端子に供給
される。ＥＸ−ＯＲゲート５８の他方の入力端子には、
ＰＮ符号発生回路５９から、ＩチャンネルのＰＮ符号Ｐ
ＮＩが供給される。ＥＸ−ＯＲゲート５８で、セレクタ
５６からのＱチャンネルの信号と、ＰＮ符号発生回路５
９からのＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとが乗算された
ことになる。したがって、ＥＸ−ＯＲゲート５８から出
力されるＱチャンネルの逆拡散出力Ｑ＿ＯＵＴは、 Ｑ＿ＯＵＴ＝Ｑ・ＰＮＩ となる。これは、（７）式で示した、ＩチャンネルのＰ
Ｎ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが等し
い場合のＱチャンネルの出力と等しい。

【００８４】以上により、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮ
ＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱが等しい場合には、
（６）式及び（７）式で示したような、Ｉチャンネルの
逆拡散出力Ｉ＿ＯＵＴ及びＱチャンネルの逆拡散出力Ｑ
＿ＯＵＴが得られたことになる。

【００８５】ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩと、Ｑチャ
ンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが異なる（ＰＮＩ≠ＰＮＱ）
ときには、ＥＸ−ＯＲゲート６１の出力は「１」にな
る。ＥＸ−ＯＲゲート６１の出力が「１」のときには、
セレクタ５５は端子５５Ｂ側に設定され、セレクタ５６
は端子５６Ａ側に設定される。したがって、セレクタ５
５からはＱチャンネの信号が出力され、セレクタ５６か
らはＩチャンネルの信号が出力される。

【００８６】セレクタ５５からのＱチャンネルの信号
は、ＥＸ−ＯＲゲート５７の一方の入力端子に供給され
る。ＥＸ−ＯＲゲート５７の他方の入力端子には、ＰＮ
符号発生回路６０から、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱ
が供給される。ＥＸ−ＯＲゲート５７で、セレクタ５５
からのＱチャンネルの信号と、ＰＮ符号発生回路６０か
らのＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが乗算されたこと
になる。したがって、ＥＸ−ＯＲゲート５７から出力さ
れるＩチャンネルの逆拡散出力Ｉ＿ＯＵＴは、 Ｉ＿ＯＵＴ＝Ｑ・ＰＮＱ となる。これは、（８）式に示した、ＩチャンネルのＰ
Ｎ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが異な
る場合のＩチャンネルの出力と等しい。

【００８７】一方、セレクタ５６からのＩチャンネルの
信号は、ＥＸ−ＯＲゲート５８の一方の入力端子に供給
される。ＥＸ−ＯＲゲート５８の他方の入力端子には、
ＰＮ符号発生回路５９から、ＩチャンネルのＰＮ符号Ｐ
ＮＩが供給される。（ＰＮＩ≠ＰＮＱ）であり、ビット
反転が符号反転なので、ＥＸ−ＯＲゲート５８で、セレ
クタ５６からのＩチャンネルの信号と、ＰＮ符号発生回
路５９からのＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとが乗算さ
れて符号反転されたことになる。したがって、ＥＸ−Ｏ
Ｒゲート５８から出力されるＱチャンネルの逆拡散出力
Ｑ＿ＯＵＴは、 Ｑ＿ＯＵＴ＝−Ｉ・ＰＮＩ となる。したがって、（９）式に示した、Ｉチャンネル
のＰＮ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱとが
異なる場合のＱチャンネルの出力と等しくなる。

【００８８】また、この発明が適用された逆拡散回路の
動作は、図３に示すように、信号をそのままにして、Ｉ
軸とＱ軸を回転させているとも考えることかできる。

【００８９】つまり、セレクタ５５及び５６を切り替え
ることにより、Ｉ軸及びＱ軸を入れ換えたことになる。
例えば、Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４ＢのからのＩ
チャンネル及びＱチャンネルの出力（Ｉｃｈ，Ｑｃｈ）
が（−２．５，−３．５）であるとする。Ｉチャンネル
のＰＮ符号ＰＮＩとＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱ（Ｐ
ＮＩ，ＰＮＱ）が（０，０）のときには、セレクタ５５
は端子５５Ａ側に設定され、セレクタ５５Ｂは端子５５
Ｂ側に設定されており、このときの座標軸は図３Ａに示
すような状態であるとする。

【００９０】次に、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱ
チャンネルのＰＮ符号ＰＮＱ（ＰＮＩ，ＰＮＱ）が
（１，０）になると、（ＰＮＩ≠ＰＮＱ）なので、セレ
クタ５５が端子５５Ｂ側に切り替えられ、セレクタ５５
Ｂは端子５５Ａ側に切り替えられ、Ｉ軸とＱ軸とが入れ
替わったことになる。更に、ＩチャンネルのＰＮ符号Ｐ
ＮＩは「１」であるから、Ｉチャンネルの符号が反転す
る。したがって、このときには、図３Ｂに示すように座
標軸が９０度回転されたことになる。

【００９１】次に、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱ
チャンネルのＰＮ符号ＰＮＱ（ＰＮＩ，ＰＮＱ）が
（１，１）になると、再びセレクタ５５は端子５５Ａ側
に設定され、セレクタ５５Ｂは端子５５Ｂ側に設定され
るので、Ｉ軸とＱ軸とが元に戻ったことになる。更に、
ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩ及びＱチャンネルのＰＮ
符号ＰＮＱは「１」であるから、Ｉチャンネル及びＱチ
ャンネルの符号が反転する。したがって、このときに
は、図３Ｃに示すように、更に座標軸が９０度回転され
たことになる。

【００９２】次に、ＩチャンネルのＰＮ符号ＰＮＩとＱ
チャンネルのＰＮ符号ＰＮＱ（ＰＮＩ，ＰＮＱ）が
（０，１）になると、セレクタ５５が端子５５Ｂ側に切
り替えられ、セレクタ５５Ｂは端子５５Ａ側に切り替え
られるので、Ｉ軸とＱ軸とが入れ替わったことになる。
更に、ＱチャンネルのＰＮ符号ＰＮＱは「１」であるか
ら、Ｑチャンネルの符号が反転する。したがって、この
ときには、図３Ｄに示すようにに、更に座標軸が９０度
回転されたことになる。

【００９３】ところで、上述の説明では、Ａ／Ｄコンバ
ータ２４Ａ及び２４Ｂは、１の補数で表現されたディジ
タル信号を出力しているとしているが、通常、Ａ／Ｄコ
ンバータの出力は、２の補数で表現されたディジタル信
号を出力する。このため、補正が必要になる。

【００９４】Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４Ｂから２
の補数で表現されたディジタル信号が出力されている場
合、これを１の補数で表現されているものとすると、Ａ
／Ｄコンバータ２４Ａ及び２４Ｂの出力値は、図４に示
すように考えることができる。つまり、２の補数では、
「００００」が「０」となるが、正負対称の数では、
「００００」と「１１１１」との間に「０」があると考
えられる。したがって、Ａ／Ｄコンバータ２４Ａ及び２
４Ｂの出力を、「００００」は「０．５」、「１１１
１」は「−０．５」として考えられる。そして、Ａ／Ｄ
コンバータ２４Ａ及び２４Ｂから「０１１１」が出力さ
れている場合には、この値は「７．５」であると考え、
「０１１０」が出力されている場合には、この値は
「６．５」であると考える。このように考えると、上述
のように、２の補数表現のＡ／Ｄコンバータ２４Ａ及び
２４Ｂから出力を、１の補数のディジタル信号として扱
うことができる。

【００９５】このように考えた場合には、「０．５」と
いう小数点の情報が残る。そこで、アキュームレータ６
３及び６５でチップをシンボルに変換する際に、アキュ
ームレートを２回する毎に１回毎、「１」のデータを加
えるようにしている。アキュームレートを２回する毎に
１回、「１」のデータを加えることは、「０．５」を加
えていることと等価である。したがって、小数点の情報
が補正されることになる。

【００９６】なお、アキュームレートを２回する毎に１
回、「１」のデータを加える代わりに、アキュームレー
タ６３及び６５の最下位に１ビット付加するようにして
も良い。最下位ビットに１ビット付加すれは、２倍され
たことになるので、小数点の情報が補正されることにな
る。

【００９７】

【発明の効果】この発明によれば、ＩチャンネルのＰＮ
符号と、ＱチャンネルのＰＮ符号とが一致しているかど
うかに応じて、Ｐチャンネルの受信出力とＱチャンネル
の受信出力とを選択するセレクタを切り替えている。こ
れにより、複数の乗算回路や加算回路、減算回路を用い
ることなく、信号に複素共役を乗じて逆拡散を行う構成
が実現でき、回路規模が削減が図れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末の全体構成を示すブロック図である。

【図２】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末における逆拡散回路の一例のブロック図である。

【図３】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末における逆拡散回路の説明に用いるグラフである。

【図４】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末における逆拡散回路の説明に用いる略線図である。

【図５】従来のスペクトラム拡散方式の送信側の説明に
用いるブロック図てある。

【図６】従来のスペクトラム拡散方式の受信側の構成の
一例の説明に用いるブロック図てある。

【図７】従来のスペクトラム拡散方式の受信側の構成の
他の例の説明に用いるブロック図てある。

【符号の説明】

２２・・・準同期検波回路、２４Ａ、２４Ｂ・・・Ａ／
Ｄコンバータ、２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ・・・フィン
ガ、５５、５６・・・セレクタ、５７、５８、６１ＥＸ
−ＯＲゲート、５９、６０・・・ＰＮ符号発生回路

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１のＰＮ符号により拡散された第１の
   信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とが
   互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペク
   トラム拡散信号を受信し、上記受信信号を直交検波し、
   上記直交検波出力に複素共役を乗算して上記第１及び第
   ２の信号の逆拡散出力を得るようにした受信装置におい
   て、 受信信号を直交検波して得られた第１の検波信号と第２
   の検波信号とを選択して、上記第１の信号の復調出力を
   得るための第１の経路に出力する第１の選択手段と、 上記受信信号を直交検波して得られた第２の検波信号と
   第１の検波信号とを選択して、上記第２の信号の復調出
   力を得るための上記第２の経路に出力する第２の選択手
   段と、 第１のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発生手段と、 第２のＰＮ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手段と、 上記第１の経路において上記第１の選択手段の出力と上
   記第２のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をと
   る第１のＥＸ−ＯＲゲートと、 上記第２の経路において上記第２の選択手段の出力と上
   記第１のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をと
   る第２のＥＸ−ＯＲゲートと、 上記第１のＰＮ符号発生手段からの第１のＰＮ符号と上
   記第２のＰＮ信号発生手段からの第２のＰＮ符号とが等
   しいかどうかに応じて上記第１及び第２の選択手段を切
   り替えるスイッチ制御手段とを備え、 上記第１のＥＸ−ＯＲゲート及び上記第２のＥＸ−ＯＲ
   ゲートの出力から上記第１及び第２の信号の逆拡散出力
   を得るようにした受信装置。
2. 【請求項２】 上記受信信号を直交検波して得られる第
   １の検波信号及び第２の検波信号を正負対称なディジタ
   ル信号でディジタル化するようにした請求項１記載の受
   信装置。
3. 【請求項３】 上記受信信号を直交検波して得られる第
   １の検波信号及び第２の検波信号を２の補数でディジタ
   ル化し、上記２の補数のディジタル信号を正負対称なデ
   ィジタル信号として扱うようにした請求項１記載の受信
   装置。
4. 【請求項４】 更に、２の補数のディジタル信号を正負
   対称なディジタル信号として扱った場合の補正回路を設
   けるようにした請求項３記載の受信装置。
5. 【請求項５】 第１のＰＮ符号により拡散された第１の
   信号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とが
   互いに直交する搬送波で変調されて送られてくるスペク
   トラム拡散信号を受信し、上記受信信号を直交検波し、
   上記直交検波出力に複素共役を乗算して上記第１及び第
   ２の信号の逆拡散出力を得るようにした受信方法におい
   て、 受信信号を直交検波して得られた第１の検波信号と第２
   の検波信号とを選択して、上記第１の信号の復調出力を
   得るための第１の経路に出力すると共に、 上記受信信号を直交検波して得られた第２の検波信号と
   第１の検波信号とを選択して、上記第２の信号の復調出
   力を得るための第２の経路に出力し、 上記第１の経路において上記選択された上記第１の検波
   信号又は上記第２の検波信号と、上記第２のＰＮ符号と
   の排他的論理和をとり、 上記第２の経路において上記選択された上記第２の検波
   信号又は上記第１の検波信号と、上記第１のＰＮ符号と
   の排他的論理和をとり、 上記第１のＰＮ符号と上記第２のＰＮ符号とが等しいか
   どうかに応じて、上記第１の経路に上記第１の検波信号
   と第２の検波信号のどちらを出力するかを決定すると共
   に、上記第２の経路に上記第２の検波信号と第１の検波
   信号のどちらを出力するかを決定し、 上記第１のＥＸ−ＯＲゲート及び上記第２のＥＸ−ＯＲ
   ゲートの出力から上記第１及び第２の信号の逆拡散出力
   を得るようにした受信方法。
6. 【請求項６】 上記受信信号を直交検波して得られる第
   １の検波信号及び第２の検波信号を正負対称なディジタ
   ル信号でディジタル化するようにした請求項５記載の受
   信方法。
7. 【請求項７】 上記受信信号を直交検波して得られる第
   １の検波信号及び第２の検波信号を２の補数でディジタ
   ル化し、上記２の補数のディジタル信号を正負対称なデ
   ィジタル信号として扱うようにした請求項５記載の受信
   方法。
8. 【請求項８】 更に、２の補数のディジタル信号を正負
   対称なディジタル信号として扱った場合の補正回路を設
   けるようにした請求項５記載の受信方法。
9. 【請求項９】 拡散符号により送信信号をスペクトラム
   拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相
   を異ならせることにより、多次元接続を可能として携帯
   電話システムの端末装置において、 送信側では、第１のＰＮ符号により拡散された第１の信
   号と第２のＰＮ符号により拡散された第２の信号とを互
   いに直交する搬送波で変調するようにしてスペクトラム
   拡散し、受信側では、受信信号を直交検波し、上記直交
   検波出力に複素共役を乗算して上記第１及び第２の信号
   の逆拡散出力を得るようにしたものであり、 受信信号を直交検波して得られた第１の検波信号と第２
   の検波信号とを選択して、上記第１の信号の復調出力を
   得るための第１の経路に出力する第１の選択手段と、 上記受信信号を直交検波して得られた第２の検波信号と
   第１の検波信号とを選択して、上記第２の信号の復調出
   力を得るための上記第２の経路に出力する第２の選択手
   段と、 第１のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発生手段と、 第２のＰＮ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手段と、 上記第１の経路において上記第１の選択手段の出力と上
   記第２のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をと
   る第１のＥＸ−ＯＲゲートと、 上記第２の経路において上記第２の選択手段の出力と上
   記第１のＰＮ符号発生手段の出力との排他的論理和をと
   る第２のＥＸ−ＯＲゲートと、 上記第１のＰＮ符号発生手段からの第１のＰＮ符号と上
   記第２のＰＮ信号発生手段からの第２のＰＮ符号とが等
   しいかどうかに応じて上記第１及び第２の選択手段を切
   り替えるスイッチ制御手段とを備え、 上記第１のＥＸ−ＯＲゲート及び上記第２のＥＸ−ＯＲ
   ゲートの出力から上記第１及び第２の信号の逆拡散出力
   を得るようにした携帯電話システムの端末装置。
10. 【請求項１０】 上記受信信号を直交検波して得られる
    第１の検波信号及び第２の検波信号を正負対称なディジ
    タル信号でディジタル化するようにした請求項９記載の
    携帯電話システムの端末装置。
11. 【請求項１１】 上記受信信号を直交検波して得られる
    第１の検波信号及び第２の検波信号を２の補数でディジ
    タル化し、上記２の補数のディジタル信号を正負対称な
    ディジタル信号として扱うようにした請求項９記載の携
    帯電話システムの端末装置。
12. 【請求項１２】 更に、２の補数のディジタル信号を正
    負対称なディジタル信号として扱った場合の補正回路を
    設けるようにした請求項９記載の携帯電話システムの端
    末装置。