CN101142755B - 在无线通信系统中对数据进行解扩的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于在无线通信系统的接收机中对扩频信号进行解扩的方法，包括步骤：对扩频信号进行预处理，以导出扩频码片组，所述扩频码片组与数据符号相对应；对所述扩频码片进行处理，以提取每个扩频码片的同相分量和正交分量；以及根据预设选择信号，对同相分量和正交分量的组进行转换和组合，以导出解扩码片组。本发明还提供了一种执行上述方法的设备，该设备显著简化了解扩电路的设计，并减小了解扩电路的面积。

Description

在无线通信系统中对数据进行解扩的方法和设备

技术领域

本发明涉及无线通信领域，更具体地，涉及用于在TD-SCDMA(时分-同步码分多址)和/或WCDMA(宽带码分多址)系统中对扩频信号进行解扩的方法和设备。

背景技术

扩展频谱技术或扩频技术是近年来发展得非常快速的技术，其不仅在军事通信中发挥了有益作用，还广泛用于各种通信领域，例如，卫星通信、移动通信、微波通信、无线定位系统、无线局域网(LAN)和全球个人通信。

扩频通信可以简单地表述如下：一种用于传输信息的方式，其中信号占用了比传输信息所必需的最窄带宽宽得多的带宽；带宽是通过编码和调制方法而扩展的，并且与所传输的信息数据无关；在接收机处由相同的扩频码对所传输的信息数据进行解扩和恢复。以如下形式使用扩频技术：直接序列扩展频谱(简称为直接扩频(DS))、跳频(FH)、跳时(TH)和线性频率调制(Chirp)以及它们的组合，例如FH/DS、TH/DS和FH/TH，其中DS、FH和FH/DS在通信中使用最为频繁。

扩频通信技术的特征如下：

1.强有力的抗扰频能力

因为信号扩频到较宽波段，所以在接收机处通过压缩扩频信号的带宽来恢复窄带信号。因为与扩频伪随机码无关的扰频信号扩频到较宽频带，所以显著降低了进入有用信号的通信带宽中的扰频功率，从而提高了相关器的信号-干扰比。因此，扩频通信技术具有较强的抗扰频能力。该能力与频带的扩频次数成正比：频谱扩展得越宽，抗扰频能力越强。

2.多址通信

扩频通信本质上是一种多址通信方式，称为SSMA(扩展频谱多址)。它本质上是一种用不同扩频码形成不同网络的CDMA(码分多址)的形式。虽然占用较宽频带，但是因为不同网络可以同时共享相同频率，所以扩频系统的频谱利用率高于单信道单载波系统的频谱利用率。CDMA是针对未来全球个人通信的多址通信的主要形式。

3.安全和机密

因为扩频系统将所传输的信息扩展至较宽频带，所以功率密度随着频谱的扩展而降低，信号甚至可能被噪声淹没。因此，扩频信号具有较强的安全性，很难截获、窃听和检测。除非使用与发射机所使用的扩频码相同的扩频码，并且在与之同步之后再执行相关检测，否则无法对扩频信号进行任何处理。因为扩频信号具有较低的功率谱密度，所以只要功率谱密度满足一些要求，就可以在美国、日本和欧洲国家等许多国家中不经许可地使用诸如ISM波段等特定波段。

4.多路径干扰抑制

在一些通信情况下，例如存在严重的多路径干扰的移动通信和室内通信的情况下，系统必须具有较强的抗干扰能力，以确保无阻碍的通信。通过利用扩频所用的扩频码的相关特性，扩频技术具有较强的多路径干扰抑制能力，甚至可以利用多路径能力来改善系统性能。

采用扩频技术的CDMA系统与传统的TDMA和FDMA通信系统的操作显著不同。例如，在直接序列CDMA(DS-CDMA)发射机中，将针对给定专用或共用信道并在基本符号速率上的数字符号流扩展至码片(chip)速率。这种扩频操作包括在添加带宽冗余时，将信道独有扩频码(有时称作特征序列)应用于增加信号增益的符号流。

典型地，在扩频期间，将数字符号流与信道码相乘，以导出包括数据信息的信道化中间信号。然后将该中间信号与使用不同信道码的其他中间信号相加。然后，将求和的中间信号与小区扰频码相乘，以得到一组扩频信号。因为所有信道码彼此正交，所以不同用户可以通过不同的信道码在特定时隙上共享发送带宽。通过在接收机处应用适当的处理技术，可以将中间信号彼此区分开来。

在TD-SCDMA系统中，通过在接收机处应用(即，相乘或匹配)适当的扰频码和信道码，对扩频信号进行解扩，来恢复原始数据。但是，当将该扩频码应用于其他所发送和接收中间信号时，只产生噪声。因此，解扩操作有效地包括相关过程，该相关过程将所接收的信号与适当的数字码相比较，以从信道中恢复所需信息。

在TD-SCDMA系统中，扩频应用于物理信道的数据部分，并包括两个操作。第一个操作是信道化操作，将每个数据符号变换成多个码片，从而增加信号带宽。每个数据符号的多个码片称作扩频因子(SF)。第二个操作是加扰操作，其中将扰频码应用于扩频信号。这两个操作通常一并称作扩频操作，其中信道码和扰频码一并称作扩频码。在TD-SCDMA系统标准中，要求下行链路物理信道应该使用SF＝16。可以使用多个并行物理信道来支持较高的数据速率。应该使用不同的信道化码来传输这些并行物理信道。

信号的扩频和解扩可以由如下公式表示：

$x\left(n\right)=\frac{1}{\mathrm{SF}}\underset{i=1}{\overset{\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}z[(n-1)\×\mathrm{SF}+i]p*\left(i\right)$

其中x(n)是扩频之前的信号，p(i)是扩频码，z(i)是扩频之后的信号，表示舍入运算，返回值是大于或等于A的最接近的整数。

传统的解扩方法和设备需要大量乘法器。但是，这种乘法器具有复杂结构，并占用相对较大的芯片面积。因此，如果可以用其他简单的电路结构替代乘法器，则可以大幅度减小芯片面积和降低生产成本。因此，需要一种能够显著降低生产成本的解扩方法和设备。

发明内容

本发明的目的是提供一种解扩方法和设备，相比于传统设备，该设备可以大幅度减少电路面积。

本发明的另一目的是提供一种解扩方法和设备，该设备可以通过简单电路执行解扩功能，而不需要采用复杂电路的乘法器。

本发明的另一目的是提供一种可以并行处理数据的解扩方法和设备。

本发明的另一目的是提供一种解扩方法和设备，其中对于解扩计算的每条流水线，只需要一组数据输入端口。

为了部分或全部实现这些目的，根据本发明的一个方面，提供了一种用于在无线通信系统的接收机中对扩频信号进行解扩的方法，包括步骤：对扩频信号进行预处理，以导出扩频码片组，所述扩频码片组与数据符号相对应；对所述扩频码片进行处理，以提取每个扩频码片的同相分量和正交分量；以及基于预设选择信号，对同相分量和正交分量的组进行转换和组合，以导出解扩码片组。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于在无线通信系统的接收机中对扩频信号进行解扩的设备，包括：预处理装置，用于对扩频信号进行预处理，以导出扩频码片组，所述扩频码片组与数据符号相对应；提取装置，用于对所述扩频码片进行处理，以提取每个扩频码片的同相分量和正交分量；以及选择和处理装置，基于预设选择信号，对同相分量和正交分量的组进行转换和组合，以导出解扩码片组。

通过以下结合附图的描述、权利要求中的内容以及对本发明更完整的理解，本发明的其他目的和效果将变得显而易见并易于理解。

附图说明

以下，参照附图描述本发明的优选实施例，附图中：

图1是示出了根据本发明实施例的解扩设备的原理结构图；

图2是如图1所示的选择和处理装置的内部结构示意图；

图3是根据本发明实施例的解扩方法的流程图；

图4是根据本发明第一实施例的解扩设备的电路结构图；

图5是根据本发明第二实施例的解扩设备的结构图，用于从另一方面来说明本发明的原理；

图6示出了图5所示ALU(算术逻辑单元)的内部结构示例；以及

图7示出了图6所示ALU的内部结构的变体。

具体实施方式

参照图1到3，进一步解释根据本发明的解扩装置和方法的原理。图1是示出了根据本发明实施例的解扩设备的原理结构图。如图1所示，根据本发明的解扩设备包括预设装置10、预处理装置20、提取装置30、选择和处理装置40以及求和装置50。

预处理装置20对所接收的扩频信息进行预处理，以导出与数据符号相对应的一组扩频码片。扩频码片的长度等于已知扩频序列p(i)，{i＝1，2，...，SF}的长度。提取装置30对从预处理装置20导出的扩频码片进行处理，以提取每个扩频码片的同相分量和正交分量，其中同相分量与上述I分量相对应，正交分量与上述Q分量相对应。向选择和处理装置40提供由提取装置30导出的同相分量I和正交分量Q，选择和处理装置40包括一个或多个选择器。选择和处理装置40基于预设选择信号，对同相分量I和正交分量Q的组进行转换和组合，以得到解扩码片组r。由求和装置50将选择和处理装置40得到的解扩码片r求和，以恢复数据符号。

图2是如图1所示的选择和处理装置40的内部结构示意图。选择和处理装置40包括组合装置401和取反装置402。取反装置402接收同相分量I和正交分量Q，导出取反信号-I和-Q，并将同相分量I和正交分量Q连同取反信号-I和-Q一起输入到组合装置401中。组合装置基于预设选择信号，选择性地计算并输出同相分量I、正交分量Q以及它们的取反信号之间的预设组合结果。预设组合结果是一组所预期的特定组合结果中的一个结果。如以下相对于第一和第二实施例所描述的，当无线通信系统是TD-SCDMA系统时，从集合{1，-1，j，-j}中选择已知扩频序列的每个单元p(i)的值，并从集合{I+jQ，-I-jQ，-Q+jI，Q-jI}中选择该组所预期的结果，其中I是同相分量，Q是正交分量，-I是取反的同相分量，-Q是取反的正交分量。

本发明的思想还可以用于WCDMA无线通信系统中。当无线通信系统是WCDMA系统时，已知扩频序列的每个单元p(i)的值是集合{1+j，1-j，1+j，-1-j}中的一个。预设装置10基于从{1+j，1-j，1+j，-1-j}中选择的p*(i)值，产生相应的预设选择信号，例如，p*(i)值可以由两位的二进制数字表示。选择和处理装置40输出基于所接收的预设选择信号而选择的所预期结果。通过计算可见，该组所预期的结果是集合{(I-Q)+j(I+Q)，(I+Q)+j(-I+Q)，(-I-Q)+j(I-Q)，(-I+Q)+j(-I-Q)}中的一个，其中I是同相分量，Q是正交分量，-I是取反的同相分量，-Q是取反的正交分量。

因此，当扩频序列p(i)是从有限集合中选择的值时，可预期的是，解扩结果也是从有限集合中选择的值。因此，可以使用选择器、取反器和加法器的组合计算来实现用于解扩的乘法计算，从而简化解扩电路，并减小电路面积。

图3是根据本发明实施例的解扩方法的流程图。首先，在步骤S20对扩频信号进行预处理，以导出扩频码片组；在步骤S30，提取每个扩频码片的同相分量I和正交分量Q；然后，在步骤S40，基于预设选择信号，对同相分量I和正交分量Q的组进行转换和组合，以导出解扩码片组；最后，在步骤S50，将解扩码片求和，以导出解扩数据符号。

实施例I

图4是根据本发明实施例1的解扩设备的电路结构图。以下，参照图4进一步描述实施例I。

在TD-SCDMA系统中，数据的扩频包括两个操作：信道化和加扰。首先，用实值的信道化码对每个复值数据进行扩频。然后，由小区特定复加扰序列对产生的序列进行加扰。用户特定信道化和小区特定扰频码的组合可以视为用户和小区特定扩频码。在TD-SCDMA系统的下行链路中，扰频序列的SF和长度均为16。因此，通过一并使用信道化码和扰频码对所接收的信号进行扩频，便于恢复原始数据。

TD-CDMA中的扰频码是复数，其中元素是交替的实数和虚数。信道化码始终是实数。因此，扩频码是交替的实数和虚数。

根据TD-SCDMA的3GPP标准，扩频序列是p(i)，{i＝1，2，...，SF}。

p(i)＝(j)ⁱ.v_i        v_i∈{1，-1}；i＝1，2，...，SF

其中，j表示虚数单位，SF表示扩频因子。

扩频码中的奇数位始终是虚数，扩频码中的偶数位始终是实数。即：

$\left\{\begin{array}{cc}p\left(i\right)\∈\{1,-1\},& i=2n\\ p\left(i\right)\∈\{j,-j\},& i=2n+1\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，n是整数；

假设

z[(n-1)×SF+i]＝w(i)＝I+jQ        (3)

是所接收的信号，其中I是同相分量，Q是正交分量。在解扩中，数据乘以扩频码的共轭，并将结果的数目求和。假设y(i)是一个乘法运算的结果，即：

$y\left(i\right)=z[(n-1)\×\mathrm{SF}+i]\×p*\left(i\right)=w\left(i\right)\×p*\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}I+\mathrm{jQ}& p*\left(i\right)=1\\ -I-\mathrm{jQ}& p*\left(i\right)=-1\\ -Q+\mathrm{jI}& p*\left(i\right)=j\\ Q-\mathrm{jI}& p*\left(i\right)=-j\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中p^*(i)是扩频码p(i)的共轭。

在传统的解扩方法中，在计算乘法运算结果的任何时候，需要I分量和Q分量两个分量。而在本发明中，在导出乘法运算结果时，只需要I分量或Q分量。

根据本发明，为了得到解扩数据的实数分量，只需要输入Q分量，以进行对于扩频序列的奇数位的乘法运算，并且只需要输入I分量，以进行对于扩频序列的偶数位的乘法运算。类似地，为了得到解扩数据的虚数分量，只需要输入I分量，以进行对于扩频序列的奇数位的乘法运算，并且只需要输入Q分量，以进行对于扩频序列的偶数位的乘法运算。

根据公式(4)，可以看出，在实现过程中不需要乘法器，可以将扩频码的共轭p^*(i)的符号函数sign用作选择器的输入，以导出乘法运算的结果。在如下公式中，sign[p^*(i)]＝0表示正值，sign[p^*(i)]＝1表示负值。

当n＝2k，k∈整数时，

$\mathrm{Re}\left[y\left(i\right)\right]=\left\{\begin{array}{ccc}I& p*\left(i\right)=1& \mathrm{sign}[p*\left(i\right)]=0\\ -I& p*\left(i\right)=-1& \mathrm{sign}[p*\left(i\right)]=1\end{array}\right.$

$\mathrm{Im}\left[y\left(i\right)\right]=\left\{\begin{array}{ccc}Q& p*\left(i\right)=1& \mathrm{sign}[p*\left(i\right)]=0\\ -Q& p*\left(i\right)=-1& \mathrm{sign}[p*\left(i\right)]=1\end{array}\right.---\left(5\right)$

当n＝2k+1，k∈整数时，

$\mathrm{Re}\left[y\left(i\right)\right]=\left\{\begin{array}{ccc}-Q& p*\left(i\right)=j& \mathrm{sign}[p*\left(i\right)]=0\\ Q& p*\left(i\right)=-j& \mathrm{sign}[p*\left(i\right)]=1\end{array}\right.$ (6)

$\mathrm{Im}\left[y\left(i\right)\right]=\left\{\begin{array}{ccc}I& p*\left(i\right)=j& \mathrm{sign}[p*\left(i\right)]=0\\ -I& p*\left(i\right)=-j& \mathrm{sign}[p*\left(i\right)]=1\end{array}\right.$

在公式(5)中，当i是偶数时，如果扩频码的共轭p^*(i)的符号函数sign是0，则在公式(4)中，乘法运算结果y(i)的实部是I，虚部是Q；如果扩频码的共轭p^*(i)的符号函数sign是1，则在公式(4)中，乘法运算结果y(i)的实部是-I，虚部是-Q。在公式(6)中，当i是奇数时，如果扩频码的共轭p^*(i)的符号函数sign是0，则在公式(4)中，乘法运算结果y(i)的实部是Q，虚部是I；如果扩频码的共轭p^*(i)的符号函数sign是1，则在公式(4)中，乘法运算结果y(i)的实部是Q，虚部是-I。

从具体实施的角度看，只有扩频码的共轭的符号函数位用作选择器的选择信号。在图1中，s(i)表示p^*(i)的符号函数sign。

以下公式(7)可以根据公式(1)和公式(4)导出，解扩数据的实部和虚部均是两个部分之和。第一部分是扩频序列的偶数位乘法运算的求和结果，第二部分是解扩序列的奇数位乘法运算的求和结果。

$\mathrm{Re}\left[x\left(n\right)\right]1=\underset{i=1}{\overset{\mathrm{SF}-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\{z\left[(n-1)\right]\×\mathrm{SF}+i\]p*\left(i\right)\},i\∈2k+1,p*\left(i\right)\∈\{j,-j\}$

$\mathrm{Re}\left[x\left(n\right)\right]2=\underset{i=2}{\overset{\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\{z\left[(n-1)\right]\×\mathrm{SF}+i\]p*\left(i\right)\},i\∈2k,p*\left(i\right)\∈\{1,-1\}---\left(7\right)$

$\mathrm{Im}\left[x\left(n\right)\right]1=\underset{i=1}{\overset{\mathrm{SF}-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Rc}\{z\left[(n-1)\right]\×\mathrm{SF}+i\]p*\left(i\right)\},i\∈2k+1,p*\left(i\right)\∈\{j,-j\}$

                                                10

$\mathrm{Im}\left[x\left(n\right)\right]2=\underset{i=2}{\overset{\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Rc}\{z\left[(n-1)\right]\×\mathrm{SF}+i\]p*\left(i\right)\},i\∈2k,p*\left(i\right)\∈\{1,-1\}$

在上述公式中，Re[x]表示x的实部，Im[x]表示x的虚部，i、l、n和k都是整数。

采用上述公式提出本发明的解扩方法和设备。首先，计算sign[i]＝扩频码的共轭p^*(i)的sign[p^*(i)]。然后，得到的符号函数值用作选择器的选择端的输入，Q和-Q或者I和-I用作选择器的等待输入端的输入。这样，可以通过二选一选择器，来执行公式(4)中的乘法运算。

具体地，本发明应用以下方法来对所接收的信号进行解扩。第一步骤是分离地存储经过提升(raised)余弦滤波器(RCF)之后的信号。假设w(i)＝I(i)+jQ(i)是需要解扩的数据，则将所有I(i)(i＝2k，k∈整数)存储到连续的存储空间中，例如RAM(随机存取存储器)；并将所有I(i)(i＝2k+1，k∈整数)存储到另一个连续的存储空间中。类似地，将所有Q(i)(i＝2k，k∈整数)和所有Q(i)(i＝2k+1，k∈整数)分别存储到连续的存储空间中。因此，总共需要四个存储块。

图4是根据本发明第一实施例的解扩设备的电路结构图。在图4中，要进行解扩处理的数据经过滤波器101(滤波器可以是提升余弦滤波器或根提升(root raised)余弦滤波器)滤波，被划分为I和Q分量。按照顺序，分别将I和Q交替地划分为奇和偶分量，即，I_o和I_e，Q_o和Q_e(下标“o”表示奇序列中的奇分量，下标“e”表示偶序列中的偶分量)，并分别存储在四个存储块103_o、103_e、104_o和104_e中。将Q_o分量依次输入多个选择器202的第一输入端(如图4所示，由选择器202的“1”代表)，并将Q_o通过取反器所得的结果-Q_o输入选择器的第二输入端(如图4所示，由选择器202的“0”代表)。请注意，可以省略存储器103_o、103_e、104_o和104_e，而将I和Q分量直接输出至电路的后续级。当使用存储器103_o、103_e、104_o和104_e时，每个时钟周期可以向下级输出两组分量I和Q；例如，在第一时钟周期中，输出分量I₁和Q₁以及I₂和Q₂，在第二时钟周期中，向下级输出分量I₃和Q₃以及I₄和Q₄。当省略存储器103_o、103_e、104_o和104_e时，每个时钟周期可以向下级输出两组分量I和Q；例如，在第一时钟周期中，输出分量I₁和Q₁，在第二时钟周期中，向下级输出分量I₂和Q₂。假设{p(1)，p(2)，p(3)，...，p(16)}是在TD-SCDMA系统的下行链路中使用的扩频序列，首先，将扩频序列分成两部分：{p(1)，p(3)，p(5)，...，p(15)}和{p(2)，p(4)，p(6)，...，p(16)}；接着，计算{p(1)，p(3)，p(5)，...，p(15)}和{p(2)，p(4)，p(6)，...，p(16)}的共轭p^*(i)(i＝1～16)；然后，计算p^*(i)的符号函数sign，以得到s[i]＝sign[p^*(i)](当p^*(i)为正时，s[i]为0；当p^*(i)为负时，s[i]为1)。将p^*(i)的奇数位置处的符号s[1]，s[3]，...，s[15]并行地输入多个二选一(alternative)选择器202的选择端，将Q分量的奇数编号处的分量Q₁，Q₃，...，Q_2n-1依次输入选择器202的输入端“1”，并将由取反器201对Q₁，Q₃，...，Q_2n-1取反而得到的值依次输入多个选择器202的输入端“0”。选择器202基于在选择端输入的符号0或1，相应地选择并输出在输入端“0”输入的信号和“1”输入的信号。将每个选择器202的输出与电路上一级的输出求和，在由延迟器延迟一个时钟周期之后，输出求和结果，作为电路的当前级输出，并将该输出与下一级选择器的输出求和，依次类推。直到电路的最末级，得到第一电路分支的结果Real1。请注意，如果在每个时钟周期输出两组I和Q分量，因为选择器202接收第一组I和Q分量，所以只有在电路的最末级输出的结果Real1是在时钟周期的SF整数倍之后的正确结果；因此，除了时钟周期的SF/2整数倍，不考虑在其他时钟周期中输出的结果。类似地，如果在每个时钟周期输出一组I和Q分量，因为选择器202接收第一组I和Q分量，所以只有在电路的最末级输出的结果Real1是在时钟周期的SF整数倍之后的正确结果；因此，除了时钟周期的SF/2整数倍，不考虑在其他时钟周期中输出的结果。这在以下表1中有更清楚的表示，在电路的第二到第四分支中，情况也相同。

类似地，将p^*(i)的偶数位置处的符号s[2]，s[4]，...，s[16]并行地输入多个二选一选择器202的选择端，将I分量的偶数编号处的分量I₂，I₄，...，I_2n依次输入多个选择器202的输入端“0”，并在由取反器201对分量I₂，I₄，...，I_2n取反之后，将得到的值依次输入多个选择器202的输入端“1”。选择器202基于在选择端输入的符号0或1，相应地选择并输出在“0”或“1”输入的信号。将每一级选择器202的输出与电路上一级的输出求和，在由延迟器延迟一个时钟周期之后，输出求和结果，并将该结果与下一级选择器的输出求和，依次类推。直到电路的最末级，得到第二电路分支的结果Real2。

请注意，上述每个电路均包括选择器202、加法器203和延迟器电路204；此外，因为在第一和第二电路分支的第一级电路中，没有来自前一级的信号与当前级选择器202求和，所以如图4所示，在第一级电路中可以省略加法器203。

两个电路分支的结果Real1和Real2在加法器112中求和，以导出解扩结果的Real。

下面描述如图4所示、根据本发明的设备的虚部计算电路分支的结构。

将p^*(i)的奇数位置处的符号s[1]，s[3]，...，s[15]并行地输入多个二选一选择器202的选择端，将I分量的奇数编号处的分量I₁，I₃，...，I_2n-1依次输入多个选择器202的输入端“0”，并在由取反器201对分量I₁，I₃，...，I_2n-1取反之后，将得到的值依次输入多个选择器202的输入端“1”。选择器202基于在选择端输入的符号0或1，相应地选择并输出在“0”或“1”输入的信号。将每一个选择器202的输出与电路上一级的输出求和，在由延迟器延迟一个时钟周期之后，输出求和结果，并将该结果与下一级选择器的输出求和，依次类推。直到电路的最末级，得到第三电路分支的结果Imag1。

类似地，将p^*(i)的偶数位置处的符号s[2]，s[4]，...，s[16]并行地输入多个二选一选择器202的选择端，将I分量的偶数编号处的分量I₂，I₄，...，I_2n依次输入选择器202的输入端“0”，并在由取反器201对分量I₂，I₄，...，I_2n取反之后，将得到的值依次输入多个选择器202的输入端“1”。选择器202基于在选择端输入的符号0或1，相应地选择并输出在“0”或“1”输入的信号。将每一级选择器202的输出与电路上一级的输出求和，在由延迟器延迟一个时钟周期之后，输出求和结果，并将该结果与下一级选择器的输出求和，依次类推。直到电路的最末级，得到第四电路分支的结果Imag2。

在图4中，‘Real1’、‘Real2’、‘Imag1’和‘Imag2’分别表示公式(10)中的Re[x(n)]1、Re[x(n)]2、Im[x(n)]1和Im[x(n)]2。

请注意，上述每个电路均包括选择器202、加法器203和延迟器电路204；此外，因为在第三和第四电路分支的第一级电路中，没有来自前一级的信号与当前级选择器202求和，所以如图4所示，在第一级电路中可以省略加法器203。

两个电路分支的结果Imag1和Imag2在加法器112中求和，以导出解扩结果的虚部Imag。解扩结果的Real和Imag的组合是最终的解扩结果。

实施例II

图5是根据本发明第二实施例的解扩设备的结构图，用于从另一方面来说明本发明的原理。

如图5所示，要经解扩处理的数据由滤波器101进行滤波，并划分成I和Q分量。按照顺序，分别将I和Q交替地划分为奇数和偶数编号的分量，即，I_o和I_e，Q_o和Q_e。同时，将扩频码p输入针对扩频码共轭符号的计算器102，以计算扩频码的共轭符号，并分别将符号划分为奇数和偶数位置处的s_e和s_o。

同时将Q_o输入多个ALU105₁，105₃...，105₁₅。这些ALU同时接收来自扩频码的共轭符号的奇数位置s[1]，s[3]，...，s[15]，并且这些ALU彼此级联。即，前一级ALU的输出与下一级ALU的输入端连接。因为在第一级ALU105₁之前没有来自其他ALU的输入，所以至相应的输入端的输入为0。类似地，同时将Q_e输入多个ALU106₂，106₄，...，106₁₆。这些ALU同时接收来自扩频码的共轭符号的偶数位置s[2]，s[4]，...，s[16]，并且这些ALU彼此级联。同时将I_e输入多个ALU105₂，105₄，...，105₁₆，这些ALU同时接收来自扩频码的共轭符号的偶数位置s[2]，s[4]，...，s[16]，并且这些ALU彼此级联。同时将I_o输入多个ALU106₁，106₃...，106₁₅。这些ALU同时接收来自扩频码的共轭符号的奇数位置s[1]，s[3]，...，s[15]，并且这些ALU彼此级联。

假设Q_o、Q_e、I_o或I_e输入的输入值是A，与前一级连接的输入的输入值是B，符号s输入的输入值是C，其输出值是D，则在每个ALU处执行以下运算：

$D=\left\{\begin{array}{cc}-A+B& C=1\\ A+B& C=0\end{array}\right.---\left(8\right)$ or $D=\left\{\begin{array}{cc}A+B& C=1\\ -A+B& C=0\end{array}\right.---\left(9\right)$

其中C＝0表示正值，C＝1表示负值。

将当前级的计算结果D延迟一个时钟周期，然后输出至下一级ALU。

使用哪个公式取决于ALU的位置。例如，根据图4，ALU105₁，105₃...，105₁₅应该应用公式(9)，而ALU105₂，105₄，...，105₁₆、ALU106₁，106₃...，106₁₅和ALU106₂，106₄，...，106₁₆应用公式(8)。

从最末级ALU105₁₅和105₁₆输出的结果分别是Real1和Real2。在加法器112₁处将两个结果求和，并输出以得到解扩数据的Real。

从最末级ALU106₁₅和106₁₆输出的结果分别是Imag1和Imag2。在加法器112₂处将两个结果求和，并输出以得到解扩数据的Imag。

Real和Imag的组合是最终的解扩结果。

图6示出了根据图5的ALU的内部结构示例。每个ALU的内部结构可以相同或相似，以方便生产。如图6所示，ALU包括取反器201、二选一选择器202、加法器203和延迟器204。选择器202包括用于输入符号s的值的选择输入C、与取反器的输出连接的“1”输入、以及与取反器的输入连接的“0”输入。选择器基于选择输入C的值是0还是1，相应地选择“0”输入或“1”输入处输入的值。I/Q分量的实部/虚部从与选择器202的“0”输入连接的输入端A输入。选择器202的输出端与加法器203的输入端连接。来自上一级ALU的输出通过输入端B输入到加法器203的另一个输入端，加法器203的输出端与延迟器204连接，并且在由延迟器延迟一个时钟周期后在从输出D输出。延迟器204也可以用触发器来实现。

图7是图6所示ALU的内部结构的变体，将结合图6和7对其进行说明。图6所示的ALU电路结构用于公式(8)的计算。如果要执行公式(9)的计算，则应该将取反器201放置在选择器的“0”输入处，或者应该在选择器202的输入C与选择输入之间添加取反器。还应该注意，可以改变根据图6的ALU的结构。如果将取反器201放置在ALU外部，则得到与图4所示结构类似的结构。如图7所示，ALU包括四个输入A1、A2、B和C以及输出D，并根据如下公式执行计算：

$D=\left\{\begin{array}{cc}A1+B& C=1\\ A2+B& C=0\end{array}\right.---\left(10\right)$ or $D=\left\{\begin{array}{cc}A2+B& C=1\\ A1+B& C=0\end{array}\right.---\left(11\right)$

在时钟周期的延迟之后，输出计算结果。

A1和A2同时接收经过取反的I/Q分量。

ALU的级数取决于扩频因子SF。因为上述示例是基于SF＝16而给出的，所以ALU的级数是8。为了进一步说明本发明的原理，下面给出具体示例，以展示ALU级联分支的计算过程。假设总共有4个ALU级联，d表示Q或I的值，“^*”表示选择器的选择计算。

假设从时刻1到时刻4的数据输入分别是d1、d3、d5和d7，即，在每个时刻输入数据，下表中给出了来自每一级ALU的加法器的输出结果。

表1

 

时刻	从第一级加法器的输出	从第二级加法器的输出	从第三级加法器的输出	从第四级加法器的输出
					1	d1*s1	d1*s3	d1*s5	d1*s7
2	d3*s1	d1*s1+d3*s3	d1*s3+d3*s5	d1*s5+d3*s7
					3	d5*s1	d3*s1+d5*s3	d1*s1+d3*s3+d5*s5	d1*s3+d3*s5+d5*s7
4	d7*s1	d5*s1+d7*s3	d3*s1+d5*s3+d7*s5	d1*s1+d3*s3+d5*s5+d7*s7

在第一时刻，上级的输出是0，因此来自每一级的加法器的输出与每一级的选择器的输出相同(如第一行所示)。

在第二、第三和第四时刻，来自每一级加法器的输出在由延迟器进行时钟周期的延迟之后，从每一级的ALU输出至下一级的ALU，并与在相同时刻来自下一级选择器的输出结果求和；第四加法器的结果是所需的结果。

当扩频码的共轭符号是s1、s3、s5和s7时，在第四时刻依次输入了数据d1、d3、d5和d7。第四加法器处的结果是解扩所需的结果，即，d1*s1+d3*s3+d5*s5+d7*s7，这与公式(7)第一行上的公式一致。表1示出了在后时刻如何使用在前时刻的计算结果。

在第一和第二实施例中，通过将扩频序列的每个单元划分为奇和偶部分，并判断扩频序列的每个单元的共轭符号为正还是为负，来区分每个单元的四个不同值。可选地，可以由图1所示的预设装置10对扩频序列的每个单元的值进行估计，然后通过预设能够表示与可能值相对应的状态数字，来表示不同值。例如，在只有四个可能值的情况下，值的状态可以由两位的二进制值表示。以下说明如图1所示的每个组件装置与第一和第二实施例中的每个组件之间的对应关系。

图4和5所示的滤波器101及其相关电路与图1所示的预处理装置20相对应。图4和5中用于将要解扩的数据划分为I/Q分量的装置(未示出)与图1所示的提取装置30相对应。图5所示的ALU和图6或7所示的包含选择器的组合电路与图1所示的选择和处理装置40相对应。图4和5所示的符号序列[i]与图1所示的、由预设装置10根据扩频序列产生的预设选择信号相对应。图4和5所示的加法器112与图1所示的求和装置50相对应。

除了上述实施例，本发明还有多种变体。例如，如果信号情况良好，足以确保所要求的信噪比，则可以省略图4所示的滤波器101。图4示出了扩频因子SF＝16的情况；但是，扩频因子SF可以是其他值，这些值并通常是2的整数幂。图4示出了用于存储奇和偶分量I和Q的四个存储块103_o、103_e、104_o和103_e；但是，只要在不同路径中顺序地传输奇和偶分量I和Q，则可以省略存储器。第一和第二实施例基于TD-SCDMA标准，而本发明不限于此。只要扩频码的值在已知有限集合内，就可以应用本发明。例如，在WCDMA标准中，扩频码的值在范围{1+j，1-j，-1+j，-1-j}内，通过将这些值代入公式(3)和(4)，可以得到：

$y\left(i\right)=z[(n-1)\×\mathrm{SF}+i]\×p*\left(i\right)=w\left(i\right)\×p*\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}(I-Q)+j(I+Q)& p*\left(i\right)=1+j\\ (I+Q)+j(-I+Q)& p*\left(i\right)=1-j\\ (-I-Q)+j(I-Q)& p*\left(i\right)=-1+j\\ (-I+Q)+j(-I-Q)& p*\left(i\right)=-1-j\end{array}\right.$

(12)

显然，当本发明应用于WCDMA标准时，可以根据扩频码的值，从集合{(I-Q)+j(I+Q)，(I+Q)+j(-I+Q)，(-I-Q)+j(I-Q)，(-I+Q)+j(-I-Q)}中确定地选择对应元素，以用作解扩结果。

在不背离本发明构思和范围的情况下，可以进行多种其他修改和改变。应该理解，本发明不限于特定实施例，其范围应该由所附权利要求限定。

Claims (18)

1.一种用于在无线通信系统的接收机中对扩频信号进行解扩的方法，包括步骤：

对扩频信号进行预处理，以导出扩频码片组，所述扩频码片组与数据符号相对应；

对所述扩频码片进行处理，以提取每个扩频码片的同相分量和正交分量，所述同相分量和所述正交分量分别被划分为奇分量和偶分量；

基于预设选择信号，对同相奇、偶分量和正交奇、偶分量的组进行转换和组合，以导出解扩码片组；

其中，所述预设选择信号为扩频序列的共轭的符号函数；

其中，所述转换和组合过程包括步骤：

-对于第一分支电路，将正交奇分量依次输入多个选择器的第一输入端，将所述正交奇分量通过取反器所得的结果输入选择器的第二输入端，所述选择器基于在选择端输入的扩频序列的共轭的符号函数值，相应地选择并输出在所述第一输入端输入的信号或在所述第二输入端输入的信号，将每个选择器的输出与上一级选择器的输出求和，在由延迟器延迟一个时钟周期之后，输出求和结果，作为所述第一分支电路的当前级输出，并将该输出与下一级选择器的输出求和，直到所述第一分支电路的最末级，得到所述第一分支电路的结果第一实部；

-对于第二分支电路，将同相偶分量依次输入多个选择器的第二输入端，将所述同相偶分量通过取反器所得的结果输入选择器的第一输入端，所述选择器基于在选择端输入的扩频序列的共轭的符号函数值，相应地选择并输出在所述第一输入端输入的信号或在所述第二输入端输入的信号，将每个选择器的输出与上一级选择器的输出求和，在由延迟器延迟一个时钟周期之后，输出求和结果，作为所述第二分支电路的当前级输出，并将该输出与下一级选择器的输出求和，直到所述第二分支电路的最末级，得到所述第二分支电路的结果第二实部；

-对于第三分支电路，将同相奇分量依次输入多个选择器的第二输入端，将所述同相奇分量通过取反器所得的结果输入选择器的第一输入端，所述选择器基于在选择端输入的扩频序列的共轭的符号函数值，相应地选择并输出在所述第一输入端输入的信号或在所述第二输入端输入的信号，将每个选择器的输出与上一级选择器的输出求和，在由延迟器延迟一个时钟周期之后，输出求和结果，作为所述第三分支电路的当前级输出，并将该输出与下一级选择器的输出求和，直到所述第三分支电路的最末级，得到所述第三分支电路的结果第一虚部；

-对于第四分支电路，将正交偶分量依次输入多个选择器的第二输入端，将所述正交偶分量通过取反器所得的结果输入选择器的第一输入端，所述选择器基于在选择端输入的扩频序列的共轭的符号函数值，相应地选择并输出在所述第一输入端输入的信号或在所述第二输入端输入的信号，将每个选择器的输出与上一级选择器的输出求和，在由延迟器延迟一个时钟周期之后，输出求和结果，作为所述第四分支电路的当前级输出，并将该输出与下一级选择器的输出求和，直到所述第四分支电路的最末级，得到所述第四分支电路的结果第二虚部；

或者

-对于第一分支电路，将正交奇分量输入多个算术逻辑单元(ALU)，所述多个ALU同时接收来自扩频序列的共轭符号的奇数位置值，并且所述多个ALU彼此级联；

-对于第二分支电路，将同相偶分量输入多个ALU，所述多个ALU同时接收来自扩频序列的共轭符号的偶数位置值，并且所述多个ALU彼此级联；

-对于第三分支电路，将同相奇分量输入多个ALU，所述多个ALU同时接收来自扩频序列的共轭符号的奇数位置值，并且所述多个ALU彼此级联；

-对于第四分支电路，将正交偶分量输入多个ALU，所述多个ALU同时接收来自扩频序列的共轭符号的偶数位置值，并且所述多个ALU彼此级联；

-其中，所述第一分支电路的最末级ALU输出的结果是第一实部，所述第二分支电路的最末级ALU输出的结果是第二实部；所述第三分支电路的最末级ALU输出的结果是第一虚部，所述第四分支电路的最末级ALU输出的结果是第二虚部；

-其中，所述ALU包括取反器、选择器、加法器和延迟器，所述选择器包括用于接收来自扩频序列的共轭符号值的选择输入、与所述取反器的输出连接的第一输入、以及与所述取反器的输入连接的第二输入，所述选择器基于所述选择输入的值，相应地选择所述第一输入或所述第二输入处输入的值，同相、正交分量的奇、偶分量作为所述选择器的第二输入，所述选择器的输出端与所述加法器的输入端连接，来自上一级ALU的输出输入到所述加法器的另一个输入端，所述加法器的输出端与所述延迟器连接，并且在由所述延迟器延迟一个时钟周期后从输出端输出，

其中，扩频序列中的扩频码的值在已知的有限集合内。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括步骤：将所述解扩码片组求和以恢复数据符号。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述扩频码片组的长度等于已知扩频序列的长度。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述无线通信系统是TD-SCDMA系统，其中所述每一个解扩码片均选自由预期结果构成的组，所述预期结果选自集合{I+jQ，-I-jQ，-Q+jI，Q-jI}，其中I是同相分量，Q是正交分量，-I是取反的同相分量，-Q是取反的正交分量，其中，j表示虚数单位。

5.根据权利要求1所述的方法，其中所述无线通信系统是WCDMA系统，其中所述每一个解扩码片均选自由预期结果构成的组，所述预期结果选自集合{(I-Q)+j(I+Q)，(I+Q)+j(-I+Q)，(-I-Q)+j(I-Q)，(-I+Q)+j(-I-Q)}，其中I是同相分量，Q是正交分量，-I是取反的同相分量，-Q是取反的正交分量，其中，j表示虚数单位。

6.根据权利要求1所述的方法，其中所述无线通信系统是TD-SCDMA系统，已知扩频序列的每个单元的值选自集合{1，-1，j，-j}，其中，j表示虚数单位。

7.根据权利要求6所述的方法，其中所述无线通信系统是TD-SCDMA系统；其中所述每一个解扩码片均选自由预期结果构成的组，所述预期结果选自集合{I+jQ，-I-jQ，-Q+jI，Q-jI}，其中I是同相分量，Q是正交分量，-I是取反的同相分量，-Q是取反的正交分量，其中，j表示虚数单位。

8.根据权利要求1所述的方法，其中所述无线通信系统是WCDMA系统，已知扩频序列的每个单元的值选自集合{1+j，1-j，1+j，-1-j}，其中，j表示虚数单位。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述无线通信系统是WCDMA系统，其中所述每一个解扩码片均选自由预期结果构成的组，所述预期结果选自集合{(I-Q)+j(I+Q)，(I+Q)+j(-I+Q)，(-I-Q)+j(I-Q)，(-I+Q)+j(-I-Q)}，其中I是同相分量，Q是正交分量，-I是取反的同相分量，-Q是取反的正交分量，其中，j表示虚数单位。

10.一种用于在无线通信系统的接收机中对扩频信号进行解扩的设备，包括：

预处理装置，用于对扩频信号进行预处理，以导出扩频码片组，所述扩频码片组与数据符号相对应；

提取装置，用于对所述扩频码片进行处理，以提取每个扩频码片的同相分量和正交分量，所述同相分量和所述正交分量分别被划分为奇分量和偶分量；以及

选择和处理装置，基于预设选择信号，对同相分量和正交分量的组进行转换和组合，以导出解扩码片组；

其中，所述预设选择信号为扩频序列的共轭的符号函数；

其中，所述选择和处理装置包括：

-第一分支电路，输入有正交奇分量；其中，所述第一分支电路包括取反器、选择器、延迟器和加法器，并且对于所述第一分支电路，将正交奇分量依次输入多个选择器的第一输入端，将所述正交奇分量通过取反器所得的结果输入选择器的第二输入端，所述选择器基于在选择端输入的扩频序列的共轭的符号函数值，相应地选择并输出在所述第一输入端输入的信号或在所述第二输入端输入的信号，将每个选择器的输出与上一级选择器的输出在所述加法器中求和，在由延迟器延迟一个时钟周期之后，输出求和结果，作为所述第一分支电路的当前级输出，并将该输出与下一级选择器的输出求和，直到所述第一分支电路的最末级，得到所述第一分支电路的结果第一实部；

-第二分支电路，输入有同相偶分量；其中，所述第二分支电路包括取反器、选择器、延迟器和加法器，并且对于所述第二分支电路，将同相偶分量依次输入多个选择器的第二输入端，将所述同相偶分量通过取反器所得的结果输入选择器的第一输入端，所述选择器基于在选择端输入的扩频序列的共轭的符号函数值，相应地选择并输出在所述第一输入端输入的信号或在所述第二输入端输入的信号，将每个选择器的输出与上一级选择器的输出求和，在由延迟器延迟一个时钟周期之后，输出求和结果，作为所述第二分支电路的当前级输出，并将该输出与下一级选择器的输出求和，直到所述第二分支电路的最末级，得到所述第二分支电路的结果第二实部；

-第三分支电路，输入有同相奇分量；其中，所述第三分支电路包括取反器、选择器、延迟器和加法器，并且对于所述第三分支电路，将同相奇分量依次输入多个选择器的第二输入端，将所述同相奇分量通过取反器所得的结果输入选择器的第一输入端，所述选择器基于在选择端输入的扩频序列的共轭的符号函数值，相应地选择并输出在所述第一输入端输入的信号或在所述第二输入端输入的信号，将每个选择器的输出与上一级选择器的输出求和，在由延迟器延迟一个时钟周期之后，输出求和结果，作为所述第三分支电路的当前级输出，并将该输出与下一级选择器的输出求和，直到所述第三分支电路的最末级，得到所述第三分支电路的结果第一虚部；

-第四分支电路，输入有正交偶分量；其中，所述第三分支电路包括取反器、选择器、延迟器和加法器，并且对于所述第四分支电路，将正交偶分量依次输入多个选择器的第二输入端，将所述正交偶分量通过取反器所得的结果输入选择器的第一输入端，所述选择器基于在选择端输入的扩频序列的共轭的符号函数值，相应地选择并输出在所述第一输入端输入的信号或在所述第二输入端输入的信号，将每个选择器的输出与上一级选择器的输出求和，在由延迟器延迟一个时钟周期之后，输出求和结果，作为所述第四分支电路的当前级输出，并将该输出与下一级选择器的输出求和，直到所述第四分支电路的最末级，得到所述第四分支电路的结果第二虚部；

或者，所述选择和处理装置包括：

-第一分支电路，输入有正交奇分量；其中，对于所述第一分支电路，将正交奇分量输入多个算术逻辑单元(ALU)，所述多个ALU同时接收来自扩频序列的共轭符号的奇数位置值，并且所述多个ALU彼此级联；

-第二分支电路，输入有同相偶分量；其中，对于所述第二分支电路，将同相偶分量输入多个ALU，所述多个ALU同时接收来自扩频序列的共轭符号的偶数位置值，并且所述多个ALU彼此级联；

-第三分支电路，输入有同相奇分量；其中，对于所述第三分支电路，将同相奇分量输入多个ALU，所述多个ALU同时接收来自扩频序列的共轭符号的奇数位置值，并且所述多个ALU彼此级联；

-第四分支电路，输入有正交偶分量；其中，对于所述第四分支电路，将正交偶分量输入多个ALU，所述多个ALU同时接收来自扩频序列的共轭符号的偶数位置值，并且所述多个ALU彼此级联；

-其中，所述第一分支电路的最末级ALU输出的结果是第一实部，所述第二分支电路的最末级ALU输出的结果是第二实部；所述第三分支电路的最末级ALU输出的结果是第一虚部，所述第四分支电路的最末级ALU输出的结果是第二虚部；

-其中，所述ALU包括取反器、选择器、加法器和延迟器，所述选择器包括用于接收来自扩频序列的共轭符号值的选择输入、与所述取反器的输出连接的第一输入、以及与所述取反器的输入连接的第二输入，所述选择器基于所述选择输入的值，相应地选择所述第一输入或所述第二输入处输入的值，同相、正交分量的奇、偶分量作为所述选择器的第二输入，所述选择器的输出端与所述加法器的输入端连接，来自上一级ALU的输出输入到所述加法器的另一个输入端，所述加法器的输出端与所述延迟器连接，并且在由所述延迟器延迟一个时钟周期后从输出端输出，

其中，扩频序列中的扩频码的值在已知的有限集合内。

11.根据权利要求10所述的设备，还包括加法器，用于将所述解扩码片组求和以恢复数据符号。

12.根据权利要求11所述的设备，其中所述扩频码片组的长度等于已知扩频序列的长度。

13.根据权利要求10所述的设备，其中所述无线通信系统是TD-SCDMA系统，其中所述每一个解扩码片均选自由预期结果构成的组，所述预期结果选自集合{I+jQ，-I-jQ，-Q+jI，Q-jI}，其中I是同相分量，Q是正交分量，-I是取反的同相分量，-Q是取反的正交分量，其中，j表示虚数单位。

14.根据权利要求10所述的设备，其中所述无线通信系统是WCDMA系统，其中每一个所述解扩码片均选自由预期结果构成的组，所述预期结果选自集合{(I-Q)+j(I+Q)，(I+Q)+j(-I+Q)，(-I-Q)+j(I-Q)，(-I+Q)+j(-I-Q)}，其中I是同相分量，Q是正交分量，-I是取反的同相分量，-Q是取反的正交分量，其中，j表示虚数单位。

15.根据权利要求10所述的设备，其中所述无线通信系统是TD-SCDMA系统，已知扩频序列的每个单元的值选自集合{1，-1，j，-j}，其中，j表示虚数单位。

16.根据权利要求15所述的设备，其中所述无线通信系统是TD-SCDMA系统，其中所述每一个解扩码片均选自由预期结果构成的组，所述预期结果选自集合{I+jQ，-I-jQ，-Q+jI，Q-jI}，其中I是同相分量，Q是正交分量，-I是取反的同相分量，-Q是取反的正交分量，其中，j表示虚数单位。

17.根据权利要求10所述的设备，其中所述无线通信系统是WCDMA系统，已知扩频序列的每个单元的值选自集合{1+j，1-j，1+j，-1-j}，其中，j表示虚数单位。

18.根据权利要求17所述的设备，其中所述无线通信系统是WCDMA系统，其中每一个所述解扩码片均选自由预期结果构成的组，所述预期结果选自集合{(I-Q)+j(I+Q)，(I+Q)+j(-I+Q)，(-I-Q)+j(I-Q)，(-I+Q)+j(-I-Q)}，其中I是同相分量，Q是正交分量，-I是取反的同相分量，-Q是取反的正交分量，其中，j表示虚数单位。