JPH08308219A - チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH08308219A JPH08308219A JP28395995A JP28395995A JPH08308219A JP H08308219 A JPH08308219 A JP H08308219A JP 28395995 A JP28395995 A JP 28395995A JP 28395995 A JP28395995 A JP 28395995A JP H08308219 A JPH08308219 A JP H08308219A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ
ング損失を低減する。 【解決手段】 主トランジスタ２と並列に接続された補
助トランジスタ９及び共振用リアクトル１０の直列回路
と、この直列回路の接続点に接続されたダイオード１１
と、共振用リアクトル１０及び主トランジスタ２の接続
点に接続された共振用コンデンサ８と、共振用コンデン
サ８とダイオード１１との間に直列に接続された共振用
リアクトル１５及びダイオード１６と、共振用コンデン
サ８及び共振用リアクトル１５の接続点と主ダイオード
３及び出力コンデンサ６の接続点との間に接続されたダ
イオード１２と、主トランジスタ２と並列に接続された
ダイオード１３と、ダイオード１３と並列に接続された
共振用コンデンサ１４と、ダイオード１１及びダイオー
ド１６の接続点と主トランジスタ２及び補助トランジス
タ９の接続点との間に接続された共振用コンデンサ１７
とを備えている。
ング損失を低減する。 【解決手段】 主トランジスタ２と並列に接続された補
助トランジスタ９及び共振用リアクトル１０の直列回路
と、この直列回路の接続点に接続されたダイオード１１
と、共振用リアクトル１０及び主トランジスタ２の接続
点に接続された共振用コンデンサ８と、共振用コンデン
サ８とダイオード１１との間に直列に接続された共振用
リアクトル１５及びダイオード１６と、共振用コンデン
サ８及び共振用リアクトル１５の接続点と主ダイオード
３及び出力コンデンサ６の接続点との間に接続されたダ
イオード１２と、主トランジスタ２と並列に接続された
ダイオード１３と、ダイオード１３と並列に接続された
共振用コンデンサ１４と、ダイオード１１及びダイオー
ド１６の接続点と主トランジスタ２及び補助トランジス
タ９の接続点との間に接続された共振用コンデンサ１７
とを備えている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はチョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ、特にスイッチング損失が少なくかつ高効
率のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであ
る。
Ｃコンバータ、特にスイッチング損失が少なくかつ高効
率のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】直流電源と負荷との間に主スイッチング
素子及びリアクトル及び主還流用整流素子がＴ形に接続
され、負荷と並列に出力コンデンサが接続され、出力コ
ンデンサの一端に主還流用整流素子の一端が接続され、
主スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、
直流電源の電圧とは異なる定電圧の直流出力を負荷に供
給する構成のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータは従来か
ら電子機器等の電源回路等に広く使用されている。例え
ば、図２６に示す従来の降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータは、直流電源１と、コレクタ端子（一方の主端
子）が直流電源１の一端に接続された主スイッチング素
子としての主トランジスタ２と、主トランジスタ２のエ
ミッタ端子（他方の主端子）と直流電源１の他端との間
に接続された主還流用整流素子としての主還流用ダイオ
ード３と、主トランジスタ２及び主還流用ダイオード３
の接続点に接続されたリアクトル４と、リアクトル４と
直流電源１の他端との間に接続された出力コンデンサ５
と、出力コンデンサ５と並列に接続された負荷６と、主
トランジスタ２のベース端子に制御パルス信号を付与し
て主トランジスタ２をオン・オフ制御する制御回路７と
を備えている。この降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、主トランジスタ２をオン・オフ制御することに
より、直流電源１の電圧よりも低い電圧の直流出力が負
荷６に供給される。
素子及びリアクトル及び主還流用整流素子がＴ形に接続
され、負荷と並列に出力コンデンサが接続され、出力コ
ンデンサの一端に主還流用整流素子の一端が接続され、
主スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、
直流電源の電圧とは異なる定電圧の直流出力を負荷に供
給する構成のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータは従来か
ら電子機器等の電源回路等に広く使用されている。例え
ば、図２６に示す従来の降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータは、直流電源１と、コレクタ端子（一方の主端
子）が直流電源１の一端に接続された主スイッチング素
子としての主トランジスタ２と、主トランジスタ２のエ
ミッタ端子（他方の主端子）と直流電源１の他端との間
に接続された主還流用整流素子としての主還流用ダイオ
ード３と、主トランジスタ２及び主還流用ダイオード３
の接続点に接続されたリアクトル４と、リアクトル４と
直流電源１の他端との間に接続された出力コンデンサ５
と、出力コンデンサ５と並列に接続された負荷６と、主
トランジスタ２のベース端子に制御パルス信号を付与し
て主トランジスタ２をオン・オフ制御する制御回路７と
を備えている。この降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、主トランジスタ２をオン・オフ制御することに
より、直流電源１の電圧よりも低い電圧の直流出力が負
荷６に供給される。
【０００３】また、図２７に示す従来の昇圧チョッパ型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１と、直流電源１の
正側ライン（一方のライン）に接続されたリアクトル４
と、コレクタ端子がリアクトル４を介して接続されかつ
エミッタ端子が直流電源１の負側ライン（他方のライ
ン）に接続された主スイッチング素子としての主トラン
ジスタ２と、主トランジスタ２のコレクタ端子に接続さ
れた主還流用整流素子としての主還流用ダイオード３
と、主還流用ダイオード３と直流電源１の負側ラインと
の間に接続された出力コンデンサ５と、出力コンデンサ
５と並列に接続された負荷６と、主トランジスタ２のベ
ース端子に制御パルス信号を付与して主トランジスタ２
をオン・オフ制御する制御回路７とを備えている。この
昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジ
スタ２をオン・オフ制御することにより、直流電源１の
電圧よりも高い電圧の直流出力が負荷６に供給される。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１と、直流電源１の
正側ライン（一方のライン）に接続されたリアクトル４
と、コレクタ端子がリアクトル４を介して接続されかつ
エミッタ端子が直流電源１の負側ライン（他方のライ
ン）に接続された主スイッチング素子としての主トラン
ジスタ２と、主トランジスタ２のコレクタ端子に接続さ
れた主還流用整流素子としての主還流用ダイオード３
と、主還流用ダイオード３と直流電源１の負側ラインと
の間に接続された出力コンデンサ５と、出力コンデンサ
５と並列に接続された負荷６と、主トランジスタ２のベ
ース端子に制御パルス信号を付与して主トランジスタ２
をオン・オフ制御する制御回路７とを備えている。この
昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジ
スタ２をオン・オフ制御することにより、直流電源１の
電圧よりも高い電圧の直流出力が負荷６に供給される。
【０００４】図２６及び図２７に示す制御回路７は、負
荷６の端子電圧の変動に比例して主トランジスタ２のベ
ース端子に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させ
ることにより、主トランジスタ２のオン期間を制御し、
負荷６に供給される直流電力の安定化を図っている。
荷６の端子電圧の変動に比例して主トランジスタ２のベ
ース端子に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させ
ることにより、主トランジスタ２のオン期間を制御し、
負荷６に供給される直流電力の安定化を図っている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図２６及び
図２７のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トラ
ンジスタ２のターンオン又はターンオフ時において、図
２８に示すように主トランジスタ２のコレクタ−エミッ
タ間電圧波形ＶCEと主トランジスタ２のコレクタ電流波
形ＩCとの重複部分Ｗに基づく大きなスイッチング損失
が発生する欠点があった。また、主トランジスタ２のコ
レクタ−エミッタ間電圧波形ＶCE及びコレクタ電流波形
ＩCの立上りが急峻であるため、スパイク状のサージ電
圧Ｖsr、サージ電流Ｉsr及びノイズが発生する欠点があ
った。
図２７のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トラ
ンジスタ２のターンオン又はターンオフ時において、図
２８に示すように主トランジスタ２のコレクタ−エミッ
タ間電圧波形ＶCEと主トランジスタ２のコレクタ電流波
形ＩCとの重複部分Ｗに基づく大きなスイッチング損失
が発生する欠点があった。また、主トランジスタ２のコ
レクタ−エミッタ間電圧波形ＶCE及びコレクタ電流波形
ＩCの立上りが急峻であるため、スパイク状のサージ電
圧Ｖsr、サージ電流Ｉsr及びノイズが発生する欠点があ
った。
【０００６】そこで、本発明はスイッチング損失やサー
ジ電圧及び電流等を低減できるチョッパ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを提供することを目的とする。
ジ電圧及び電流等を低減できるチョッパ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】「請求項１」に係る発明
のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源と負荷
との間に主スイッチング素子及びリアクトル及び主還流
用整流素子がＴ形に接続され、前記負荷と並列に出力コ
ンデンサが接続され、該出力コンデンサの一端に前記主
還流用整流素子の一端が接続され、前記主スイッチング
素子をオン・オフ制御することにより前記直流電源の電
圧とは異なる電圧の直流出力を前記負荷に供給する。こ
のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記主スイッ
チング素子と並列に補助スイッチング素子及び第１の共
振用リアクトルの直列回路が接続され、該直列回路の接
続点に第１の補助還流用整流素子が接続され、前記第１
の共振用リアクトル及び前記主スイッチング素子の接続
点に第１の共振用コンデンサが接続され、該第１の共振
用コンデンサと前記第１の補助還流用整流素子との間に
第２の共振用リアクトル及び共振電流用整流素子が直列
に接続され、前記第１の共振用コンデンサ及び前記第２
の共振用リアクトルの接続点と前記主還流用整流素子及
び前記出力コンデンサの接続点との間に第２の補助還流
用整流素子が接続され、前記主スイッチング素子と一体
に形成された整流素子又は独立の整流素子から成る循環
電流用整流素子が前記主スイッチング素子と並列に接続
され、前記循環電流用整流素子と並列に第２の共振用コ
ンデンサが接続され、前記第１の補助還流用整流素子及
び前記共振電流用整流素子の接続点と前記主スイッチン
グ素子及び前記補助スイッチング素子の接続点との間に
第３の共振用コンデンサが接続され、前記主スイッチン
グ素子をオフ状態からオン状態にする前に前記補助スイ
ッチング素子をオフ状態からオン状態にし、前記補助ス
イッチング素子のオン期間中に前記第１の共振用コンデ
ンサの充電電圧が最大値に達しかつ前記第３の共振用コ
ンデンサの電圧が０Ｖになるまで放電したとき以降に前
記補助スイッチング素子をオン状態からオフ状態にす
る。
のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源と負荷
との間に主スイッチング素子及びリアクトル及び主還流
用整流素子がＴ形に接続され、前記負荷と並列に出力コ
ンデンサが接続され、該出力コンデンサの一端に前記主
還流用整流素子の一端が接続され、前記主スイッチング
素子をオン・オフ制御することにより前記直流電源の電
圧とは異なる電圧の直流出力を前記負荷に供給する。こ
のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記主スイッ
チング素子と並列に補助スイッチング素子及び第１の共
振用リアクトルの直列回路が接続され、該直列回路の接
続点に第１の補助還流用整流素子が接続され、前記第１
の共振用リアクトル及び前記主スイッチング素子の接続
点に第１の共振用コンデンサが接続され、該第１の共振
用コンデンサと前記第１の補助還流用整流素子との間に
第２の共振用リアクトル及び共振電流用整流素子が直列
に接続され、前記第１の共振用コンデンサ及び前記第２
の共振用リアクトルの接続点と前記主還流用整流素子及
び前記出力コンデンサの接続点との間に第２の補助還流
用整流素子が接続され、前記主スイッチング素子と一体
に形成された整流素子又は独立の整流素子から成る循環
電流用整流素子が前記主スイッチング素子と並列に接続
され、前記循環電流用整流素子と並列に第２の共振用コ
ンデンサが接続され、前記第１の補助還流用整流素子及
び前記共振電流用整流素子の接続点と前記主スイッチン
グ素子及び前記補助スイッチング素子の接続点との間に
第３の共振用コンデンサが接続され、前記主スイッチン
グ素子をオフ状態からオン状態にする前に前記補助スイ
ッチング素子をオフ状態からオン状態にし、前記補助ス
イッチング素子のオン期間中に前記第１の共振用コンデ
ンサの充電電圧が最大値に達しかつ前記第３の共振用コ
ンデンサの電圧が０Ｖになるまで放電したとき以降に前
記補助スイッチング素子をオン状態からオフ状態にす
る。
【０００８】「請求項２」に係る発明のチョッパ型ＤＣ
−ＤＣコンバータでは、前記第１の共振用リアクトル及
び前記第１の補助還流用整流素子の接続点と前記主還流
用整流素子及び前記出力コンデンサの接続点との間にエ
ネルギ帰還用整流素子を接続している。「請求項３」に
係る発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記
第３の共振用コンデンサ及び前記第１の補助還流用整流
素子の接続点と前記主還流用整流素子及び前記出力コン
デンサの接続点との間にエネルギ帰還用整流素子を接続
している。「請求項４」に係る発明のチョッパ型ＤＣ−
ＤＣコンバータでは、前記第２の共振用リアクトル及び
前記共振電流用整流素子の接続点と前記主還流用整流素
子及び前記出力コンデンサの接続点との間にエネルギ帰
還用整流素子を接続している。また、「請求項５」に係
る発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記第
３の共振用コンデンサと並列に逆充電防止用整流素子を
接続している。「請求項６」に係る発明のチョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、前記補助スイッチング素子と
並列に逆充電防止用整流素子を接続している。また、
「請求項７」に係る発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータでは、前記補助スイッチング素子及び前記第１の共
振用リアクトルと直列に放電防止用整流素子を接続して
いる。更に、「請求項８」に係る発明のチョッパ型ＤＣ
−ＤＣコンバータでは、前記第１の共振用リアクトル及
び前記第１の共振用コンデンサの接続点と前記第１の補
助還流用整流素子及び前記第１の共振用リアクトルの接
続点との間に第３の補助還流用整流素子及び第４の共振
用コンデンサを直列接続し、前記第３の補助還流用整流
素子及び前記第４の共振用コンデンサの接続点と前記主
還流用整流素子及び前記出力コンデンサの接続点との間
に第４の補助還流用整流素子を接続している。
−ＤＣコンバータでは、前記第１の共振用リアクトル及
び前記第１の補助還流用整流素子の接続点と前記主還流
用整流素子及び前記出力コンデンサの接続点との間にエ
ネルギ帰還用整流素子を接続している。「請求項３」に
係る発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記
第３の共振用コンデンサ及び前記第１の補助還流用整流
素子の接続点と前記主還流用整流素子及び前記出力コン
デンサの接続点との間にエネルギ帰還用整流素子を接続
している。「請求項４」に係る発明のチョッパ型ＤＣ−
ＤＣコンバータでは、前記第２の共振用リアクトル及び
前記共振電流用整流素子の接続点と前記主還流用整流素
子及び前記出力コンデンサの接続点との間にエネルギ帰
還用整流素子を接続している。また、「請求項５」に係
る発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記第
３の共振用コンデンサと並列に逆充電防止用整流素子を
接続している。「請求項６」に係る発明のチョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、前記補助スイッチング素子と
並列に逆充電防止用整流素子を接続している。また、
「請求項７」に係る発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータでは、前記補助スイッチング素子及び前記第１の共
振用リアクトルと直列に放電防止用整流素子を接続して
いる。更に、「請求項８」に係る発明のチョッパ型ＤＣ
−ＤＣコンバータでは、前記第１の共振用リアクトル及
び前記第１の共振用コンデンサの接続点と前記第１の補
助還流用整流素子及び前記第１の共振用リアクトルの接
続点との間に第３の補助還流用整流素子及び第４の共振
用コンデンサを直列接続し、前記第３の補助還流用整流
素子及び前記第４の共振用コンデンサの接続点と前記主
還流用整流素子及び前記出力コンデンサの接続点との間
に第４の補助還流用整流素子を接続している。
【０００９】「請求項９」に係る発明のチョッパ型ＤＣ
−ＤＣコンバータでは、前記主スイッチング素子の一方
の主端子が前記直流電源の一端に接続され、前記主還流
用整流素子が前記主スイッチング素子の他方の主端子と
前記直流電源の他端との間に接続され、前記リアクトル
が前記主スイッチング素子及び前記主還流用整流素子の
接続点と前記負荷との間に接続され、前記主スイッチン
グ素子をオン・オフ制御することにより前記直流電源の
電圧よりも低い電圧の直流出力が前記負荷に供給され
る。「請求項１０」に係る発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、前記直流電源は、交流電源と、該交流
電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とから構
成される。また、「請求項１１」に係る発明のチョッパ
型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記リアクトルが前記直
流電源の一方のラインに接続され、前記主スイッチング
素子の一方の主端子が少なくとも前記リアクトルを介し
て接続され、前記主スイッチング素子の他方の主端子が
前記直流電源の他方のラインに接続され、前記主還流用
整流素子が前記主スイッチング素子の一方の主端子と前
記負荷との間に接続され、前記主スイッチング素子をオ
ン・オフ制御することにより、前記直流電源の電圧より
も高い電圧の直流出力が前記負荷に供給される。「請求
項１２」に係る発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
では、前記直流電源は、交流電源と、該交流電源の交流
電圧を直流電圧に変換する整流回路とから構成され、前
記整流回路の交流入力側又は直流出力側に前記リアクト
ルが接続される。
−ＤＣコンバータでは、前記主スイッチング素子の一方
の主端子が前記直流電源の一端に接続され、前記主還流
用整流素子が前記主スイッチング素子の他方の主端子と
前記直流電源の他端との間に接続され、前記リアクトル
が前記主スイッチング素子及び前記主還流用整流素子の
接続点と前記負荷との間に接続され、前記主スイッチン
グ素子をオン・オフ制御することにより前記直流電源の
電圧よりも低い電圧の直流出力が前記負荷に供給され
る。「請求項１０」に係る発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、前記直流電源は、交流電源と、該交流
電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とから構
成される。また、「請求項１１」に係る発明のチョッパ
型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記リアクトルが前記直
流電源の一方のラインに接続され、前記主スイッチング
素子の一方の主端子が少なくとも前記リアクトルを介し
て接続され、前記主スイッチング素子の他方の主端子が
前記直流電源の他方のラインに接続され、前記主還流用
整流素子が前記主スイッチング素子の一方の主端子と前
記負荷との間に接続され、前記主スイッチング素子をオ
ン・オフ制御することにより、前記直流電源の電圧より
も高い電圧の直流出力が前記負荷に供給される。「請求
項１２」に係る発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
では、前記直流電源は、交流電源と、該交流電源の交流
電圧を直流電圧に変換する整流回路とから構成され、前
記整流回路の交流入力側又は直流出力側に前記リアクト
ルが接続される。
【００１０】「請求項１３」に係る発明のチョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは、直流電源と負荷との間に主スイ
ッチング素子及びリアクトル及び主還流用整流素子がＴ
形に接続され、前記負荷と並列に出力コンデンサが接続
され、該出力コンデンサの一端に前記主還流用整流素子
の一端が接続され、前記主スイッチング素子をオン・オ
フ制御することにより、前記直流電源の電圧とは異なる
電圧の直流出力を前記負荷に供給する。このチョッパ型
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記主スイッチング素子及
び前記主還流用整流素子の接続点に第１の共振用コンデ
ンサが接続され、該第１の共振用コンデンサ及び前記主
スイッチング素子の接続点に第１の補助還流用整流素子
が接続され、前記第１の共振用コンデンサと前記第１の
補助還流用整流素子との間に共振用リアクトル及び共振
電流用整流素子が直列に接続され、前記第１の共振用コ
ンデンサ及び前記共振用リアクトルの接続点と前記主還
流用整流素子及び前記出力コンデンサの接続点との間に
第２の補助還流用整流素子が接続され、前記第１の補助
還流用整流素子及び前記共振電流用整流素子の接続点と
前記主スイッチング素子及び前記直流電源の接続点との
間に第２の共振用コンデンサが接続され、前記主スイッ
チング素子がオフ状態となったときに前記第１の共振用
コンデンサが放電されると共に前記第２の共振用コンデ
ンサが徐々に充電されて行き、前記主スイッチング素子
がオン状態となったときに前記第２の共振用コンデンサ
が放電されると共に前記第１及び第２の共振用コンデン
サと前記共振用リアクトルとが共振して前記主スイッチ
ング素子に共振電流が流れる。
Ｃ−ＤＣコンバータは、直流電源と負荷との間に主スイ
ッチング素子及びリアクトル及び主還流用整流素子がＴ
形に接続され、前記負荷と並列に出力コンデンサが接続
され、該出力コンデンサの一端に前記主還流用整流素子
の一端が接続され、前記主スイッチング素子をオン・オ
フ制御することにより、前記直流電源の電圧とは異なる
電圧の直流出力を前記負荷に供給する。このチョッパ型
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記主スイッチング素子及
び前記主還流用整流素子の接続点に第１の共振用コンデ
ンサが接続され、該第１の共振用コンデンサ及び前記主
スイッチング素子の接続点に第１の補助還流用整流素子
が接続され、前記第１の共振用コンデンサと前記第１の
補助還流用整流素子との間に共振用リアクトル及び共振
電流用整流素子が直列に接続され、前記第１の共振用コ
ンデンサ及び前記共振用リアクトルの接続点と前記主還
流用整流素子及び前記出力コンデンサの接続点との間に
第２の補助還流用整流素子が接続され、前記第１の補助
還流用整流素子及び前記共振電流用整流素子の接続点と
前記主スイッチング素子及び前記直流電源の接続点との
間に第２の共振用コンデンサが接続され、前記主スイッ
チング素子がオフ状態となったときに前記第１の共振用
コンデンサが放電されると共に前記第２の共振用コンデ
ンサが徐々に充電されて行き、前記主スイッチング素子
がオン状態となったときに前記第２の共振用コンデンサ
が放電されると共に前記第１及び第２の共振用コンデン
サと前記共振用リアクトルとが共振して前記主スイッチ
ング素子に共振電流が流れる。
【００１１】「請求項１４」に係る発明のチョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、前記主還流用整流素子又は前
記主スイッチング素子と直列に限流用リアクトルを接続
している。また、「請求項１５」に係る発明のチョッパ
型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記主還流用整流素子及
び前記第１の共振用コンデンサの接続点と前記第１の補
助還流用整流素子及び前記主スイッチング素子の接続点
との間に第３の補助還流用整流素子及び第３の共振用コ
ンデンサを直列接続し、前記第３の補助還流用整流素子
及び前記第３の共振用コンデンサの接続点と前記主還流
用整流素子及び前記出力コンデンサの接続点との間に第
４の補助還流用整流素子を接続している。
Ｃ−ＤＣコンバータでは、前記主還流用整流素子又は前
記主スイッチング素子と直列に限流用リアクトルを接続
している。また、「請求項１５」に係る発明のチョッパ
型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記主還流用整流素子及
び前記第１の共振用コンデンサの接続点と前記第１の補
助還流用整流素子及び前記主スイッチング素子の接続点
との間に第３の補助還流用整流素子及び第３の共振用コ
ンデンサを直列接続し、前記第３の補助還流用整流素子
及び前記第３の共振用コンデンサの接続点と前記主還流
用整流素子及び前記出力コンデンサの接続点との間に第
４の補助還流用整流素子を接続している。
【００１２】「請求項１６」に係る発明のチョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、前記主スイッチング素子の一
方の主端子が前記直流電源の一端に接続され、前記主還
流用整流素子が前記主スイッチング素子の他方の主端子
と前記直流電源の他端との間に接続され、前記リアクト
ルが前記主スイッチング素子及び前記主還流用整流素子
の接続点と前記負荷との間に接続され、前記主スイッチ
ング素子をオン・オフ制御することにより前記直流電源
の電圧よりも低い電圧の直流出力が前記負荷に供給され
る。「請求項１７」に係る発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、前記直流電源は、交流電源と、前記交
流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とから
構成される。また、「請求項１８」に係る発明のチョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記リアクトルが前記
直流電源の一方のラインに接続され、前記主スイッチン
グ素子の一方の主端子が少なくとも前記リアクトルを介
して接続され、前記主スイッチング素子の他方の主端子
が前記直流電源の他方のラインに接続され、前記主還流
用整流素子が前記主スイッチング素子の一方の主端子と
前記負荷との間に接続され、前記主スイッチング素子を
オン・オフ制御することにより、前記直流電源の電圧よ
りも高い電圧の直流出力が前記負荷に供給される。「請
求項１９」に係る発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、前記直流電源は、交流電源と、該交流電源の交
流電圧を直流電圧に変換する整流回路とから構成され、
前記整流回路の交流入力側又は直流出力側に前記リアク
トルが接続される。「請求項２０」に係る発明のチョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記直流電源は、交流
電源と、交流−直流変換用スイッチング素子及び該交流
−直流変換用スイッチング素子と一体に形成された整流
素子又は独立に並列接続された整流素子から成る循環電
流用整流素子を有しかつ前記交流−直流変換用スイッチ
ング素子をオン・オフ制御することにより前記交流電源
の交流電圧を直流電圧に変換する交流−直流コンバータ
回路とから構成され、前記交流−直流コンバータ回路の
交流入力側に前記リアクトルが接続され、前記交流−直
流コンバータ回路の直流出力側の一対のライン間に電源
部共振用コンデンサが接続されている。
Ｃ−ＤＣコンバータでは、前記主スイッチング素子の一
方の主端子が前記直流電源の一端に接続され、前記主還
流用整流素子が前記主スイッチング素子の他方の主端子
と前記直流電源の他端との間に接続され、前記リアクト
ルが前記主スイッチング素子及び前記主還流用整流素子
の接続点と前記負荷との間に接続され、前記主スイッチ
ング素子をオン・オフ制御することにより前記直流電源
の電圧よりも低い電圧の直流出力が前記負荷に供給され
る。「請求項１７」に係る発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、前記直流電源は、交流電源と、前記交
流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とから
構成される。また、「請求項１８」に係る発明のチョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記リアクトルが前記
直流電源の一方のラインに接続され、前記主スイッチン
グ素子の一方の主端子が少なくとも前記リアクトルを介
して接続され、前記主スイッチング素子の他方の主端子
が前記直流電源の他方のラインに接続され、前記主還流
用整流素子が前記主スイッチング素子の一方の主端子と
前記負荷との間に接続され、前記主スイッチング素子を
オン・オフ制御することにより、前記直流電源の電圧よ
りも高い電圧の直流出力が前記負荷に供給される。「請
求項１９」に係る発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、前記直流電源は、交流電源と、該交流電源の交
流電圧を直流電圧に変換する整流回路とから構成され、
前記整流回路の交流入力側又は直流出力側に前記リアク
トルが接続される。「請求項２０」に係る発明のチョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記直流電源は、交流
電源と、交流−直流変換用スイッチング素子及び該交流
−直流変換用スイッチング素子と一体に形成された整流
素子又は独立に並列接続された整流素子から成る循環電
流用整流素子を有しかつ前記交流−直流変換用スイッチ
ング素子をオン・オフ制御することにより前記交流電源
の交流電圧を直流電圧に変換する交流−直流コンバータ
回路とから構成され、前記交流−直流コンバータ回路の
交流入力側に前記リアクトルが接続され、前記交流−直
流コンバータ回路の直流出力側の一対のライン間に電源
部共振用コンデンサが接続されている。
【００１３】主スイッチング素子をオンした状態で主ス
イッチング素子をオフ状態に切り替えると、主スイッチ
ング素子に流れていた電流が直ちに第１及び第２の共振
用コンデンサに流れる電流に切り替わり第１の共振用コ
ンデンサが徐々に放電して行く。これと共に、第２の共
振用コンデンサが徐々に充電されて行き、主スイッチン
グ素子の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇する。これ
により、主スイッチング素子のターンオフ時におけるゼ
ロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成されるので、主ス
イッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失を低
減することができる。また、主スイッチング素子をオフ
状態からオン状態にする前に、補助スイッチング素子を
オフ状態からオン状態にすると、第１の共振用リアクト
ルの電流が０より直線的に増加して行く。これにより、
補助スイッチング素子のターンオン時におけるゼロ電流
スイッチング（ＺＣＳ）が達成されるので、補助スイッ
チング素子のターンオン時のスイッチング損失を低減す
ることができる。第１の共振用リアクトルの電流の増加
に伴って主還流用整流素子の電流は直線的に減少して行
き、主還流用整流素子の電流が０になると主還流用整流
素子がカットオフする。このとき、第２の共振用コンデ
ンサが放電を開始し、第２の共振用コンデンサ、補助ス
イッチング素子及び第１の共振用リアクトルの経路で正
弦波状の共振電流が流れる。これと同時に、充電されて
いた第３の共振用コンデンサも放電を開始し、第３の共
振用コンデンサ、補助スイッチング素子、第１の共振用
リアクトル、第１の共振用コンデンサ、第２の共振用リ
アクトル及び共振電流用整流素子の経路で正弦波状の共
振電流が流れると共に第１の共振用コンデンサが正弦波
状に充電されて行く。第２の共振用コンデンサの放電に
より、第２の共振用コンデンサの電圧、即ち主スイッチ
ング素子の電圧が正弦波状に０Ｖまで降下して行く。第
１の共振用リアクトルに流れる電流が略最大値に達しか
つ主スイッチング素子の電圧が０Ｖとなったとき、第１
の共振用リアクトルの電圧も０Ｖとなり、循環電流用整
流素子が導通状態となる。このときに主スイッチング素
子をオフ状態からオン状態にすることにより、主スイッ
チング素子のターンオン時におけるゼロ電圧スイッチン
グが達成されるので、主スイッチング素子のターンオン
時のスイッチング損失を低減することができる。循環電
流用整流素子が導通状態のとき、第１の共振用リアクト
ルに流れる電流は循環電流用整流素子及び補助スイッチ
ング素子を通して流れ続ける。この間も第３の共振用コ
ンデンサは放電し続けるので、第１の共振用コンデンサ
も充電され続ける。そして、第１の共振用コンデンサの
充電電圧が最大値に達しかつ第３の共振用コンデンサの
電圧が０Ｖになったとき以降に補助スイッチング素子を
オン状態からオフ状態にすると、補助スイッチング素子
に流れていた電流が第３の共振用コンデンサに流れる電
流に切り替わり、第３の共振用コンデンサが再び０Ｖよ
り正弦波状に充電されて行く。このため、補助スイッチ
ング素子の電圧が０Ｖより正弦波状に上昇して行き、こ
の電圧が最大値に達すると第１の共振用リアクトルに流
れる電流の共振電流分は０となる。これにより、補助ス
イッチング素子のターンオフ時におけるゼロ電圧スイッ
チングが達成されるので、補助スイッチング素子のター
ンオフ時のスイッチング損失を低減することができる。
以上により、主スイッチング素子及び補助スイッチング
素子のオン・オフ動作時のスイッチング損失を低減する
ことができる。また、主スイッチング素子及び補助スイ
ッチング素子のターンオン及びターンオフ時に発生する
スパイク状のサージ電圧及び電流は、共振用コンデンサ
及び共振用リアクトルの共振作用により吸収され、主ス
イッチング素子及び補助スイッチング素子の電圧及び電
流波形の立上り及び立下りが緩やかになるので、主スイ
ッチング素子及び補助スイッチング素子のオン・オフ動
作時のサージ電圧及び電流を低減することができる。ま
た、第１の共振用コンデンサの充電電圧が最大値に達し
かつ第３の共振用コンデンサの電圧が０Ｖになるまで放
電したとき以降に補助スイッチング素子をオン状態から
オフ状態にするので、補助スイッチング素子をオフ状態
にする時刻を明確に設定できる。
イッチング素子をオフ状態に切り替えると、主スイッチ
ング素子に流れていた電流が直ちに第１及び第２の共振
用コンデンサに流れる電流に切り替わり第１の共振用コ
ンデンサが徐々に放電して行く。これと共に、第２の共
振用コンデンサが徐々に充電されて行き、主スイッチン
グ素子の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇する。これ
により、主スイッチング素子のターンオフ時におけるゼ
ロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成されるので、主ス
イッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失を低
減することができる。また、主スイッチング素子をオフ
状態からオン状態にする前に、補助スイッチング素子を
オフ状態からオン状態にすると、第１の共振用リアクト
ルの電流が０より直線的に増加して行く。これにより、
補助スイッチング素子のターンオン時におけるゼロ電流
スイッチング（ＺＣＳ）が達成されるので、補助スイッ
チング素子のターンオン時のスイッチング損失を低減す
ることができる。第１の共振用リアクトルの電流の増加
に伴って主還流用整流素子の電流は直線的に減少して行
き、主還流用整流素子の電流が０になると主還流用整流
素子がカットオフする。このとき、第２の共振用コンデ
ンサが放電を開始し、第２の共振用コンデンサ、補助ス
イッチング素子及び第１の共振用リアクトルの経路で正
弦波状の共振電流が流れる。これと同時に、充電されて
いた第３の共振用コンデンサも放電を開始し、第３の共
振用コンデンサ、補助スイッチング素子、第１の共振用
リアクトル、第１の共振用コンデンサ、第２の共振用リ
アクトル及び共振電流用整流素子の経路で正弦波状の共
振電流が流れると共に第１の共振用コンデンサが正弦波
状に充電されて行く。第２の共振用コンデンサの放電に
より、第２の共振用コンデンサの電圧、即ち主スイッチ
ング素子の電圧が正弦波状に０Ｖまで降下して行く。第
１の共振用リアクトルに流れる電流が略最大値に達しか
つ主スイッチング素子の電圧が０Ｖとなったとき、第１
の共振用リアクトルの電圧も０Ｖとなり、循環電流用整
流素子が導通状態となる。このときに主スイッチング素
子をオフ状態からオン状態にすることにより、主スイッ
チング素子のターンオン時におけるゼロ電圧スイッチン
グが達成されるので、主スイッチング素子のターンオン
時のスイッチング損失を低減することができる。循環電
流用整流素子が導通状態のとき、第１の共振用リアクト
ルに流れる電流は循環電流用整流素子及び補助スイッチ
ング素子を通して流れ続ける。この間も第３の共振用コ
ンデンサは放電し続けるので、第１の共振用コンデンサ
も充電され続ける。そして、第１の共振用コンデンサの
充電電圧が最大値に達しかつ第３の共振用コンデンサの
電圧が０Ｖになったとき以降に補助スイッチング素子を
オン状態からオフ状態にすると、補助スイッチング素子
に流れていた電流が第３の共振用コンデンサに流れる電
流に切り替わり、第３の共振用コンデンサが再び０Ｖよ
り正弦波状に充電されて行く。このため、補助スイッチ
ング素子の電圧が０Ｖより正弦波状に上昇して行き、こ
の電圧が最大値に達すると第１の共振用リアクトルに流
れる電流の共振電流分は０となる。これにより、補助ス
イッチング素子のターンオフ時におけるゼロ電圧スイッ
チングが達成されるので、補助スイッチング素子のター
ンオフ時のスイッチング損失を低減することができる。
以上により、主スイッチング素子及び補助スイッチング
素子のオン・オフ動作時のスイッチング損失を低減する
ことができる。また、主スイッチング素子及び補助スイ
ッチング素子のターンオン及びターンオフ時に発生する
スパイク状のサージ電圧及び電流は、共振用コンデンサ
及び共振用リアクトルの共振作用により吸収され、主ス
イッチング素子及び補助スイッチング素子の電圧及び電
流波形の立上り及び立下りが緩やかになるので、主スイ
ッチング素子及び補助スイッチング素子のオン・オフ動
作時のサージ電圧及び電流を低減することができる。ま
た、第１の共振用コンデンサの充電電圧が最大値に達し
かつ第３の共振用コンデンサの電圧が０Ｖになるまで放
電したとき以降に補助スイッチング素子をオン状態から
オフ状態にするので、補助スイッチング素子をオフ状態
にする時刻を明確に設定できる。
【００１４】更に、エネルギ帰還用整流素子を追加接続
した場合は、第１の共振用リアクトルの余剰のエネルギ
がエネルギ帰還用整流素子を通して電源側へ帰還（降圧
コンバータの場合）又は負荷側へ供給（昇圧コンバータ
の場合）されるので、第３の共振用コンデンサの充電電
圧の最大値が電源電圧（降圧コンバータの場合）又は出
力電圧（昇圧コンバータの場合）より高くなることを防
止できる。また、逆充電防止用整流素子を第３の共振用
コンデンサ又は補助スイッチング素子と並列に接続した
場合は、第３の共振用コンデンサの電圧が０Ｖでクラン
プされるので、第３の共振用コンデンサの電圧が０Ｖに
なったときに第２の共振用リアクトルに流れる電流によ
り第３の共振用コンデンサが逆極性で充電されることを
防止できる。また、補助スイッチング素子及び第１の共
振用リアクトルと直列に放電防止用整流素子を接続した
場合は、第１の共振用リアクトルの電流が０となったと
きに補助スイッチング素子の寄生コンデンサに充電され
たエネルギが主スイッチング素子及び第１の共振用リア
クトルを通して放電されることを防止できる。また、第
１の共振用リアクトル及び第１の共振用コンデンサの接
続点と第１の補助還流用整流素子及び第１の共振用リア
クトルの接続点との間に第３の補助還流用整流素子及び
第４の共振用コンデンサを直列接続し、第３の補助還流
用整流素子及び第４の共振用コンデンサの接続点と主還
流用整流素子及び出力コンデンサの接続点との間に第４
の補助還流用整流素子を接続した場合は、補助スイッチ
ング素子のターンオフ時における第３の共振用コンデン
サの充電時間が長くなるので、補助スイッチング素子の
ターンオフ時のゼロ電圧スイッチングをより確実にして
スイッチング損失を更に低減することができる。
した場合は、第１の共振用リアクトルの余剰のエネルギ
がエネルギ帰還用整流素子を通して電源側へ帰還（降圧
コンバータの場合）又は負荷側へ供給（昇圧コンバータ
の場合）されるので、第３の共振用コンデンサの充電電
圧の最大値が電源電圧（降圧コンバータの場合）又は出
力電圧（昇圧コンバータの場合）より高くなることを防
止できる。また、逆充電防止用整流素子を第３の共振用
コンデンサ又は補助スイッチング素子と並列に接続した
場合は、第３の共振用コンデンサの電圧が０Ｖでクラン
プされるので、第３の共振用コンデンサの電圧が０Ｖに
なったときに第２の共振用リアクトルに流れる電流によ
り第３の共振用コンデンサが逆極性で充電されることを
防止できる。また、補助スイッチング素子及び第１の共
振用リアクトルと直列に放電防止用整流素子を接続した
場合は、第１の共振用リアクトルの電流が０となったと
きに補助スイッチング素子の寄生コンデンサに充電され
たエネルギが主スイッチング素子及び第１の共振用リア
クトルを通して放電されることを防止できる。また、第
１の共振用リアクトル及び第１の共振用コンデンサの接
続点と第１の補助還流用整流素子及び第１の共振用リア
クトルの接続点との間に第３の補助還流用整流素子及び
第４の共振用コンデンサを直列接続し、第３の補助還流
用整流素子及び第４の共振用コンデンサの接続点と主還
流用整流素子及び出力コンデンサの接続点との間に第４
の補助還流用整流素子を接続した場合は、補助スイッチ
ング素子のターンオフ時における第３の共振用コンデン
サの充電時間が長くなるので、補助スイッチング素子の
ターンオフ時のゼロ電圧スイッチングをより確実にして
スイッチング損失を更に低減することができる。
【００１５】また、補助スイッチング素子を使用しない
方式においては、主スイッチング素子がオン状態からオ
フ状態となったときに第１の共振用コンデンサが放電さ
れる共に第２の共振用コンデンサが徐々に充電されて行
く。これにより、主スイッチング素子の両端の電圧が０
Ｖから緩やかに上昇するので、主スイッチング素子のタ
ーンオフ時におけるゼロ電圧スイッチングが達成され、
主スイッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失
を低減することができる。また、主スイッチング素子が
オフ状態からオン状態となったときに第２の共振用コン
デンサが放電されると共に第１及び第２の共振用コンデ
ンサと共振用リアクトルとが共振して主スイッチング素
子に共振電流が流れる。これにより、主スイッチング素
子の電流が０から正弦波状に増加するので、主スイッチ
ング素子のターンオン時におけるゼロ電流スイッチング
が達成され、主スイッチング素子のターンオン時のスイ
ッチング損失を低減することができる。したがって、簡
素な回路構成で主スイッチング素子のオン・オフ動作時
のスイッチング損失を低減することができると共に、共
振用コンデンサ及び共振用リアクトルの共振作用により
スパイク状のサージ電圧及び電流を低減することができ
る。更に、限流用リアクトルを主還流用整流素子又は主
スイッチング素子と直列に接続した場合は、主スイッチ
ング素子のターンオン後において限流用リアクトルの自
己誘導作用により主還流用整流素子の電流が直線的に減
少して行くので、主スイッチング素子のターンオン時に
おける主還流用整流素子のリカバリ回復特性による電源
電圧（降圧コンバータの場合）又は出力電圧（昇圧コン
バータの場合）の短絡状態を回避することができる。ま
た、主還流用整流素子及び第１の共振用コンデンサの接
続点と第１の補助還流用整流素子及び主スイッチング素
子の接続点との間に第３の補助還流用整流素子及び第３
の共振用コンデンサを直列接続し、第３の補助還流用整
流素子及び第３の共振用コンデンサの接続点と主還流用
整流素子及び出力コンデンサの接続点との間に第４の補
助還流用整流素子を接続した場合は、主スイッチング素
子のターンオフ及びターンオン時における第２の共振用
コンデンサの充電時間及び放電時間が長くなるので、主
スイッチング素子のターンオフ及びターンオン時のゼロ
電圧及びゼロ電流スイッチングをより確実にしてスイッ
チング損失を更に低減することができる。
方式においては、主スイッチング素子がオン状態からオ
フ状態となったときに第１の共振用コンデンサが放電さ
れる共に第２の共振用コンデンサが徐々に充電されて行
く。これにより、主スイッチング素子の両端の電圧が０
Ｖから緩やかに上昇するので、主スイッチング素子のタ
ーンオフ時におけるゼロ電圧スイッチングが達成され、
主スイッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失
を低減することができる。また、主スイッチング素子が
オフ状態からオン状態となったときに第２の共振用コン
デンサが放電されると共に第１及び第２の共振用コンデ
ンサと共振用リアクトルとが共振して主スイッチング素
子に共振電流が流れる。これにより、主スイッチング素
子の電流が０から正弦波状に増加するので、主スイッチ
ング素子のターンオン時におけるゼロ電流スイッチング
が達成され、主スイッチング素子のターンオン時のスイ
ッチング損失を低減することができる。したがって、簡
素な回路構成で主スイッチング素子のオン・オフ動作時
のスイッチング損失を低減することができると共に、共
振用コンデンサ及び共振用リアクトルの共振作用により
スパイク状のサージ電圧及び電流を低減することができ
る。更に、限流用リアクトルを主還流用整流素子又は主
スイッチング素子と直列に接続した場合は、主スイッチ
ング素子のターンオン後において限流用リアクトルの自
己誘導作用により主還流用整流素子の電流が直線的に減
少して行くので、主スイッチング素子のターンオン時に
おける主還流用整流素子のリカバリ回復特性による電源
電圧（降圧コンバータの場合）又は出力電圧（昇圧コン
バータの場合）の短絡状態を回避することができる。ま
た、主還流用整流素子及び第１の共振用コンデンサの接
続点と第１の補助還流用整流素子及び主スイッチング素
子の接続点との間に第３の補助還流用整流素子及び第３
の共振用コンデンサを直列接続し、第３の補助還流用整
流素子及び第３の共振用コンデンサの接続点と主還流用
整流素子及び出力コンデンサの接続点との間に第４の補
助還流用整流素子を接続した場合は、主スイッチング素
子のターンオフ及びターンオン時における第２の共振用
コンデンサの充電時間及び放電時間が長くなるので、主
スイッチング素子のターンオフ及びターンオン時のゼロ
電圧及びゼロ電流スイッチングをより確実にしてスイッ
チング損失を更に低減することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるチョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの一実施形態を図１〜図４に基づい
て説明する。但し、図１及び図３では図２６及び図２７
に示す箇所と同一の部分には同一の符号を付し、その説
明を省略する。本発明によるチョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータを降圧コンバータに適用した場合の実施形態を図
１に示す。即ち、図１に示す降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、主トランジスタ２と並列に接続された補
助スイッチング素子としての補助トランジスタ９及び第
１の共振用リアクトル１０の直列回路と、この直列回路
の接続点に接続された第１の補助還流用ダイオード（第
１の補助還流用整流素子）１１と、第１の共振用リアク
トル１０及び主トランジスタ２の接続点に接続された第
１の共振用コンデンサ８と、第１の共振用コンデンサ８
と第１の補助還流用ダイオード１１との間に直列に接続
された第２の共振用リアクトル１５及び共振電流用ダイ
オード（共振電流用整流素子）１６と、第１の共振用コ
ンデンサ８及び第２の共振用リアクトル１５の接続点と
主還流用ダイオード３及び出力コンデンサ５の接続点と
の間に接続された第２の補助還流用ダイオード（第２の
補助還流用整流素子）１２と、主トランジスタ２と並列
に接続された循環電流用ダイオード（循環電流用整流素
子）１３と、循環電流用ダイオード１３と並列に接続さ
れた第２の共振用コンデンサ１４と、第１の補助還流用
ダイオード１１及び共振電流用ダイオード１６の接続点
と主トランジスタ２及び補助トランジスタ９の接続点と
の間に接続された第３の共振用コンデンサ１７とを図２
６の回路に接続したものである。また、制御回路７は主
トランジスタ２のベース端子（制御端子）に主制御パル
ス信号を付与する前に補助トランジスタ９のベース端子
に補助制御パルス信号を付与する。本実施形態では、主
トランジスタ２及び補助トランジスタ９として接合型バ
イポーラトランジスタを使用している。
Ｃ−ＤＣコンバータの一実施形態を図１〜図４に基づい
て説明する。但し、図１及び図３では図２６及び図２７
に示す箇所と同一の部分には同一の符号を付し、その説
明を省略する。本発明によるチョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータを降圧コンバータに適用した場合の実施形態を図
１に示す。即ち、図１に示す降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、主トランジスタ２と並列に接続された補
助スイッチング素子としての補助トランジスタ９及び第
１の共振用リアクトル１０の直列回路と、この直列回路
の接続点に接続された第１の補助還流用ダイオード（第
１の補助還流用整流素子）１１と、第１の共振用リアク
トル１０及び主トランジスタ２の接続点に接続された第
１の共振用コンデンサ８と、第１の共振用コンデンサ８
と第１の補助還流用ダイオード１１との間に直列に接続
された第２の共振用リアクトル１５及び共振電流用ダイ
オード（共振電流用整流素子）１６と、第１の共振用コ
ンデンサ８及び第２の共振用リアクトル１５の接続点と
主還流用ダイオード３及び出力コンデンサ５の接続点と
の間に接続された第２の補助還流用ダイオード（第２の
補助還流用整流素子）１２と、主トランジスタ２と並列
に接続された循環電流用ダイオード（循環電流用整流素
子）１３と、循環電流用ダイオード１３と並列に接続さ
れた第２の共振用コンデンサ１４と、第１の補助還流用
ダイオード１１及び共振電流用ダイオード１６の接続点
と主トランジスタ２及び補助トランジスタ９の接続点と
の間に接続された第３の共振用コンデンサ１７とを図２
６の回路に接続したものである。また、制御回路７は主
トランジスタ２のベース端子（制御端子）に主制御パル
ス信号を付与する前に補助トランジスタ９のベース端子
に補助制御パルス信号を付与する。本実施形態では、主
トランジスタ２及び補助トランジスタ９として接合型バ
イポーラトランジスタを使用している。
【００１７】特に図示はしないが、制御回路７内には、
一定周期の三角波電圧を発生する発振回路部と、基準電
圧に対する負荷６の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する
誤差増幅回路部と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び
発振回路部の三角波電圧を比較する比較回路部と、比較
回路部の出力電圧に比例した時間幅の主制御パルス信号
を発生して主トランジスタ２のベース端子に付与する主
制御パルス発生回路部と、主制御パルス発生回路部の主
制御パルス信号が立ち上がる前に補助トランジスタ９の
ベース端子に付与する一定時間幅の補助制御パルス信号
を発生する補助制御パルス発生回路部とが設けられてい
る。補助制御パルス発生回路部から発生する補助制御パ
ルス信号の時間幅は主トランジスタ２のオフ時間より極
めて小さい。
一定周期の三角波電圧を発生する発振回路部と、基準電
圧に対する負荷６の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する
誤差増幅回路部と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び
発振回路部の三角波電圧を比較する比較回路部と、比較
回路部の出力電圧に比例した時間幅の主制御パルス信号
を発生して主トランジスタ２のベース端子に付与する主
制御パルス発生回路部と、主制御パルス発生回路部の主
制御パルス信号が立ち上がる前に補助トランジスタ９の
ベース端子に付与する一定時間幅の補助制御パルス信号
を発生する補助制御パルス発生回路部とが設けられてい
る。補助制御パルス発生回路部から発生する補助制御パ
ルス信号の時間幅は主トランジスタ２のオフ時間より極
めて小さい。
【００１８】上記の構成において、図２(Ａ)に示すよう
にｔ0以前において主トランジスタ２がオン状態のとき
は、図２(Ｈ)に示すように主トランジスタ２及びリアク
トル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れている。このと
き、図２(Ｄ)及び(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデ
ンサ８及び第３の共振用コンデンサ１７はそれぞれ図１
に示す極性で直流電源１の電圧Ｅまで充電されている。
図２(Ａ)に示すように、ｔ0において制御回路７から主
トランジスタ２のベース端子に付与された主制御パルス
信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルになり、主トラン
ジスタ２がオン状態からオフ状態になると、図２(Ｈ)に
示すように主トランジスタ２に流れていた電流ＩTR1、
即ち負荷６の電流Ｉが直ちに第１の共振用コンデンサ８
及び第２の共振用コンデンサ１４に流れる電流に切り替
わる。このとき、第１の共振用コンデンサ８が徐々に放
電して行き、図２(Ｄ)に示すように第１の共振用コンデ
ンサ８の両端の電圧ＶC1が直流電源１の電圧Ｅから直線
的に降下して行く。これに伴って、第２の共振用コンデ
ンサ１４が０Ｖから徐々に充電されて行き、図２(Ｃ)に
示すように第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧Ｖ
C2、即ち主トランジスタ２の両端の電圧ＶTR1が０Ｖか
ら直線的に上昇する。これと共に、図２(Ｆ)に示すよう
に補助トランジスタ９の両端の電圧ＶTR2が０Ｖから直
線的に上昇する。このため、主トランジスタ２のターン
オフ時は電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電圧
スイッチングとなる。
にｔ0以前において主トランジスタ２がオン状態のとき
は、図２(Ｈ)に示すように主トランジスタ２及びリアク
トル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れている。このと
き、図２(Ｄ)及び(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデ
ンサ８及び第３の共振用コンデンサ１７はそれぞれ図１
に示す極性で直流電源１の電圧Ｅまで充電されている。
図２(Ａ)に示すように、ｔ0において制御回路７から主
トランジスタ２のベース端子に付与された主制御パルス
信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルになり、主トラン
ジスタ２がオン状態からオフ状態になると、図２(Ｈ)に
示すように主トランジスタ２に流れていた電流ＩTR1、
即ち負荷６の電流Ｉが直ちに第１の共振用コンデンサ８
及び第２の共振用コンデンサ１４に流れる電流に切り替
わる。このとき、第１の共振用コンデンサ８が徐々に放
電して行き、図２(Ｄ)に示すように第１の共振用コンデ
ンサ８の両端の電圧ＶC1が直流電源１の電圧Ｅから直線
的に降下して行く。これに伴って、第２の共振用コンデ
ンサ１４が０Ｖから徐々に充電されて行き、図２(Ｃ)に
示すように第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧Ｖ
C2、即ち主トランジスタ２の両端の電圧ＶTR1が０Ｖか
ら直線的に上昇する。これと共に、図２(Ｆ)に示すよう
に補助トランジスタ９の両端の電圧ＶTR2が０Ｖから直
線的に上昇する。このため、主トランジスタ２のターン
オフ時は電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電圧
スイッチングとなる。
【００１９】図２(Ｄ)及び(Ｃ)に示すように、ｔ1にお
いて第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の
電圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び直流電源１の電圧Ｅ
になると、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第
１及び第２の共振用コンデンサ８、１４に流れていた電
流が図２(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３に流れ
る電流ＩDに切り替わる。このときの主トランジスタ２
及び補助トランジスタ９の両端の電圧ＶTR1、ＶTR2はそ
れぞれ図２(Ｃ)及び(Ｆ)に示すように直流電源１の電圧
Ｅに等しい。また、主トランジスタ２がオフ状態のと
き、負荷６の電流Ｉは主還流用ダイオード３からリアク
トル４へ流れている。
いて第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の
電圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び直流電源１の電圧Ｅ
になると、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第
１及び第２の共振用コンデンサ８、１４に流れていた電
流が図２(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３に流れ
る電流ＩDに切り替わる。このときの主トランジスタ２
及び補助トランジスタ９の両端の電圧ＶTR1、ＶTR2はそ
れぞれ図２(Ｃ)及び(Ｆ)に示すように直流電源１の電圧
Ｅに等しい。また、主トランジスタ２がオフ状態のと
き、負荷６の電流Ｉは主還流用ダイオード３からリアク
トル４へ流れている。
【００２０】図２(Ｂ)に示すように、ｔ2において制御
回路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与され
た補助制御パルス信号電圧ＶB2が低レベルから高レベル
になり、補助トランジスタ９がオフ状態からオン状態に
なると、図２(Ｆ)に示すように補助トランジスタ９の両
端の電圧ＶTR2が速やかに０Ｖまで降下する。主還流用
ダイオード３が導通している期間は、第１の共振用リア
クトル１０に直流電源１の電圧Ｅが印加され、図２(Ｇ)
に示すように第１の共振用リアクトル１０に電流ＩL1が
流れ始める。この電流ＩL1は負荷６の電流Ｉに等しくな
るまで直線的に増加する。一方、主還流用ダイオード３
に流れていた電流ＩDは図２(Ｉ)に示すように直線的に
減少して行く。したがって、補助トランジスタ９のター
ンオン時においてゼロ電流スイッチングとなる。
回路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与され
た補助制御パルス信号電圧ＶB2が低レベルから高レベル
になり、補助トランジスタ９がオフ状態からオン状態に
なると、図２(Ｆ)に示すように補助トランジスタ９の両
端の電圧ＶTR2が速やかに０Ｖまで降下する。主還流用
ダイオード３が導通している期間は、第１の共振用リア
クトル１０に直流電源１の電圧Ｅが印加され、図２(Ｇ)
に示すように第１の共振用リアクトル１０に電流ＩL1が
流れ始める。この電流ＩL1は負荷６の電流Ｉに等しくな
るまで直線的に増加する。一方、主還流用ダイオード３
に流れていた電流ＩDは図２(Ｉ)に示すように直線的に
減少して行く。したがって、補助トランジスタ９のター
ンオン時においてゼロ電流スイッチングとなる。
【００２１】図２(Ｇ)に示すように、ｔ3において第１
の共振用リアクトル１０の電流ＩL1が負荷６の電流Ｉに
等しくなると主還流用ダイオード３がカットオフし、図
２(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３には電流が流
れなくなる。このとき、図１の極性で充電されていた第
２の共振用コンデンサ１４のエネルギが放出されて第２
の共振用コンデンサ１４及び第１の共振用リアクトル１
０が共振し、第２の共振用コンデンサ１４、補助トラン
ジスタ９及び第１の共振用リアクトル１０の経路で共振
電流が流れる。これと同時に、図１の極性で充電されて
いた第３の共振用コンデンサ１７のエネルギも放出され
て第３の共振用コンデンサ１７、第１の共振用リアクト
ル１０、第１の共振用コンデンサ８及び第２の共振用リ
アクトル１５が共振し、第３の共振用コンデンサ１７、
補助スイッチング素子９、第１の共振用リアクトル１
０、第１の共振用コンデンサ８、第２の共振用リアクト
ル１５及び共振電流用ダイオード１６の経路で共振電流
が流れると共に、第１の共振用コンデンサ８が余弦波状
に充電されて行く。このため、第１の共振用リアクトル
１０には、正弦波状の共振電流が負荷６の電流Ｉに重畳
して流れるので、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図
２(Ｇ)に示すように引き続き正弦波状に増加して行く。
一方、第２及び第３の共振用コンデンサ１４、１７の両
端の電圧ＶC2、ＶC3はそれぞれ図２(Ｃ)及び(Ｅ)に示す
ように余弦波状に降下して行く。
の共振用リアクトル１０の電流ＩL1が負荷６の電流Ｉに
等しくなると主還流用ダイオード３がカットオフし、図
２(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３には電流が流
れなくなる。このとき、図１の極性で充電されていた第
２の共振用コンデンサ１４のエネルギが放出されて第２
の共振用コンデンサ１４及び第１の共振用リアクトル１
０が共振し、第２の共振用コンデンサ１４、補助トラン
ジスタ９及び第１の共振用リアクトル１０の経路で共振
電流が流れる。これと同時に、図１の極性で充電されて
いた第３の共振用コンデンサ１７のエネルギも放出され
て第３の共振用コンデンサ１７、第１の共振用リアクト
ル１０、第１の共振用コンデンサ８及び第２の共振用リ
アクトル１５が共振し、第３の共振用コンデンサ１７、
補助スイッチング素子９、第１の共振用リアクトル１
０、第１の共振用コンデンサ８、第２の共振用リアクト
ル１５及び共振電流用ダイオード１６の経路で共振電流
が流れると共に、第１の共振用コンデンサ８が余弦波状
に充電されて行く。このため、第１の共振用リアクトル
１０には、正弦波状の共振電流が負荷６の電流Ｉに重畳
して流れるので、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図
２(Ｇ)に示すように引き続き正弦波状に増加して行く。
一方、第２及び第３の共振用コンデンサ１４、１７の両
端の電圧ＶC2、ＶC3はそれぞれ図２(Ｃ)及び(Ｅ)に示す
ように余弦波状に降下して行く。
【００２２】図２(Ｇ)に示すように、ｔ4において第１
の共振用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち負
荷６の電流Ｉと共振電流の最大値Ｉpとの和に達する
と、循環電流用ダイオード１３が導通状態になる。これ
と共に、第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2
が図２(Ｃ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制御回
路７は図２(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベース
端子に付与する主制御パルス信号電圧ＶB1を低レベルか
ら高レベルにして主トランジスタ２をオフ状態からオン
状態にする。このときの主トランジスタ２の両端の電圧
ＶTR1は、図２(Ｃ)に示すように０Ｖであるから、主ト
ランジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイッチ
ングとなる。
の共振用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち負
荷６の電流Ｉと共振電流の最大値Ｉpとの和に達する
と、循環電流用ダイオード１３が導通状態になる。これ
と共に、第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2
が図２(Ｃ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制御回
路７は図２(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベース
端子に付与する主制御パルス信号電圧ＶB1を低レベルか
ら高レベルにして主トランジスタ２をオフ状態からオン
状態にする。このときの主トランジスタ２の両端の電圧
ＶTR1は、図２(Ｃ)に示すように０Ｖであるから、主ト
ランジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイッチ
ングとなる。
【００２３】ｔ4において循環電流用ダイオード１３が
導通状態になると、第１の共振用リアクトル１０の電流
ＩL1の共振電流分は循環電流用ダイオード１３、補助ト
ランジスタ９及び第１の共振用リアクトル１０の経路で
循環電流となって流れ続ける。この循環電流が流れてい
る間（ｔ4〜ｔ5）は、第３の共振用コンデンサ１７から
エネルギを放出し続けるので、第１の共振用コンデンサ
８も図１の極性で充電され続ける。このため、図２(Ｅ)
及び(Ｄ)に示すように、第３の共振用コンデンサ１７の
両端の電圧ＶC3が引き続き降下すると共に第１の共振用
コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が引き続き上昇する。そ
して、ｔ5において第１の共振用コンデンサ８の電圧Ｖ
C1が直流電源１の電圧Ｅに達しかつ第３の共振用コンデ
ンサ１７の電圧ＶC3が０Ｖになる。
導通状態になると、第１の共振用リアクトル１０の電流
ＩL1の共振電流分は循環電流用ダイオード１３、補助ト
ランジスタ９及び第１の共振用リアクトル１０の経路で
循環電流となって流れ続ける。この循環電流が流れてい
る間（ｔ4〜ｔ5）は、第３の共振用コンデンサ１７から
エネルギを放出し続けるので、第１の共振用コンデンサ
８も図１の極性で充電され続ける。このため、図２(Ｅ)
及び(Ｄ)に示すように、第３の共振用コンデンサ１７の
両端の電圧ＶC3が引き続き降下すると共に第１の共振用
コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が引き続き上昇する。そ
して、ｔ5において第１の共振用コンデンサ８の電圧Ｖ
C1が直流電源１の電圧Ｅに達しかつ第３の共振用コンデ
ンサ１７の電圧ＶC3が０Ｖになる。
【００２４】その後少し遅れて、図２(Ｂ)に示すよう
に、ｔ6において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、補助トランジスタ９に
流れていた循環電流が第３の共振用コンデンサ１７に流
れる電流に切り替わり、第１の共振用リアクトル１０に
蓄積されたエネルギが放出されて第３の共振用コンデン
サ１７が再び０Ｖより正弦波状に充電されて行く。この
ため、図２(Ｆ)及び(Ｇ)に示すように補助スイッチング
素子９の両端の電圧ＶTR2が０Ｖより正弦波状に上昇し
て行くと共に、第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1
が余弦波状に減少して行く。したがって、補助トランジ
スタ９のターンオフ時は、補助スイッチング素子９の両
端の電圧ＶTR2が０Ｖであるため、ゼロ電圧スイッチン
グとなる。
に、ｔ6において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、補助トランジスタ９に
流れていた循環電流が第３の共振用コンデンサ１７に流
れる電流に切り替わり、第１の共振用リアクトル１０に
蓄積されたエネルギが放出されて第３の共振用コンデン
サ１７が再び０Ｖより正弦波状に充電されて行く。この
ため、図２(Ｆ)及び(Ｇ)に示すように補助スイッチング
素子９の両端の電圧ＶTR2が０Ｖより正弦波状に上昇し
て行くと共に、第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1
が余弦波状に減少して行く。したがって、補助トランジ
スタ９のターンオフ時は、補助スイッチング素子９の両
端の電圧ＶTR2が０Ｖであるため、ゼロ電圧スイッチン
グとなる。
【００２５】図２(Ｅ)に示すように、ｔ7において第３
の共振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3が略最大値、
即ち直流電源１の電圧Ｅに達すると、図２(Ｆ)に示すよ
うに補助スイッチング素子９の両端の電圧ＶTR2が速や
かに０Ｖまで降下する。これと共に、第１の共振用リア
クトル１０に流れていた循環電流の共振電流分が０とな
り、図２(Ｇ)に示すように第１の共振用リアクトル１０
に流れる電流ＩL1が負荷６の電流Ｉに等しくなる。この
ときの残りの第１の共振用リアクトル１０のエネルギ
は、第２の補助還流用ダイオード１２、第２の共振用リ
アクトル１５、共振電流用ダイオード１６、第１の補助
還流用ダイオード１１、第１の共振用リアクトル１０及
び循環電流用ダイオード１３の経路で直流電源１へ帰還
されて行く。これにより、共振用リアクトル１０の電流
ＩL1は図２(Ｇ)に示すように直線的に引き続いて減少し
て行くと共に、図２(Ｈ)に示すように主トランジスタ２
の電流ＩTR1が０から直線的に増加して行く。そして、
ｔ8において第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1は
図２(Ｇ)に示すように０となり、主トランジスタ２の電
流ＩTR1は図２(Ｈ)に示すように負荷６の電流Ｉに等し
くなる。したがって、ｔ8以降は直流電源１から主トラ
ンジスタ２及びリアクトル４を通して負荷６へ電流Ｉが
流れる。
の共振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3が略最大値、
即ち直流電源１の電圧Ｅに達すると、図２(Ｆ)に示すよ
うに補助スイッチング素子９の両端の電圧ＶTR2が速や
かに０Ｖまで降下する。これと共に、第１の共振用リア
クトル１０に流れていた循環電流の共振電流分が０とな
り、図２(Ｇ)に示すように第１の共振用リアクトル１０
に流れる電流ＩL1が負荷６の電流Ｉに等しくなる。この
ときの残りの第１の共振用リアクトル１０のエネルギ
は、第２の補助還流用ダイオード１２、第２の共振用リ
アクトル１５、共振電流用ダイオード１６、第１の補助
還流用ダイオード１１、第１の共振用リアクトル１０及
び循環電流用ダイオード１３の経路で直流電源１へ帰還
されて行く。これにより、共振用リアクトル１０の電流
ＩL1は図２(Ｇ)に示すように直線的に引き続いて減少し
て行くと共に、図２(Ｈ)に示すように主トランジスタ２
の電流ＩTR1が０から直線的に増加して行く。そして、
ｔ8において第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1は
図２(Ｇ)に示すように０となり、主トランジスタ２の電
流ＩTR1は図２(Ｈ)に示すように負荷６の電流Ｉに等し
くなる。したがって、ｔ8以降は直流電源１から主トラ
ンジスタ２及びリアクトル４を通して負荷６へ電流Ｉが
流れる。
【００２６】上記のように、本実施形態では主トランジ
スタ２及び補助トランジスタ９のターンオン及びターン
オフ時においてゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングが達
成されるので、主トランジスタ２及び補助トランジスタ
９のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング損
失を低減することができる。また、主トランジスタ２及
び補助トランジスタ９のターンオン及びターンオフ時に
発生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は、第
１〜第３の共振用コンデンサ８、１４、１７と第１及び
第２の共振用リアクトル１０、１５の共振作用により吸
収され、主トランジスタ２及び補助トランジスタ９の電
圧及び電流波形の立上り及び立下りが緩やかになるの
で、主トランジスタ２のオン・オフ動作時のサージ電
圧、サージ電流及びノイズを低減することができる。更
に、第１の共振用コンデンサ８の電圧ＶC1が直流電源１
の電圧Ｅに達しかつ第３の共振用コンデンサ１７の電圧
ＶC3が０Ｖになったとき以降に補助トランジスタ９をオ
ン状態からオフ状態にするので、補助トランジスタ９を
オフ状態にする時刻を明確に設定できる。
スタ２及び補助トランジスタ９のターンオン及びターン
オフ時においてゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングが達
成されるので、主トランジスタ２及び補助トランジスタ
９のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング損
失を低減することができる。また、主トランジスタ２及
び補助トランジスタ９のターンオン及びターンオフ時に
発生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は、第
１〜第３の共振用コンデンサ８、１４、１７と第１及び
第２の共振用リアクトル１０、１５の共振作用により吸
収され、主トランジスタ２及び補助トランジスタ９の電
圧及び電流波形の立上り及び立下りが緩やかになるの
で、主トランジスタ２のオン・オフ動作時のサージ電
圧、サージ電流及びノイズを低減することができる。更
に、第１の共振用コンデンサ８の電圧ＶC1が直流電源１
の電圧Ｅに達しかつ第３の共振用コンデンサ１７の電圧
ＶC3が０Ｖになったとき以降に補助トランジスタ９をオ
ン状態からオフ状態にするので、補助トランジスタ９を
オフ状態にする時刻を明確に設定できる。
【００２７】次に、本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータを昇圧コンバータに適用した場合の実施形態を図
３及び図４に基づいて説明する。但し、図３において図
１と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略
する。なお、図３の制御回路７内の詳細は、図１の実施
形態に示す制御回路７と全く同様であるので、説明は省
略する。図３に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、符号９〜１７に示す各回路素子を前述の図１の実
施形態に示す回路構成と同様に図２７の回路に接続した
ものである。
バータを昇圧コンバータに適用した場合の実施形態を図
３及び図４に基づいて説明する。但し、図３において図
１と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略
する。なお、図３の制御回路７内の詳細は、図１の実施
形態に示す制御回路７と全く同様であるので、説明は省
略する。図３に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、符号９〜１７に示す各回路素子を前述の図１の実
施形態に示す回路構成と同様に図２７の回路に接続した
ものである。
【００２８】図３の構成において、図４(Ａ)に示すよう
にｔ0以前において主トランジスタ２がオン状態のとき
は、図４(Ｈ)に示すようにリアクトル４及び主トランジ
スタ２の経路で電流Ｉ0が流れている。このとき、図４
(Ｄ)及び(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８及
び第３の共振用コンデンサ１７はそれぞれ図３に示す極
性で負荷６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充電され
ている。図４(Ａ)に示すように、ｔ0において制御回路
７から主トランジスタ２のベース端子に付与された主制
御パルス信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルになり、
主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になると、図
４(Ｈ)に示すように主トランジスタ２に流れていた電流
ＩTR1、即ちリアクトル４の電流Ｉ0が直ちに第１の共振
用コンデンサ８及び第２の共振用コンデンサ１４に流れ
る電流に切り替わる。このとき、第１の共振用コンデン
サ８が徐々に放電して行き、図４(Ｄ)に示すように第１
の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が出力電圧Ｅ0
から直線的に降下して行く。これに伴って、第２の共振
用コンデンサ１４が０Ｖから徐々に充電されて行き、図
４(Ｃ)に示すように第２の共振用コンデンサ１４の両端
の電圧ＶC2、即ち主トランジスタ２の両端の電圧ＶTR1
が０Ｖから直線的に上昇する。これと共に、図４(Ｆ)に
示すように補助トランジスタ９の両端の電圧ＶTR2が０
Ｖから直線的に上昇する。このため、主トランジスタ２
のターンオフ時は電圧波形と電流波形の重なりが少ない
ゼロ電圧スイッチングとなる。
にｔ0以前において主トランジスタ２がオン状態のとき
は、図４(Ｈ)に示すようにリアクトル４及び主トランジ
スタ２の経路で電流Ｉ0が流れている。このとき、図４
(Ｄ)及び(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８及
び第３の共振用コンデンサ１７はそれぞれ図３に示す極
性で負荷６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充電され
ている。図４(Ａ)に示すように、ｔ0において制御回路
７から主トランジスタ２のベース端子に付与された主制
御パルス信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルになり、
主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になると、図
４(Ｈ)に示すように主トランジスタ２に流れていた電流
ＩTR1、即ちリアクトル４の電流Ｉ0が直ちに第１の共振
用コンデンサ８及び第２の共振用コンデンサ１４に流れ
る電流に切り替わる。このとき、第１の共振用コンデン
サ８が徐々に放電して行き、図４(Ｄ)に示すように第１
の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が出力電圧Ｅ0
から直線的に降下して行く。これに伴って、第２の共振
用コンデンサ１４が０Ｖから徐々に充電されて行き、図
４(Ｃ)に示すように第２の共振用コンデンサ１４の両端
の電圧ＶC2、即ち主トランジスタ２の両端の電圧ＶTR1
が０Ｖから直線的に上昇する。これと共に、図４(Ｆ)に
示すように補助トランジスタ９の両端の電圧ＶTR2が０
Ｖから直線的に上昇する。このため、主トランジスタ２
のターンオフ時は電圧波形と電流波形の重なりが少ない
ゼロ電圧スイッチングとなる。
【００２９】図４(Ｄ)及び(Ｃ)に示すように、ｔ1にお
いて第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の
電圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び出力電圧Ｅ0になる
と、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１及び
第２の共振用コンデンサ８、１４に流れていた電流が図
４(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３に流れる電流
ＩDに切り替わる。このときの主トランジスタ２及び補
助トランジスタ９の両端の電圧ＶTR1、ＶTR2はそれぞれ
図４(Ｃ)及び(Ｆ)に示すように出力電圧Ｅ0に等しい。
また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、リアクトル
４の電流Ｉ0は主還流用ダイオード３を通して負荷６へ
流れている。
いて第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端の
電圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び出力電圧Ｅ0になる
と、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１及び
第２の共振用コンデンサ８、１４に流れていた電流が図
４(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３に流れる電流
ＩDに切り替わる。このときの主トランジスタ２及び補
助トランジスタ９の両端の電圧ＶTR1、ＶTR2はそれぞれ
図４(Ｃ)及び(Ｆ)に示すように出力電圧Ｅ0に等しい。
また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、リアクトル
４の電流Ｉ0は主還流用ダイオード３を通して負荷６へ
流れている。
【００３０】図４(Ｂ)に示すように、ｔ2において制御
回路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与され
た補助制御パルス信号電圧ＶB2が低レベルから高レベル
になり、補助トランジスタ９がオフ状態からオン状態に
なると、図４(Ｆ)に示すように補助トランジスタ９の両
端の電圧ＶTR2が速やかに０Ｖまで降下する。主還流用
ダイオード３が導通している期間は、第１の共振用リア
クトル１０に出力電圧Ｅ0が印加され、図４(Ｇ)に示す
ように第１の共振用リアクトル１０に電流ＩL1が流れ始
める。この電流ＩL1は負荷６の電流Ｉに等しくなるまで
直線的に増加する。一方、主還流用ダイオード３に流れ
ていた電流ＩDは図４(Ｉ)に示すように直線的に減少し
て行く。したがって、補助トランジスタ９のターンオン
時においてゼロ電流スイッチングとなる。
回路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与され
た補助制御パルス信号電圧ＶB2が低レベルから高レベル
になり、補助トランジスタ９がオフ状態からオン状態に
なると、図４(Ｆ)に示すように補助トランジスタ９の両
端の電圧ＶTR2が速やかに０Ｖまで降下する。主還流用
ダイオード３が導通している期間は、第１の共振用リア
クトル１０に出力電圧Ｅ0が印加され、図４(Ｇ)に示す
ように第１の共振用リアクトル１０に電流ＩL1が流れ始
める。この電流ＩL1は負荷６の電流Ｉに等しくなるまで
直線的に増加する。一方、主還流用ダイオード３に流れ
ていた電流ＩDは図４(Ｉ)に示すように直線的に減少し
て行く。したがって、補助トランジスタ９のターンオン
時においてゼロ電流スイッチングとなる。
【００３１】図４(Ｇ)に示すように、ｔ3において第１
の共振用リアクトル１０の電流ＩL1がリアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなると主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図４(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３には
電流が流れなくなる。このとき、図３の極性で充電され
ていた第２の共振用コンデンサ１４のエネルギが放出さ
れて第２の共振用コンデンサ１４及び第１の共振用リア
クトル１０が共振し、第２の共振用コンデンサ１４、第
１の共振用リアクトル１０及び補助トランジスタ９の経
路で共振電流が流れる。これと同時に、図３の極性で充
電されていた第３の共振用コンデンサ１７のエネルギも
放出されて第３の共振用コンデンサ１７、第１の共振用
リアクトル１０、第１の共振用コンデンサ８及び第２の
共振用リアクトル１５が共振し、第３の共振用コンデン
サ１７、共振電流用ダイオード１６、第２の共振用リア
クトル１５、第１の共振用コンデンサ８、第１の共振用
リアクトル１０及び補助スイッチング素子９の経路で共
振電流が流れると共に、第１の共振用コンデンサ８が余
弦波状に充電されて行く。このため、第１の共振用リア
クトル１０には、正弦波状の共振電流がリアクトル４の
電流Ｉ0に重畳して流れるので、共振用リアクトル１０
の電流ＩL1は図４(Ｇ)に示すように引き続き正弦波状に
増加して行く。一方、第２及び第３の共振用コンデンサ
１４、１７の両端の電圧ＶC2、ＶC3はそれぞれ図４(Ｃ)
及び(Ｅ)に示すように余弦波状に降下して行く。
の共振用リアクトル１０の電流ＩL1がリアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなると主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図４(Ｉ)に示すように主還流用ダイオード３には
電流が流れなくなる。このとき、図３の極性で充電され
ていた第２の共振用コンデンサ１４のエネルギが放出さ
れて第２の共振用コンデンサ１４及び第１の共振用リア
クトル１０が共振し、第２の共振用コンデンサ１４、第
１の共振用リアクトル１０及び補助トランジスタ９の経
路で共振電流が流れる。これと同時に、図３の極性で充
電されていた第３の共振用コンデンサ１７のエネルギも
放出されて第３の共振用コンデンサ１７、第１の共振用
リアクトル１０、第１の共振用コンデンサ８及び第２の
共振用リアクトル１５が共振し、第３の共振用コンデン
サ１７、共振電流用ダイオード１６、第２の共振用リア
クトル１５、第１の共振用コンデンサ８、第１の共振用
リアクトル１０及び補助スイッチング素子９の経路で共
振電流が流れると共に、第１の共振用コンデンサ８が余
弦波状に充電されて行く。このため、第１の共振用リア
クトル１０には、正弦波状の共振電流がリアクトル４の
電流Ｉ0に重畳して流れるので、共振用リアクトル１０
の電流ＩL1は図４(Ｇ)に示すように引き続き正弦波状に
増加して行く。一方、第２及び第３の共振用コンデンサ
１４、１７の両端の電圧ＶC2、ＶC3はそれぞれ図４(Ｃ)
及び(Ｅ)に示すように余弦波状に降下して行く。
【００３２】図４(Ｇ)に示すように、ｔ4において第１
の共振用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ちリ
アクトル４の電流Ｉ0と共振電流の最大値Ｉpとの和に達
すると、循環電流用ダイオード１３が導通状態になる。
これと共に、第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧
ＶC2が図４(Ｃ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制
御回路７は図４(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベ
ース端子に付与する主制御パルス信号電圧ＶB1を低レベ
ルから高レベルにして主トランジスタ２をオフ状態から
オン状態にする。このときの主トランジスタ２の両端の
電圧ＶTR1は、図４(Ｃ)に示すように０Ｖであるから、
主トランジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイ
ッチングとなる。
の共振用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ちリ
アクトル４の電流Ｉ0と共振電流の最大値Ｉpとの和に達
すると、循環電流用ダイオード１３が導通状態になる。
これと共に、第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧
ＶC2が図４(Ｃ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制
御回路７は図４(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベ
ース端子に付与する主制御パルス信号電圧ＶB1を低レベ
ルから高レベルにして主トランジスタ２をオフ状態から
オン状態にする。このときの主トランジスタ２の両端の
電圧ＶTR1は、図４(Ｃ)に示すように０Ｖであるから、
主トランジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイ
ッチングとなる。
【００３３】ｔ4において循環電流用ダイオード１３が
導通状態になると、第１の共振用リアクトル１０の電流
ＩL1の共振電流分は循環電流用ダイオード１３、第１の
共振用リアクトル１０及び補助トランジスタ９の経路で
循環電流となって流れ続ける。この循環電流が流れてい
る間（ｔ4〜ｔ5）は、第３の共振用コンデンサ１７から
エネルギを放出し続けるので、第１の共振用コンデンサ
８も図３の極性で充電され続ける。このため、図４(Ｅ)
及び(Ｄ)に示すように、第３の共振用コンデンサ１７の
両端の電圧ＶC3が引き続き降下すると共に第１の共振用
コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が引き続き上昇する。そ
して、ｔ5において第１の共振用コンデンサ８の電圧が
出力電圧Ｅ0に達しかつ第３の共振用コンデンサ１７の
電圧が０Ｖになる。
導通状態になると、第１の共振用リアクトル１０の電流
ＩL1の共振電流分は循環電流用ダイオード１３、第１の
共振用リアクトル１０及び補助トランジスタ９の経路で
循環電流となって流れ続ける。この循環電流が流れてい
る間（ｔ4〜ｔ5）は、第３の共振用コンデンサ１７から
エネルギを放出し続けるので、第１の共振用コンデンサ
８も図３の極性で充電され続ける。このため、図４(Ｅ)
及び(Ｄ)に示すように、第３の共振用コンデンサ１７の
両端の電圧ＶC3が引き続き降下すると共に第１の共振用
コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が引き続き上昇する。そ
して、ｔ5において第１の共振用コンデンサ８の電圧が
出力電圧Ｅ0に達しかつ第３の共振用コンデンサ１７の
電圧が０Ｖになる。
【００３４】その後少し遅れて、図４(Ｂ)に示すよう
に、ｔ6において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、補助トランジスタ９に
流れていた循環電流が第３の共振用コンデンサ１７に流
れる電流に切り替わり、第１の共振用リアクトル１０に
蓄積されたエネルギが放出されて第３の共振用コンデン
サ１７が再び０Ｖより正弦波状に充電されて行く。この
ため、図４(Ｆ)及び(Ｇ)に示すように補助スイッチング
素子９の両端の電圧ＶTR2が０Ｖより正弦波状に上昇し
て行くと共に、第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1
が余弦波状に減少して行く。したがって、補助トランジ
スタ９のターンオフ時は、補助スイッチング素子９の両
端の電圧ＶTR2が０Ｖであるため、ゼロ電圧スイッチン
グとなる。
に、ｔ6において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、補助トランジスタ９に
流れていた循環電流が第３の共振用コンデンサ１７に流
れる電流に切り替わり、第１の共振用リアクトル１０に
蓄積されたエネルギが放出されて第３の共振用コンデン
サ１７が再び０Ｖより正弦波状に充電されて行く。この
ため、図４(Ｆ)及び(Ｇ)に示すように補助スイッチング
素子９の両端の電圧ＶTR2が０Ｖより正弦波状に上昇し
て行くと共に、第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1
が余弦波状に減少して行く。したがって、補助トランジ
スタ９のターンオフ時は、補助スイッチング素子９の両
端の電圧ＶTR2が０Ｖであるため、ゼロ電圧スイッチン
グとなる。
【００３５】図４(Ｅ)に示すように、ｔ7において第３
の共振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3が略最大値、
即ち出力電圧Ｅ0に達すると、図４(Ｆ)に示すように補
助スイッチング素子９の両端の電圧ＶTR2が速やかに０
Ｖまで降下する。これと共に、第１の共振用リアクトル
１０に流れていた循環電流の共振電流分が０となり、図
４(Ｇ)に示すように第１の共振用リアクトル１０に流れ
る電流ＩL1がリアクトル４の電流Ｉ0に等しくなる。こ
のときの残りの第１の共振用リアクトル１０のエネルギ
は、循環電流用ダイオード１３、第１の共振用リアクト
ル１０、第１の補助還流用ダイオード１１、共振電流用
ダイオード１６、第２の共振用リアクトル１５及び第２
の補助還流用ダイオード１２の経路で負荷６へ供給され
て行く。これにより、共振用リアクトル１０の電流ＩL1
は図４(Ｇ)に示すように直線的に引き続いて減少して行
くと共に、図４(Ｈ)に示すように主トランジスタ２の電
流ＩTR1が０から直線的に増加して行く。そして、ｔ8に
おいて第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図４
(Ｇ)に示すように０となり、主トランジスタ２の電流Ｉ
TR1は図４(Ｈ)に示すようにリアクトル４の電流Ｉ0に等
しくなる。したがって、ｔ8以降は直流電源１からリア
クトル４及び主トランジスタ２の経路で電流Ｉ0が流れ
る。
の共振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3が略最大値、
即ち出力電圧Ｅ0に達すると、図４(Ｆ)に示すように補
助スイッチング素子９の両端の電圧ＶTR2が速やかに０
Ｖまで降下する。これと共に、第１の共振用リアクトル
１０に流れていた循環電流の共振電流分が０となり、図
４(Ｇ)に示すように第１の共振用リアクトル１０に流れ
る電流ＩL1がリアクトル４の電流Ｉ0に等しくなる。こ
のときの残りの第１の共振用リアクトル１０のエネルギ
は、循環電流用ダイオード１３、第１の共振用リアクト
ル１０、第１の補助還流用ダイオード１１、共振電流用
ダイオード１６、第２の共振用リアクトル１５及び第２
の補助還流用ダイオード１２の経路で負荷６へ供給され
て行く。これにより、共振用リアクトル１０の電流ＩL1
は図４(Ｇ)に示すように直線的に引き続いて減少して行
くと共に、図４(Ｈ)に示すように主トランジスタ２の電
流ＩTR1が０から直線的に増加して行く。そして、ｔ8に
おいて第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図４
(Ｇ)に示すように０となり、主トランジスタ２の電流Ｉ
TR1は図４(Ｈ)に示すようにリアクトル４の電流Ｉ0に等
しくなる。したがって、ｔ8以降は直流電源１からリア
クトル４及び主トランジスタ２の経路で電流Ｉ0が流れ
る。
【００３６】上述の通り、図３に示す実施形態において
も、図１に示す実施形態と同様に主トランジスタ２及び
補助トランジスタ９のスイッチング損失を低減できると
共に、サージ電圧、サージ電流及びノイズを低減でき
る。
も、図１に示す実施形態と同様に主トランジスタ２及び
補助トランジスタ９のスイッチング損失を低減できると
共に、サージ電圧、サージ電流及びノイズを低減でき
る。
【００３７】図１及び図３に示す実施形態の回路は変更
が可能である。例えば、図５及び図６に示す実施形態の
回路は、それぞれ図１及び図３の回路の第１の共振用リ
アクトル１０及び第１の補助還流用ダイオード１１の接
続点と主還流用ダイオード３及び出力コンデンサ５の接
続点との間にエネルギ帰還用整流素子としてのエネルギ
帰還用ダイオード１８を接続したものである。エネルギ
帰還用ダイオード１８は、破線Ａに示すように第３の共
振用コンデンサ１７及び第１の補助還流用ダイオード１
１の接続点と主還流用ダイオード３及び出力コンデンサ
５の接続点との間、又は破線Ｂに示すように第２の共振
用リアクトル１５及び共振電流用ダイオード１６の接続
点と主還流用ダイオード３及び出力コンデンサ６の接続
点との間に接続してもよい。図５及び図６に示す回路で
は、補助トランジスタ９をオン状態からオフ状態にした
後（図２及び図４の時刻ｔ6以降）に第１の共振用リア
クトル１０のエネルギにより第３の共振用コンデンサ１
７を充電するとき、第１の共振用リアクトル１０の余剰
のエネルギがエネルギ帰還用ダイオード１８を通して直
流電源１側へ帰還（図５の回路の場合）又は負荷６側へ
供給（図６の回路の場合）される。したがって、図５及
び図６に示す実施形態では第３の共振用コンデンサ１７
の充電電圧ＶC3の最大値が直流電源１の電圧Ｅ（図５の
回路の場合）又は出力電圧Ｅ0（図６の回路の場合）よ
りも高くなることを防止できる。
が可能である。例えば、図５及び図６に示す実施形態の
回路は、それぞれ図１及び図３の回路の第１の共振用リ
アクトル１０及び第１の補助還流用ダイオード１１の接
続点と主還流用ダイオード３及び出力コンデンサ５の接
続点との間にエネルギ帰還用整流素子としてのエネルギ
帰還用ダイオード１８を接続したものである。エネルギ
帰還用ダイオード１８は、破線Ａに示すように第３の共
振用コンデンサ１７及び第１の補助還流用ダイオード１
１の接続点と主還流用ダイオード３及び出力コンデンサ
５の接続点との間、又は破線Ｂに示すように第２の共振
用リアクトル１５及び共振電流用ダイオード１６の接続
点と主還流用ダイオード３及び出力コンデンサ６の接続
点との間に接続してもよい。図５及び図６に示す回路で
は、補助トランジスタ９をオン状態からオフ状態にした
後（図２及び図４の時刻ｔ6以降）に第１の共振用リア
クトル１０のエネルギにより第３の共振用コンデンサ１
７を充電するとき、第１の共振用リアクトル１０の余剰
のエネルギがエネルギ帰還用ダイオード１８を通して直
流電源１側へ帰還（図５の回路の場合）又は負荷６側へ
供給（図６の回路の場合）される。したがって、図５及
び図６に示す実施形態では第３の共振用コンデンサ１７
の充電電圧ＶC3の最大値が直流電源１の電圧Ｅ（図５の
回路の場合）又は出力電圧Ｅ0（図６の回路の場合）よ
りも高くなることを防止できる。
【００３８】また、図７及び図８に示す実施形態の回路
は、それぞれ図１及び図３の回路の第３の共振用コンデ
ンサ１７と並列に逆充電防止用整流素子としての逆充電
防止用ダイオード１９を接続したものである。逆充電防
止用ダイオード１９は、破線Ｃに示すように補助トラン
ジスタ９と並列に接続してもよい。図７及び図８に示す
回路では、第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1の共
振電流分が循環電流用ダイオード１３及び補助トランジ
スタ９を通して循環して流れているとき（図２及び図４
のｔ4〜ｔ5に示す期間）、第３の共振用コンデンサ１７
は引き続き放電して行き、第１の共振用コンデンサ８は
引き続き充電されて行く。そして、第３の共振用コンデ
ンサ１７の充電電圧ＶC3が０Ｖになったとき、第３の共
振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3は０Ｖでクランプ
される。即ち、第３の共振用コンデンサ１７の充電電圧
ＶC3が０Ｖになったときに第２の共振用リアクトル１５
に電流が流れている場合、第２の共振用リアクトル１５
に流れる電流は全て逆充電防止用ダイオード１９を通し
て流れるので、第３の共振用コンデンサ１７の両端の電
圧ＶC3は０Ｖに保持される。したがって、図７及び図８
に示す実施形態では第３の共振用コンデンサ１７の充電
電圧ＶC3が０Ｖになったときに第２の共振用リアクトル
１５に流れる電流により第３の共振用コンデンサ１７が
逆極性で充電されることを防止できる。
は、それぞれ図１及び図３の回路の第３の共振用コンデ
ンサ１７と並列に逆充電防止用整流素子としての逆充電
防止用ダイオード１９を接続したものである。逆充電防
止用ダイオード１９は、破線Ｃに示すように補助トラン
ジスタ９と並列に接続してもよい。図７及び図８に示す
回路では、第１の共振用リアクトル１０の電流ＩL1の共
振電流分が循環電流用ダイオード１３及び補助トランジ
スタ９を通して循環して流れているとき（図２及び図４
のｔ4〜ｔ5に示す期間）、第３の共振用コンデンサ１７
は引き続き放電して行き、第１の共振用コンデンサ８は
引き続き充電されて行く。そして、第３の共振用コンデ
ンサ１７の充電電圧ＶC3が０Ｖになったとき、第３の共
振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3は０Ｖでクランプ
される。即ち、第３の共振用コンデンサ１７の充電電圧
ＶC3が０Ｖになったときに第２の共振用リアクトル１５
に電流が流れている場合、第２の共振用リアクトル１５
に流れる電流は全て逆充電防止用ダイオード１９を通し
て流れるので、第３の共振用コンデンサ１７の両端の電
圧ＶC3は０Ｖに保持される。したがって、図７及び図８
に示す実施形態では第３の共振用コンデンサ１７の充電
電圧ＶC3が０Ｖになったときに第２の共振用リアクトル
１５に流れる電流により第３の共振用コンデンサ１７が
逆極性で充電されることを防止できる。
【００３９】また、図９及び図１０に示す実施形態の回
路は、それぞれ図１及び図３の回路の補助トランジスタ
９及び第１の共振用リアクトル１０と直列に放電防止用
整流素子としての放電防止用ダイオード２０を接続した
ものである。図９及び図１０に示す回路では、補助トラ
ンジスタ９をオン状態からオフ状態にしたとき（図２及
び図４の時刻ｔ6）、第１の共振用リアクトル１０のエ
ネルギにより第３の共振用コンデンサ１７が再び０Ｖか
ら充電されると同時に、補助トランジスタ９の寄生コン
デンサも同一の極性及び電圧で充電される。これらの充
電が完了して第１の共振リアクトル１０に流れる電流Ｉ
L1が０となったとき、寄生コンデンサに充電されたエネ
ルギの放出は放電防止用ダイオード２０により阻止され
る。これにより、第１の共振用リアクトル１０の電流が
０となったときに補助トランジスタ９の寄生コンデンサ
に充電されたエネルギが主トランジスタ２及び第１の共
振用リアクトル１０を通して放電されることを防止でき
る。したがって、図９及び図１０に示す実施形態では、
寄生コンデンサの放電による補助トランジスタ９の電力
損失を削減することが可能である。
路は、それぞれ図１及び図３の回路の補助トランジスタ
９及び第１の共振用リアクトル１０と直列に放電防止用
整流素子としての放電防止用ダイオード２０を接続した
ものである。図９及び図１０に示す回路では、補助トラ
ンジスタ９をオン状態からオフ状態にしたとき（図２及
び図４の時刻ｔ6）、第１の共振用リアクトル１０のエ
ネルギにより第３の共振用コンデンサ１７が再び０Ｖか
ら充電されると同時に、補助トランジスタ９の寄生コン
デンサも同一の極性及び電圧で充電される。これらの充
電が完了して第１の共振リアクトル１０に流れる電流Ｉ
L1が０となったとき、寄生コンデンサに充電されたエネ
ルギの放出は放電防止用ダイオード２０により阻止され
る。これにより、第１の共振用リアクトル１０の電流が
０となったときに補助トランジスタ９の寄生コンデンサ
に充電されたエネルギが主トランジスタ２及び第１の共
振用リアクトル１０を通して放電されることを防止でき
る。したがって、図９及び図１０に示す実施形態では、
寄生コンデンサの放電による補助トランジスタ９の電力
損失を削減することが可能である。
【００４０】また、図１１及び図１３に示す実施形態の
回路は、それぞれ図１及び図３の回路の第１の共振用リ
アクトル１０及び第１の共振用コンデンサ８の接続点と
第１の補助還流用整流ダイオード１１及び第１の共振用
リアクトル１０の接続点との間に第３の補助還流用ダイ
オード２２及び第４の共振用コンデンサ２３を直列接続
し、第３の補助還流用ダイオード２２及び第４の共振用
コンデンサ２３の接続点と主還流用ダイオード３及び出
力コンデンサ５の接続点との間に第４の補助還流用ダイ
オード２４を接続したものである。
回路は、それぞれ図１及び図３の回路の第１の共振用リ
アクトル１０及び第１の共振用コンデンサ８の接続点と
第１の補助還流用整流ダイオード１１及び第１の共振用
リアクトル１０の接続点との間に第３の補助還流用ダイ
オード２２及び第４の共振用コンデンサ２３を直列接続
し、第３の補助還流用ダイオード２２及び第４の共振用
コンデンサ２３の接続点と主還流用ダイオード３及び出
力コンデンサ５の接続点との間に第４の補助還流用ダイ
オード２４を接続したものである。
【００４１】図１１及び図１３に示す回路において、図
１２(Ａ)及び図１４(Ａ)に示すようにｔ0以前において
主トランジスタ２がオン状態のとき、図１１の回路の場
合は図１２(Ｄ)、(Ｅ)及び(Ｇ)に示すように第１、第３
及び第４の共振用コンデンサ８、１７、２３がそれぞれ
図示の極性で直流電源１の電圧Ｅまで充電されており、
図１３の回路の場合は図１４(Ｄ)、(Ｅ)及び(Ｇ)に示す
ように第１、第３及び第４の共振用コンデンサ８、１
７、２３がそれぞれ図示の極性で負荷６の端子電圧、即
ち出力電圧Ｅ0まで充電されている。図１２(Ａ)及び図
１４(Ａ)に示すように、ｔ0において制御回路７から主
トランジスタ２のベース端子に付与された主制御パルス
信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルになり、主トラン
ジスタ２がオン状態からオフ状態になると、主トランジ
スタ２に流れていた電流ＩTR1、即ち負荷６の電流Ｉ
（図１１の回路の場合）又はリアクトル４の電流Ｉ
0（図１３の回路の場合）が直ちに第１、第２及び第４
の共振用コンデンサ８、１４、２３に流れる電流に切り
替わる。このとき、第１及び第４の共振用コンデンサ
８、２３が徐々に放電して行き、図１１の回路の場合は
図１２(Ｄ)及び(Ｇ)に示すように第１及び第４の共振用
コンデンサ８、２３の両端の電圧ＶC1、ＶC4が直流電源
１の電圧Ｅから直線的に降下して行き、図１３の回路の
場合は図１４(Ｄ)及び(Ｇ)に示すように第１及び第４の
共振用コンデンサ８、２３の両端の電圧ＶC1、ＶC4が出
力電圧Ｅ0から直線的に降下して行く。これに伴って、
第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖから徐々に充電され
て行き、図１２(Ｃ)及び図１４(Ｃ)に示すように第２の
共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2、即ち主トラン
ジスタ２の両端の電圧ＶTR1が０Ｖから直線的に上昇す
る。これと共に、図１２(Ｆ)及び図１４(Ｆ)に示すよう
に補助トランジスタ９の両端の電圧ＶTR2が０Ｖから直
線的に上昇する。このため、主トランジスタ２のターン
オフ時は電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電圧
スイッチングとなる。
１２(Ａ)及び図１４(Ａ)に示すようにｔ0以前において
主トランジスタ２がオン状態のとき、図１１の回路の場
合は図１２(Ｄ)、(Ｅ)及び(Ｇ)に示すように第１、第３
及び第４の共振用コンデンサ８、１７、２３がそれぞれ
図示の極性で直流電源１の電圧Ｅまで充電されており、
図１３の回路の場合は図１４(Ｄ)、(Ｅ)及び(Ｇ)に示す
ように第１、第３及び第４の共振用コンデンサ８、１
７、２３がそれぞれ図示の極性で負荷６の端子電圧、即
ち出力電圧Ｅ0まで充電されている。図１２(Ａ)及び図
１４(Ａ)に示すように、ｔ0において制御回路７から主
トランジスタ２のベース端子に付与された主制御パルス
信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルになり、主トラン
ジスタ２がオン状態からオフ状態になると、主トランジ
スタ２に流れていた電流ＩTR1、即ち負荷６の電流Ｉ
（図１１の回路の場合）又はリアクトル４の電流Ｉ
0（図１３の回路の場合）が直ちに第１、第２及び第４
の共振用コンデンサ８、１４、２３に流れる電流に切り
替わる。このとき、第１及び第４の共振用コンデンサ
８、２３が徐々に放電して行き、図１１の回路の場合は
図１２(Ｄ)及び(Ｇ)に示すように第１及び第４の共振用
コンデンサ８、２３の両端の電圧ＶC1、ＶC4が直流電源
１の電圧Ｅから直線的に降下して行き、図１３の回路の
場合は図１４(Ｄ)及び(Ｇ)に示すように第１及び第４の
共振用コンデンサ８、２３の両端の電圧ＶC1、ＶC4が出
力電圧Ｅ0から直線的に降下して行く。これに伴って、
第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖから徐々に充電され
て行き、図１２(Ｃ)及び図１４(Ｃ)に示すように第２の
共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2、即ち主トラン
ジスタ２の両端の電圧ＶTR1が０Ｖから直線的に上昇す
る。これと共に、図１２(Ｆ)及び図１４(Ｆ)に示すよう
に補助トランジスタ９の両端の電圧ＶTR2が０Ｖから直
線的に上昇する。このため、主トランジスタ２のターン
オフ時は電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電圧
スイッチングとなる。
【００４２】図１２(Ｄ)、(Ｇ)及び(Ｃ)又は図１４
(Ｄ)、(Ｇ)及び(Ｃ)に示すように、ｔ1において第１及
び第４の共振用コンデンサ８、２３の両端の電圧ＶC1、
ＶC4が共に０Ｖになり、第２の共振用コンデンサ１４の
両端の電圧ＶC2が直流電源１の電圧Ｅ（図１１の回路の
場合）又は出力電圧Ｅ0（図１３の回路の場合）になる
と、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１、第
４及び第２の共振用コンデンサ８、２３、１４に流れて
いた電流が主還流用ダイオード３に流れる電流に切り替
わる。このときの主トランジスタ２及び補助トランジス
タ９の両端の電圧ＶTR1、ＶTR2は、図１１の回路の場合
はそれぞれ図１２(Ｃ)及び(Ｆ)に示すように直流電源１
の電圧Ｅに等しく、図１３の回路の場合は又は図１４
(Ｃ)及び(Ｆ)に示すように出力電圧Ｅ0に等しい。ま
た、主トランジスタ２がオフ状態のとき、図１１の回路
の場合は負荷６の電流Ｉが主還流用ダイオード３からリ
アクトル４へ流れており、図１３の回路の場合はリアク
トル４の電流Ｉ0が主還流用ダイオード３を通して負荷
６へ流れている。なお、時刻ｔ1から時刻ｔ6までの図１
１及び図１３の回路の動作については、それぞれ前述の
図１及び図３の回路の動作と略同様であるので説明は省
略する。また、図１１及び図１３の回路において、第１
の共振用リアクトル１０に流れる電流ＩL1、主トランジ
スタ２に流れる電流ＩTR1及び主還流用ダイオード３に
流れる電流ＩDの波形は前述の図２(Ｇ)〜(Ｉ)又は図４
(Ｇ)〜(Ｉ)に示す波形と略同様であるので、図１２又は
図１４における図示は省略する。
(Ｄ)、(Ｇ)及び(Ｃ)に示すように、ｔ1において第１及
び第４の共振用コンデンサ８、２３の両端の電圧ＶC1、
ＶC4が共に０Ｖになり、第２の共振用コンデンサ１４の
両端の電圧ＶC2が直流電源１の電圧Ｅ（図１１の回路の
場合）又は出力電圧Ｅ0（図１３の回路の場合）になる
と、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１、第
４及び第２の共振用コンデンサ８、２３、１４に流れて
いた電流が主還流用ダイオード３に流れる電流に切り替
わる。このときの主トランジスタ２及び補助トランジス
タ９の両端の電圧ＶTR1、ＶTR2は、図１１の回路の場合
はそれぞれ図１２(Ｃ)及び(Ｆ)に示すように直流電源１
の電圧Ｅに等しく、図１３の回路の場合は又は図１４
(Ｃ)及び(Ｆ)に示すように出力電圧Ｅ0に等しい。ま
た、主トランジスタ２がオフ状態のとき、図１１の回路
の場合は負荷６の電流Ｉが主還流用ダイオード３からリ
アクトル４へ流れており、図１３の回路の場合はリアク
トル４の電流Ｉ0が主還流用ダイオード３を通して負荷
６へ流れている。なお、時刻ｔ1から時刻ｔ6までの図１
１及び図１３の回路の動作については、それぞれ前述の
図１及び図３の回路の動作と略同様であるので説明は省
略する。また、図１１及び図１３の回路において、第１
の共振用リアクトル１０に流れる電流ＩL1、主トランジ
スタ２に流れる電流ＩTR1及び主還流用ダイオード３に
流れる電流ＩDの波形は前述の図２(Ｇ)〜(Ｉ)又は図４
(Ｇ)〜(Ｉ)に示す波形と略同様であるので、図１２又は
図１４における図示は省略する。
【００４３】図１２(Ｂ)及び図１４(Ｂ)に示すように、
ｔ6において制御回路７は補助トランジスタ９のベース
端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レベル
から低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態から
オフ状態にする。このとき、補助トランジスタ９に流れ
ていた循環電流が第３及び第４の共振用コンデンサ１
７、２３に流れる電流に切り替わり、第１の共振用リア
クトル１０に蓄積されたエネルギが放出されて第３及び
第４の共振用コンデンサ１７、２３が再び０Ｖより正弦
波状に充電されて行く。これにより、図１２(Ｅ)及び図
１４(Ｅ)の実線部分と図１２(Ｇ)及び図１４(Ｇ)に示す
ように、第３及び第４の共振用コンデンサ１７、２３の
両端の電圧ＶC3、ＶC4が０Ｖより緩やかな正弦波状に上
昇して行く。このため、図１２(Ｆ)及び図１４(Ｆ)の実
線部分に示すように補助スイッチング素子９の両端の電
圧ＶTR2が０Ｖより緩やかな正弦波状に上昇して行くと
共に、第１の共振用リアクトル１０の電流が余弦波状に
減少して行く。したがって、補助トランジスタ９のター
ンオフ時は、補助スイッチング素子９の両端の電圧Ｖ
TR2が０Ｖであるため、ゼロ電圧スイッチングとなる。
ｔ6において制御回路７は補助トランジスタ９のベース
端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レベル
から低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態から
オフ状態にする。このとき、補助トランジスタ９に流れ
ていた循環電流が第３及び第４の共振用コンデンサ１
７、２３に流れる電流に切り替わり、第１の共振用リア
クトル１０に蓄積されたエネルギが放出されて第３及び
第４の共振用コンデンサ１７、２３が再び０Ｖより正弦
波状に充電されて行く。これにより、図１２(Ｅ)及び図
１４(Ｅ)の実線部分と図１２(Ｇ)及び図１４(Ｇ)に示す
ように、第３及び第４の共振用コンデンサ１７、２３の
両端の電圧ＶC3、ＶC4が０Ｖより緩やかな正弦波状に上
昇して行く。このため、図１２(Ｆ)及び図１４(Ｆ)の実
線部分に示すように補助スイッチング素子９の両端の電
圧ＶTR2が０Ｖより緩やかな正弦波状に上昇して行くと
共に、第１の共振用リアクトル１０の電流が余弦波状に
減少して行く。したがって、補助トランジスタ９のター
ンオフ時は、補助スイッチング素子９の両端の電圧Ｖ
TR2が０Ｖであるため、ゼロ電圧スイッチングとなる。
【００４４】図１２(Ｅ)、(Ｇ)及び図１４(Ｅ)、(Ｇ)に
示すように、ｔ7において第３及び第４の共振用コンデ
ンサ１７、２３の両端の電圧ＶC3、ＶC4が略最大値、即
ち直流電源１の電圧Ｅ（図１１の回路の場合）又は出力
電圧Ｅ0（図１３の回路の場合）に達すると、図１２
(Ｆ)及び図１４(Ｆ)に示すように補助スイッチング素子
９の両端の電圧ＶTR2が速やかに０Ｖまで降下する。こ
れと共に、第１の共振用リアクトル１０に流れていた循
環電流の共振電流分が０となり、第１の共振用リアクト
ル１０に流れる電流が負荷６の電流Ｉ（図１１の回路の
場合）又はリアクトル４の電流Ｉ0（図１３の回路の場
合）に等しくなる。このときの図１１の回路における残
りの第１の共振用リアクトル１０のエネルギは、第２の
補助還流用ダイオード１２、第２の共振用リアクトル１
５、共振電流用ダイオード１６、第１の補助還流用ダイ
オード１１、第１の共振用リアクトル１０及び循環電流
用ダイオード１３の経路で直流電源１へ帰還されて行
く。これにより、共振用リアクトル１０の電流は直線的
に引き続いて減少して行くと共に、主トランジスタ２の
電流ＩTR1が０から直線的に増加して行く。そして、ｔ8
（図２）において第１の共振用リアクトル１０の電流は
０となり、主トランジスタ２の電流は負荷６の電流Ｉに
等しくなる。したがって、ｔ8以降は直流電源１から主
トランジスタ２及びリアクトル４を通して負荷６へ電流
Ｉが流れる。また、このときの図１３の回路における残
りの第１の共振用リアクトル１０のエネルギは、循環電
流用ダイオード１３、第１の共振用リアクトル１０、第
１の補助還流用ダイオード１１、共振電流用ダイオード
１６、第２の共振用リアクトル１５及び第２の補助還流
用ダイオード１２の経路で負荷６へ供給されて行く。こ
れにより、共振用リアクトル１０の電流は直線的に引き
続いて減少して行くと共に、主トランジスタ２の電流Ｉ
TR1が０から直線的に増加して行く。そして、ｔ8（図
４）において第１の共振用リアクトル１０の電流は０と
なり、主トランジスタ２の電流はリアクトル４の電流Ｉ
0に等しくなる。したがって、ｔ8以降は直流電源１から
リアクトル４及び主トランジスタ２の経路で電流Ｉ0が
流れる。
示すように、ｔ7において第３及び第４の共振用コンデ
ンサ１７、２３の両端の電圧ＶC3、ＶC4が略最大値、即
ち直流電源１の電圧Ｅ（図１１の回路の場合）又は出力
電圧Ｅ0（図１３の回路の場合）に達すると、図１２
(Ｆ)及び図１４(Ｆ)に示すように補助スイッチング素子
９の両端の電圧ＶTR2が速やかに０Ｖまで降下する。こ
れと共に、第１の共振用リアクトル１０に流れていた循
環電流の共振電流分が０となり、第１の共振用リアクト
ル１０に流れる電流が負荷６の電流Ｉ（図１１の回路の
場合）又はリアクトル４の電流Ｉ0（図１３の回路の場
合）に等しくなる。このときの図１１の回路における残
りの第１の共振用リアクトル１０のエネルギは、第２の
補助還流用ダイオード１２、第２の共振用リアクトル１
５、共振電流用ダイオード１６、第１の補助還流用ダイ
オード１１、第１の共振用リアクトル１０及び循環電流
用ダイオード１３の経路で直流電源１へ帰還されて行
く。これにより、共振用リアクトル１０の電流は直線的
に引き続いて減少して行くと共に、主トランジスタ２の
電流ＩTR1が０から直線的に増加して行く。そして、ｔ8
（図２）において第１の共振用リアクトル１０の電流は
０となり、主トランジスタ２の電流は負荷６の電流Ｉに
等しくなる。したがって、ｔ8以降は直流電源１から主
トランジスタ２及びリアクトル４を通して負荷６へ電流
Ｉが流れる。また、このときの図１３の回路における残
りの第１の共振用リアクトル１０のエネルギは、循環電
流用ダイオード１３、第１の共振用リアクトル１０、第
１の補助還流用ダイオード１１、共振電流用ダイオード
１６、第２の共振用リアクトル１５及び第２の補助還流
用ダイオード１２の経路で負荷６へ供給されて行く。こ
れにより、共振用リアクトル１０の電流は直線的に引き
続いて減少して行くと共に、主トランジスタ２の電流Ｉ
TR1が０から直線的に増加して行く。そして、ｔ8（図
４）において第１の共振用リアクトル１０の電流は０と
なり、主トランジスタ２の電流はリアクトル４の電流Ｉ
0に等しくなる。したがって、ｔ8以降は直流電源１から
リアクトル４及び主トランジスタ２の経路で電流Ｉ0が
流れる。
【００４５】図１１及び図１３に示す実施形態では、ｔ
6〜ｔ7の期間において、補助トランジスタ９のターンオ
フ時に第１の共振用リアクトル１０に蓄積されたエネル
ギにより第３及び第４の共振用コンデンサ１７、２３を
０Ｖより正弦波状に充電する。このため、第３の共振用
コンデンサ１７の充電電圧ＶC3が最大値に達するのに要
する時間、即ち充電時間が長くなる。したがって、図１
２(Ｅ)及び図１４(Ｅ)の実線部分に示すように第３の共
振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3の勾配が図１及び
図３に示す実施形態の場合（破線部分）に比較して緩や
かになる。これにより、図１２(Ｆ)及び図１４(Ｆ)の実
線部分に示すように補助トランジスタ９の両端の電圧Ｖ
TR2の勾配も図１及び図３に示す実施形態の場合（破線
部分）に比較して緩やかになる。よって、補助トランジ
スタ９のターンオフ時のゼロ電圧スイッチングが図１及
び図３に示す実施形態に比較してより確実になり、スイ
ッチング損失を更に低減することができる。
6〜ｔ7の期間において、補助トランジスタ９のターンオ
フ時に第１の共振用リアクトル１０に蓄積されたエネル
ギにより第３及び第４の共振用コンデンサ１７、２３を
０Ｖより正弦波状に充電する。このため、第３の共振用
コンデンサ１７の充電電圧ＶC3が最大値に達するのに要
する時間、即ち充電時間が長くなる。したがって、図１
２(Ｅ)及び図１４(Ｅ)の実線部分に示すように第３の共
振用コンデンサ１７の両端の電圧ＶC3の勾配が図１及び
図３に示す実施形態の場合（破線部分）に比較して緩や
かになる。これにより、図１２(Ｆ)及び図１４(Ｆ)の実
線部分に示すように補助トランジスタ９の両端の電圧Ｖ
TR2の勾配も図１及び図３に示す実施形態の場合（破線
部分）に比較して緩やかになる。よって、補助トランジ
スタ９のターンオフ時のゼロ電圧スイッチングが図１及
び図３に示す実施形態に比較してより確実になり、スイ
ッチング損失を更に低減することができる。
【００４６】また、図１及び図３に示す実施形態の回路
はそれぞれ図１５及び図１７に示すように補助トランジ
スタ９を使用しない方式に変更が可能である。即ち、図
１５及び図１７に示す実施形態の回路は、それぞれ図２
６及び図２７における主トランジスタ２及び主還流用ダ
イオード３の接続点に第１の共振用コンデンサ８を接続
し、第１の共振用コンデンサ８及び主トランジスタ２の
接続点に第１の補助還流用ダイオード１１を接続し、第
１の共振用コンデンサ８と第１の補助還流用ダイオード
１１との間に第１の共振用リアクトル１０及び共振電流
用ダイオード１６を直列に接続し、第１の共振用コンデ
ンサ８及び第１の共振用リアクトル１０の接続点と図２
６及び図２７における主還流用ダイオード３及び出力コ
ンデンサ５の接続点との間に第２の補助還流用ダイオー
ド１２を接続し、第１の補助還流用ダイオード１１及び
共振電流用ダイオード１６の接続点と図２６及び図２７
における主トランジスタ２及び直流電源１の接続点との
間に第２の共振用コンデンサ１４を接続したものであ
る。また、主トランジスタ２のターンオン時における主
還流用ダイオード３のリカバリ回復特性による直流電源
１の電圧Ｅ（図１５の回路の場合）又は出力電圧Ｅ
0（図１７の回路の場合）の短絡状態を回避するため、
主還流用ダイオード３と直列に限流用リアクトル２１が
接続されている。
はそれぞれ図１５及び図１７に示すように補助トランジ
スタ９を使用しない方式に変更が可能である。即ち、図
１５及び図１７に示す実施形態の回路は、それぞれ図２
６及び図２７における主トランジスタ２及び主還流用ダ
イオード３の接続点に第１の共振用コンデンサ８を接続
し、第１の共振用コンデンサ８及び主トランジスタ２の
接続点に第１の補助還流用ダイオード１１を接続し、第
１の共振用コンデンサ８と第１の補助還流用ダイオード
１１との間に第１の共振用リアクトル１０及び共振電流
用ダイオード１６を直列に接続し、第１の共振用コンデ
ンサ８及び第１の共振用リアクトル１０の接続点と図２
６及び図２７における主還流用ダイオード３及び出力コ
ンデンサ５の接続点との間に第２の補助還流用ダイオー
ド１２を接続し、第１の補助還流用ダイオード１１及び
共振電流用ダイオード１６の接続点と図２６及び図２７
における主トランジスタ２及び直流電源１の接続点との
間に第２の共振用コンデンサ１４を接続したものであ
る。また、主トランジスタ２のターンオン時における主
還流用ダイオード３のリカバリ回復特性による直流電源
１の電圧Ｅ（図１５の回路の場合）又は出力電圧Ｅ
0（図１７の回路の場合）の短絡状態を回避するため、
主還流用ダイオード３と直列に限流用リアクトル２１が
接続されている。
【００４７】図１５に示す実施形態の回路の動作は次の
通りである。図１６(Ａ)に示すようにｔ0以前において
主トランジスタ２がオン状態のときは、図１６(Ｂ)に示
すように主トランジスタ２及びリアクトル４を通して負
荷６へ電流Ｉが流れている。このとき、図１６(Ｅ)に示
すように第１の共振用コンデンサ８は図１５に示す極性
で直流電源１の電圧Ｅまで充電されている。図１６(Ａ)
に示すように、ｔ0において制御回路７から主トランジ
スタ２のベース端子に付与された主制御パルス信号電圧
ＶBが高レベルから低レベルになり、主トランジスタ２
がオン状態からオフ状態になると、図１６(Ｂ)に示すよ
うに主トランジスタ２に流れていた電流ＩTR、即ち負荷
６の電流Ｉが直ちに第１の共振用コンデンサ８及び第２
の共振用コンデンサ１４に流れる電流に切り替わる。こ
のとき、第１の共振用コンデンサ８が徐々に放電して行
き、図１６(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８
の両端の電圧ＶC1が直流電源１の電圧Ｅから直線的に降
下して行く。これに伴って、第２の共振用コンデンサ１
４が０Ｖから徐々に充電されて行き、図１６(Ｄ)に示す
ように第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が
０Ｖから直線的に上昇する。これにより、図１６(Ｃ)に
示すように主トランジスタ２の両端の電圧ＶTRが０Ｖか
ら直線的に上昇する。このため、主トランジスタ２のタ
ーンオフ時は電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ
電圧スイッチングとなる。
通りである。図１６(Ａ)に示すようにｔ0以前において
主トランジスタ２がオン状態のときは、図１６(Ｂ)に示
すように主トランジスタ２及びリアクトル４を通して負
荷６へ電流Ｉが流れている。このとき、図１６(Ｅ)に示
すように第１の共振用コンデンサ８は図１５に示す極性
で直流電源１の電圧Ｅまで充電されている。図１６(Ａ)
に示すように、ｔ0において制御回路７から主トランジ
スタ２のベース端子に付与された主制御パルス信号電圧
ＶBが高レベルから低レベルになり、主トランジスタ２
がオン状態からオフ状態になると、図１６(Ｂ)に示すよ
うに主トランジスタ２に流れていた電流ＩTR、即ち負荷
６の電流Ｉが直ちに第１の共振用コンデンサ８及び第２
の共振用コンデンサ１４に流れる電流に切り替わる。こ
のとき、第１の共振用コンデンサ８が徐々に放電して行
き、図１６(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８
の両端の電圧ＶC1が直流電源１の電圧Ｅから直線的に降
下して行く。これに伴って、第２の共振用コンデンサ１
４が０Ｖから徐々に充電されて行き、図１６(Ｄ)に示す
ように第２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が
０Ｖから直線的に上昇する。これにより、図１６(Ｃ)に
示すように主トランジスタ２の両端の電圧ＶTRが０Ｖか
ら直線的に上昇する。このため、主トランジスタ２のタ
ーンオフ時は電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ
電圧スイッチングとなる。
【００４８】図１６(Ｅ)及び(Ｄ)に示すように、ｔ1に
おいて第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端
の電圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び直流電源１の電圧
Ｅになると、主還流用ダイオード３が導通状態になり、
第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４に流れていた
電流が図１６(Ｆ)に示すように主還流用ダイオード３に
流れる電流ＩDに切り替わる。このときの主トランジス
タ２の両端の電圧ＶTRは図１６(Ｃ)に示すように直流電
源１の電圧Ｅに等しい。また、主トランジスタ２がオフ
状態のとき、負荷６の電流Ｉは主還流用ダイオード３か
らリアクトル４へ流れている。
おいて第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端
の電圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び直流電源１の電圧
Ｅになると、主還流用ダイオード３が導通状態になり、
第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４に流れていた
電流が図１６(Ｆ)に示すように主還流用ダイオード３に
流れる電流ＩDに切り替わる。このときの主トランジス
タ２の両端の電圧ＶTRは図１６(Ｃ)に示すように直流電
源１の電圧Ｅに等しい。また、主トランジスタ２がオフ
状態のとき、負荷６の電流Ｉは主還流用ダイオード３か
らリアクトル４へ流れている。
【００４９】図１６(Ａ)に示すように、ｔ2において制
御回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与され
た主制御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルに
なり、主トランジスタ２がオフ状態からオン状態になる
と、図１６(Ｃ)に示すように主トランジスタ２の両端の
電圧ＶTRが速やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、
第２の共振用コンデンサ１４が放電を開始し、第１及び
第２の共振用コンデンサ８、１４と第１の共振用リアク
トル１０とが共振して第２の共振用コンデンサ１４、主
トランジスタ２、第１の共振用コンデンサ８、第１の共
振用リアクトル１０及び共振電流用ダイオード１６の経
路で共振電流が流れる。このため、第１の共振用リアク
トル１０に流れる電流ＩLは図１６(Ｇ)に示すように正
弦波状に変化する。このとき、第１の共振用コンデンサ
８が余弦波状に充電されて行き、図１６(Ｅ)に示すよう
に第１の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖか
ら余弦波状に上昇して行く。これと共に、第２の共振用
コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図１６(Ｄ)に示すよ
うに電圧Ｅから余弦波状に降下して行く。これにより、
主トランジスタ２の電流ＩTRが図１６(Ｂ)に示すように
０から正弦波状に増加して行く。したがって、主トラン
ジスタ２のターンオン時において電圧波形と電流波形の
重なりが少ないゼロ電流スイッチングとなる。
御回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与され
た主制御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルに
なり、主トランジスタ２がオフ状態からオン状態になる
と、図１６(Ｃ)に示すように主トランジスタ２の両端の
電圧ＶTRが速やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、
第２の共振用コンデンサ１４が放電を開始し、第１及び
第２の共振用コンデンサ８、１４と第１の共振用リアク
トル１０とが共振して第２の共振用コンデンサ１４、主
トランジスタ２、第１の共振用コンデンサ８、第１の共
振用リアクトル１０及び共振電流用ダイオード１６の経
路で共振電流が流れる。このため、第１の共振用リアク
トル１０に流れる電流ＩLは図１６(Ｇ)に示すように正
弦波状に変化する。このとき、第１の共振用コンデンサ
８が余弦波状に充電されて行き、図１６(Ｅ)に示すよう
に第１の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖか
ら余弦波状に上昇して行く。これと共に、第２の共振用
コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図１６(Ｄ)に示すよ
うに電圧Ｅから余弦波状に降下して行く。これにより、
主トランジスタ２の電流ＩTRが図１６(Ｂ)に示すように
０から正弦波状に増加して行く。したがって、主トラン
ジスタ２のターンオン時において電圧波形と電流波形の
重なりが少ないゼロ電流スイッチングとなる。
【００５０】一方、主還流用ダイオード３に流れていた
電流ＩDは限流用リアクトル２１の自己誘導作用により
図１６(Ｆ)に示すように直線的に減少して行き、ｔ3に
おいて０になると負荷６の電流Ｉが主トランジスタ２に
流れる電流ＩTRに切り替わって行く。そして、ｔ4にお
いて第１の共振用リアクトル１０の電流ＩLが図１６(G)
に示すように０になると、第１及び第２の共振用コンデ
ンサ８、１４の両端の電圧ＶC1、ＶC2が図１６(Ｅ)及び
(Ｄ)に示すようにそれぞれ直流電源１の電圧Ｅ及び０Ｖ
となる。このとき、主トランジスタ２の電流ＩTRは図１
６(Ｂ)に示すように負荷６の電流Ｉに等しくなる。した
がって、ｔ4以降は直流電源１から主トランジスタ２及
びリアクトル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れる。
電流ＩDは限流用リアクトル２１の自己誘導作用により
図１６(Ｆ)に示すように直線的に減少して行き、ｔ3に
おいて０になると負荷６の電流Ｉが主トランジスタ２に
流れる電流ＩTRに切り替わって行く。そして、ｔ4にお
いて第１の共振用リアクトル１０の電流ＩLが図１６(G)
に示すように０になると、第１及び第２の共振用コンデ
ンサ８、１４の両端の電圧ＶC1、ＶC2が図１６(Ｅ)及び
(Ｄ)に示すようにそれぞれ直流電源１の電圧Ｅ及び０Ｖ
となる。このとき、主トランジスタ２の電流ＩTRは図１
６(Ｂ)に示すように負荷６の電流Ｉに等しくなる。した
がって、ｔ4以降は直流電源１から主トランジスタ２及
びリアクトル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れる。
【００５１】また、図１７に示す実施形態の回路の動作
は次の通りである。図１８(Ａ)に示すようにｔ0以前に
おいて主トランジスタ２がオン状態のときは、図１８
(Ｂ)に示すようにリアクトル４及び主トランジスタ２の
経路で電流Ｉ0が流れている。このとき、図１８(Ｅ)に
示すように第１の共振用コンデンサ８は図１３に示す極
性で負荷６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充電され
ている。図１８(Ａ)に示すように、ｔ0において制御回
路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された主
制御パルス信号電圧ＶBが高レベルから低レベルにな
り、主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になる
と、図１８(Ｂ)に示すように主トランジスタ２の電流Ｉ
TRが直ちに第２の共振用コンデンサ１４に流れる電流に
切り替わり、リアクトル４の電流Ｉ0が第１の共振用コ
ンデンサ８に流れる電流に切り替わる。このとき、第１
の共振用コンデンサ８が徐々に放電して行き、図１８
(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８の両端の電
圧ＶC1が直流電源１の電圧Ｅから直線的に降下して行
く。これに伴って、第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖ
から徐々に充電されて行き、図１８(Ｄ)に示すように第
２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が０Ｖから
直線的に上昇する。これにより、図１８(Ｃ)に示すよう
に主トランジスタ２の両端の電圧ＶTRが０Ｖから直線的
に上昇する。このため、主トランジスタ２のターンオフ
時は電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電圧スイ
ッチングとなる。
は次の通りである。図１８(Ａ)に示すようにｔ0以前に
おいて主トランジスタ２がオン状態のときは、図１８
(Ｂ)に示すようにリアクトル４及び主トランジスタ２の
経路で電流Ｉ0が流れている。このとき、図１８(Ｅ)に
示すように第１の共振用コンデンサ８は図１３に示す極
性で負荷６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充電され
ている。図１８(Ａ)に示すように、ｔ0において制御回
路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された主
制御パルス信号電圧ＶBが高レベルから低レベルにな
り、主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になる
と、図１８(Ｂ)に示すように主トランジスタ２の電流Ｉ
TRが直ちに第２の共振用コンデンサ１４に流れる電流に
切り替わり、リアクトル４の電流Ｉ0が第１の共振用コ
ンデンサ８に流れる電流に切り替わる。このとき、第１
の共振用コンデンサ８が徐々に放電して行き、図１８
(Ｅ)に示すように第１の共振用コンデンサ８の両端の電
圧ＶC1が直流電源１の電圧Ｅから直線的に降下して行
く。これに伴って、第２の共振用コンデンサ１４が０Ｖ
から徐々に充電されて行き、図１８(Ｄ)に示すように第
２の共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が０Ｖから
直線的に上昇する。これにより、図１８(Ｃ)に示すよう
に主トランジスタ２の両端の電圧ＶTRが０Ｖから直線的
に上昇する。このため、主トランジスタ２のターンオフ
時は電圧波形と電流波形の重なりが少ないゼロ電圧スイ
ッチングとなる。
【００５２】図１８(Ｅ)及び(Ｄ)に示すように、ｔ1に
おいて第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端
の電圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び出力電圧Ｅ0にな
ると、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１及
び第２の共振用コンデンサ８、１４に流れていた電流が
図１８(Ｆ)に示すように主還流用ダイオード３に流れる
電流ＩDに切り替わる。このときの主トランジスタ２の
両端の電圧ＶTRは図１８(Ｃ)に示すように出力電圧Ｅ0
に等しい。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、
リアクトル４の電流Ｉ0は主還流用ダイオード３を通し
て負荷６へ流れている。
おいて第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４の両端
の電圧ＶC1、ＶC2がそれぞれ０Ｖ及び出力電圧Ｅ0にな
ると、主還流用ダイオード３が導通状態になり、第１及
び第２の共振用コンデンサ８、１４に流れていた電流が
図１８(Ｆ)に示すように主還流用ダイオード３に流れる
電流ＩDに切り替わる。このときの主トランジスタ２の
両端の電圧ＶTRは図１８(Ｃ)に示すように出力電圧Ｅ0
に等しい。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、
リアクトル４の電流Ｉ0は主還流用ダイオード３を通し
て負荷６へ流れている。
【００５３】図１８(Ａ)に示すように、ｔ2において制
御回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与され
た主制御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルに
なり、主トランジスタ２がオフ状態からオン状態になる
と、図１８(Ｃ)に示すように主トランジスタ２の両端の
電圧ＶTRが速やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、
第２の共振用コンデンサ１４が放電を開始し、第１及び
第２の共振用コンデンサ８、１４と第１の共振用リアク
トル１０とが共振して第２の共振用コンデンサ１４、共
振電流用ダイオード１６、第１の共振用リアクトル１
０、第１の共振用コンデンサ８及び主トランジスタ２の
経路で共振電流が流れる。このため、第１の共振用リア
クトル１０に流れる電流ＩLは図１８(Ｇ)に示すように
正弦波状に変化する。このとき、第１の共振用コンデン
サ８が余弦波状に充電されて行き、図１８(Ｅ)に示すよ
うに第１の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖ
から余弦波状に上昇して行く。これと共に、第２の共振
用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図１８(Ｄ)に示す
ように電圧Ｅから余弦波状に降下して行く。これによ
り、主トランジスタ２の電流ＩTRが図１８(Ｂ)に示すよ
うに０から正弦波状に増加して行く。したがって、主ト
ランジスタ２のターンオン時において電圧波形と電流波
形の重なりが少ないゼロ電流スイッチングとなる。
御回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与され
た主制御パルス信号電圧ＶBが低レベルから高レベルに
なり、主トランジスタ２がオフ状態からオン状態になる
と、図１８(Ｃ)に示すように主トランジスタ２の両端の
電圧ＶTRが速やかに０Ｖまで降下する。これと同時に、
第２の共振用コンデンサ１４が放電を開始し、第１及び
第２の共振用コンデンサ８、１４と第１の共振用リアク
トル１０とが共振して第２の共振用コンデンサ１４、共
振電流用ダイオード１６、第１の共振用リアクトル１
０、第１の共振用コンデンサ８及び主トランジスタ２の
経路で共振電流が流れる。このため、第１の共振用リア
クトル１０に流れる電流ＩLは図１８(Ｇ)に示すように
正弦波状に変化する。このとき、第１の共振用コンデン
サ８が余弦波状に充電されて行き、図１８(Ｅ)に示すよ
うに第１の共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖ
から余弦波状に上昇して行く。これと共に、第２の共振
用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図１８(Ｄ)に示す
ように電圧Ｅから余弦波状に降下して行く。これによ
り、主トランジスタ２の電流ＩTRが図１８(Ｂ)に示すよ
うに０から正弦波状に増加して行く。したがって、主ト
ランジスタ２のターンオン時において電圧波形と電流波
形の重なりが少ないゼロ電流スイッチングとなる。
【００５４】一方、主還流用ダイオード３に流れていた
電流ＩDは限流用リアクトル２１の自己誘導作用により
図１８(Ｆ)に示すように直線的に減少して行き、ｔ3に
おいて０になるとリアクトル４の電流Ｉ0が主トランジ
スタ２に流れる電流ＩTRに切り替わって行く。そして、
ｔ4において第１の共振用リアクトル１０の電流ＩLが図
１８(Ｇ)に示すように０になると、第１及び第２の共振
用コンデンサ８、１４の両端の電圧ＶC1、ＶC2が図１８
(Ｅ)及び(Ｄ)に示すようにそれぞれ出力電圧Ｅ0及び０
Ｖとなる。このとき、主トランジスタ２の電流ＩTRは図
１８(Ｂ)に示すようにリアクトル４の電流Ｉ0に等しく
なる。したがって、ｔ4以降は直流電源１からリアクト
ル４及び主トランジスタ２の経路で電流Ｉ0が流れる。
電流ＩDは限流用リアクトル２１の自己誘導作用により
図１８(Ｆ)に示すように直線的に減少して行き、ｔ3に
おいて０になるとリアクトル４の電流Ｉ0が主トランジ
スタ２に流れる電流ＩTRに切り替わって行く。そして、
ｔ4において第１の共振用リアクトル１０の電流ＩLが図
１８(Ｇ)に示すように０になると、第１及び第２の共振
用コンデンサ８、１４の両端の電圧ＶC1、ＶC2が図１８
(Ｅ)及び(Ｄ)に示すようにそれぞれ出力電圧Ｅ0及び０
Ｖとなる。このとき、主トランジスタ２の電流ＩTRは図
１８(Ｂ)に示すようにリアクトル４の電流Ｉ0に等しく
なる。したがって、ｔ4以降は直流電源１からリアクト
ル４及び主トランジスタ２の経路で電流Ｉ0が流れる。
【００５５】上述の通り、図１５及び図１７に示す実施
形態では主トランジスタ２のターンオフ及びターンオン
時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングが達成さ
れるので、図１及び図３に示す実施形態と同様に主トラ
ンジスタ２のスイッチング損失を低減することができ
る。また、主トランジスタ２のターンオン及びターンオ
フ時に発生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流
も第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４と第１の共
振用リアクトル１０との共振作用により吸収されるの
で、図１及び図３に示す実施形態と同様に主トランジス
タ２のオン・オフ動作時におけるサージ電圧、サージ電
流及びノイズを低減できる。更に、図１５及び図１７に
示す実施形態では補助トランジスタ９を使用しないの
で、図１及び図３に示す実施形態に比較して回路構成を
簡略化できる利点がある。なお、図１５及び図１７に示
す実施形態の回路において主トランジスタ２のターンオ
ン時における主還流用ダイオード３のリカバリ回復特性
を無視できる場合には、図１９及び図２０に示すように
限流用リアクトル２１を省略することができる。また、
図１５及び図１７に示す実施形態の回路における限流用
リアクトル２１は、主トランジスタ２と直列又は直流電
源１（図１５の場合）或いは負荷６（図１７の場合）と
直列に接続しても作用及び効果は同じである。
形態では主トランジスタ２のターンオフ及びターンオン
時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングが達成さ
れるので、図１及び図３に示す実施形態と同様に主トラ
ンジスタ２のスイッチング損失を低減することができ
る。また、主トランジスタ２のターンオン及びターンオ
フ時に発生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流
も第１及び第２の共振用コンデンサ８、１４と第１の共
振用リアクトル１０との共振作用により吸収されるの
で、図１及び図３に示す実施形態と同様に主トランジス
タ２のオン・オフ動作時におけるサージ電圧、サージ電
流及びノイズを低減できる。更に、図１５及び図１７に
示す実施形態では補助トランジスタ９を使用しないの
で、図１及び図３に示す実施形態に比較して回路構成を
簡略化できる利点がある。なお、図１５及び図１７に示
す実施形態の回路において主トランジスタ２のターンオ
ン時における主還流用ダイオード３のリカバリ回復特性
を無視できる場合には、図１９及び図２０に示すように
限流用リアクトル２１を省略することができる。また、
図１５及び図１７に示す実施形態の回路における限流用
リアクトル２１は、主トランジスタ２と直列又は直流電
源１（図１５の場合）或いは負荷６（図１７の場合）と
直列に接続しても作用及び効果は同じである。
【００５６】また、図１５及び図１７に示す実施形態の
回路はそれぞれ図２１及び図２２に示すように先述の図
１１及び図１３の実施形態と同様の変更が可能である。
即ち、図２１及び図２２に示す実施形態の回路は、それ
ぞれ図１５及び図１７における主還流用ダイオード３及
び第１の共振用コンデンサ８の接続点と第１の補助還流
用ダイオード１１及び主トランジスタ２の接続点との間
に第３の補助還流用ダイオード２２及び第３の共振用コ
ンデンサ１７を直列接続し、第３の補助還流用ダイオー
ド２２及び第３の共振用コンデンサ１７の接続点と主還
流用ダイオード３及び出力コンデンサ５の接続点との間
に第４の補助還流用ダイオード２４を接続したものであ
る。図２１及び図２２に示す実施形態の回路では、図１
５及び図１７に示す限流用リアクトル２１が主トランジ
スタ２と直列に接続されている。図２１及び図２２に示
す回路では、主トランジスタ２のターンオフ及びターン
オン時における第２の共振用コンデンサ１４の充電時間
及び放電時間が図１５及び図１７に示す回路に比較して
長くなるので、主トランジスタ２のターンオフ及びター
ンオン時のゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングが図１５
及び図１７に示す実施形態の場合に比較してより確実に
なり、スイッチング損失を更に低減することができる。
回路はそれぞれ図２１及び図２２に示すように先述の図
１１及び図１３の実施形態と同様の変更が可能である。
即ち、図２１及び図２２に示す実施形態の回路は、それ
ぞれ図１５及び図１７における主還流用ダイオード３及
び第１の共振用コンデンサ８の接続点と第１の補助還流
用ダイオード１１及び主トランジスタ２の接続点との間
に第３の補助還流用ダイオード２２及び第３の共振用コ
ンデンサ１７を直列接続し、第３の補助還流用ダイオー
ド２２及び第３の共振用コンデンサ１７の接続点と主還
流用ダイオード３及び出力コンデンサ５の接続点との間
に第４の補助還流用ダイオード２４を接続したものであ
る。図２１及び図２２に示す実施形態の回路では、図１
５及び図１７に示す限流用リアクトル２１が主トランジ
スタ２と直列に接続されている。図２１及び図２２に示
す回路では、主トランジスタ２のターンオフ及びターン
オン時における第２の共振用コンデンサ１４の充電時間
及び放電時間が図１５及び図１７に示す回路に比較して
長くなるので、主トランジスタ２のターンオフ及びター
ンオン時のゼロ電圧及びゼロ電流スイッチングが図１５
及び図１７に示す実施形態の場合に比較してより確実に
なり、スイッチング損失を更に低減することができる。
【００５７】更に、本発明の実施態様は前記の実施形態
に限定されず、種々の変更が可能である。例えば、上記
の各実施形態では主スイッチング素子及び補助スイッチ
ング素子として接合型バイポーラトランジスタを使用し
た例を示したが、ＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界効果トランジス
タ）、ＳＣＲ（逆阻止３端子サイリスタ）等の他のスイ
ッチング素子を使用してもよい。特に、ＭＯＳ-ＦＥＴ
を使用する場合にはＭＯＳ-ＦＥＴと一体に形成された
内蔵ダイオードを使用できるので、図１、図３、図５〜
図１１及び図１３に示す実施形態における循環電流用ダ
イオード１３を省略することが可能である。また、主ス
イッチング素子及び補助スイッチング素子は同種の組合
せに限定されない。
に限定されず、種々の変更が可能である。例えば、上記
の各実施形態では主スイッチング素子及び補助スイッチ
ング素子として接合型バイポーラトランジスタを使用し
た例を示したが、ＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界効果トランジス
タ）、ＳＣＲ（逆阻止３端子サイリスタ）等の他のスイ
ッチング素子を使用してもよい。特に、ＭＯＳ-ＦＥＴ
を使用する場合にはＭＯＳ-ＦＥＴと一体に形成された
内蔵ダイオードを使用できるので、図１、図３、図５〜
図１１及び図１３に示す実施形態における循環電流用ダ
イオード１３を省略することが可能である。また、主ス
イッチング素子及び補助スイッチング素子は同種の組合
せに限定されない。
【００５８】ところで、上記の各実施形態における直流
電源１は、実際には図２３及び図２４に示すように単相
又は三相の商用交流電源２５、２６と、単相又は三相の
商用交流電源２５、２６の単相又は三相の交流電圧を直
流電圧に変換する整流回路としての単相又は三相の整流
ブリッジ回路２７、２８で構成される場合が多い（勿
論、直流電源１として乾電池やバッテリ等も使用可能で
あることは云うまでもない）。例えば図２３に示す実施
形態の回路は、図３、図６、図８、図１０又は図１３に
示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ若しくは図
１７、図２０又は図２２に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−Ｄ
ＣコンバータＢにおける直流電源１を単相商用交流電源
２５及び単相整流ブリッジ回路２７で構成し、昇圧チョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ若しくはＢ内のリアクト
ル４を単相整流ブリッジ回路２７の交流入力側に接続し
たものである。勿論、昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータＡ若しくはＢ内のリアクトル４の接続位置を変えず
に直流電源１を単相商用交流電源２５及び単相整流ブリ
ッジ回路２７で構成することも可能である。また、図２
４に示す実施形態の回路は、図３、図６、図８、図１０
又は図１３に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ａ若しくは図１７、図２０又は図２２に示す昇圧チョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータＢにおける直流電源１を三相
商用交流電源２６及び三相整流ブリッジ回路２８で構成
し、昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ若しくはＢ
内のリアクトル４の代わりに三相整流ブリッジ回路２８
の交流入力側の各相にリアクトル４a、４b、４cをそれ
ぞれ接続したものである。勿論、この場合も昇圧チョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ若しくはＢ内のリアクトル
４の接続位置を変えずに直流電源１を三相商用交流電源
２６及び三相整流ブリッジ回路２８で構成することが可
能である。なお、図１、図５、図７、図９、図１１、図
１５、図１９又は図２１に示す降圧チョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの場合についても、直流電源１を単相又は
三相の商用交流電源２５、２６及び単相又は三相の整流
ブリッジ回路２７、２８で構成することが可能である。
また、整流回路は図２３及び図２４に示す単相又は三相
の整流ブリッジ回路２７、２８に限定されず、必要に応
じて単相又は三相の半波整流回路、全波整流回路又は倍
電圧整流回路等の他の整流回路も使用可能である。
電源１は、実際には図２３及び図２４に示すように単相
又は三相の商用交流電源２５、２６と、単相又は三相の
商用交流電源２５、２６の単相又は三相の交流電圧を直
流電圧に変換する整流回路としての単相又は三相の整流
ブリッジ回路２７、２８で構成される場合が多い（勿
論、直流電源１として乾電池やバッテリ等も使用可能で
あることは云うまでもない）。例えば図２３に示す実施
形態の回路は、図３、図６、図８、図１０又は図１３に
示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ若しくは図
１７、図２０又は図２２に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−Ｄ
ＣコンバータＢにおける直流電源１を単相商用交流電源
２５及び単相整流ブリッジ回路２７で構成し、昇圧チョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ若しくはＢ内のリアクト
ル４を単相整流ブリッジ回路２７の交流入力側に接続し
たものである。勿論、昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータＡ若しくはＢ内のリアクトル４の接続位置を変えず
に直流電源１を単相商用交流電源２５及び単相整流ブリ
ッジ回路２７で構成することも可能である。また、図２
４に示す実施形態の回路は、図３、図６、図８、図１０
又は図１３に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ａ若しくは図１７、図２０又は図２２に示す昇圧チョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータＢにおける直流電源１を三相
商用交流電源２６及び三相整流ブリッジ回路２８で構成
し、昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ若しくはＢ
内のリアクトル４の代わりに三相整流ブリッジ回路２８
の交流入力側の各相にリアクトル４a、４b、４cをそれ
ぞれ接続したものである。勿論、この場合も昇圧チョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータＡ若しくはＢ内のリアクトル
４の接続位置を変えずに直流電源１を三相商用交流電源
２６及び三相整流ブリッジ回路２８で構成することが可
能である。なお、図１、図５、図７、図９、図１１、図
１５、図１９又は図２１に示す降圧チョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの場合についても、直流電源１を単相又は
三相の商用交流電源２５、２６及び単相又は三相の整流
ブリッジ回路２７、２８で構成することが可能である。
また、整流回路は図２３及び図２４に示す単相又は三相
の整流ブリッジ回路２７、２８に限定されず、必要に応
じて単相又は三相の半波整流回路、全波整流回路又は倍
電圧整流回路等の他の整流回路も使用可能である。
【００５９】また、図２５に示す実施形態の回路は、図
１７、図２０又は図２２に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−Ｄ
ＣコンバータＢにおける直流電源１を、三相商用交流電
源２６と、交流−直流変換用スイッチング素子としての
６個の交流−直流変換用トランジスタ２９〜３４及び各
トランジスタ２９〜３４の各々に並列接続された６個の
循環電流用ダイオード３５〜４０を有しかつ各トランジ
スタ２９〜３４をオン・オフ制御することにより三相商
用交流電源２６の三相交流電圧を直流電圧に変換する三
相交流−直流コンバータ回路４１で構成し、昇圧チョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータＢ内のリアクトル４の代わり
に三相交流−直流コンバータ回路４１の交流入力側の各
相にリアクトル４a、４b、４cを接続し、三相交流−直
流コンバータ回路４１の直流出力側の一対のライン間に
電源部共振用コンデンサ４２を接続したものである。な
お、６個の交流−直流変換用トランジスタ２９〜３４と
してＭＯＳ-ＦＥＴを使用した場合にはそれと一体に形
成された内蔵ダイオードを使用できるので、６個の循環
電流用ダイオード３５〜４０の接続を省略できる。ま
た、単相交流入力の場合には三相交流−直流コンバータ
回路４１の代わりに４個の交流−直流変換用トランジス
タ及びそれらに並列接続された４個の循環電流用ダイオ
ードを有する同様の構成の単相交流−直流コンバータ回
路を使用すればよいことは容易に理解できよう。
１７、図２０又は図２２に示す昇圧チョッパ型ＤＣ−Ｄ
ＣコンバータＢにおける直流電源１を、三相商用交流電
源２６と、交流−直流変換用スイッチング素子としての
６個の交流−直流変換用トランジスタ２９〜３４及び各
トランジスタ２９〜３４の各々に並列接続された６個の
循環電流用ダイオード３５〜４０を有しかつ各トランジ
スタ２９〜３４をオン・オフ制御することにより三相商
用交流電源２６の三相交流電圧を直流電圧に変換する三
相交流−直流コンバータ回路４１で構成し、昇圧チョッ
パ型ＤＣ−ＤＣコンバータＢ内のリアクトル４の代わり
に三相交流−直流コンバータ回路４１の交流入力側の各
相にリアクトル４a、４b、４cを接続し、三相交流−直
流コンバータ回路４１の直流出力側の一対のライン間に
電源部共振用コンデンサ４２を接続したものである。な
お、６個の交流−直流変換用トランジスタ２９〜３４と
してＭＯＳ-ＦＥＴを使用した場合にはそれと一体に形
成された内蔵ダイオードを使用できるので、６個の循環
電流用ダイオード３５〜４０の接続を省略できる。ま
た、単相交流入力の場合には三相交流−直流コンバータ
回路４１の代わりに４個の交流−直流変換用トランジス
タ及びそれらに並列接続された４個の循環電流用ダイオ
ードを有する同様の構成の単相交流−直流コンバータ回
路を使用すればよいことは容易に理解できよう。
【００６０】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング素子のゼ
ロ電圧又はゼロ電流スイッチングを容易に達成できるの
で、スイッチング素子の電圧波形と電流波形との重複部
分を少なくしてチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイ
ッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイ
ッチング損失を低減することができる。また、共振用リ
アクトルと共振用コンデンサとの共振作用により、チョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のスイ
ッチング動作時におけるサージ電圧、サージ電流及びノ
イズを低減することができる。また、第１の共振用コン
デンサの充電電圧が最大値に達しかつ第３の共振用コン
デンサの電圧が０Ｖになるまで放電したとき以降に補助
スイッチング素子をオン状態からオフ状態にするので、
補助スイッチング素子をオフ状態にする時刻を明確に設
定できる。更に、エネルギ帰還用整流素子を追加接続し
た場合は、第３の共振用コンデンサの充電電圧の最大値
が電源電圧（降圧コンバータの場合）又は出力電圧（昇
圧コンバータの場合）より高くなることを防止して、チ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失をより低減す
ることが可能である。また、逆充電防止用整流素子を第
３の共振用コンデンサ又は補助スイッチング素子と並列
に接続した場合は、第３の共振用コンデンサが逆極性で
充電されることを防止して、チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータの電力損失をより低減することが可能である。ま
た、補助スイッチング素子及び第１の共振用リアクトル
と直列に放電防止用整流素子を接続した場合は、補助ス
イッチング素子の寄生コンデンサの放電による電力損失
を削減して、チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損
失をより低減することが可能である。また、第３、第４
の補助還流用整流素子及び第４の共振用コンデンサを追
加接続した場合は、補助スイッチング素子のターンオフ
時における第３の共振用コンデンサの充電時間が長くな
り、補助スイッチング素子のターンオフ時のゼロ電圧ス
イッチングがより確実になるので、スイッチング損失を
更に低減してチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損
失をより低減することが可能である。また、補助スイッ
チング素子を使用しない方式においては、簡素な回路構
成でスイッチング素子のオン・オフ動作時のスイッチン
グ損失及びサージ電圧、サージ電流及びノイズを低減す
ることができるので、部品点数を削減して製造コストを
削減できると共にチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電
力損失をより低減することが可能である。
ロ電圧又はゼロ電流スイッチングを容易に達成できるの
で、スイッチング素子の電圧波形と電流波形との重複部
分を少なくしてチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイ
ッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイ
ッチング損失を低減することができる。また、共振用リ
アクトルと共振用コンデンサとの共振作用により、チョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のスイ
ッチング動作時におけるサージ電圧、サージ電流及びノ
イズを低減することができる。また、第１の共振用コン
デンサの充電電圧が最大値に達しかつ第３の共振用コン
デンサの電圧が０Ｖになるまで放電したとき以降に補助
スイッチング素子をオン状態からオフ状態にするので、
補助スイッチング素子をオフ状態にする時刻を明確に設
定できる。更に、エネルギ帰還用整流素子を追加接続し
た場合は、第３の共振用コンデンサの充電電圧の最大値
が電源電圧（降圧コンバータの場合）又は出力電圧（昇
圧コンバータの場合）より高くなることを防止して、チ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失をより低減す
ることが可能である。また、逆充電防止用整流素子を第
３の共振用コンデンサ又は補助スイッチング素子と並列
に接続した場合は、第３の共振用コンデンサが逆極性で
充電されることを防止して、チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータの電力損失をより低減することが可能である。ま
た、補助スイッチング素子及び第１の共振用リアクトル
と直列に放電防止用整流素子を接続した場合は、補助ス
イッチング素子の寄生コンデンサの放電による電力損失
を削減して、チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損
失をより低減することが可能である。また、第３、第４
の補助還流用整流素子及び第４の共振用コンデンサを追
加接続した場合は、補助スイッチング素子のターンオフ
時における第３の共振用コンデンサの充電時間が長くな
り、補助スイッチング素子のターンオフ時のゼロ電圧ス
イッチングがより確実になるので、スイッチング損失を
更に低減してチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損
失をより低減することが可能である。また、補助スイッ
チング素子を使用しない方式においては、簡素な回路構
成でスイッチング素子のオン・オフ動作時のスイッチン
グ損失及びサージ電圧、サージ電流及びノイズを低減す
ることができるので、部品点数を削減して製造コストを
削減できると共にチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの電
力損失をより低減することが可能である。
【図１】 本発明による降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータの一実施形態を示す電気回路図
バータの一実施形態を示す電気回路図
【図２】 図１の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図３】 本発明による昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコン
バータの一実施形態を示す電気回路図
バータの一実施形態を示す電気回路図
【図４】 図３の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図５】 図１の回路における第１の変更実施形態を示
す電気回路図
す電気回路図
【図６】 図３の回路における第１の変更実施形態を示
す電気回路図
す電気回路図
【図７】 図１の回路における第２の変更実施形態を示
す電気回路図
す電気回路図
【図８】 図３の回路における第２の変更実施形態を示
す電気回路図
す電気回路図
【図９】 図１の回路における第３の変更実施形態を示
す電気回路図
す電気回路図
【図１０】 図３の回路における第３の変更実施形態を
示す電気回路図
示す電気回路図
【図１１】 図１の回路における第４の変更実施形態を
示す電気回路図
示す電気回路図
【図１２】 図１１の回路の各部の電圧を示す波形図
【図１３】 図３の回路における第４の変更実施形態を
示す電気回路図
示す電気回路図
【図１４】 図１３の回路の各部の電圧を示す波形図
【図１５】 図１の回路における第５の変更実施形態を
示す電気回路図
示す電気回路図
【図１６】 図１５の回路の各部の電圧及び電流を示す
波形図
波形図
【図１７】 図３の回路における第５の変更実施形態を
示す電気回路図
示す電気回路図
【図１８】 図１７の回路の各部の電圧及び電流を示す
波形図
波形図
【図１９】 図１５の第１の変更実施形態を示す電気回
路図
路図
【図２０】 図１７の第１の変更実施形態を示す電気回
路図
路図
【図２１】 図１５の第２の変更実施形態を示す電気回
路図
路図
【図２２】 図１７の第２の変更実施形態を示す電気回
路図
路図
【図２３】 本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を単相整流ブリッジ回路に接続した実施形態を示す電気
回路図
を単相整流ブリッジ回路に接続した実施形態を示す電気
回路図
【図２４】 本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を三相整流ブリッジ回路に接続した実施形態を示す電気
回路図
を三相整流ブリッジ回路に接続した実施形態を示す電気
回路図
【図２５】 本発明のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を三相交流−直流コンバータ回路に接続した実施形態を
示す電気回路図
を三相交流−直流コンバータ回路に接続した実施形態を
示す電気回路図
【図２６】 従来の降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タを示す電気回路図
タを示す電気回路図
【図２７】 従来の昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タを示す電気回路図
タを示す電気回路図
【図２８】 図２６及び図２７の回路のスイッチング電
圧波形とスイッチング電流波形との重複部分を示す波形
図
圧波形とスイッチング電流波形との重複部分を示す波形
図
１．．．直流電源、２．．．主トランジスタ（主スイッ
チング素子）、３．．．主還流用ダイオード（主還流用
整流素子）、４．．．リアクトル、５．．．出力コンデ
ンサ、６．．．負荷、７．．．制御回路、８，１４，１
７，２３．．．第１〜第４の共振用コンデンサ、
９．．．補助トランジスタ（補助スイッチング素子）、
１０，１５．．．第１，第２の共振用リアクトル、１
１，１２，２２，２４．．．第１〜第４の補助還流用ダ
イオード（第１〜第４の補助還流用整流素子）、１３，
３５〜４０．．．循環電流用ダイオード（循環電流用整
流素子）、１６．．．共振電流用ダイオード（共振電流
用整流素子）、１８．．．エネルギ帰還用ダイオード
（エネルギ帰還用整流素子）、１９．．．逆充電防止用
ダイオード（逆充電防止用整流素子）、２０．．．放電
防止用ダイオード（放電防止用整流素子）、２１．．．
限流用リアクトル、２５．．．単相商用交流電源（交流
電源）、２６．．．三相商用交流電源（交流電源）、２
７．．．単相整流ブリッジ回路（整流回路）、２
８．．．三相整流ブリッジ回路（整流回路）、２９〜３
４．．．交流−直流変換用トランジスタ（交流−直流変
換用スイッチング素子）、４１．．．三相交流−直流コ
ンバータ回路（交流−直流コンバータ回路）、４
２．．．電源部共振用コンデンサ、Ａ，Ｂ．．．昇圧チ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
チング素子）、３．．．主還流用ダイオード（主還流用
整流素子）、４．．．リアクトル、５．．．出力コンデ
ンサ、６．．．負荷、７．．．制御回路、８，１４，１
７，２３．．．第１〜第４の共振用コンデンサ、
９．．．補助トランジスタ（補助スイッチング素子）、
１０，１５．．．第１，第２の共振用リアクトル、１
１，１２，２２，２４．．．第１〜第４の補助還流用ダ
イオード（第１〜第４の補助還流用整流素子）、１３，
３５〜４０．．．循環電流用ダイオード（循環電流用整
流素子）、１６．．．共振電流用ダイオード（共振電流
用整流素子）、１８．．．エネルギ帰還用ダイオード
（エネルギ帰還用整流素子）、１９．．．逆充電防止用
ダイオード（逆充電防止用整流素子）、２０．．．放電
防止用ダイオード（放電防止用整流素子）、２１．．．
限流用リアクトル、２５．．．単相商用交流電源（交流
電源）、２６．．．三相商用交流電源（交流電源）、２
７．．．単相整流ブリッジ回路（整流回路）、２
８．．．三相整流ブリッジ回路（整流回路）、２９〜３
４．．．交流−直流変換用トランジスタ（交流−直流変
換用スイッチング素子）、４１．．．三相交流−直流コ
ンバータ回路（交流−直流コンバータ回路）、４
２．．．電源部共振用コンデンサ、Ａ，Ｂ．．．昇圧チ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
Claims (20)
- 【請求項１】 直流電源と負荷との間に主スイッチング
素子及びリアクトル及び主還流用整流素子がＴ形に接続
され、前記負荷と並列に出力コンデンサが接続され、該
出力コンデンサの一端に前記主還流用整流素子の一端が
接続され、 前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り、前記直流電源の電圧とは異なる電圧の直流出力を前
記負荷に供給するチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、 前記主スイッチング素子と並列に補助スイッチング素子
及び第１の共振用リアクトルの直列回路が接続され、該
直列回路の接続点に第１の補助還流用整流素子が接続さ
れ、前記第１の共振用リアクトル及び前記主スイッチン
グ素子の接続点に第１の共振用コンデンサが接続され、
該第１の共振用コンデンサと前記第１の補助還流用整流
素子との間に第２の共振用リアクトル及び共振電流用整
流素子が直列に接続され、前記第１の共振用コンデンサ
及び前記第２の共振用リアクトルの接続点と前記主還流
用整流素子及び前記出力コンデンサの接続点との間に第
２の補助還流用整流素子が接続され、前記主スイッチン
グ素子と一体に形成された整流素子又は独立の整流素子
から成る循環電流用整流素子が前記主スイッチング素子
と並列に接続され、前記循環電流用整流素子と並列に第
２の共振用コンデンサが接続され、前記第１の補助還流
用整流素子及び前記共振電流用整流素子の接続点と前記
主スイッチング素子及び前記補助スイッチング素子の接
続点との間に第３の共振用コンデンサが接続され、 前記主スイッチング素子をオフ状態からオン状態にする
前に、前記補助スイッチング素子をオフ状態からオン状
態にし、 前記補助スイッチング素子のオン期間中に、前記第１の
共振用コンデンサの充電電圧が最大値に達しかつ前記第
３の共振用コンデンサの電圧が０Ｖになるまで放電した
とき以降に前記補助スイッチング素子をオン状態からオ
フ状態にすることを特徴とするチョッパ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ。 - 【請求項２】 前記第１の共振用リアクトル及び前記第
１の補助還流用整流素子の接続点と前記主還流用整流素
子及び前記出力コンデンサの接続点との間にエネルギ帰
還用整流素子を接続した「請求項１」に記載のチョッパ
型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記第３の共振用コンデンサ及び前記第
１の補助還流用整流素子の接続点と前記主還流用整流素
子及び前記出力コンデンサの接続点との間にエネルギ帰
還用整流素子を接続した「請求項１」に記載のチョッパ
型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記第２の共振用リアクトル及び前記共
振電流用整流素子の接続点と前記主還流用整流素子及び
前記出力コンデンサの接続点との間にエネルギ帰還用整
流素子を接続した「請求項１」に記載のチョッパ型ＤＣ
−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 前記第３の共振用コンデンサと並列に逆
充電防止用整流素子を接続した「請求項１」に記載のチ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】 前記補助スイッチング素子と並列に逆充
電防止用整流素子を接続した「請求項１」に記載のチョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項７】 前記補助スイッチング素子及び前記第１
の共振用リアクトルと直列に放電防止用整流素子を接続
した「請求項１」に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。 - 【請求項８】 前記第１の共振用リアクトル及び前記第
１の共振用コンデンサの接続点と前記第１の補助還流用
整流素子及び前記第１の共振用リアクトルの接続点との
間に第３の補助還流用整流素子及び第４の共振用コンデ
ンサを直列接続し、前記第３の補助還流用整流素子及び
前記第４の共振用コンデンサの接続点と前記主還流用整
流素子及び前記出力コンデンサの接続点との間に第４の
補助還流用整流素子を接続した「請求項１」に記載のチ
ョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項９】 前記主スイッチング素子の一方の主端子
が前記直流電源の一端に接続され、前記主還流用整流素
子が前記主スイッチング素子の他方の主端子と前記直流
電源の他端との間に接続され、前記リアクトルが前記主
スイッチング素子及び前記主還流用整流素子の接続点と
前記負荷との間に接続され、 前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り、前記直流電源の電圧よりも低い電圧の直流出力が前
記負荷に供給される「請求項１」〜「請求項８」のいず
れかに記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１０】 前記直流電源は、交流電源と、該交流
電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とから構
成される「請求項９」に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ。 - 【請求項１１】 前記リアクトルが前記直流電源の一方
のラインに接続され、前記主スイッチング素子の一方の
主端子が少なくとも前記リアクトルを介して接続され、
前記主スイッチング素子の他方の主端子が前記直流電源
の他方のラインに接続され、前記主還流用整流素子が前
記主スイッチング素子の一方の主端子と前記負荷との間
に接続され、 前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り、前記直流電源の電圧よりも高い電圧の直流出力が前
記負荷に供給される「請求項１」〜「請求項８」のいず
れかに記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１２】 前記直流電源は、交流電源と、該交流
電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とから構
成され、前記整流回路の交流入力側又は直流出力側に前
記リアクトルが接続される「請求項１１」に記載のチョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１３】 直流電源と負荷との間に主スイッチン
グ素子及びリアクトル及び主還流用整流素子がＴ形に接
続され、前記負荷と並列に出力コンデンサが接続され、
該出力コンデンサの一端に前記主還流用整流素子の一端
が接続され、 前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り、前記直流電源の電圧とは異なる電圧の直流出力を前
記負荷に供給するチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、 前記主スイッチング素子及び前記主還流用整流素子の接
続点に第１の共振用コンデンサが接続され、該第１の共
振用コンデンサ及び前記主スイッチング素子の接続点に
第１の補助還流用整流素子が接続され、前記第１の共振
用コンデンサと前記第１の補助還流用整流素子との間に
共振用リアクトル及び共振電流用整流素子が直列に接続
され、前記第１の共振用コンデンサ及び前記共振用リア
クトルの接続点と前記主還流用整流素子及び前記出力コ
ンデンサの接続点との間に第２の補助還流用整流素子が
接続され、前記第１の補助還流用整流素子及び前記共振
電流用整流素子の接続点と前記主スイッチング素子及び
前記直流電源の接続点との間に第２の共振用コンデンサ
が接続され、 前記主スイッチング素子がオフ状態となったときに前記
第１の共振用コンデンサが放電されると共に前記第２の
共振用コンデンサが徐々に充電されて行き、前記主スイ
ッチング素子がオン状態となったときに前記第２の共振
用コンデンサが放電されると共に前記第１及び第２の共
振用コンデンサと前記共振用リアクトルとが共振して前
記主スイッチング素子に共振電流が流れることを特徴と
するチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１４】 前記主還流用整流素子又は前記主スイ
ッチング素子と直列に限流用リアクトルを接続した「請
求項１３」に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１５】 前記主還流用整流素子及び前記第１の
共振用コンデンサの接続点と前記第１の補助還流用整流
素子及び前記主スイッチング素子の接続点との間に第３
の補助還流用整流素子及び第３の共振用コンデンサを直
列接続し、前記第３の補助還流用整流素子及び前記第３
の共振用コンデンサの接続点と前記主還流用整流素子及
び前記出力コンデンサの接続点との間に第４の補助還流
用整流素子を接続した「請求項１３」又は「請求項１
４」に記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１６】 前記主スイッチング素子の一方の主端
子が前記直流電源の一端に接続され、前記主還流用整流
素子が前記主スイッチング素子の他方の主端子と前記直
流電源の他端との間に接続され、前記リアクトルが前記
主スイッチング素子及び前記主還流用整流素子の接続点
と前記負荷との間に接続され、 前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り、前記直流電源の電圧よりも低い電圧の直流出力が前
記負荷に供給される「請求項１３」〜「請求項１５」の
いずれかに記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１７】 前記直流電源は、交流電源と、前記交
流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とから
構成される「請求項１６」に記載のチョッパ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項１８】 前記リアクトルが前記直流電源の一方
のラインに接続され、前記主スイッチング素子の一方の
主端子が少なくとも前記リアクトルを介して接続され、
前記主スイッチング素子の他方の主端子が前記直流電源
の他方のラインに接続され、前記主還流用整流素子が前
記主スイッチング素子の一方の主端子と前記負荷との間
に接続され、 前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り、前記直流電源の電圧よりも高い電圧の直流出力が前
記負荷に供給される「請求項１３」〜「請求項１５」の
いずれかに記載のチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１９】 前記直流電源は、交流電源と、該交流
電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とから構
成され、前記整流回路の交流入力側又は直流出力側に前
記リアクトルが接続される「請求項１８」に記載のチョ
ッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２０】 前記直流電源は、交流電源と、交流−
直流変換用スイッチング素子及び該交流−直流変換用ス
イッチング素子と一体に形成された整流素子又は独立に
並列接続された整流素子から成る循環電流用整流素子を
有しかつ前記交流−直流変換用スイッチング素子をオン
・オフ制御することにより前記交流電源の交流電圧を直
流電圧に変換する交流−直流コンバータ回路とから構成
され、前記交流−直流コンバータ回路の交流入力側に前
記リアクトルが接続され、前記交流−直流コンバータ回
路の直流出力側の一対のライン間に電源部共振用コンデ
ンサが接続された「請求項１８」に記載のチョッパ型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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1995
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